EP0795808B1 - Geregelte Versorgungsspannungsquelle - Google Patents

Geregelte Versorgungsspannungsquelle Download PDF

Info

Publication number
EP0795808B1
EP0795808B1 EP97200692A EP97200692A EP0795808B1 EP 0795808 B1 EP0795808 B1 EP 0795808B1 EP 97200692 A EP97200692 A EP 97200692A EP 97200692 A EP97200692 A EP 97200692A EP 0795808 B1 EP0795808 B1 EP 0795808B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
emitter
value input
input
transistor
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP97200692A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0795808A1 (de
Inventor
Ralf C/O Philips Patentverwaltung Gmbh Beier
Axel c/o Philips Patentverwaltung GmbH Näthe
Michael C/O Philips Patentverwaltung Gmbh Ramm
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Philips Intellectual Property and Standards GmbH
Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Philips Patentverwaltung GmbH
Koninklijke Philips Electronics NV
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Philips Corporate Intellectual Property GmbH, Philips Patentverwaltung GmbH, Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Philips Corporate Intellectual Property GmbH
Publication of EP0795808A1 publication Critical patent/EP0795808A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0795808B1 publication Critical patent/EP0795808B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/26—Current mirrors
    • G05F3/265—Current mirrors using bipolar transistors only

Definitions

  • the invention relates to a regulated supply voltage source containing a parallel controller with a controllable semiconductor component, the Load path between output connections of the supply voltage source is arranged and its control input with an output of a control device is connected, the control device having a reference input for feeding a reference voltage.
  • DE-OS 42 31 571 is an integrable shunt controller with a controllable Known semiconductor device, the load path between the poles of a supply voltage source is switched and its control input with the output is connected to a control device and to a reference voltage source the reference input of the control device is connected.
  • the stability this regulator especially when connected to a supply voltage source with complex internal resistance should be increased in that a transistor is operated in the control device at the saturation limit.
  • a voltage regulator which is a series regulator which is operated by a parallel controller.
  • the series controller includes a parallel arrangement of four bipolar PNP transistors, each with a double Collector connection. All emitter connections of these transistors are with the positive pole connected to a supply voltage source, all basic connections and one Collector connection of one of the transistors are connected to one another Collector connection of a control transistor connected, and all others Collector connections are with an output connection of the voltage regulator Delivery of a regulated current connected. Between this output connection of the parallel regulator and the negative pole of the supply voltage source is the Parallel controller inserted. This has an output transistor, the emitter with the negative pole of the supply voltage source and its collector via one Current measuring transistor of the parallel regulator with the output terminal of the Voltage regulator is connected.
  • the parallel controller has an error measuring amplifier consisting of two emitter-coupled NPN transistors whose emitters are connected via a resistor the negative pole of the supply voltage source and its collectors via one Current mirrors are connected to the output terminal of the voltage regulator. From one of the collector connections of the error measuring amplifier is connected via a Transistor stage controlled by the parallel regulator output transistor. Via a transistor and resistor network will have a defined reference voltage of 18 mV for the Error measuring amplifier generated.
  • the invention has the task of a regulated supply voltage source type mentioned above to create a parallel controller to regulate high supply voltages is set up and when switched on, i.e. of the Commissioning or the activation of the control device, only a very needs a short period of time to reach its linear working range.
  • control device a from a current bank with at least one constant current source fed control amplifier the voltage between the output connections at an actual value input the supply voltage source and at a setpoint input Reference voltage is supplied from the reference input of the control device that an output of the control amplifier forms the output of the control device and that the control device comprises a bias current stage which, depending on the Difference of the voltages at the actual value input and at the setpoint input of the control amplifier this feeds a bias current that is at least partially via the output the control device is fed to the control input of the semiconductor component.
  • the power bank represents a circuit arrangement, of which usually several direct currents can be emitted, which stabilize each other simultaneously are and are therefore preferably in a constant relationship to each other.
  • a power bank at least one Constant current source comprises, all constant current sources of the power bank be stabilized together.
  • An advantageous embodiment of such Strombank is in shape with semiconductor devices, especially transistors a current mirror with an input and preferably a plurality of outputs. Due to the fixed proportionality between those at the outputs Delivered, fixed set direct currents can also more extensive circuit arrangements, that require multiple DC sources, precisely fed become.
  • the invention enables a significantly accelerated settling of the regulated Supply voltage source during commissioning by the of the Pre-current stage supplied pre-current reached by the reloading processes at Settling can be accelerated significantly.
  • the supply voltage source according to the invention is ready for use in a very short time after switching on.
  • the bias current stage preferably supplies the bias current when the voltage at Actual value input that at the setpoint input by a predetermined difference exceeds.
  • the parallel regulator that covered the load range of the one it had Semiconductor component between the output terminals of the supply voltage source is arranged, causes at these output connections in operation a supply voltage that is lower than the voltage between the Output connections of the supply voltage source, if one Power is supplied to these output connections, the parallel regulator itself but is not in operation. Therefore, for the operation of the parallel controller Voltage at the setpoint input of the control amplifier (setpoint) less than that Voltage at the actual value input (actual value), which changes when the Parallel controller results. The voltage at the actual value input is therefore used during commissioning initially be greater than the voltage at the setpoint input.
  • the regulated supply voltage source is the pre-current stage from one of the constant current sources of the power bank fed.
  • a defined bias current can be set, which leads to leads to increased stability with respect to the tendency of the control device to oscillate.
  • the bias current always flows when the voltage at Actual value input that at the setpoint input by the specified difference exceeds, if the bias current is therefore always inactive Parallel regulator flows, the current bank is also supplied with the bias current, if the remaining parts of the control device, in particular the control amplifier, are ineffective and therefore do not take any electricity from the power bank.
  • the supply voltage source according to the invention is advantageously designed such that that the control amplifier is an emitter coupled from at least one of the constant current sources the current bank has a pair of transistors fed, one of which is controlled by the actual value input and its other by the setpoint input, and a current combining stage, through which the sum of the transistors led currents is fed to the output of the control device.
  • each of the transistors of the emitter-coupled Pair an emitter follower stage fed by one of the constant current sources of the current bank, via which the actual value input and the setpoint input with those of them controlled transistors of the emitter-coupled pair are connected, and includes furthermore the bias current stage a diode arrangement which in the flow direction of the Constant current source of the emitter follower stage connected to the actual value input the emitter of that of the transistors of the emitter-coupled pair is guided, which is controlled by the setpoint input.
  • This configuration makes a very receive simple and reliable pre-current stage at which the specified Difference between the voltages at the actual value input and the setpoint input, if it is exceeded, the bias current flows through one or more Diode flux voltages is determined.
  • the figure shows an embodiment of the regulated supply voltage source according to the invention.
  • This includes a parallel controller that is controllable Has semiconductor component, which as a Darlington circuit made of two npn transistors 1, 2 is constructed.
  • a resistor 3 connects the emitters of the transistors 1 and 2 of the Darlington circuit. This is with your load distance between a first output terminal 4 and a second output terminal 5 are arranged.
  • the output connections 4, 5 the by the Tapped supply voltage to be stabilized in parallel.
  • From the first Output terminal 4 is a capacitor 6 from the second output terminal 5 RC element 7 led to ground 8.
  • the first output terminal 4 is over the load path of a first current source transistor 9 connected to a common supply voltage line 10.
  • the Supply voltage line 10 can be with a battery or a power supply or the like to be connected for supplying electrical energy.
  • the one on the supply voltage line 10 applied voltage need not be stabilized.
  • the supply voltage source has a control device a control amplifier.
  • This control amplifier comprises an emitter-coupled one Pair of pnp transistors 11, 12, the coupling of the emitters via a Resistor 13 takes place.
  • the emitters of the pnp transistors 11 and 12 are via one second or a third current source transistor 14 or 15 with the supply voltage line 10 connected.
  • the current source transistors 14, 15 are components a current bank, which also has a fourth and a fifth current source transistor 16 and 17 and a control transistor 18 includes. All current source transistors 14 to 17 and the control transistor 18 are as pnp transistors formed, whose emitter with the supply voltage line 10 and their bases are interconnected.
  • the interconnected bases are with the collector of the control transistor 18 and with a connection of a resistor 19 connected, which is also part of the electricity bank and with his second terminal is connected to ground 8.
  • Current source transistors 14 to 17 can be connected to the current bank Current source transistors 20, 21 include those in another, through a Dashed line symbolized circuitry 22 for the delivery of Constant currents serve in a fixed correlation to those of the current source transistors 14 to 17 delivered direct currents.
  • the first current source transistor 9 is not from the current bank 14 to 21, but has its own control transistor 23 and its own resistor 24 connected to ground 8.
  • the control transistor 23 by connecting its base and its collector as Diode connected, the bases of the first current source transistor 9 and the control transistor 23 are connected together, and the series connection between the formed as a pnp type, connected as a diode control transistor 23 and the Resistor 24 connects the supply voltage line 10 to ground 8.
  • the control transistor 23 can be modified from the illustrated exemplary embodiment and the resistor 24 saved and the base of the first current source transistor 9 be connected to the base of the control transistor 18, so that the first Current source transistor 9 is part of the current bank.
  • the control amplifier is emitter-coupled at the base of the first pnp transistor 11 Pair of a reference input 25, which in the present embodiment is identical to the setpoint input, a reference voltage for the setting of the actual value of the voltage at the first output terminal 4 is supplied.
  • the reference input 25 is connected to the base via an input resistor 26 a pnp transistor 27 forming a first emitter follower stage, the Emitter with the base of the first pnp transistor 11 of the emitter-coupled pair of the control amplifier and the collector of the fourth current source transistor 16 Electricity bank is connected.
  • the first emitter follower stage 27 of the fourth current source transistor 16 which is one of the constant current sources of the current bank forms, fed.
  • the collector of the pnp transistor forming the first emitter follower stage 27 is connected to ground 8.
  • a pnp transistor 28 forms one second emitter follower stage.
  • the transistor 28 forming the second emitter follower stage is with its emitter to the collector of the fifth current source transistor 17 and the base of the second pnp transistor 12 of the emitter-coupled pair of the control amplifier connected.
  • the collector of transistor 28 is also included Ground 8 connected.
  • the base of transistor 28 is via an associated one Input resistor 29 connected to the first output terminal 4.
  • the second emitter follower stage 28 is also fed from the power bank; it (and the input resistor 29) the actual value of the voltage on Output terminal 4 to the second transistor 12 of the emitter-coupled pair headed.
  • the control amplifier also contains a current combination stage, through which the currents supplied by the transistors 11, 12 of the emitter-coupled pair an output current can be linked, which is the base of the NPN transistor 1 Darlington circuit, i.e. the control input of the semiconductor device Parallel regulator, is supplied.
  • This current combination stage includes one Current mirror made of two npn transistors 31, 32, their bases with each other and their Emitters are connected to ground 8.
  • the collector of the first NPN transistor 31 of the current mirror is coupled to the collector of the second pnp transistor 12 of the emitter Pair of the control amplifier connected. Through a connection between the base and the collector is the first NPN transistor 31 of the current mirror as whose input is switched.
  • the collector of the second npn transistor 32 of the Current mirror forms its output and is with the collector of the first pnp transistor 11 of the emitter-coupled pair connected.
  • an output resistor 33 is also connected via which the current combination stage connected to the base of transistor 1 in the manner mentioned is.
  • the parallel controller of the circuit arrangement shown can by a switching transistor 34 switched off, i.e. be brought into an ineffective state, in which the semiconductor device from the transistors 1, 2 regardless of the Voltage at actual value input 30 remains blocked.
  • the switching transistor 34 becomes a switching voltage via a switching input 35 fed.
  • the switching input 35 is connected to the base of the switching transistor 34.
  • the switching voltage converts the switching transistor 34 into its conductive one Status.
  • the current in the output resistor 33 immediately follows Ground 8 derived, the Darlington circuit remains locked.
  • About the first Current source transistor 9 then turns on the first output terminal 4 Voltage applied to the supply voltage line 10.
  • the Supply of the switching voltage at switching input 35 interrupted or there one low switching voltage applied (i.e. switching input 35 connected to ground 8), blocks the switching transistor 34, and the parallel regulator is according to the figure effective.
  • the capacitor 36 there is also between the actual value input 30 and the connection between the output resistor 33, the base of the transistor 1 and the collector of the switching transistor 34, a capacitor 36 inserted, the one Stabilization of the collector-base voltage of transistor 1 of the Darlington circuit causes.
  • the capacitor 36 generates positive feedback of the Actual value input 30 when switching the parallel regulator through switching transistor 34, whereby the switching operations in the effective or ineffective state of the Parallel controller should be accelerated.
  • the dimensioning of the Capacitor 36 in particular with an integrated structure of the parallel regulator a semiconductor body set a narrow limit, and the each time the Switching voltage at switching input 35 following charge of capacitor 36 the current source transistors of the current bank - and also the first current source transistor 9 - takes due to the specified currents of these current source transistors a disproportionate amount of time.
  • the pre-current stage 37 consists of a diode-connected circuit npn transistor, whose collector (and base) with the collector of the fifth current source transistor 17 and its emitter with the emitter of the first pnp transistor 11 of the emitter-coupled pair is connected.
  • the pre-current stage 37 forms thus a diode arrangement which flows in the direction of flow from the constant current source 17th the emitter follower stage 28 connected to the actual value input 30 to the emitter of the transistor 11 controlled by the setpoint input 25 of the emitter-coupled Couple is led.
  • the bias current stage 37 becomes conductive when the collector of the fifth current source transistor 17 a double the base-emitter forward voltage of a transistor carries higher voltage than the collector of the fourth current source transistor 16, or in other words: the voltage at the base of the from the actual value input 30 controlled transistor 12 is twice the forward voltage higher than the voltage at the base of the transistor controlled by setpoint input 25 11. Since the emitter follower stages 27, 28 of the associated current source transistors 16, 17 still fed with direct currents the voltage difference described is also between the actual value input 30 and the setpoint input 25. If this is exceeded by the Interpretation of the pre-current stage 37 predeterminable difference - it can be connected in series several transistors connected as diodes can be varied - begins the bias current to flow through the bias current stage 37.
  • the switching transistor 34 In the inactive state of the parallel regulator, in which the switching transistor 34 is conductive is the bias current from the bias current stage 37 via the first pnp transistor 11, the output resistor 33 and the switching transistor 34 derived to ground 8. He thus has on the one hand no influence on the control of the Darlington circuit 1, 2; on the other hand, there is also the pnp transistor 27 of the first emitter follower stage is still conductive, a fixed coupling between the voltages at the collector of the fifth current source transistor 17 on the one hand and at the reference input (setpoint input) 25 on the other hand. The voltage at the collector of the fifth current source transistor 17 is clamped to a value which is three times the The forward voltage of the transistors is higher than the reference voltage at the reference input 25.
  • the parallel regulator is functional to the extent that of the other current source transistors 20, 21 emitted direct currents by switching the parallel regulator not be influenced.
  • the bias current stage 37 acts in the same way via the Base-emitter path of the second pnp transistor 12 also saturation of the third current source transistor 15 counter, whose collector in a corresponding Is clamped to a value that is a maximum of four times the flow voltage of the transistors is higher than the reference voltage.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Continuous-Control Power Sources That Use Transistors (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine geregelte Versorgungsspannungsquelle, enthaltend einen Parallelregler mit einem steuerbaren Halbleiterbauelement, dessen Laststrecke zwischen Ausgangsanschlüssen der Versorgungsspannungsquelle angeordnet ist und dessen Steuereingang mit einem Ausgang einer Steuereinrichtung verbunden ist, wobei die Steuereinrichtung einen Referenzeingang zum Zuführen einer Referenzspannung aufweist.
Aus der DE-OS 42 31 571 ist ein integrierbarer Shunt-Regler mit einem steuerbaren Halbleiterbauelement bekannt, dessen Laststrecke zwischen die Pole einer Versorgungsspannungsquelle geschaltet ist und dessen Steuereingang mit dem Ausgang einer Steuereinrichtung verbunden ist, und mit einer Referenzspannungsquelle, an die der Referenzeingang der Steuereinrichtung angeschlossen ist. Die Stabilität dieses Reglers insbesondere bei einer Verbindung mit einer Versorgungsspannungsquelle mit komplexem Innenwiderstand soll dadurch erhöht werden, daß ein Transistor in der Steuereinrichtung an der Sättigungsgrenze betrieben wird.
Aus der US-A-4 743 833 ist ein Spannungsregler bekannt, der einen Serienregler aufweist, welcher durch einen Parallelregler betrieben wird. Der Serienregler umfaßt eine Parallelanordnung von vier bipolaren PNP-Transistoren mit je einem doppelten Kollektoranschluß. Alle Emitteranschlüsse dieser Transistoren sind mit dem Pluspol einer Versorgungsspannungsquelle verbunden, alle Basisanschlüsse und ein Kollektoranschluß eines der Transistoren sind miteinander mit einem Kollektoranschluß eines Steuertransistors verbunden, und alle übrigen Kollektoranschlüsse sind mit einem Ausgangsanschluß des Spannungsreglers zur Abgabe eines geregelten Stromes verbunden. Zwischen diesem Ausgangsanschluß des Parallelreglers und dem Minuspol der Versorgungsspannungsquelle ist der Parallelregler eingefügt. Dieser weist einen Ausgangstransistor auf, dessen Emitter mit dem Minuspol der Versorgungsspannungsquelle und dessen Kollektor über einen Strommeßtransistor des Parallelreglers mit dem Ausgangsanschluß des Spannungsreglers verbunden ist. Außerdem ist der Kollektor des Parallelregler-Ausgangstransistors mit dem Basisanschluß des Steuertransistors des Serienreglers verbunden. Der Parallelregler weist einen Fehlermeßverstärker aus zwei emittergekoppelten NPN-Transistoren auf, deren Emitter über einen Widerstand mit dem Minuspol der Versorgungsspannungsquelle und deren Kollektoren über einen Stromspiegel mit dem Ausgangsanschluß des Spannungsreglers verbunden sind. Von einem der Kollektoranschlüsse des Fehlermeßverstärkers wird über eine Transistorstufe der Parallelregler-Ausgangstransistor gesteuert. Über ein Transistor- und Widerstandsnetzwerk wird eine definierte Referenzspannung von 18 mV für den Fehlermeßverstärker erzeugt.
Die Erfindung hat die Aufgabe, eine geregelte Versorgungsspannungsquelle der eingangs genannten Art enthaltend einen Parallelregler zu schaffen, der zum Regeln hoher Versorgungsspannungen eingerichtet ist und beim Einschalten, d.h. der Inbetriebnahme bzw. dem Wirksamschalten der Steuereinrichtung, nur eine sehr kurze Zeitspanne bis zum Erreichen seines linearen Arbeitsbereiches benötigt.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß bei einer geregelten Versorgungsspannungsquelle der eingangs genannten Art dadurch gelöst, daß die Steuereinrichtung einen aus einer Strombank mit wenigstens einer Konstantstromquelle gespeisten Regelverstärker aufweist, dem an einem Istwerteingang die Spannung zwischen den Ausgangsanschlüssen der Versorgungsspannungsquelle und an einem Sollwerteingang die Referenzspannung vom Referenzeingang der Steuereinrichtung zugeführt wird, daß ein Ausgang des Regelverstärkers den Ausgang der Steuereinrichtung bildet und daß die Steuereinrichtung ein Vorstromstufe umfaßt, die in Abhängigkeit von der Differenz der Spannungen am Istwerteingang und am Sollwerteingang des Regelverstärkers diesem einen Vorstrom zuführt, der wenigstens teilweise über den Ausgang der Steuereinrichtung dem Steuereingang des Halbleiterbauelements zugeführt wird.
Hierbei stellt die Strombank eine Schaltungsanordnung dar, von der in der Regel mehrere Gleichströme abgegeben werden können, die simultan zueinander stabilisiert sind und damit bevorzugt in einem konstanten Verhältnis zueinander stehen. Dies wird vorteilhaft dadurch erreicht, daß eine derartige Strombank wenigstens eine Konstantstromquelle umfaßt, wobei alle Konstantstromquellen der Strombank gemeinsam stabilisiert werden. Eine vorteilhafte Ausbildung einer derartigen Strombank ist mit Halbleiterbauelementen, inbesondere Transistoren, in der Form eines Stromspiegels mit einem Eingang und bevorzugt mehreren Ausgängen ausgebildet. Durch die fest vorgegebene Proportionalität zwischen den an den Ausgängen gelieferten, fest eingestellten Gleichströmen können auch umfangreichere Schaltungsanordnungen, die mehrere Gleichstromquellen benötigen, präzise gespeist werden.
Insbesondere bei einer derartigen Speisung mit Kontantstromquellen (z.B. aus einer Strombank) kann der Fall auftreten, daß Einschwingvorgänge bei einer Inbetriebnahme einer derart gespeisten Schaltungsanordnung beispielsweise aufgrund von Umladevorgängen an in der Schaltungsanordnung vorhandenen Kapazitäten eine unerwünscht große Zeitdauer benötigen, da die erforderlichen Ladungsmengen durch die vorgegebenen Ströme erst nach Ablauf bestimmter Zeitspannen zur Verfügung stehen. Eine derart gespeiste Steuereinrichtung für eine geregelte Versorgungsspannungsquelle der eingangs genannten Art würde dann ein verzögertes Ein schwingverhalten zeigen, d.h. eine unverhältnismäßig lange Zeitspanne bis zum Erreichen des linearen Arbeitsbereiches benötigen.
Durch die Erfindung wird ein wesentlich beschleunigtes Einschwingen der geregelten Versorgungsspannungsquelle bei der Inbetriebnahme durch den von der Vorstromstufe gelieferten Vorstrom erreicht, durch den Umladevorgänge beim Einschwingen wesentlich beschleunigt werden. Die erfindungsgemäße Versorgungsspannungsquelle ist damit in sehr kurzer Zeit nach dem Einschalten betriebsbereit.
Vorzugsweise liefert die Vorstromstufe den Vorstrom, wenn die Spannung am Istwerteingang diejenige am Sollwerteingang um einen vorgegebenen Differenzbetrag übersteigt. Der Parallel regler, der mit der Laststrecke des von ihm umfaßten Halbleiterbauelementes zwischen den Ausgangsanschlüssen der Versorgungsspannungsquelle angeordnet ist, bewirkt an diesen Ausgangsanschlüssen im Betrieb eine Versorgungsspannung, die niedriger ist als die Spannung, die sich zwischen den Ausgangsanschlüssen der Versorgungsspannungsquelle einstellt, wenn zwar eine Spannungszufuhr zu diesen Ausgangsanschlüssen gegeben ist, der Parallelregler sich jedoch nicht in Betrieb befindet. Daher ist für den Betrieb des Parallelreglers die Spannung am Sollwerteingang des Regelverstärkers (Sollwert) geringer als diejenige Spannung am Istwerteingang (Istwert), die sich bei Außerbetriebsetzen des Parallelreglers ergibt. Bei der Inbetriebnahme wird daher die Spannung am Istwerteingang zunächst größer sein als die Spannung am Sollwerteingang. Es wird dann zunächst ein Vorstrom geliefert, der jedoch unterbrochen wird, wenn die Spannung am Istwerteingang durch die Wirkung des Parallelreglers absinkt und dabei einen Wert unterschreitet, der um den vorgegebenen Differenzbetrag über der Spannung am Sollwerteingang liegt. Der Differenzbetrag wird derart vorgegeben, daß einerseits ein schnelles Einschwingen erzielt, andererseits ein Überschwingen vermieden wird. Damit ist eine kürzestmögliche Einschwingzeit erreichbar.
In einer anderen Fortbildung der geregelten Versorgungsspannungsquelle gemäß der Erfindung wird die Vorstromstufe aus einer der Konstantstromquellen der Strombank gespeist. Damit ist einerseits ein definierter Vorstrom einstellbar, was zu erhöhter Stabilität gegenüber Schwingneigungen der Steuereinrichtung führt. Andererseits wird, wenn der Vorstrom stets dann fließt, wenn die Spannung am Istwerteingang diejenige am Sollwerteingang um den vorgegebenen Differenzbetrag übersteigt, wenn somit der Vorstrom stets auch bei außer Betrieb befindlichem Parallelregler fließt, die Strombank auch dann mit dem Vorstrom beaufschlagt, wenn die übrigen Teile der Steuereinrichtung, insbesondere der Regelverstärker, unwirksam geschaltet sind und damit keinen Strom aus der Strombank aufnehmen. Dadurch kann verhindert werden, daß die als zugehörige Konstantstromquellen dienenden Transistoren der Strombank bei unwirksam geschaltetem Regelverstärker in die Sättigung geraten und so die Funktion der gesamten Strombank beeinträchtigen. Dies ist insbesondere dann von Vorteil, wenn von der Strombank außer der Steuereinrichtung noch weitere Schaltungsteile gespeist werden sollen, deren Funktion unabhängig vom Betriebszustand der Steuereinrichtung gewahrt werden muß.
Vorteilhaft ist die erfindungsgemäße Versorgungsspannungsquelle derart ausgebildet, daß der Regelverstärker ein emittergekoppeltes von wenigstens einer der Konstantstromquellen der Strombank gespeistes Paar von Transistoren aufweist, deren einer vom Istwerteingang und deren anderer vom Sollwerteingang gesteuert wird, sowie eine Stromverknüpfungsstufe, durch die die Summe der von den Transistoren geführten Ströme dem Ausgang der Steuereinrichtung zugeführt wird. Insbesondere umfaßt dabei der Regelverstärker zu jedem der Transistoren des emittergekoppelten Paares eine von je einer der Konstantstromquellen der Strombank gespeiste Emitterfolgerstufe, über die der Istwerteingang und der Sollwerteingang mit den von ihnen gesteuerten Transistoren des emittergekoppelten Paares verbunden sind, und umfaßt ferner die Vorstromstufe eine Diodenanordnung, die in Flußrichtung der von der Konstantstromquelle der mit dem Istwerteingang verbundenen Emitterfolgerstufe an den Emitter desjenigen der Transistoren des emittergekoppelten Paares geführt ist, der vom Sollwerteingang gesteuert wird. Durch diese Konfiguration wird eine sehr einfache und funktionssichere Vorstromstufe erhalten, bei der der vorgegebene Differenzbetrag zwischen den Spannungen an dem Istwerteingang und dem Sollwerteingang, bei dessen Überschreiten der Vorstrom fließt, durch eine oder mehrere Diodenflußspannungen bestimmt wird.
Die Figur zeigt ein Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen geregelten Versorgungsspannungsquelle. Darin ist ein Parallelregler enthalten, der ein steuerbares Halbleiterbauelement aufweist, welches als Darlington-Schaltung aus zwei npn-Transistoren 1, 2 aufgebaut ist. Ein Widerstand 3 verbindet die Emitter der Transistoren 1 und 2 der Darlington-Schaltung. Diese ist mit ihrer Laststrecke zwischen einem ersten Ausgangsanschluß 4 und einem zweiten Ausgangsanschluß 5 angeordnet. An den Ausgangsanschlüssen 4, 5 wird im Betrieb die durch den Parallel regler zu stabilisierende Versorgungsspannung abgegriffen. Vom ersten Ausgangsanschluß 4 ist ein Kondensator 6, vom zweiten Ausgangsanschluß 5 ein RC-Glied 7 an Masse 8 geführt.
Der erste Ausgangsanschluß 4 ist über die Laststrecke eines ersten Stromquellentransistors 9 mit einer gemeinsamen Speisespannungsleitung 10 verbunden. Die Speisespannungsleitung 10 kann mit einer Batterie oder einem Netzteil oder dergleichen zum Zuführen elektrischer Energie verbunden sein. Die an der Speisespannungsleitung 10 anliegende Spannung braucht nicht stabilisiert zu sein.
Die Versorgungsspannungsquelle nach der Figur weist eine Steuereinrichtung mit einem Regelverstärker auf. Dieser Regelverstärker umfaßt ein emittergekoppeltes Paar von pnp-Transistoren 11, 12, wobei die Kopplung der Emitter über einen Widerstand 13 erfolgt. Die Emitter der pnp-Transistoren 11 und 12 sind über einen zweiten bzw. einen dritten Stromquellentransistor 14 bzw. 15 mit der Speisespannungsleitung 10 verbunden. Die Stromquellentransistoren 14, 15 sind Bestandteile einer Strombank, die außerdem noch einen vierten und einen fünften Stromquellentransistor 16 bzw. 17 sowie einen Steuertransistor 18 umfaßt. Alle Stromquellentransistoren 14 bis 17 sowie der Steuertransistor 18 sind als pnp-Transistoren ausgebildet, deren Emitter mit der Speisespannungsleitung 10 und deren Basen miteinander verbunden sind. Außerdem sind die miteinander verbundenen Basen mit dem Kollektor des Steuertransistors 18 und mit einem Anschluß eines Widerstands 19 verbunden, der ebenfalls Teil der Strombank ist und der mit seinem zweiten Anschluß mit Masse 8 verbunden ist. In der gleichen Weise wie die Stromquellentransistoren 14 bis 17 angeschlossen kann die Strombank weitere Stromquellentransistoren 20, 21 umfassen, die in einer anderen, durch eine gestrichelte Linie symbolisierten Schaltungsanordnung 22 zur Lieferung von Konstantströmen dienen, die in fester Korrelation zu den von den Stromquellentransistoren 14 bis 17 gelieferten Gleichströmen stehen.
In der dargestellten Schaltungsanordnung ist der erste Stromquellentransistor 9 nicht von der Strombank 14 bis 21 umfaßt, sondern ist mit einem eigenen Steuertransistor 23 und einem eigenen Widerstand 24 gegen Masse 8 verbunden. Auch hier ist der Steuertransistor 23 durch Verbindung seiner Basis und seines Kollektors als Diode geschaltet, die Basen des ersten Stromquellentransistors 9 und des Steuertransistors 23 sind miteinander verbunden, und die Reihenschaltung zwischen dem als pnp-Typ ausgebildeten, als Diode geschalteten Steuertransistor 23 und dem Widerstand 24 verbindet die Speisespannungsleitung 10 mit Masse 8. In einer Abwandlung des dargestellten Ausführungsbeispiels können der Steuertransistor 23 und der Widerstand 24 eingespart und die Basis des ersten Stromquellentransistors 9 mit der Basis des Steuertransistors 18 verbunden werden, so daß auch der erste Stromquellentransistor 9 Teil der Strombank ist.
Dem Regelverstärker wird an der Basis des ersten pnp-Transistors 11 des emittergekoppelten Paares von einem Referenzeingang 25, der im vorliegenden Ausführungsbeispiel identisch mit dem Sollwerteingang ist, eine Referenzspannung für die Einstellung des Istwertes der Spannung am ersten Ausgangsanschluß 4 zugeführt. Dazu ist der Referenzeingang 25 über einen Eingangswiderstand 26 mit der Basis eines eine erste Emitterfolgerstufe bildenden pnp-Transistors 27 verbunden, dessen Emitter mit der Basis des ersten pnp-Transistors 11 des emittergekoppelten Paares des Regelverstärkers und dem Kollektor des vierten Stromquellentransistors 16 der Strombank verbunden ist. Dadurch wird die erste Emitterfolgerstufe 27 von dem vierten Stromquellentransistor 16, der eine der Konstantstromquellen der Strombank bildet, gespeist. Der Kollektor des die erste Emitterfolgerstufe bildenden pnp-Transistors 27 ist mit Masse 8 verbunden. Entsprechend bildet ein pnp-Transistor 28 eine zweite Emitterfolgerstufe. Der die zweite Emitterfolgerstufe bildende Transistor 28 ist mit seinem Emitter an den Kollektor des fünften Stromquellentransistors 17 und die Basis des zweiten pnp-Transistors 12 des emittergekoppelten Paares des Regelverstärkers angeschlossen. Der Kollektor des Transistors 28 ist ebenfalls mit Masse 8 verbunden. Die Basis des Transistors 28 ist über einen zugehörigen Eingangswiderstand 29 mit dem ersten Ausgangsanschluß 4 verbunden. Im vorliegenden Ausführungsbeispiel bildet der erste Ausgangsanschluß 4 zugleich den Istwerteingang des Regelverstärkers; der Deutlichkeit halber ist dieser Istwerteingang in der Figur mit dem Bezugszeichen 30 versehen. Wie die erste Emitterfolgerstufe 27 wird auch die zweite Emitterfolgerstufe 28 aus der Strombank gespeist; über sie (und den Eingangswiderstand 29) wird der Istwert der Spannung am Ausgangsanschluß 4 auf den zweiten Transistor 12 des emittergekoppelten Paares geleitet.
Der Regelverstärker enthält außerdem eine Stromverknüpfungsstufe, durch die die von den Transistoren 11, 12 des emittergekoppelten Paares geführten Ströme zu einem Ausgangsstrom verknüpft werden, der der Basis des npn-Transistors 1 der Darlington-Schaltung, d.h. dem Steuereingang des Halbleiterbauelementes des Parallelreglers, zugeführt wird. Diese Stromverknüpfungsstufe umfaßt einen Stromspiegel aus zwei npn-Transistoren 31, 32, deren Basen miteinander und deren Emitter mit Masse 8 verbunden sind. Der Kollektor des ersten npn-Transistors 31 des Stromspiegels ist mit dem Kollektor des zweiten pnp-Transistors 12 des emittergekoppelten Paares des Regelverstärkers verbunden. Durch eine Verbindung zwischen Basis und Kollektor ist der erste npn-Transistor 31 des Stromspiegels als dessen Eingang geschaltet. Der Kollektor des zweiten npn-Transistors 32 des Stromspiegels bildet dessen Ausgang und ist mit dem Kollektor des ersten pnp-Transistors 11 des emittergekoppelten Paares verbunden. An diesen Verbindungspunkt ist außerdem ein Ausgangswiderstand 33 angeschlossen, über den die Stromverknüpfungsstufe in der genannten Weise mit der Basis des Transistors 1 verbunden ist.
Durch den Stromspiegel 31, 32 der Stromverknüpfungsstufe 31 bis 33 wird der Kollektorstrom des zweiten pnp-Transistors 12 des emittergekoppelten Paares mit dem Kollektorstrom des ersten pnp-Transistors 11 zusammengeführt, so daß im Ausgangswiderstand 33 die Summe dieser Ströme fließt, in welche Summe allerdings die Ströme mit unterschiedlichen Vorzeichen eingehen. Für den Fall, daß die Spannungen am Sollwerteingang (Referenzeingang) 25 und am Istwerteingang 30 übereinstimmen, werden auch die Basen der Transistoren 11, 12 des emittergekoppelten Paares mit übereinstimmenden Spannungen beaufschlagt. Die Kollektorströme dieser Transistoren sind dann gleich, der Ausgangswiderstand 33 wird stromlos, wodurch die Darlington-Schaltung 1, 2 in den gesperrten Zustand übergeht. Steigt die Spannung am Istwerteingang 30 über den Wert der Spannung am Sollwerteingang 25 an, fließt im Kollektor des ersten pnp-Transistors 11 des emittergekoppelten Paares ein größerer Strom als im Kollektor des zweiten pnp-Transistors i2. Die Differenz dieser Ströme wird über den Ausgangswider stand 33 der Basis des npn-Transistors 1 der Darlington-Schaltung zugeführt. Diese wird dadurch leitend und verringert die Spannung am Istwerteingang 30. Auf diese Weise wird die Spannung am ersten Ausgangsanschluß 4 konstant gehalten.
Der Parallelregler der dargestellten Schaltungsanordnung kann durch einen Schalttransistor 34 abgeschaltet, d.h. in einen unwirksamen Zustand überführt werden, in dem das Halbleiterbauelement aus den Transistoren 1, 2 unabhängig von der Spannung am Istwerteingang 30 gesperrt bleibt. Um diesen Zustand zu erreichen, wird dem Schalttransistor 34 über einen Schalteingang 35 eine Schaltspannung zugeführt. Der Schalteingang 35 ist mit der Basis des Schalttransistors 34 verbunden. Die Schaltspannung überführt den Schalttransistor 34 in seinen leitenden Zustand. Dadurch wird der Strom im Ausgangswiderstand 33 unmittelbar nach Masse 8 abgeleitet, die Darlington-Schaltung bleibt gesperrt. Über den ersten Stromquellentransistor 9 stellt sich dann am ersten Ausgangsanschluß 4 die Spannung ein, die an der Speisespannungsleitung 10 anliegt. Wird dagegen die Zufuhr der Schaltspannung am Schalteingang 35 unterbrochen bzw. dort eine niedrige Schaltspannung angelegt (d.h. der Schalteingang 35 mit Masse 8 verbunden), sperrt der Schalttransistor 34, und der Parallelregler nach der Figur ist wirksam.
Im Ausführungsbeispiel der Figur ist außerdem zwischen dem Istwerteingang 30 und der Verbindung zwischen dem Ausgangswiderstand 33, der Basis des Transistors 1 und dem Kollektor des Schalttransistors 34 ein Kondensator 36 eingefügt, der eine Stabilisierung der Kollektor-Basis-Spannung des Transistors 1 der Darlington-Schaltung bewirkt. Außerdem erzeugt der Kondensator 36 eine Mitkopplung des Istwerteingang 30 beim Schalten des Parallelreglers durch den Schalttransistor 34, wodurch die Umschaltvorgänge in den wirksamen bzw. unwirksamen Zustand des Parallelreglers beschleunigt werden sollen. Allerdings ist der Dimensionierung des Kondensators 36 insbesondere bei einem integrierten Aufbau des Parallelreglers auf einem Halbleiterkörper eine enge Grenze gesetzt, und die bei jeder Änderung der Schaltspannung am Schalteingang 35 folgende Umladung des Kondensators 36 über die Stromquellentransistoren der Strombank - und auch den ersten Stromquellentransistor 9 - nimmt aufgrund der festgelegten Ströme dieser Stromquellentransistoren eine unverhältnismäßig große Zeitspanne in Anspruch.
Eine entscheidende Beschleunigung dieser Umladevorgänge wie auch des gesamten Umschaltens des Parallelreglers, insbesondere bei dessen Inbetriebnahme, d.h. beim Umschalten des Schalttransistors 34 in seinen gesperrten Zustand, wird nun erfindungsgemäß durch Einfügen einer Vorstromstufe 37 erreicht. Im Ausführungsbeispiel der Figur besteht die Vorstromstufe 37 aus einem als Diode geschalteten npn-Transistor, dessen Kollektor (und Basis) mit dem Kollektor des fünften Stromquellentransistors 17 und dessen Emitter mit dem Emitter des ersten pnp-Transistors 11 des emittergekoppelten Paares verbunden ist. Die Vorstromstufe 37 bildet somit eine Diodenanordnung, die in Flußrichtung von der Konstantstromquelle 17 der mit dem Istwerteingang 30 verbundenen Emitterfolgerstufe 28 an den Emitter des vom Sollwerteingang 25 gesteuerten Transistors 11 des emittergekoppelten Paares geführt ist.
Die Vorstromstufe 37 wird leitend, wenn der Kollektor des fünften Stromquellentransistors 17 eine um das Doppelte der Basis-Emitter-Flußspannung eines Transistors höhere Spannung führt als der Kollektor des vierten Stromquellentransistors 16, oder anders ausgedrückt: Die Spannung an der Basis des vom Istwerteingang 30 gesteuerten Transistors 12 ist um das Doppelte der Flußspannung höher als die Spannung an der Basis des vom Sollwerteingang 25 gesteuerten Transistors 11. Da in diesem Betriebszustand die Emitterfolgerstufen 27, 28 von den zugehörigen Stromquellentransistoren 16, 17 noch mit Gleichströmen gespeist werden, steht die beschriebene Spannungsdifferenz auch zwischen dem Istwerteingang 30 und dem Sollwerteingang 25 an. Bei Überschreiten dieser durch die Auslegung der Vorstromstufe 37 vorgebbaren Differenz - sie kann durch Reihenschaltung mehrerer als Dioden verbundener Transistoren variiert werden - beginnt der Vorstrom durch die Vorstromstufe 37 zu fließen. Dadurch wird der Kollektorstrom des ersten pnp-Transistors 11 erhöht, derjenige des zweiten pnp-Transistors 12 verringert. Der Vorstrom erhöht damit den Strom durch den Ausgangswiderstand 33, wodurch die Darlington-Schaltung 1, 2 verstärkt in Richtung auf ihren leitenden Zustand ausgesteuert wird. Bei umgekehrtem Ablauf, d.h. bei Inbetriebnahme des Parallelreglers durch Sperren des Schalttransistors 34 fließt - ausgehend von einer hohen Spannung am Istwerteingang 30 - der Vorstrom so lange, bis die Spannung am Istwerteingang 30 nur noch um das Doppelte der Flußspannung der Transistoren größer ist als die Spannung am Sollwerteingang 25. Somit wird der Vorstrom unterbrochen, wenn sich der Istwert (Spannung am Istwerteingang 30) dem Sollwert (Spannung am Sollwerteingang 25) nähert. Der Einschwingvorgang des Parallelreglers wird somit im ersten Augenblick durch den Vorstrom beschleunigt, bei Annäherung an den eingeschwungenen Zustand wird dieser Beschleunigungsvorgang jedoch gezielt so beendet, daß der Parallelregler ohne Überschwingvorgänge in seinen linearen Arbeitsbereich übergeht.
Im unwirksamen Zustand des Parallelreglers, in dem der Schalttransistor 34 leitend ist, wird der Vorstrom aus der Vorstromstufe 37 über den ersten pnp-Transistor 11, den Ausgangswiderstand 33 und den Schalttransistor 34 nach Masse 8 abgeleitet. Er hat somit einerseits keinen Einfluß auf die Steuerung der Darlington-Schaltung 1, 2; andererseits besteht, da auch der pnp-Transistor 27 der ersten Emitterfolgerstufe weiterhin leitend ist, eine feste Kopplung zwischen den Spannungen am Kollektor des fünften Stromquellentransistors 17 einerseits und am Referenzeingang (Sollwerteingang) 25 andererseits. Die Spannung am Kollektor des fünften Stromquellentransistors 17 wird auf einen Wert geklemmt, der um das Dreifache der Flußspannung der Transistoren höher ist als die Referenzspannung am Referenzeingang 25. Mit der Verhinderung eines weiteren Spannungsanstiegs am Kollektor des fünften Stromquellentransistors 17 wird auch eine Sättigung der Strombank 14 bis 21 vermieden. Damit bleibt die Strombank auch bei unwirksam geschaltetem Parallelregler insoweit funktionsfähig, als von den weiteren Stromquellentransistoren 20, 21 abgegebene Gleichströme durch das Umschalten des Parallelreglers nicht beeinflußt werden. In gleicher Weise wirkt die Vorstromstufe 37 über die Basis-Emitter-Strecke des zweiten pnp-Transistors 12 auch einer Sättigung des dritten Stromquellentransistors 15 entgegen, dessen Kollektor in entsprechender Weise auf einen Wert geklemmt wird, der maximal um das Vierfache der Fluß spannung der Transistoren höher ist als die Referenzspannung.

Claims (6)

  1. Geregelte Versorgungsspannungsquelle, enthaltend einen Parallelregler mit einem steuerbaren Halbleiterbauelement (1, 2), dessen Laststrecke zwischen Ausgangsanschlüssen (4, 5) der Versorgungsspannungsquelle angeordnet ist und dessen Steuereingang mit einem Ausgang (über 33) einer Steuereinrichtung verbunden ist, wobei die Steuereinrichtung einen Referenzeingang (25) zum Zuführen einer Referenzspannung aufweist, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Steuereinrichtung einen aus einer Strombank (14 bis 18) mit wenigstens einer Konstantstromquelle gespeisten Regelverstärker (11, 12, 13) aufweist, dem an einem Istwerteingang (30) die Spannung zwischen den Ausgangsanschlüssen (4, 5) der Versorgungsspannungsquelle und an einem Sollwerteingang (25) die Referenzspannung vom Referenzeingang (25) der Steuereinrichtung zugeführt wird, daß ein Ausgang des Regelverstärkers (11, 12, 13) den Ausgang der Steuereinrichtung bildet und daß die Steuereinrichtung eine Vorstromstufe (37) umfaßt, die in Abhängigkeit von der Differenz der Spannungen am Istwerteingang (30) und am Sollwerteingang (25) des Regelverstärkers (11, 12, 13) diesem einen Vorstrom zuführt, der wenigstens teilweise über den Ausgang der Steuereinrichtung dem Steuereingang des Halbleiterbauelements zugeführt wird.
  2. Geregelte Versorgungsspannungsquelle nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Vorstromstufe (über 33) den Vorstrom liefert, wenn die Spannung am Istwerteingang (30) diejenige am Sollwerteingang (25) um einen vorgegebenen Differenzbetrag übersteigt.
  3. Geregelte Versorgungsspannungsquelle nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Vorstromstufe (über 33) aus einer der Konstantstromquellen der Strombank (25) gespeist wird.
  4. Geregelte Versorgungsspannungsquelle nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet,
    daß der Regelverstärker (11, 12, 13) ein emittergekoppeltes von wenigstens einer der Konstantstromquellen der Strombank (25) gespeistes Paar von Transistoren (11, 12) aufweist, deren einer (12) vom Istwerteingang (30) und deren anderer (11) vom Sollwerteingang (25) gesteuert wird, sowie eine Stromverknüpfungsstufe (31, 32), durch die die Summe der von den Transistoren (11, 12) geführten Ströme dem Ausgang (über 33) der Steuereinrichtung zugeführt wird.
  5. Geregelte Versorgungsspannungsquelle nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet,
    daß der Regelverstärker zu jedem der Transistoren (11, 12) des emittergekoppelten Paares eine von je einer der Konstantstromquellen der Strombank (25) gespeiste Emitterfolgerstufe (27, 28) umfaßt, über die der Istwerteingang (30) und der Sollwerteingang (25) mit den von ihnen gesteuerten Transistoren (11, 12) des emittergekoppelten Paares verbunden sind, und daß die Vorstromstufe (über 33) eine Diodenanordnung umfaßt, die in Flußrichtung von der Konstantstromquelle (17) der mit dem Istwerteingang (30) verbundenen Emitterfolgerstufe (28) an den Emitter desjenigen (11) der Transistoren (11, 12) des emittergekoppelten Paares geführt ist, der vom Sollwerteingang (25) gesteuert wird.
  6. Geregelte Versorgungsspannungsquelle nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet,
    daß die Strombank (25) weitere Konstantstromquellen (20, 21) umfaßt zum Speisen weiterer Baugruppen, insbesondere weiterer Steuereinrichtungen (22) für weitere geregelte Versorgungsspannunsquellen.
EP97200692A 1996-03-14 1997-03-07 Geregelte Versorgungsspannungsquelle Expired - Lifetime EP0795808B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19609971 1996-03-14
DE19609971A DE19609971A1 (de) 1996-03-14 1996-03-14 Geregelte Versorgungsspannungsquelle

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0795808A1 EP0795808A1 (de) 1997-09-17
EP0795808B1 true EP0795808B1 (de) 1999-12-22

Family

ID=7788230

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP97200692A Expired - Lifetime EP0795808B1 (de) 1996-03-14 1997-03-07 Geregelte Versorgungsspannungsquelle

Country Status (4)

Country Link
US (1) US5764042A (de)
EP (1) EP0795808B1 (de)
JP (1) JPH1039940A (de)
DE (2) DE19609971A1 (de)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3068482B2 (ja) * 1997-01-30 2000-07-24 日本電気アイシーマイコンシステム株式会社 定電圧回路
DE69919674D1 (de) * 1999-01-21 2004-09-30 St Microelectronics Srl Vollintegrierter linearer Regler mit einer Darlington bipolaren Ausgangstufe
JP4122910B2 (ja) * 2002-09-24 2008-07-23 ミツミ電機株式会社 電源供給回路

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4352056A (en) * 1980-12-24 1982-09-28 Motorola, Inc. Solid-state voltage reference providing a regulated voltage having a high magnitude
DE3225157A1 (de) * 1982-07-06 1984-01-12 Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart Regelvorrichtung fuer ein elektrisches stellglied
US4743833A (en) * 1987-04-03 1988-05-10 Cross Technology, Inc. Voltage regulator
GB2226664B (en) * 1988-11-26 1992-09-09 Motorola Inc Shunt regulators
DE4231571B4 (de) * 1992-09-21 2007-09-13 Infineon Technologies Ag Integrierbarer Shunt-Regler

Also Published As

Publication number Publication date
US5764042A (en) 1998-06-09
EP0795808A1 (de) 1997-09-17
DE19609971A1 (de) 1997-09-18
JPH1039940A (ja) 1998-02-13
DE59700869D1 (de) 2000-01-27

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69722530T2 (de) Stromkreisvorrichtung zum liefern eines gleichstromes
DE69530905T2 (de) Schaltung und Verfahren zur Spannungsregelung
DE69210651T2 (de) Spannungsregler mit niedrigem Spannungsfall
DE68926201T2 (de) Operationsverstärkerschaltung
DE3854006T2 (de) Generator von periodischen Signalen, insbesondere für Schaltnetzteile.
DE3545039C2 (de)
DE60019144T2 (de) Halbleitervorrichtung
DE2905659B2 (de) Gegentakt-Verstärkerkreis
DE3715238A1 (de) Transistor-schalteinrichtung mit basisstrom-regulierung
EP0795808B1 (de) Geregelte Versorgungsspannungsquelle
DE2506196C2 (de) Gleichstrom-Schaltvorrichtung zur Erhöhung des Spitzenstromes
DE3545392C2 (de)
DE3209241C2 (de)
EP0252540A2 (de) Schaltungsanordnung zum Einstellen eines Referenzpegels in einem periodischen Signal
DE69532061T2 (de) Verstärkerschaltung und Verfahren
DE3810058A1 (de) Schmitt-trigger-schaltung
DE3809481C2 (de)
DE68916688T2 (de) Transistorschaltung mit Steuerstrombegrenzung.
DE2349462B2 (de) Stabilisationsschaltung fuer einen konstanten strom
DE2404850C3 (de) Elektronische Sicherung für einen Gegentakt-Verstarker
DE3931893A1 (de) Schaltung zur strombegrenzung mit foldback-verhalten
WO1993006541A1 (de) Vorrichtung zur erzeugung von zwischenspannungen
DE2849153C2 (de) Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer konstanten Hilfsgleichspannung
DE3546204C2 (de) Monolithisch integrierte Signalverstärkersstufe mit hoher Ausgangsdynamik
EP0497106A2 (de) Schaltungsanordnung für Spannungs- und Stromregelung

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): DE FR GB IT NL

17P Request for examination filed

Effective date: 19980317

RAP3 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: KONINKLIJKE PHILIPS ELECTRONICS N.V.

Owner name: PHILIPS PATENTVERWALTUNG GMBH

17Q First examination report despatched

Effective date: 19980722

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): DE FR GB IT NL

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 19991222

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT;WARNING: LAPSES OF ITALIAN PATENTS WITH EFFECTIVE DATE BEFORE 2007 MAY HAVE OCCURRED AT ANY TIME BEFORE 2007. THE CORRECT EFFECTIVE DATE MAY BE DIFFERENT FROM THE ONE RECORDED.

Effective date: 19991222

RAP4 Party data changed (patent owner data changed or rights of a patent transferred)

Owner name: KONINKLIJKE PHILIPS ELECTRONICS N.V.

Owner name: PHILIPS CORPORATE INTELLECTUAL PROPERTY GMBH

REF Corresponds to:

Ref document number: 59700869

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20000127

GBT Gb: translation of ep patent filed (gb section 77(6)(a)/1977)

Effective date: 20000211

ET Fr: translation filed
NLV1 Nl: lapsed or annulled due to failure to fulfill the requirements of art. 29p and 29m of the patents act
PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed
PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20010326

Year of fee payment: 5

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20010330

Year of fee payment: 5

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20010516

Year of fee payment: 5

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: IF02

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20020307

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20021001

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20020307

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20021129

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST