DE1813326B2

DE1813326B2 - Schaltungsanordnung zum Vorspannen der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors durch eine temperaturabhängige Vorspannung

Info

Publication number: DE1813326B2
Application number: DE1813326A
Authority: DE
Inventors: Allen Leroy Somerville N.J. Limberg (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1967-12-08
Filing date: 1968-12-07
Publication date: 1979-08-09
Also published as: GB1240137A; NL165012C; NL165012B; SU484511A1; BE725102A; JPS5743935B1; DE1813326A1; ES361150A1; FR1602149A; DE1813326C3; AT301694B; JPS5612887B1; NL6817518A; SE345561B; US3534245A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 oder 2.

Eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 ist aus der FR-PS 14 56 851, insbesondere F i g. 6 bekannt. Diese bekannte integrierte Schaltungsanordnung enthält mehrere, in Reihe miteinander und mit einem Vorwiderstand geschaltete pn-Dioden. Die Reihenschaltung ist an eine unstabilisierte Betriebsspannung angeschlossen, welche die Dioden in Flußrichtung vorspannt. Von den Verbindungspunkten zwischen den Dioden bzw. zwischen dem Vorwiderstand und der Reihenschaltung aus den Dioden werden temperaturabhängige, jedoch gegen Speisespannungsschwankungen im wesentlichen stabilisierte Betriebsspannungen abgenommen, gegebenenfalls über Transistoren, die als Emitterverstärker geschaltet sind.

Aus der DE-AS 1141 338 ist ferner ein Transistorverstärker bekannt, bei dem der Arbeitspunkt durch einen Spannungsteiler stabilisiert ist, welcher aus einem Widerstand und einer parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Transistors liegenden Diode besteht, die durch die Basis-Emitter-Strecke eines Hilfstransistors gebildet ist, der die gleiche Charakteristik wie der Verstärkertransistor hat und durch Verbinden von Basis und Kollektor als Diode geschaltet ist. Diese Schaltungsanordnung unterscheidet sich somit vom Oberbegriff des Anspruchs 1 nur dadurch, daß außer dem ersten pn-Übergang kein weiterer pn-Übergang vorgesehen ist.

Eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 2 Ist aus der FR-PS 15 02 269, insbesondere F i g. 1 und 3, bekannt Bei dieser bekannten integrierten Schaltungsanordnung ist der Emitter des zweiten Transistors mit der Basis des ersten Transistors direkt verbunden. Eine solche Schaltungsanordnung stellt eine Spannungsquelle niedrigen Widerstandes dar, deren Spannung sich in Abhängigkeit der Temperatur analog der Spannung an einem in Flußrichtunj vorgespannten ρη-Übergang ändert Bei den vorgenannten bekannten Schaltungsanordnungen ist die Stabilisierung des Kollektorstromes des vorzuspannenden Transistors gegen Temperaturschwankungen dadurch begrenzt, daß der Temperaturgang des Vorwiderstandes den Strom durch den pn-übergang, an dem die Vorspannung abgenommen wird, temperaturabhängig verändert

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, bei der Schaltungsanordnung c*er eingangs genannten Art auf einfache Weise die Stabilisierung des jo Kollektorstromes des vorzuspannenden Transistors gegen Temperaturschwankungen zu verbessern.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 durch die kennzeichnenden Merkma- 2 > Ie dieses Anspruchs und bei einer Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 2 durch die kennzeichnenden Merkmale dieses Anspruchs gelöst.

Durch die Erfindung wird der unerwünschte Einf'uß jo des Temperaturganges des Vorwiderstandes auf den zu stabilisierenden Kollektorstrom bzw. die zu erzeugende Vorspannung weitgehend ausgeschaltet.

Die Unteransprüche betreffen Weiterbildungen und vorteilhafte Ausgestaltungen auf die Zeichnung näher r> erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Schaltbild einer ersten Ausführungsform einer Schaltungsanordnung gemäß der Erfindung,

F i g. 2 ein Schaltbild einer Abwandlung der Schaltungsanordnung gemäß F i g. 1,

F i g. 3 ein Schaltbild einer zusätzlichen Stabilisierungsschaltung, die in Verbindung mit den Schaltungsanordnungen gemäß F i g. 1 oder 2 verwendet werden kann und

F i g. 4 und 5 Schaltbilder von Schaltungsanordnun- 4^r> gen, die Abwandlungen der Ausführungsbeispiele gemäß F i g. 1 bzw. 2 enthalten.

Die in F i g. 1 dargestellte Schaltungsanordnung wird vorzugsweise in integrierter Bauweise ausgeführt. Sie enthält eine Lawinen- oder Zenerdiode 10, die in Reihe mit einem ersten Widerstand 16 zwischen eine Speisespannungsklemme 12 und eine Bezugs- oder Masseklemme 14 geschaltet ist. Vom Verbindiingspunkt 20 der Zenerdiode 10 mit dem Widerstand 16 ist ein zweiter Widerstand 18 zum Kollektor eines ersten einer Reihe von hintereinander geschalteten Transistoren 22, 24 ... η geschaltet. Die Transistoren 22, 24 ... η sind jeweils durch eine Verbindung zwischen Basis und Kollektor als Gleichrichter geschaltet.

Der Emitter des Gleichrichtertransistors η ist mit der t.o Masseklemme 14 verbunden. An Masse liegt auch der Emitter eines weiteren Transistors 11, welcher durch die Stromquelle vorgespannt werden soll. Seine Basis ist über eine Leitung 13 mit der Basis des Gleichrichtertransistors η verbunden und sein Kollektor ist über eine b5 Ausgangsklemme 15 an eine Last 17 angeschlossen.

Wie man diese verschiedenen als Transistoren, Dioden und Widerstände arbeitenden Bauelemente in einem monolithischen integrierten Schaltungsplättchen ausführt, ist ebenso wie die Art ihrer Zusammenschaltung bekannt Bei einem solchen Aufbau sind die aktiven und passiven Schaltungselemente sehr gut aufeinander abgestimmt und ausgezeichnet thermisch miteinander gekoppelt

In der Schaltung nach Fig. 1 ist der Wert des Widerstandes 18 von der Umgebungstemperatur abhängig. Die als Gleichrichter geschalteten Transistoren 22,24... π enthalten je einen Halbleiterübergang im Plättchen. Wenn an der Speisespannungsklemme 12 eine ungeregelte Spannung liegt, hält die Zenerdiode 10 die Gleichspannung am Verbindungspunkt 20 praktisch konstant

Beim Betrieb der Schaltungsanordnung nach F i g. 1 wird der Zenerdiode 10 über den Anschluß 12 eine Spannung zugeführt, welche stärker positiv als die Sperrdurchbruchsspannung ist Am Verbindungspunkt 20 entsteht dann eine geregelte Spannung, die praktisch gleich der Sperrdurchbruchsspannung ist und ausreicht, um einen Strom durch die Reihenschaltung aus dem Widerstand 18 und den Gleichrichtertransistoren 22,24 ... π fließen zu lassen.

Da der Basis-Emitter-Übergang des Transistors η parallel zum Basis-Emitter-Übergang des Transistors 11 liegt und diese beiden Transistoren in der integrierten Schaltung gut übereinstimmen und thermisch gut gekoppelt sind, ist der Kollektorstrom im Transistor 11 genauso groß, wie der im Transistor n. Der Kollektorstrom im Transistor 11 kann dann bei einer Temperatur Γι aus der Gleichung für den Kollektorstrom des Transistors π bestimmt werden:

/1 =

V_rb =

Vöc =

Kollektorstrom des Transistors η in mA,
Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 10 in V,

Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfall jedes der a's Gleichrichter geschalteten Transistoren 22,24,... ,n,

Anzahl der als Gleichrichter in Serie geschalteten Transistoren und
Wert des Widerstandes 18 in kOhm.

Man sieht, daß der Wert des Stromes bei Temperaturschwankungen stabilisiert werden kann, wenn man die definierten Temperaturabhängigkeiten der Bauelemente, welche in Gleichung 1 auftreten, ausnutzt.

Bei Änderungen der Umgebungstemperatur verändern sich die Parameter in Gleichung 1 im einzelnen in folgender Weise. Der Betriebsstrom der Quelle läßt sich bei einer anderen Temperatur 7} durch die folgende Gleichung ausdrücken

(V_{rb +} \V_rh)-m(V_bc+ \V_be)
R + \R

wobfci Δ Vrb und Δ Vb_e und ΔR die Veränderungen von Vrth Vbe bzw. R, bei einer Temperaturänderung von 71 auf T₂ sind, h ist der Kollektorstrom im Transistor η bei der neuen Temperatur T₂.

Wenn der Kollektorstrom des Transistors 11 bei einer solchen Temoeraturveränderune stabil bleiben soll, muß

/ι gleich /2 sein. Damit muß die folgende Gleichung erfüllt sein:

K„-mV_he {V_{rb +} \V_rh)-m{V_b,+ \V_be)

R + \R

Durch Überkreuzmultiplikation und Auflösung läßt sich zeigen, daß ein konstanter Strom erhalten wird, wenn

\V_r

m,

AR

- m K₁,

(4)

ist. Die genauen Werte für die Ausdrücke V_r(* Δ V_rb, Vbe, Δ Vbc und Δ R/R in der vorstehenden Gleichung hängen in starkem Maße von dem Halbleitermaterial ab, aus welchem die integrierte Schaltung aufgebaut wird. Ferner hängen die Werte von dem angewandten Herstellungsverfahren ab. Beispielsweise ist bei einem monolithischen Siliziumaufbau der Durchlaßspannungsabfall der Halbleiterübergänge etwa 0,7 V, während die Änderung des Durchiaßspannungsabfalls in Abhängigkeit von der Temperatur, Δ Vbe, etwa 1,75 mV K^-1 ist. Die Widerstandswerte schwanken bei einem solchen Aufbau zusätzlich um l,9%o K"¹ für einen Widerstand von 200 Ohm/D. Weiterhin hat eine Zenerdiode, wie sie in der Schaltung nach F i g. 1 vorgesehen ist, mit einer Sperrdurchbruchsspannung von 5,1 V einen positiven Temperatur-Koeffizienten von etwa I₁OmVK-' bei einem Strom von 1 mA. (Damit verändert sich die am Verbindungspunkt 20 stehende Gleichspannung als Funktion der Umgebungstemperaturänderungen.)

Wenn man diese Werte in Gleichung 4 einsetzt und beachtet, daß die Änderung des Durchlaßspannungsabfalls Δ Vbe mit der Temperatur in entgegengesetzten Sinne wie entsprechende temperatufbedingte Änderungen der Sperrdurchbruchsspannung und des Widerstandes verlaufen, dann läßt sich zeigen, daß eine Temperaturstabilisierung erreicht wird, wenn ■ m, die Anzahl der in Reihe geschalteten Gleichrichtertransistoren, 2,82 beträgt. Da die Zahl der Transistoren kein Bruch, sondern nur eine ganze Zahl sein kann, wählt man die nächste ganze Zahl, also drei in Reihe geschaltete Gleichrichtertransistoren für die Schaltungsanordnung nach Fig. 1.

Eine solche Schaltung ergibt einen Kollektorstrom für den Transistor 11, der bei Temperaturschwankungen praktisch konstant ist Die Lawinendiode 10 trennt die Schaltungsanordnung von Schwankungen der am Anschluß 12 liegenden Speisespannung und stabilisiert damit den Kollektorstrom auch bei Schwankungen dieser Spannung.

Die in Fig.2 gezeigte Schaltung entspricht der Schaltung nach F i g. 1. Wieder dient eine Zenerdiode 10 der Stabilisierung gegen Speisespannungsschwankungen. Ein Unterschied besteht jedoch darin, daß die drei in Reihe als Gleichrichter geschalteten Transistoren durch eine rückgekoppelte Transistorstufe 200 ersetzt sind, mit welcher sich der Wert von 2,82 V^ als optimaler Wert für die Temperaturstabilisierung besser erreichen läßt

Die Stufe 200 enthält ein Paar Transistoren 202 und 204. Der Transistor 202 ist in Emittergrundschaltung geschaltet, sein Kollektor liegt über Widerstände 16 und 18 an der Speisespannungsklemme 12 und sein Emitter liegt an der Spannungsklemme 14. Der andere Transistor 204 ist in Kollektorgrundschaltung geschaltet sein Kollektor liegt an der Speisespannungsklemme 12 und sein Emitter über ein Paar in Reihe geschaltete! Widerstände 206 und 208 an der Bezugsspannungsklem me 14.

:o Der Verbindungspunkt 210 zwischen den Widerstän den 206 und 208 liegt über eine Leitung 212 an der Basi: des Transistors 202, dessen Kollektor über eine Leitunj 214 mit der Basis des Transistors 204 verbunden ist. Di« Leitung 13 verbindet ferner den Verbindungspunkt 21(

!5 mit der Basis des Transistors !!. Die Werte dei Widerstände 206 und 208 sind so gewählt daß durch die Transistoren 202 und 204 genügend Strom fließt, um ar ihren Basis-Emitter-Übergängen einen vollen Durchlaß Spannungsabfall entstehen zu lassen.

In der Stufe 200 entsteht eine Gleichspannung arr Widerstand 208, die praktisch gleich dem Durchlaß Spannungsabfall am Basis Emitter-Übergang des Transistors 202 ist. Wegen der Reihenschaltung dei Widerstände 206 und 208 und weil der Widerstand 2Of so gewählt ist, daß durch ihn der größte Teil des der Widerstand 206 durchfließenden Stromes fließt, ist die am Emitter des Transistors 204 entstehende Spannung gleich der Spannung Vbe multipliziert mit der Summe 1 plus dem Widerstandsverhältnis der Widerstände 2Of

w und 208. Der Widerstand 206 steht bei diesem Bruch irr Zähler, der Widerstand 208 im Nenner.

Da die Gleichspannung an der Basis des Transistor: 204 um einen Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfal stärker positiv als sein Emitter ist und da bei einei integrierten Schaltung die Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfälle aller Transistoren praktisch gleich sind, isi auch die Gleichspannung, die an dem dem Verbindungspunkt 20 gegenüberliegenden Ende des Widerstände; 18 entsteht, gleich der Spannung Vi_x mal der Summe 1 plus dem vorerwähnten Widerstandsverhältnis.

Gibt man dem Widerstand 206 einen Wert, der 0,82 mal so groß wie der Wert des Widerstandes 208 ist (alsc 2 abzüglich die erwähnte Anzahl der Halbleiterübergangsspannungsabfälle), dann wird die Forderung nach 2,82 Vbe, also 2,82 Spannungsabfällen, am abgewandter Ende des Widerstandes 18 erfüllt Dann tritt eine Temperaturstabilisierung ein und der Kollektorstrorr des Transistors 202 (der durch den Wert des Widerstandes 18 bestimmt wird) ist gleich dem de; Transistors 11. Der Zusammenhang zwischen den 2,82 Spannungsabfällen Vbe in der Schaltung nach F i g. 2 unc den in der Schaltung nach F i g. 1 geforderten 2,82 als Gleichrichter geschalteten Transistoren, von dener jeder einen Durchlaßspannungsabfall Vi_x liefert, isi hiermit ersichtlich.

Für eine Stromstabilisierung in einer Schaltungsanordnung, bei der einer der Werte V^₃, Δ Vrb, Va₀ Δ Vbe und ΔΚ/R von den obengenannten Werten verschieder ist, würde ein anderes Widerstandsverhältnis als 0,82 erforderlich sein. Das im Endeffekt gewählte Widerstandsverhältnis wird von Temperaturschwankunger nicht beeinflußt, weil sich in einer integrierten Schaltung die Werte des Widerstandes 206 und des Widerstandes 208 im gleichen Verhältnis verändern.

Die in Fig.3 dargestellte Schaltung läßt sich mil jeder der Schaltungsanordnungen nach Fig. 1 und 2 zur weiteren Stabilisierung des Kollektorstromes des Transistors 11 verwenden.

Diese Schaltung dient zur Regelung des durch die Zenerdiode 10 fließenden Stromes. Auf diese Weise werden die Sperrdurchbruchsspannung V_rb der Zenerdiode 10 und Veränderungen dieser Durchbruchsspannung Δ Vrb bei Temperaturschwankungen genauer definiert und lassen sich besser in der angegebenen Weise kompensieren, da nur der Temperatureffekt der Lawinendiode 10, nicht jedoch der sie mit Strom versorgenden Schaltung berücksichtigt zu werden braucht. Die Regelschaltung nach Fig.3 enthält einen Differenzverstärker 300 und einen Emitterfolger 310. Der Differenzverstärker 300 ist mit Transistoren 302 und 304 und Widerständen 306 und 308 aufgebaut, während der Emitterfolger 310 einen Transistor 312 und Widerstände 314 und 316 enthält. Die Emitter der Transistoren 302 und 304 sind zusammengeschaltet und liegen über einem Widerstand 306 am Masseanschluß 14; der Kollektor des Transistors 304 ist über den Widerstand 308 an den Speisespannungsanschluß 12 und über eine Leitung 318 an die Basis des Transistors 312 angeschlossen; der Kollektor des Transistors 302 liegt über eine Leitung 320 am Anschluß 12, während eine weitere Leitung 322 diesen Anschluß mit dem Kollektor des Transistors 312 verbindet; der Emitter des Transistors 312 ist über in Reihe geschaltete Widerstände 314 und 316 am mit dem Speisespannungsanschluß 14 verbunden und der Verbindungspunkt 324 dieser

V'e - VhviSO ^VE +

ίο

20

Widerstände ist über eine Leitung 326 mit der Basis des Transistors 304 verbunden.

Die Schaltung nach F i g. 3 enthält ferner einen Widerstand 328 und einen als Gleichrichter geschalteten Transistor 330. Diese Bauelemente sind über eine Leitung 332 in Reihe zwischen den Emitter des Transistors 312 und eine Zenerdiode 334 geschaltet, die über eine Leitung 338 am Bezugsspannungsanschluß 14 liegt. Der Verbindungspunkt des Emitters des als Gleichrichter geschalteten Widerstandes 330 mil der Zenerdiode 334 ist über eine Leitung 336 mit der Basis des Differenzverstärkertransistors 302 verbunden. Damit ist der Regelkreis geschlossen.

Die Zenerdiode 334 in Fig.3 entspricht der Zenerdiode 10 in den F i g. 1 und 2, während der übrige Teil der Schaltung nach F i g. 3 als Ersatz für den Widerstand 16 in diesen Stromquellen angesehen werden kann. Der für die zusätzlichen Schaltungselemente gemäß Fig.3 benötigte Platz in einer integrierten Schaltung ist ausreichend klein.

Die oben beschriebene Schaltungsanordnung dient zur Regelung der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 durch Stabilisierung des sie durchfließenden Stromes gegen den Einfluß von Temperatur-Schwankungen. Mathematisch ausgedrückt lautet die Regelbedingung:

^328 + '

35

am Emitter des Transistors 312 liegende Gleichspannung minus der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 in Volt;

Veränderung dieser Spannungsdifferenz V_E 4n bei Temperaturänderung;
Basis-Emitter-Durchlaßspannungsabfall des als Gleichrichter geschalteten Transistors 330 in Volt;

Veränderung des Durchlaßspannungsabfalls bei Temperaturänderung;
Wert des Widerstandes 328 in kOhm und
Veränderung des Widerstandes 328 bei Temperaturänderung.

-.IF₁,.

(6)

l>e330

V328

Die Veränderung der Spannungsdifferenz Vp zwischen der am Emitter des Transistors 312 auftretenden Gleichspannung und der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 ist jedoch nur abhängig von temperaturbedingten Schwankungen der Durchbruchsspannung. Dies rührt zum Teil von der Gegenkopplungswirkung her, welche durch den Differenzverstärker 300, den Emitterfolger 310 und die Leitungen 326 und 336 erfolgt Diese_ Komponenten stabilisieren die Gleichspannung am Obergang 324 auf einen Wert, welcher gleich der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 ist.

Wird ferner der Widerstand 316 so gewählt, daß der Basisstrom des Transistors 304 klein im Verhältnis zu dem durch die Reihenschaltung der Widerstände 314 und 316 flieLenden Strom ist, dann läßt sich zeigen, daß die Gleichspannung am Emitter des Transistors 312 durch den Ausdruck

Nach Überkreuzmultiplikation und Auflösung ergibt sich als Bedingung für einen konstanten Strom durch die Zenerdiode 334:

50

gegeben ist.

Es läßt sich ferner zeigen, daß die Differenz zwischen dieser Spannung und der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334 durch den Ausdruck

bestimmt ist

Dieser letzte Bruch ist gleich dem Ausdruck Vp in Gleichung (6); /?₃u bzw. R₃^ sind die Werte der Widerstände 314 bzw. 316 und V^₃₃₄ ist die Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode 334.

Da das Verhältnis -^- in einer integrierten Schallte

tung von Temperaturschwankungen nicht beeinflußt wird, ist die Änderung der Spannungsdifferenz Δ Ve mit der Temperatur gleich -=äit

^Λ3Ι6

wobei 4V₁₄₃₃₄ die

Änderung der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode mit der Temperatur ist Setzt man diese Brüche für Vf und Δ Ve in Gleichung (6) ein, dann sieht man, daß

der Strom durch die gilt ^314 j j/	Zenerdiode 334 kostant	wird,	1	wenn
"3I6		(7)
^314 ■/	I/ ^12S ^Vhe„„

Wird die Regelschaltung nach F i g. 3 ebenfalls als monolithische integrierte Siliciumschaltung aufgebaut (dann ist ν^_3Μ=0,7 V, AV_bcii0 = 1,75 mV K"¹ und Δ ^= 1,9 0/00 K-' und die Zenerdiode 334 wiederum

so ausgelegt, daß ihre Sperrdurchbruchsspannung 5,1 V und ihrer positiver Temperaturkoeffizient etwa 1 mV K"¹ bei einem Strom von 1 raA ist, dann wird eine

Stromstabilisierung bei einem Verhältnis von -^- =

«316

0,354 erreicht. Bei diesem Widerstandsverhältnis für die Widerstände 314 und 316 stellt sich eine Spannungsdifferenz Inzwischen dem Emitter des Transistors 312 und der Sperrdurchbruchsspannung der Zenerdiode auf einen Wert von 1,8 V ein.

Die niedrige Impedanz der Zenerdiode 334 in F i g. 1 vermindert die positive Rückkopplung vom Emitter des Transistors 312 zur Basis des Transistors 302, so daß die Schaltung nicht schwingt.

In Fig.3 ist die Zenerdiode 334 mit einem Ausgangspunkt 340 verbunden. Dieser Punkt soll mit dem Anschluß 20 in den F i g. 1 oder 2 verbunden werden, wenn die Regelschaltung nach F i g. 3 zur weiteren Stromstabilisierung benutzt werden soll.

Soiche Verbindungen sind entsprechend auch in den F i g. 4 und 5 gezeigt, jedoch sind die der Stromquelle entsprechenden Schaltungsteile für die Verwendung als Verstärker in Emittergrundschaltung etwas abgewandelt. Beispielsweise ist in Fig.4 ein Paar gleicher Widerstände 402 und 404 zur Ankopplung des Kollektors des Transistors η an die Basis des Transitors 11 und an seine eigene Basis eingefügt. Die zu verstärkenden Eingangssignale werden über einen Kondensator 19 und einen Anschluß 21 der Basis des Transistors 11 zugeführt.

Andererseits sind in Fi g. 5 zwei gleiche Widerstände

502 und 504 zwischen den Verbindungspunkt 210 und die Basen der Transistoren 11 bzw. 202 eingefügt. Die Eingangssignale werden dem Transistor Il wiederum über den Kondensator 19 und den Anschluß 21 zugeführt.

Weiterhin ist in diesen beiden Figuren eine als Widerstand dargestellte Last 17 an die Ausgangsklemme 15 der Stromquellen angeschlossen, an welcher die verstärkten Signale auftreten. Die Widerstände 402 und

ίο 502 dienen in beiden Fällen der Erhöhung der Eingangsimpedanz für die Eingangssignale, so daß eine Verstärkung auftritt. Die Widerstände 404 und 504 dienen gleichermaßen einer symmetrischen Vorspannung, so daß Gleichströme gleichen Wertes in den

ι-, Transistoren η und 11 und in den Transistoren 202 und 11 fließen. Hierzu ist zu bemerken, daß sehr wenig Strom in Abweichung von dem oben beschriebenen Betrieb der Stromquelle durch den Widerstand 404 in F i g. 4 fließt, und daß der Transistor η nach wie vor als Gleichrichter wirkt, da seine Basisvorspannung von seinem Kollektorkreis geliefert wird.

Die Vorspannungsstabilisierung läßt sich in jeder dieser Schaltungen ebenso wie vorher erreichen, wenn man eine leicht zu berechnende Anzahl von Halbleiter-

r, Übergangsspannungsabfällen zur Kompensation der Temperaturabhängigkeiten benutzt. Durch ein Umordnen der Ausdrücke in Gleichung (4) läßt sich zeigen, daß die Zahl der erforderlichen Halbieiterübergangsspannungsabfälle im wesentlichen bestimmt wird durch

V_rh-

R \R

Es können auch andere Spannungsregelschaltungen, als sie in den Fig. 1, 2, 4 und 5 dargestellt sind, verwendet werden. Sie erfordern jedoch im allgemeinen eine andere Anzahl von in Durchlaßrichtung betriebenen Halbleiterübergangsspannungsabfällen, um die Stromstabilisierung zu bewirken, da die Temperaturabhängigkeiten, der verschiedenen Spannungsstabilisierungsschaltungen im allgemeinen voneinander verschieden sind.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Vorspannen der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors durch eine temperaturbedingte Änderungen des Kollektorstromes des Transistors kompensierende temperaturabhängige Vorspannung, die als Spannungsabfall an einem in Flußrichtung vorgespannten, in der thermischen Umgebung des Transistors befindlichen ι ο pn-Übergang abgenommen wird, der über eine Reihenschaltung aus mindestens einem weiteren, in gleicher Richtung wie der erste pn-Übergang gepolten pn-Übergang und aus einem in der thermischen Umgebung des Transistors befindlichen Vorwiderstand mit gegebenem positiven Temperaturkoeffizienten zwischen eine Betriebsspannungsklevnme und ein Bezugspotential geschaltet und über diese Reihenschaltung mit einem die pn-Übergänge in Flußrichtung vorspannenden Strom versorgt ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Anzahl der miteinander in Reihe geschalteten pn-Übergänge einschließlich des ersten pn-Überganges (22, 24...n) so bemessen ist, daß der Einfluß einer temperaturbedingten Änderung des Widerstandswertes des Vorwiderstandes (18) durch die temperaturbedingte Änderung der Spannungsabfälle an den pn-Übergängen im wesentlichen kompensiert wird (Fig. 1,4).

2. Schaltungsanordnung zum Vorspannen der Basis-Emitter-Strecke eines Transistors durch eine temperaturbedingte Änderungen des Kollektorstromes des Transistors kompensierende temperaturabhängige Vorspannung, die als Spannungsabfall an einem einseitig an einem Bezugspotential liegenden, in Flußrichtung vorgespannten pn-Übergang abgenommen wird, der die Basis-Emitter-Strecke eines in der thermischen Umgebung des vorzuspannenden Transistors befindlichen ersten Transistors ist, dessen Emitter an das Bezugspotential und dessen Kollektor über einen in der thermischen Umgebung des vorzuspannenden Transistors befindlichen Vorwiderstand mit gegebenem positiven Temperaturkoeffizienten an eine Betriebsspannungsquelle angeschlossen ist, mit einem in der thermischen Umgebung des vorzuspannenden Transistors befindlichen zweiten Transistor, der vom gleichen Leitungstyp wie der erste Transistor ist und dessen Basis an den Kollektor des ersten Transistors und dessen Emitter mit der Basis des ersten Transistors sowie über einen Widerstand mit dem Bezugspotential verbunden ist und dessen Kollektor an eine weitere Betriebsspannungklemme angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand, über den der Emitter des zweiten Transistors (204) mit dem Bezugspotential verbunden ist, ein Spannungsteiler (Widerstände 206, 208) ist und die Basis des ersten Transistors (202) an den Abgriff des Spannungsteilers angeschlossen ist, und daß das Spannungsteilerverhältnis so bemessen ist, daß der Einfluß einer temperaturbedingten Änderung des Widerstandswertes des Vorwiderstandes (18) durch die temperaturbedingte Änderung der Spannungsabfälle an den Basis-Emitter-Übergängen der beiden Transistoren (202,204) kompensiert wird (F i g. 2,5). b5

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Spannung an der Betriebsspannungsklemme gegen die Speisespannungsschwankungen im wesentlichen stabilisiert, jedoch temperaturabhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Bemessung der Anzahl der pn-Übergänge (22, 24,... n) zusätzlich zur temperaturbedingter. Änderung des Widerslandswertes des Vorwiderstandes (18) auch die temperaturbedingte Änderung der Spannung an der Betriebsspannungsklemme (Verbindungspunkt 20) berücksichtigt ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, bei der die Spannung an der ersten Betriebsspannungsklemme gegen Speisespannungsschwankungen im wesentlich stabilisiert, jedoch temperaturabhängig ist, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Bemessung des Spannungsteilerverhältnisses zusätzlich zur temperaturbedingten Änderung des Widerstandswertes des Vorwiderstandes (18) auch die temperaturbedingte Änderung der Spannung an der Betriebsspannungsklemme (Verbindungspunkt 20) berücksichtigt ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch I oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die pn-Übergänge durch als Dioden geschaltete Transistoren (22, 24,... ///gebildet sind.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung, welche die gegen Speisespannungsschwankungen im wesentlichen stabilisierte, jedoch temperaturabhängige Betriebsspannung liefert, eine Zenerdiode (334) und eine Schaltungsanordnung zur Speisung der Zenerdiode mit einem im wesentlichen temperaturabhängigen Strom enthält (F i g. 3).