EP0617507A1 - Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen - Google Patents

Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen Download PDF

Info

Publication number
EP0617507A1
EP0617507A1 EP94103829A EP94103829A EP0617507A1 EP 0617507 A1 EP0617507 A1 EP 0617507A1 EP 94103829 A EP94103829 A EP 94103829A EP 94103829 A EP94103829 A EP 94103829A EP 0617507 A1 EP0617507 A1 EP 0617507A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
complex
frequency
signal
filter
band
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP94103829A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0617507B1 (de
Inventor
Heinz Dr. Göckler
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
ANT Nachrichtentechnik GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from DE19934309684 external-priority patent/DE4309684C2/de
Application filed by Robert Bosch GmbH, ANT Nachrichtentechnik GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP0617507A1 publication Critical patent/EP0617507A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0617507B1 publication Critical patent/EP0617507B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/007—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by converting the oscillations into two quadrature related signals
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0001—Circuit elements of demodulators
    • H03D2200/0035—Digital multipliers and adders used for detection
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/005—Analog to digital conversion
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D2200/00—Indexing scheme relating to details of demodulation or transference of modulation from one carrier to another covered by H03D
    • H03D2200/0041—Functional aspects of demodulators
    • H03D2200/006—Signal sampling
    • H03D2200/0062—Computation of input samples, e.g. successive samples
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
    • H03D3/00—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations
    • H03D3/006—Demodulation of angle-, frequency- or phase- modulated oscillations by sampling the oscillations and further processing the samples, e.g. by computing techniques

Definitions

  • the invention relates to a method for demodulating frequency-modulated signals according to the preamble of claim 1.
  • Such digital methods for demodulating continuously modulated FM signals, ie not FSK, which require and process complex-value signals for the actual demodulation process are known, for example from the article " Equalization Problems in a digital FM Receiver "by Kammeyer in Signal Processing 9 (1985) pages 263-276, which is a so-called delay demodulator.
  • the broken block in FIG. 1 contains four sub-filters, as shown in FIG.
  • the present invention was based on the object of specifying a method of the type mentioned at the outset which is capable of generating demodulation signals of the same or even higher quality while reducing the outlay.
  • the demodulation method according to the invention requires significantly less circuitry and provides at least equivalent demodulation products in terms of quality.
  • the method can also be used if any frequency shift is desired.
  • FIG. 1 shows the basic block diagram for a digital FM demodulator according to Kammeyer;
  • FIG. 1a shows another representation for the quadrature generation QE in the dashed block of FIG. 1, but can also be used in the arrangements of FIGS. 7 and 8.
  • Figures 1 b and 1c contain spectra plotted against frequency.
  • FIG. 3 shows the arrangement of four sub-filters if the filter combination h B in the dashed block of FIG. 1 additionally takes on the task of equalization.
  • FIGS. 4, 5, 7 and 8 show arrangements which work according to the method according to the invention. Structures for a prototype filter for generating a complex-value output signal from a real-value input signal are shown in FIGS. 2 and 6.
  • the filter center frequency f m of CHBF is equal to a quarter of the sampling frequency, and the transition range of the half-band filter is symmetrical to half the sampling frequency.
  • is additionally shown in FIG of a real received signal sampled at the sampling frequency f A , the spectrum of which is consequently symmetrical to half the sampling frequency (f A / 2) and which is repeated periodically due to the sampling.
  • do not match the filter center frequency f m .
  • the spectrum is
  • FIG. 5 shows a general block diagram for the solution according to the invention, for example with an arc tangent delay demodulator.
  • the input signal go (t) has an infinite spectrum, so that every time the sampling frequency is selected, the sampling theorem is violated and a nonlinear distortion is generated.
  • the input signal is filtered using an analog bandpass or low pass before it is then sampled and digitized in the analog-to-digital converter A / D.
  • the signal g- (k) is now fed to a delay demodulator, which uses complex multiplication to generate the signal generated.
  • the complex multiplication with difference formation is carried out in block A, and in the subsequent phase detector PD, the division DIV takes place with subsequent arctangent conversion, whose output signal w (k) is still via a high-pass filter HP and possibly via an equalizer E is filtered or equalized.
  • the filter CHBF or CBF in the circuit diagram according to FIG. 5 can also work with sampling rate halving; in this case there is a complex carrier with the simple values (-1) k since fo is approximately f A '/ 2, where f A ' is the output sampling frequency.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
  • Circuits Of Receivers In General (AREA)

Abstract

Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen wobei mittels Tiefpaßfilter gefiltert wird und wobei anschließend mittels komplexer Multiplikation (Verzögerungsdemodulation) das gewünschte Phaseninkrement und damit das übertragene Signal gewonnen wird, dadurch gekennzeichnet, daß das abgetastete Empfangssignal einer Filterung mit einem Bandfilter unterzogen wird und daß dieses Filter komplexwertige Koeffizienten aufweist. Verfahren sehr aufwandsgünstig, Einsatz insbesondere bei der Demodulation von UKW-FM-Signalen.

Description

  • Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen gemäß Oberbegriff des Anspruches 1. Solche digitale Verfahren zur Demodulation von kontinuierlich modulierten FM-Signalen, also nicht FSK, welche zum eigentlichen Demodulationsprozeß komplexwertige Signale benötigen und verarbeiten, sind bekannt, beispielsweise durch den Aufsatz "Equalization Problems in a digital FM Receiver" von Kammeyer in Signal Processing 9 (1985) Seiten 263-276, wobei es sich um einen sogenannten Verzögerungsdemodulator handelt.
  • Aus der Dissertation "Die Demodulation frequenzumgetasteter Signale mit Bandbreiten in der Größenordnung der Mittenfrequenz" von Ruopp, Universität Stuttgart 1975 ist die Blockstruktur eines mit Differentiation arbeitenden Demodulationsverfahren bekannt geworden.
  • Bei all diesen Verfahren ist es erforderlich, aus dem urprünglich reellwertigen FM-Eingangssignal go(t) ein komplexwertiges Signal abzuleiten in Form einer Normal- und einer Quadraturkomponente (Real- und Imaginärteil). Diese Komponenten werden erzeugt, indem das abgetastete Eingangssignal mit zwei zueinander orthogonalen Trägersignalen multipliziert wird (Mischer) und anschließend mittels zweier nachgeschalteter identischer Tiefpässe zur Unterdrückung unerwünschter Mischprodukte gefiltert werden. Die dazu notwendige Schaltungsanordnung ist in Figur 1 strichliert umrandet.
  • Wenn die Filterkombination hB zusätzlich die Aufgabe übernehmen soll, den bezüglich der Mittenfrequenz unsymmetrischen Frequenzgang des analogen Vorfilters zu entzerren, dann enthält der gestrichelte Block der Figur 1 vier Teilfilter, wie in Figur 3 gezeigt wird.
  • Der vorliegenden Erfindung lag die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren der eingangs genannten Art anzugeben, welches in der Lage ist, Demodulationssignale gleicher oder sogar höherer Qualität zu erzeugen unter Verminderung des Aufwandes.
  • Diese Aufgabe wurde gelöst mit den Mitteln des Anspruches 1. Vorteilhafte Ausgestaltungen ergeben sich durch die Unteransprüche.
  • Das erfindungsgemäße Demodulationsverfahren erfordert wesentlich weniger Schaltungsaufwand und liefert qualitativ mindestens gleichwertige Demodulationsprodukte. Das Verfahren ist auch dann anwendbar, wenn beliebige Frequenzverschiebung gewünscht wird.
  • Es folgt nun die Beschreibung anhand der Figuren.
  • Die Figur 1 zeigt das grundlegende Blockdiagramm für einen digitalen FM-Demodulator nach Kammeyer; die Figur 1a zeigt eine andere Darstellung für die Quadraturerzeugung QE in dem strichlierten Block der Figur 1, wie sie aber auch in den Anordnungen der Figuren 7 und 8 eingesetzt werden kann. Die Figuren 1 b und 1c enthalten Spektren aufgetragen über der Frequenz.
  • Die Figur 3 zeigt die Anordnung aus vier Teilfiltern, wenn die Filterkombination hB in dem strichlierten Block der Figur 1 zusätzlich die Aufgabe der Entzerrung übernimmt.
  • Die Figuren 4, 5, 7 und 8 schließlich zeigen Anordnungen, die nach dem erfindungsgemäßen Verfahren arbeiten. In Figur 2 und 6 sind Strukturen für ein Prototypfilter zur Erzeugung eines komplexwertigen Ausgangssignals aus einem reellwertigen Eingangssignal dargestellt.
  • Im Blockschaltbild gemäß Figur 1 werden die einzelnen Verarbeitungsschritte des eingangsseitigen Empfangssignals gezeigt:
    • Das durch den Zwischenfrequenzmischer in eine Zwischenfrequenzlage heruntergemischte Empfangssignal go(t) wird über ein analoges Vorfilter auf einen Analog/Digitalumsetzer geleitet, abgetastet und anschließend mittels zweier orthogonalen Trägersignale in ein komplexwertiges Signal gewandelt, welches über die Tiefpaßfilterfunktion hB in beiden Zweigen von störenden Mischprodukten befreit wird. Daran anschließend erfolgt eine Amplitudensteuerung, womit Amplitudenschwankungen ausgeglichen werden, welche dadurch entstehen, daß das von Hause aus unbegrenzte Spektrum eines FM-Signals in technischen Systemen mit eingeschränkten Kanalbandbreiten notwendigerweise bandbegrenzt werden muß. Nach der Amplitudensteuerung folgt der eigentliche Demodulator, hier ein Verzögerungsdemodulator welcher mittels einer komplexen Multiplikation der folgenden Form
      Figure imgb0001

    das gewünschte Phaseninkrement erzeugt, woraus dann mittels einer anschließenden Arcussinuskonversion das demodulierte Signal w(k) gewonnen wird: w(k) = w. [1 + α · v(k)]. (g* ist der konjugiert komplexe Wert zu g; komplexwertige Größen sind durch Unterstreichungen gekennzeichnet).
  • In Figur 3 sind die vier Teilfilter zweimal h, und zweimal hi erkennbar, welche außer der Filterung hB nach Figur 1 auch noch die Aufgabe der Entzerrung übernehmen, die aufgrund möglicher Verzerrungen des analogen Vorfilters notwendig sein kann. Am meisten störend wirken sich hier Unsymmetrien des Analogfilters bezüglich der Trägerfrequenz des FM-Signals aus.
  • Die Figuren 1 und 1 zeigen den Frequenzgang eines für die Bandfilterung eingesetzten komplexen Halbbandfilters CHBF zur Umwandlung des reellwertigen Signals g(k) in das zugehörige komplexwertige Signal g(k), wobei das Halbbandfilter keine Entzerrungsfunktion wahrnimmt. Im folgenden sind die Mittenfrequenzen definiert
    • fm : des komplexen Filters CBF (bei CHBF fm = fA/4)
    • fo : des FM-Spektrums
    • fc : Trägerfrequenz des Mischers (fc = fo oder fc ≠ fo)
  • Die Filtermittenfrequenz fm von CHBF ist gleich einem Viertel der Abtastfrequenz, und der Übergangsbereich des Halbbandfilters liegt symmetrisch zur halben Abtastfrequenz. Im übrigen gilt für dieses komplexe Halbbandfilter, daß der absolute Rippel δp = δs ist, d.h. die Abweichung von eins im Durchlaßbereich ist identisch gleich der Abweichung von 0 im Sperrbereich. In Figur 1 ist zusätzlich das Spektrum |G| eines reellen mit der Abtastfrequenz fA abgetasteten Empfangssignals eingezeichnet, dessen Spektrum folglich symmetrisch zur halben Abtastfrequenz (fA/2) ist und das sich aufgrund der Abtastung periodisch wiederholt. Wie in Fig. 1 b dargestellt, muß die Bandmittenfrequenz fo des Spektrums |G| nicht mit der Filtermittenfrequenz fm übereinstimmen. In Figur 1c ist das Spektrum |G| des komplexen Signals g(k) gezeichnet, welches bei der Bandmittenfrequenz fo zentriert liegt; es ist erkennbar, wie sämtliche zu fA/2 spiegelbildichen Spektralanteile unterdrückt werden.
  • Die Figur 5 zeigt ein allgemeines Blockschaltbild für die erfindungsgemäße Lösung beispielsweise mit einem Arcus-Tangens-Verzögerungsdemodulator. Das Eingangssignal go(t) weist ein unendliches Spektrum auf, sodaß bei jeder Wahl der Abtastfrequenz das Abtasttheorem verletzt wird und eine nichtlineare Verzerrung erzeugt wird. Die Abtastrate ist so festzulegen, daß mindestens im Bereich der Carson-Bandbreite B = 300 kHz keine merkliche Überfaltung geschieht. Mittels eines analogen Band- oder Tiefpasses wird das Eingangssignal gefiltert, bevor es dann im Analog-Digital-Umsetzer A/D abgetastet und digitalisiert wird. Die Ausgangsgröße g(k) wird erfindungsgemäß einen komplexen Bandfilter CBF (Filter mit komplexwertigen Koeffizienten) zugeführt, welches wahlweise mit unverminderter oder verminderter Abtastrate (zur Reduktion der Abtastrate) arbeiten kann und das komplexe Signal g'(k) erzeugt, welches mit Hilfe einer komplexen Trägermultiplikation mit g(k) = g'(k)·(-j)k nach Null frequenzverschoben wird. Das Signal g-(k) wird nunmehr einem Verzögerungsdemodulator zugeführt, welcher mittels komplexer Multiplikation das Signal
    Figure imgb0002
    erzeugt.
  • Das Argument, d.h. die Phase von Gleichung (24) erhält man unmittelbar über eine Arcus-Tangens-Beziehung aus dem Quotienten des Imaginärteils durch den Realteil:
    Figure imgb0003
    Figure imgb0004
    Für die Eindeutigkeit der Rückgewinnung des Signals gilt für Arcus-Tangens die Einschränkung der Gleichungen (16a) und (21):
    Figure imgb0005
    Figure imgb0006
  • Im Blockschaltbild der Figur 5 wird die komplexe Multiplikation mit Differenzbildung in dem Block A durchgeführt, und in dem nachfolgenden Phasendetektor PD erfolgt die Division DIV mit anschließender Arcus-Tangens-Konversion, dessen Ausgangssignal w(k) noch über einen Hochpaß HP und ggf. über einen Entzerrer E gefiltert bzw. entzerrt wird. Die Schaltung bietet die Vorteile, daß keine Amplitudenregelung benötigt wird und daß die Arcus-Tangens-Funktion für Werte < 1 mit günstigen Reihenentwicklungen realisierbar ist. Für Argumente > 1 kann man mittels der Beziehung Arcus-Tangens-X = π/2 - Arcus-Tangens 1/X ebenfalls von der Reihenentwicklung für Arcus-Tangens Gebrauch machen.
  • Das Filter CHBF bzw. CBF im Schaltbild gemäß Figur 5 kann auch mit Abtastratenhalbierung arbeiten; in diesem Fall erfolgt eine komplexe Trägerung mit den einfachen Werten (-1 )k, da fo ungefähr fA' /2 ist, wobei fA' die Ausgangsabtastfrequenz ist.

Claims (12)

1. Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen der Form g(t) = a(t) Cosinus [φ(t)] mit der Augenblicksfrequenz ω(t) = dφ(t)/dt = ω0[1 + α · v(t)], wobei das Empfangssignal go(t) mit der Abtastfrequenz
fA = 1/T abgetastet wird zu
Figure imgb0007
mit
Figure imgb0008
mit dem übertragenen Signal v(k), der Schrittzahl k, der Schritt-Taktlänge T, dem Frequenzhub ΔΩ=α·ω0, der Bezugsfrequenz ω0 = 2πfo und mit der durch Bandbegrenzung auf der Übertragungsstrecke bedingten in zeitlicher Abhängigkeit t schwankenden Amplitude a(t) bzw. a(k), wobei mittels Tiefpaßfilter (zur Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile) gefiltert (hB) wird zu g(kT) und wobei eine komplexe Multiplikation
Figure imgb0009
(Verzögerungsdemodulation) durchgeführt und mittels eines Phasendetektors (PD) aus dem Produkt das gewünschte Phaseninkrement w(k) = ωo · [1 + α· v(k)] und damit das (zu) übertragen(d)e Signal v(k) gewonnen wird,
dadurch gekennzeichnet,
daß das abgetastete Empfangssignal go(kT) zuerst einer Filterung mit einem Bandfilter unterzogen wird, wobei dieses Filter komplexwertige Koeffizienten h(k) aufweist (Quadratur-Erzeugung QE; g'(k) = go-(kT)·h(k)), und daß dann mittels komplexer Trägermultiplikation g(k)=g'(k)·e-jωCkT eine Frequenzverschiebung nach f≈0 vorgenommen und die beiden Quadraturkomponenten g, und gi dieses verschobenen komplexen Empfangssignals g(k) zur komplexen Multiplikaton (A) verwendet werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Quotient aus Real- und Imaginärteil gr, gi des komplexen Produkts g(k) gebildet wird und dieser mittels einer Arcus-Tangens-Konversion arctg Δgi/Δgr bzw. einer Arcus-Cotangens-Konversion in das Phaseninkrement w(k) umgewandelt wird (Fig. 5).
3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß aus Real- und Imaginärteil mittels eines CORDIC-Algorithmus das gewünschte Phaseninkrement w(k) ermittelt wird.
4. Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen der Form g(t) = a(t) Cosinus [φ(t)] mit der Augenblicksfrequenz ω(t) = dφ(t)/dt = ωo [1 + α · v(t)], wobei das Empfangssignal go(t) mit der Abtastfrequenz
fA = 1/T abgetastet wird zu
Figure imgb0010
Figure imgb0011
mit dem übertragenen Signal v(k), der Schrittzahl k, der Schritt-Taktlänge T, dem Frequenzhub ΔΩ = α·ω0, der Bezugsfrequenz ω0 = 2πrfo und mit der durch Bandbegrenzung auf der Übertragungsstrecke bedingten in zeitlicher Abhängigkeit t schwankenden Amplitude a(t) bzw. a(k), wobei aus dem abgetasteten Empfangssignal go(k) ein Quadratursignal g(k) erzeugt (QE) wird, das anschließend mittels Tiefpaßfilter (zur Unterdrückung unerwünschter Spektralanteile) gefiltert (hB) wird zu g(kT) und einem Phasendetektor (PD) zugeführt, der ein Phasensignal φ(k) erzeugt, aus dem durch Differenzbildung (A) das demodulierte (NF)-Signal v(k) = φ(k)-φ(k-1) gewonnen wird, dadurch gekennzeichnet, daß das abgetastete Empfangssignal go(kT) zur Quadratursignalerzeugung (QE) zuerst einer Filterung mit einem Bandfilter (CBF) unterzogen wird, das komplexartige Koeffizienten h(k) aufweist, daß anschließend mittels komplexer Trägermultiplikation g(k) = g'(k)·e-jωcKT eine Frequenzverschiebung nach f≈0 vorgenommen wird und daß im Phasendetektor aus Realteil g, und Imaginärteil gi ein Quotient gebildet wird, der mittels einer Arcus-Tangens-Konversion φ(k) = arc tan gi/gr bzw. einen Arcus-Cotangens-Konversion φ(k) = arc ctg gr/gi umgewandelt wird (Fig. 7 und 4).
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die komplexwertigen Koeffizienten h(k) aus einem Filter mit reellen Koeffizienten h(k) abgeleitet sind.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein im demodulierten Signal (Phaseninkrement w(k)) vorhandener Gleichanteil dazu herangezogen wird, um die Frequenz ωc für die Trägermultiplikation g(k) = g'(k) e-jωCkT auf den korrekten Wert zu regeln (korrekte Einstellung bei verschwindendem Gleichanteil),(Fig. 5 und 4).
7. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Abtastfrequenz fA im komplexen Bandfilter halbiert wird und daß die Trägerfrequenz fc gleich der halbierten Ausgangsabtastfrequenz fA' ist (fc = f'A/2 = fA/4), so daß die Träger-Multiplikation mit (-1)k erfolgt.
8. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß das Phaseninkrement w(k) einem Hochpaßfilter (HP) zugeführt wird.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das Phaseninkrement w(k) einem Entzerrer (E) zugeführt wird.
10. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß vor der Analog-Digital-Umsetzung eine Band- oder Tiefpaßfilterung erfolgt.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe Bandfilter (CBF) eine FIR-Struktur (mit endlicher Impulsantwort) aufweist (Fig. 2).
12. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe Bandfilter ein Halbbandfilter CHBF ist, wobei seine Filtermittenfrequenz fm identisch dem Viertel der Abtastfrequenz fA ist.
EP94103829A 1993-03-25 1994-03-12 Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen Expired - Lifetime EP0617507B1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE19934309684 DE4309684C2 (de) 1992-12-12 1993-03-25 Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
DE4309684 1993-03-25

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP0617507A1 true EP0617507A1 (de) 1994-09-28
EP0617507B1 EP0617507B1 (de) 1998-07-22

Family

ID=6483810

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP94103829A Expired - Lifetime EP0617507B1 (de) 1993-03-25 1994-03-12 Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP0617507B1 (de)
AT (1) ATE168837T1 (de)
ES (1) ES2118995T3 (de)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996008078A1 (en) * 1994-09-02 1996-03-14 Philips Electronics N.V. Receiver with quadrature decimation stage, method of processing digital signals
EP1217724A1 (de) * 2000-12-21 2002-06-26 STMicroelectronics S.r.l. Quadratur-Demodulator

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0148018A2 (de) * 1983-12-21 1985-07-10 Robert W. Brundage Elektromagnetisches Fluidumventil
DE3841388A1 (de) * 1987-12-08 1989-06-29 Toshiba Kawasaki Kk Digitale fm-demodulatorvorrichtung
EP0486095A1 (de) * 1990-11-15 1992-05-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Digitaler Empfänger

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0148018A2 (de) * 1983-12-21 1985-07-10 Robert W. Brundage Elektromagnetisches Fluidumventil
DE3841388A1 (de) * 1987-12-08 1989-06-29 Toshiba Kawasaki Kk Digitale fm-demodulatorvorrichtung
EP0486095A1 (de) * 1990-11-15 1992-05-20 Koninklijke Philips Electronics N.V. Digitaler Empfänger

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KAMMEYER: "EQUALIZATION PROBLEMS IN A DIGITAL FM RECEIVER", SIGNAL PROCESSING, vol. 9, no. 4, December 1985 (1985-12-01), NORTH-HOLLAND, pages 263 - 267, XP024231309, DOI: doi:10.1016/0165-1684(85)90134-3 *

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO1996008078A1 (en) * 1994-09-02 1996-03-14 Philips Electronics N.V. Receiver with quadrature decimation stage, method of processing digital signals
EP1217724A1 (de) * 2000-12-21 2002-06-26 STMicroelectronics S.r.l. Quadratur-Demodulator

Also Published As

Publication number Publication date
ATE168837T1 (de) 1998-08-15
EP0617507B1 (de) 1998-07-22
ES2118995T3 (es) 1998-10-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE2721850C2 (de) Filter- und Demodulationsanordnung
EP0080014B1 (de) Digitaler Demodulator frequenzmodulierter Signale
DE68916289T2 (de) Direktmisch-Empfänger.
DE69530214T2 (de) Empfänger mit quadratur-dezimationsstufe und verfahren zur verarbeitung digitaler signale
DE68921265T2 (de) Mehrfache Wiederverwendung eines FM-Bandes.
EP0201758B1 (de) Demodulator für frequenzmodulierte Signale in digitaler Form
EP0308520B1 (de) Digitaler Demodulator
EP1657917B1 (de) Verfahren und Schaltungsanordnung zur Kanalfilterung analog oder digital modulierter TV-Signale
EP0274050A2 (de) Verfahren und Anordnung zur Synchronisation eines Empfängers bei digitalen Übertragungssystemen
DE2164796A1 (de) Phasensteuerung für Einseitenbandempfänger
DE2800242A1 (de) Verfahren und vorrichtung zum empfang und zur herstellung frequenzmodulierter signale
EP0080157A2 (de) Verfahren und Anordnung zum Demodulieren zeitdiskreter frequenzmodulierter Signale
DE2354718C3 (de) Demodulationsverfahren für phasenumgetastete Schwingungen und Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens
DE3138464A1 (de) Verfahren zur digitalen demodulation frequenzmodulierter signale
DE3733967C2 (de)
DE4244144C1 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
EP0617507B1 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
DE4332735C2 (de) Verfahren zum digitalen Erzeugen eines komplexen Basisbandsignals
EP0602394B1 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Korrektur der Phasen- und Amplitudenfehler bei direktmischenden Empfangseinrichtungen
EP0602435B1 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
DE4309684C2 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
DE4310462C2 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen
DE10036703B4 (de) Verfahren und Vorrichtung zur Korrektur eines Resamplers
DE69937018T2 (de) RDS Demodulator für den Empfang von Rundfunkprogrammen die Radiodatensignalen und Autofahrer Rundfunkinformationsignalen (ARI) enthalten, mit einer digitalen Filtervorrichtung die eine hohe Dämpfung des ARI Signals bewirkt
EP0618672A1 (de) Verfahren zur Demodulation von frequenzmodulierten Signalen

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT CH ES GB IT LI

17P Request for examination filed

Effective date: 19941013

K1C1 Correction of patent application (title page) published

Effective date: 19940928

RAP1 Party data changed (applicant data changed or rights of an application transferred)

Owner name: ROBERT BOSCH GMBH

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

17Q First examination report despatched

Effective date: 19970924

GRAG Despatch of communication of intention to grant

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS AGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAH Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOS IGRA

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AT CH ES GB IT LI

REF Corresponds to:

Ref document number: 168837

Country of ref document: AT

Date of ref document: 19980815

Kind code of ref document: T

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: NV

Representative=s name: SCINTILLA AG, DIREKTION

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FG2A

Ref document number: 2118995

Country of ref document: ES

Kind code of ref document: T3

GBT Gb: translation of ep patent filed (gb section 77(6)(a)/1977)

Effective date: 19980922

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19990312

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19990312

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: ES

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19990313

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19990331

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 19990331

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed
GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 19990312

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FD2A

Effective date: 20000411

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20050312