EP0075763B1 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Ausgangsgleichspannung - Google Patents

Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Ausgangsgleichspannung Download PDF

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EP0075763B1
EP0075763B1 EP82108370A EP82108370A EP0075763B1 EP 0075763 B1 EP0075763 B1 EP 0075763B1 EP 82108370 A EP82108370 A EP 82108370A EP 82108370 A EP82108370 A EP 82108370A EP 0075763 B1 EP0075763 B1 EP 0075763B1
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    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/22—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only
    • G05F3/222—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage
    • G05F3/227—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations wherein the transistors are of the bipolar type only with compensation for device parameters, e.g. Early effect, gain, manufacturing process, or external variations, e.g. temperature, loading, supply voltage producing a current or voltage as a predetermined function of the supply voltage

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for generating an output DC voltage that is independent of fluctuations in a DC supply voltage, in particular for controlling current source transistors for supplying integrated circuits, with a reference voltage circuit connected to the DC supply voltage in the form of a series connection of a constant current source and a potential displacement branch, with an inverted one controlled by the reference voltage circuit Amplifier, in the output circuit of which there is a combination of resistors and at least one transistor that defines its amplification, with an output driver controlled by the inverting amplifier and providing the output DC voltage, with an emitter follower stage and a transistor in its output circuit, and with a control of the potential shift circuit in the reference voltage circuit from the output driver.
  • a circuit arrangement of the type mentioned above is known from DE-OS 2 849 153. With such a circuit arrangement, output DC voltages independent of a DC supply voltage can be generated, load fluctuations having practically no influence on the DC output voltage. However, the supply voltage and the temperature range, for which the independence of the DC output voltage from the DC supply voltage applies, are in many cases not sufficient. In addition, the current gain of transistors used in the circuit arrangement cannot be compensated for in the known circuit arrangement.
  • the present invention has for its object to provide a circuit arrangement of the type in question, in which the generated DC output voltage is constant over a wide range of the supply voltage, the temperature and the component parameters, in particular the current gain of bipolar transistors.
  • This object is achieved according to the invention in a circuit arrangement of the type mentioned at the outset by providing a voltage stabilization circuit which is connected to the supply voltage and provides a pre-stabilized voltage.
  • the transistor in the output circuit of the inverting amplifier is coupled via a resistor to a tap of the voltage stabilization circuit carrying the pre-stabilized voltage
  • the transistor in the output circuit of the emitter follower stage of the output circuit is coupled via a resistor to the tap of the voltage stabilization circuit carrying the pre-stabilized voltage
  • the circuit arrangement defined above has the advantage that the output voltage range is significantly expanded by pre-stabilization, the current consumption for large DC output voltages is reduced, the penetration of the DC supply voltage to the DC output voltage is significantly reduced and the influence of the current amplification of transistors used in the circuit arrangement on the DC output voltage is negligibly small .
  • Embodiments of the inventive concept are characterized in the subclaims.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of an embodiment of the circuit arrangement according to the invention.
  • a voltage stabilizing circuit 10 in the form of a series connection of a series resistor Rv and a diode chain D, to D N is connected to a DC supply voltage U o which is subject to fluctuations.
  • a voltage stabilization circuit is known per se.
  • a pre-stabilized voltage U v can be removed at a tap between the resistor R v and the diode chain D, to D N.
  • a reference voltage circuit 11 in the form of a voltage divider at the DC supply voltage U o , which is formed from a constant current source in the form of a transistor T, 2 (optionally with an emitter resistor) and a potential shift branch in the form of the series connection of a transistor T 11 and a reference diode D 11 .
  • This reference voltage circuit 11 controls an inverting amplifier 12, which has the amplification, with a transistor T 22 , a collector resistor R 22 and an emitter resistor R 23 . Another transistor T 2 is switched on in the collector circuit of transistor T 22 .
  • the inverting amplifier 12 controls an output driver 13 with a transistor T 32 connected as an emitter follower.
  • a load resistor R 32 and a transistor T 33 connected as a diode are located in the emitter branch of this transistor.
  • This transistor T 33 forms a current mirror with the transistor T 12 in the reference voltage circuit 11, so that the same current designated I 1 flows through these two branches.
  • a transistor T 3 In the collector branch of transistor T 32 there is a transistor T 3 , the driving of which is described in more detail below.
  • a transistor T lo is driven by the emitter of transistor T 32 of output driver 13, which together with an emitter resistor R 10 Current source transistor is used to supply a schematically illustrated load 20.
  • This load 20 can be formed, for example, by an integrated circuit.
  • the coupling via the resistor R 21 still improves the gain in the sense of a more precise setting of the gain -1 of the inverting amplifier.
  • the transistor T 11 in the reference voltage circuit 11 is controlled via a resistor R 13 from the connection point of the transistors T 31 and T 32 in the output driver 13.
  • the current flowing through the transistors T 31 and T 32 in the output driver 13 is designated I 1 + I L. Furthermore, the current flowing through the transistor T 22 in the inverting amplifier is denoted by 1 2 .
  • the voltage U o may drop across the reference diode D 11 .
  • the first circuit runs from the tap of the voltage stabilization circuit 10 with the voltage U v via the resistor R 21 , the transistor T 21 , the resistor R 22 , the transistor T 32 , the transistor T 10 and the resistor R io .
  • the second circuit runs through the resistor R 31 , the transistor T 31 , the resistor R B , the transistor T 11 , the diode B, 1 , the transistor T 21 and the resistor R 23 .
  • the resistors R 21 , R 22 , R 23 , R 31 have the same resistance value, the following equations result for the two aforementioned circuits if the second order base currents are neglected:
  • the indices BE with a corresponding number each denote the base-emitter voltage of the corresponding transistors and ß their current amplification.
  • the voltages dropping across the resistors of the active part of the circuit are proportional to the voltage U D.
  • the temperature response of the diode D 11 or the voltage U D is also transmitted with the same proportionality factor. This is desirable in many cases, since voltages at resistors and diodes exhibit the same temperature behavior and differential signals in the circuits are therefore free from temperature influences.
  • the diode D 11 can be replaced by a circuit which supplies a temperature-stable reference voltage, as is known in principle, for example, from IEEE Journal of Solid-State Circuits, SC-7 (1972), pp. 267-269.

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Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichspannung unabhängigen Ausgangsgleichspannung, insbesondere zur Ansteuerung von Stromquellentransistoren zur Speisung von integrierten Schaltungen, mit einem an der Versorgungsgleichspannung liegenden Referenzspannungskreis in Form einer Reihenschaltung einer Konstantstromquelle und eines Potentialverschiebungszweiges, mit einem vom Referenzspannungskreis angesteuerten invertierten Verstärker, in dessen Ausgangskreis eine seine Verstärkung festlegende Kombination aus Widerständen und mindestens einem Transistor liegt, mit einem vom invertierenden Verstärker angesteuerten, die Ausgangsgleichsspannung liefernden Ausgangstreiber mit einer Emitterfolgerstufe und einem in deren Ausgangskreis liegenden Transistor und mit einer Ansteuerung des Potentialverschiebungskreises im Referenzspannungskreis vom Ausgangstreiber.
  • Eine Schaltungsanordnung der vorstehend genannten Art ist aus der DE-OS 2 849 153 bekannt. Mit einer derartigen Schaltungsanordnung sind von einer Versorgungsgleichspannung unabhängige Ausgangsgleichspannungen erzeugbar, wobei Belastungsschwankungen praktisch keinen Einfluss auf die Ausgangsgleichspannung haben. Allerdings ist dabei insbesondere der Versorgungsspannungs- und der Temperaturbereich, für den die Unabhängigkeit der Ausgangsgleichspannung von der Versorgungsgleichspannung gilt, in vielen Fällen nicht ausreichend. Darüberhinaus ist bei der vorbekannten Schaltungsanordnung die Stromverstärkung von in der Schaltungsanordnung verwendeten Transistoren nicht kompensierbar.
  • Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der in Rede stehenden Art anzugeben, bei der die erzeugte Ausgangsgleichspannung in einem weiten Bereich der Versorgungsspannung, der Temperatur und der Bauelemente-Parameter, insbesondere der Stromverstärkung von bipolaren Transistoren, konstant ist.
  • Diese Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäss dadurch gelöst, dass ein an der Versorgungsspannung liegender, eine vorstabilisierte Spannung liefernde Spannungsstabilisierungskreis vorgesehen ist,
  • dass der Transistor im Ausgangskreis des invertierenden Verstärkers über einen Widerstand an einen die vorstabilisierte Spannung führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises angekoppelt ist,
  • dass der Transistor im Ausgangskreis der Emitterfolgestufe des Ausgangskreises über einen Widerstand an den die vorstabilisierte Spannung führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises angekoppelt ist,
  • dass der Potentialverschiebungszweig des Referenzspannungskreises an den Ausgangskreis des Ausgangstreibers angekoppelt ist,
  • und dass die an den Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises führenden Koppelwiderstände so wie weitere im invertierenden Verstärker, und im Ausgangstreiber liegende Widerstande gleichen Widerstandswert besitzen.
  • Die vorstehend definierte Schaltungsanordnung besitzt den Vorteil, dass der Ausgangsspannungsbereich durch eine Vorstabilisierung wesentlich erweitert, die Stromaufnahme für grosse Ausgangsgleichspannungen reduziert, der Durchgriff der Versorgungsgleichspannung auf die Ausgangsgleichspannung wesentlich verringert und der Einfluss der Stromverstärkung von in der Schaltungsanordnung verwendeten Transistoren auf die Ausgangsgleichspannung vernachlässigbar klein ist.
  • Ausgestaltungen des Erfindungsgedankens sind in Unteransprüchen gekennzeichnet.
  • Die Erfindung wird im folgenden anhand eines in der einzigen Figur der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Die Figur zeigt dabei ein Schaltbild einer Ausführungsform der erfindungsgemässen Schaltungsanordnung.
  • Gemäss dem Schaltbild nach der Figur der Zeichnung liegt an einer mit Schwankungen behafteten Versorgungsgleichspannung Uo ein Spannungsstabilisierungskreis 10 in Form einer Reihenschaltung eines Vorwiderstandes Rv sowie einer Diodenkette D, bis DN. Ein derartiger Spannungsstabilisierungskreis ist an sich bekannt. An einem Abgriff zwischen dem Widerstand Rv und der Diodenkette D, bis DN ist eine vorstabilisierte Spannung Uv abnehmbar.
  • Weiterhin liegt an der Versorgungsgleichspannung Uo ein Referenzspannungskreis 11 in Form eines Spannungsteilers, der aus einer Konstantstromquelle in Form eines Transistors T,2 (gegebenenfalls mit Emitterwiderstand) und einem Potentialverschiebungszweig in Form der Reihenschaltung eines Transistors T11 und einer Referenzdiode D11 gebildet wird.
  • Von diesem Referenzspannungskreis 11 wird ein die Verstärkung - aufweisender invertierender Verstärker 12 mit einem Transistor T22, einem Kollektorwiderstand R22 und einem Emitterwiderstand R23 angesteuert. In den Kollektorkreis des Transistors T22 ist ein weiterer Transistor T2, eingeschaltet.
  • Der invertierende Verstärker 12 steuert einen Ausgangstreiber 13 mit einem als Emitterfolger geschalteten Transistor T32 an. Im Emitterzweig dieses Transistores liegt ein Arbeitswiderstand R32 sowie ein als Diode geschalteter Transistor T33. Dieser Transistor T33 bildet mit dem Transistor T12 im Referenzspannungskreis 11 einen Stromspiegel, sodass über diese beiden Zweige ein gleicher mit I1 bezeichneter Strom fliesst. Im Kollektorzweig des Transistors T32 liegt ein Transistor T3,, dessen Ansteuerung im folgenden noch genauer beschrieben wird.
  • Vom Emitter des Transistors T32 des Ausgangstreibers 13 wird ein Transistor Tlo angesteuert, der zusammen mit einem Emitterwiderstand R10 einen Stromquellentransistor zur Speisung einer schematisch dargestellten Last 20 dient. Diese Last 20 kann beispielsweise durch einen integrierten Schaltkreis gebildet werden.
  • Es ist darauf hinzuweisen, dass an den Ausgang des Treibers 13 am Emitter des Transistors T32 mehrere Stromquellentransistoren nach Art des Transistors T,o liegen können, die parallel über einen Strom IL angesteuert werden. Am Widerstand R10 steht die von Schwankungen der Versorgungsspannung Uo unabhängige Ausgangsgleichspannung UR.
  • Um nun eine in einem weiten Bereiche von der Versorgungsgleichspannung und der Bauelementeparameter unabhängige Ausgangsgleichspannung UR zu erhalten, werden der Transistor T21 im invertierenden Verstärker 12 über einen Widerstand R21 und der Transistor T31 im Ausgangstreiber 13 über einen Widerstand R31 vom Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises angesteuert, an dem die vorstabilisierte Spannung Uv steht. Die Kopplung über den Widerstand R21 verbessert dabei noch die Verstärkung im Sinne einer genaueren Einstellung der Verstärkung -1 des invertierenden Verstärkers.
  • Weiterhin wird der Transistor T11 im Referenzspannungskreis 11 über einen Widerstand R13 vom Verbindungspunkt der Transistoren T31 und T32 im Ausgangstreiber 13 angesteuert.
  • Der über die Transistoren T31 und T32 im Ausgangstreiber 13 fliessende Strom ist mit I1+IL bezeichnet. Weiterhin sei der über den Transistor T22 im invertierenden Verstärkerfliessende Strom mit 12 bezeichnet. An der Referenz-Diode D11 möge die Spannung Uo abfallen.
  • Zur Bestimmung der Ausgangsgleichspannung UR seien die folgenden beiden Kreise in der Schaltung näher betrachtet.
  • Der erste Kreis verläuft vom Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises 10 mit der Spannung Uv über den Widerstand R21, den Transistor T21, den Widerstand R22, den Transistor T32, den Transistor T10 und den Widerstand Rio.
  • Der zweite Kreis verläuft ausgehend vom Punkt mit der Spannung Uv über den Widerstand R31, den Transistor T31, den Widerstand RB, den Transistor T11, die Diode B,1, den Transistor T21 sowie den Widerstand R23.
  • Unter der Voraussetzung, dass erfindungsgemäss die Widerstände R21, R22, R23, R31 den gleichen Widerstandswert besitzen, ergeben sich bei Vernachlässigung von Basisströmen zweiter Ordnung für die beiden vorgenannten Kreise folgende Gleichungen:
    Figure imgb0001
    Figure imgb0002
    Figure imgb0003
  • Darin bedeuten die Indices BE mit einer entsprechenden Ziffer jeweils die Basis-Emitterspannung der entsprechenden Transistoren und ß deren Stromverstärkung.
  • Berücksichtigt man, dass an vom gleichen Strom durchflossenen Basis-Emitter-Strecken die gleiche Spannung abfällt, so ergibt sich aus den Gleichungen (1) und (2)
    Figure imgb0004
  • Aus der vorstehenden Gleichung (3) ist ersichtlich, dass die Ausgangsgleichspannung UR unabhängig von der Spannung Uv und von dem in den Lastkreis fliessenden Strom IL und damit also von der Versorgungsgleichspannung Uo und der Last 20 unabhängig ist.
  • Mit Hilfe des Widerstandes RB kann der Stromverlust zwischen dem Emitter- und dem Kollektorstrom des Transistors Tlo ausgeglichen werden, wenn RB = R32 ist. Ist RB=n R32, so können die a-Faktoren von weiteren n-1 Transistoren entsprechend dem Transistor T10 im aktiven Teil der Schaltung ausgeglichen werden.
  • Die an den Widerständen des aktiven Teils der Schaltung abfallenden Spannungen sind der Spannung UD proportional. Mit dem gleichen Proportionalitätsfaktor wird auch der Temperaturgang der Diode D11 bzw. der Spannung UD übertragen. Dies ist in vielen Fällen erwünscht, da damit Spannungen an Widerständen und Dioden gleiches Temperaturverhalten zeigen und somit Differenzsignale in den Schaltungen frei von Temperatureinflüssen sind.
  • In manchen Fällen ist jedoch ein Diodentemperaturgang unerwünscht.
  • In solchen Fällen kann die Diode D11 durch eine eine temperaturstabile Referenzspannung liefernde Schaltung ersetzt werden, wie sie beispielsweise aus «IEEE Journal of Solid-State Circuits, SC-7 (1972), S. 267-269 im Prinzip bekannt ist.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer von Schwankungen einer Versorgungsgleichschaltung unabhängigen Ausgangsgleichspannung, insbesondere zur Ansteuerung von Stromquellentransistoren zur Speisung von integrierten Schaltungen, mit einem an der Versorgungsgleichspannung liegenden Referenzspannungskreis in Form einer Reihenschaltung, einer Konstantstromquelle und eines Potentialverschiebungszweiges, mit einem vom Referenzspannungskreis angesteuerten invertierenden Verstärker, in dessen Ausgangskreis eine seine Verstärkung festlegende Kombination aus Widerständen und mindestens einem Transistor liegt, mit einem vom invertierenden Verstärker angesteuerten, die Ausgangsgleichspannung liefernden Ausgangstreiber mit einer Emitterfolgerstufe und einem in deren Ausgangskreis liegenden Transistor und mit einer Ansteuerung des Potentialverschiebungskreises im Referenzspannungskreis vom Ausgangstreiber, dadurch gekennzeichnet, dass ein an der Versorgungsgleichspannung (Uo) liegender Spannungsstabilisierungskreis (10) vorgesehen ist,
dass der Transistor (T2,) im Ausgangskreis des invertierenden Verstärkers (12) über einen Widerstand (R21) an einen die vorstabilisierte Spannung (Uv) führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises (10) angekoppelt ist,
dass der Transistor (T3,) im Ausgangskreis der Emitterfolgerstufe (T32) des Ausgangstreibers (13) über einen Widerstand (R31) an den die vorstabilisierte Spannung (Uv) führenden Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises (10) angekoppelt ist,
dass der Potentialverschiebungszweig (T11, D11) des Referenzspannungskreises (11) an den Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) angekoppelt ist,
und dass die an den Abgriff des Spannungsstabilisierungskreises (10) führenden Koppelwiderstände (R21, R31) sowie weitere im invertierenden Verstärker (12) und im Ausgangstreiber (13) liegende Widerstände (R22, R23) gleichen Widerstandswert besitzen.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Potentialverschiebungszweig (T11, D11) des Referenzspannungskreises (11) über einen Widerstand (Re) an den Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) angekoppelt ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Koppelwiderstandes (Re) zwischen Potentialverschiebungszweig (T11, D11) des Referenzspannungskreises (11) und dem Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) gleich dem Wert eines Arbeitswiderstandes (R32) der Emitterfolgerstufe (T32) des Ausgangstreibers (13) ist.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Wert des Koppelwiderstandes (Re) zwischen Potentialverschiebungszweig (T11, D11) des Referenzspannungskreises (11) und an dem Ausgangskreis des Ausgangstreibers (13) gleich dem n-fachen Wert des Arbeitswiderstandes (R32) der Emitterfolgerstufe (T32) des Ausgangstreibers (13) ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transistor (T,2) der Konstantstromquelle des Referenzspannungskreises (11) sowie ein im Ausgangskreis des Ausgangstreibers (12) liegender Transistor (T33) einen Stromspiegel bilden.
6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Potentialverschiebungszweig (T11, D11) des Referenzspannungskreises (11) eine Diode (D11) ein Referenz enthält.
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