DE831418C - Anordnung zur Verstaerkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation von elektromagnetischen Wellen ultrahoher Frequenzen - Google Patents
Anordnung zur Verstaerkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation von elektromagnetischen Wellen ultrahoher FrequenzenInfo
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Description
Die Erfindung bezieht sich auf elektrische Systeme für die Übertragung elektromagnetischer Wellen
von ultrahoher Frequenz und insbesondere auf Systeme, die einen Verstärker zur Verstärkung von
Wellen in dem Wellenlängenbereich unter einem Meter enthalten.
Die mit der Erfindung verfolgten Ziele beziehen sich auf die Neutralisation verschlechternd wirkender
Gegenkopplung in einem Verstärker mit geerdetem Gitter, die Verringerung der Folgen eines
wirksamen Eingangsverlustes und eines Verlustes, der durch elektronische Gitterströme in
solchen Verstärkern auftritt, und die Neutralisation von zwischen den Elektroden liegenden Impedanzen,
wo diese Impedanzen nicht unmittelbar zugänglich sind. Ein noch anderes Ziel der Erfindung besteht
in der Verringerung des Einflusses der Impedanzänderungen der angeschlossenen Belastung auf den
Verstärker.
Die Erfindung hat eine Anordnung zur Verstärkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation
bei elektromagnetischen Wellen ultrahoher Frequenz zum Gegenstand.
Die Besonderheit dieser Anordnung besteht darin, daß unter Verwendung von koaxialen Rohrleitungen,
die in einem geschlossenen Leitungszug den Eingangskreis, die elektronische Entladungsstrecke und den Ausgangskreis miteinander verbinden,
der geschlossene Leitungszug mindestens eine Wellenlänge lang ist, daß die Entladungsstrecke
in die Rohrleitung eingesetzt ist, derart, daß das Steuergitter mit dem äußeren Leiter direkt ver-
bunden ist und daß der Lastanschluß 9 von der Entladungsstreake in einem Abstand von λ/4 oder
einem ungeraden Vielfachen davon bezüglich der Betriebswellenlänge vorgesehen ist, und daß die
Länge des Leitungsstückes 21 zwischen Ausgangskreis 20 und Eingangskreis 22 sowie der Wellenwiderstand
dieses Stückes 21 so bemessen sind, daß eine Rückkopplung (positive Kopplung) erzielt wird.
Das Wesen der Erfindung und ihre verschiedenen Merkmale, Ziele und Vorzüge ergeben sich vollständiger
in Verbindung mit den Ausführungsbeispielen, die für die Erläuterung der Erfindung
ausgewählt und in der Zeichnung veranschaulicht worden sind; in der Zeichnung zeigt
Fig. ι in schematischer Schaltung einen erfindungsgemäßen
Verstärker mit geerdetem Gitter,
Fig. 2 Konstruktionsdetails unter Darstellung zusätzlicher Merkmale,
Fig. 3 die Kaskadenanordnung von Verstärkerteilen nach Fig. 2,
Fig. 4 und 5 einen Oszillator und einen Frequenzumformer, die bestimmte Merkmale der Erfindung
enthalten.
In Fig. ι sind in schematischer Form die Hochfrequenzkreise
eines Mikrowellenverstärkers dargestellt, der eine als Verstärker wirkende Raumentladungsanordnung
ι mit drei Elektroden enthält, und zwar zusammen mit dem Erzeuger 2 der zu
verstärkenden Wellen und der Nutzlast 3, die an dem Ausgang des Verstärkers angeschlossen ist.
Der Eingangskreis 4 des Verstärkers ist einerseits an die Kathode 5 der Entladungsvorrichtung und
andererseits an das geerdete Gitter 6 angeschlossen. Der Ausgangskreis 8 ist in ähnlicher Weise mit dem
Gitter 6 und der Anodej verbunden. Ein Kennzeichen eines Verstärkers mit geerdetem Gitter wie
des vorliegenden besteht in der günstigen Verteilung der zwischen den Elektroden liegenden
Impedanz, denn die vergleichsweise große Gitteranodenkapazität ist als Gegenkopplungsquelle
ausgeschaltet, sofern die Reaktanz der Gitterleitung vernachlässigbar ist, und die Kathoden-Anoden-Impedanz,
die Gegenkopplung bewirken kann, ist klein, zumal die Kathode durch das zwischenliegende
Gitter abgeschirmt ist.
Infolge des Umstandes, daß in einem Verstärker mit geerdetem Gitter der Hochfrequenzstrom im
Anodenkreis auch durch die Eingangselektroden, also durch die Kathode fließt, so bildet sich an der
Kathode eine Nebenkonduktanz, die die Neigung hat, den Eingangskreis aufzuladen und die endgültige
Verstärkung zu reduzieren.
Es handelt sich dabei um eine dem System anhaftende negative Kopplung (Gegenkopplung). Eine
positive Kopplung (Rückkopplung) wird mit Bezug auf Fig. ι erhalten, wenn man im Ausgangskreis
8 einen Punkt auswählt, wo die Wechselspannung um 90 elektrische Grade von dem zur
Anode 7 fließenden Wechselstrom abweicht, und von diesem Punkt aus einen Teil des Ausgangsstroms
zum Eingang zurückspeist über einen Weg von solcher elektrischen Länge, daß die Kopplung
positiv oder rückkoppelnd wird. Im einzelnen wird dazu bemerkt: Zwischen der Verstärkervorrichtung
ι und den Ausgangsklemmen 9 ist ein vierpoliges Netzwerk 10 eingeschaltet, welches geeignet
ist, in die durchgeleiteten Ströme eine Phasenverschiebung von 900 einzuführen, die über
dem in Frage stehenden Frequenzbereich besteht. Ein zweiter 9O°-Phasenschieber 11 ist zwischen
den Ausgang des Phasenschiebers 10 und die Eingangselektroden der \'rerstärkervorrichtung 1 geschaltet.
Mit Bezug auf Richtung und Vorzeichen der Phasenverschiebungen in den Vorrichtungen
10 und 11 ist es erwünscht, daß die totale Phasenverschiebung
in der Rückkopplungsverbindung von der Anode 7 bis zur Kathode 5 entweder o°, 3600
oder ein Vielfaches von 360° ist. Die Vorrichtung 10 kann hiernach eine positive Phasenverschiebung
und die Vorrichtung 11 eine negative Phasenverschiebung
einführen, so daß die resultierende Phasenverschiebung in der Rückkopplung gleich
Null ist.
Wenn der Wellenwiderstand des Netzwerkes 10 mit Z1, der Anodenwechselstrom mit /,, bezeichnet
wird, so ist die Wechselspannung E1 am Ausgang des Netzwerks 10
E1 = JlnZ1. (i)
Es handelt sich um eine grundlegende Beziehung, die für 90°-Phasenschieber durchweg gilt, ohne
Rücksicht auf die Größe und den Phasenwinkel der Lastimpedanz oder anderer Abschlußimpedanzen.
Wenn in ähnlicher Weise der Wellenwiderstand des Netzwerkes 11 durch Z2 dargestellt wird, dann
gilt für den zur Kathode zurückfließenden Strom Iff, die Beziehung '
In = j E1IZ2 (2)
(3)
Auch diese Beziehung ist grundlegend und gilt ohne Rücksicht auf eine etwaige an der Kathode
liegende Spannung oder irgendeine Impedanz, die zwischen Kathode und Erde geschaltet sein mag.
Wenn nunmehr die beiden Wellenwiderstände Z1 und Z2 einander genau gleich gemacht werden, so
ist nach Gleichung (3) ersichtlich, daß der Rückkopplungsstrom genau gleich und entgegengesetzt
dem Anodenstrom ist, und dadurch eine Ladewirkung des Anodenstroms auf die Treiberquelle
vollständig ausfällt. Es ist wiederum wichtig zu bemerken, daß die auf diese Weise gesicherte Neutralisation
der vorhandenen negativen Gegenkopplung ganz unabhängig ist von der Art der Lastimpedanz
und daher nicht beeinträchtigt wird, wenn die Last 3 sich einmal ändert oder absichtlich
geändert wird, sei es hinsichtlich Größe oder Phasenwinkel oder beider.
Die vorangehenden Betrachtungen zeigen auch, daß der relative Wellenwiderstand der Netzwerke
10 und 11 gesteuert werden kann, um den Betrag der Gegenkopplung oder den Grad der Neutralisation
einzustellen, ohne daß dadurch die vorhandene Unempfänglichkeit des Kreises gegenüber Änderungen
des Lastimpulses gestört wird.
Bei der Ausführung der Erfindung, die in Fig. 2 veranschaulicht ist, sind die Abschnitte einer abgeschirmten
Übertragungsleitung als Phasenschieberelemente und als Verbindungskreise verwendet.
Die als Verstärker wirkende Entladungsvorrichtung ist selbst in die abgeschirmte Leitung verlegt, wodurch
der ganze Verstärker vollständig abgeschirmt ist und aus einer eingeschlossenen Übertragungsschleife besteht. Die koaxiale Form der abge-
schirmten Leitung ist besonders gut für die Zwecke der Erfindung geeignet; Leitungsstücke solcher
Art sind bei dem Gerät nach Fig. 2 benutzt.
Gemäß Fig. 2 besteht die geschlossene Übertragungsschleife aus den Abschnitten 20, 21 und
22 einer koaxialen Übertragungsleitung. Der Eingangskreis des Verstärkers besteht aus einer koaxialen
Leitung 4, die an die Schleife an der Verbindungsstelle der Abschnitte 21 und 22 angeschlossen
ist; der AusgangSkreis besteht aus einem koaxialen Leiter 9, welcher an der Verbindungsstelle
der Abschnitte 20 und 21 mit der Schleife in Verbindung steht. An der dritten Verbindungsstelle
befindet sich die als Verstärker wirkende und mit einem geerdeten Gitter ausgestattete Raumas
entladungsvorrichtung 1. Letztere ist vollständig in dem Außenteil der koaxialen, die Übertragungsschleife bildenden Leitung angeordnet, wobei das
Gitter 6 als Scheidewand oder Sperre ausgeführt ist, die sich über den Querschnitt dieses äußeren
Leiters erstreckt. Die elektronische Kathode 5 und die Anode 7 sind auf entgegengesetzten Seiten der
Gitterscheidewand angeordnet, und zwar symmetrisch in dem äußeren Leiter; beide sind an den
inneren Leiter des schleifenförmigen, koaxialen Leiterpaares angeschlossen und können im Prinzip
eine Verlängerung dieses inneren Leiters bilden. Gasdichte Verschlüsse 23 aus Glas o. dgl. bilden
zusammen mit dem äußeren Leiter eine Umhüllung oder Kammer, welche die verschiedenen Elektroden
umschließt. Entladungsvorrichtungen dieser allgemeinen Art sind in der Technik bekannt, und es
ist nicht die Absicht, die Erfindung durch die bisherige Beschreibung einer typischen Form einer
solchen Vorrichtung zu beschränken.
Der koaxiale Leitungsabschnitt 20, welcher zwischen dem Ausgang des Verstärkers und dem
Ausgangskreis 9 angeordnet ist, und zwar an der Stelle, wo nach Fig. 1 das Phasenschiebernetzwerk
10 liegt, hat eine Länge, die angenähert gleich '/4 Wellenlänge der zu verstärkenden Wellen oder
einem ungeraden Vielfachen davon ist; insbesondere ist die Länge derart, daß die Phase der verstärkten,
an den Ausgangskreis 9 gelieferten Wellen um 90° gegenüber den Wellen phasenverschoben ist, die
an der Anode auftreten. Im einfachsten Falle ist der Abschnitt 20 eine Viertelwellenlänge lang und
arbeitet demzufolge als positiver 9O°-Phasenschieber. Der aus den Abschnitten 21 und 22 bestehende
Leitungsteil hat eine solche elektrische Gesamtlänge, daß die zum Eingang des Verstärkers
durch die Übertragungsleitung zurückgespeiste Hochfrequenzleistung in solcher Phase ist, daß die
Kopplung positiv oder rückkoppelnd ist. Für den dargestellten Fall bedeutet das, daß die elektrische
Länge der Übertragungsschleife äquivalent ist einer ganzen Zahl von Wellenlängen bei der Betriebsfrequenz. Hinsichtlich der Art, nach welcher die
erforderliche elektrische Gesamtlänge für die Abschnitte 21 und 22 auf diese Abschnitte aufgeteilt
werden sollte, lassen sich dadurch Vorteile erzielen, daß man den Abschnitt 22 gleich V2 Wellenlänge
lang oder einem Vielfachen davon macht und Abschnitt 21 gleich 1A Wellenlänge lang oder einem
ungeraden Vielfachen davon. Im einfachsten Falle ist die Länge des Abschnitts 21 gleich 1U Wellenlänge
lang und die Länge des Abschnitts 22 gleich V2 Wellenlänge, wie das auch der Darstellung
entspricht.
In einer Hinsicht kann man das in Fig. 2 gezeigte System so ansehen, als ob es zwei positive Phasenschieber
20 und 21 für 900 mit gleichem Wellenwiderstand enthält, die in der Art der entsprechenden
Netzwerke 10 und 11 der Fig. 1 angeordnet
sind, mit V2 Wellenlänge Leitung, die einen vollkommenen Phasenumkehrtransformator vom Impedanzverhältnis
eins bildet, der zwischen den Eingangsklemmen der Verstärkervorrichtung und dem Punkt liegt, an welchem der Rückkopplungskreis
angeschlossen ist.
Die Impedanz, in welcher die Verstärkervorrichtung arbeitet, ist eine Funktion der Impedanz, die
durch den Ausgangskreis an der Verbindungsstelle mit der Übertragungsschleife gebildet wird, und
dem Wellenwiderstand der die Schleife bildenden Längsabschnitte; daher kann man einen oder beide
dieser Faktoren einstellen zwecks Erzielung einer maximalen Ausgangsleistung oder einer Impedanzanpassung.
In einem der Fig. 2 entsprechenden, zur Illustration gegebenen Fall, wo alle Abschnitte
der koaxialen Leitung einen Wellenwiderstand von 200 Ohm haben und die widerstandsfähige Impedanz
des Lastkreises 40 Ohm beträgt und angenommen wird, daß die Verstärkervofrichtung eine
Spannungsverstärkung von 10 gibt, wenn mit geerdetem
Gitter gearbeitet wird, kann man rasch zeigen, daß die Impedanz am Ausgang der Verstärkervorrichtung
1100 Ohm beträgt.
Das erläuterte System der Fig. 2 und andere Merkmale, die noch beschrieben werden, beruhen
auf der Ausnutzung einer besonderen Eigenschaft der Halbwellenleiter, und zwar der Tatsache, daß
der Strom an einem Ende einer gleichförmigen verlustlosen Halbwellenleitung nach Größe genau
gleich und nach Phase entgegengesetzt ist dem Strom am anderen Ende, ungeachtet der Art, in
welcher die Enden des Leiters abgeschlossen sind, und ungeachtet irgendwelcher Querimpedanz, die
an seiner Mitte angeschlossen sein mag. Hiernach hat die Querimpedanz infolge der Last an der
Mitte der aus den Abschnitten 20 und 21 bestehenden Leitung keinen Einfluß auf die Leistungsfähigkeit
der beiden Abschnitte als ein vollkommener Phasenumkehrtransformator vom Impedanzverhältnis
eins. Genau wie in Fig. 1 ist die Beziehung zwischen I!b und I„ nach der Formel (3) ganz unabhängig
von der Querimpedanz 3, die am Ver-
bindungspunkt der beiden 9O°-Netzwerke angeschlossen
ist. Eine weitere Eigenschaft der HaIbwellenleitung besteht darin, daß die Spannung an
einem Ende einer gleichförmigen, verlustfreien Halbwellenleitung nach der Größe genau gleich und
nach der Phase entgegengesetzt ist der Spannung am anderen Ende, ungeachtet des Abschlusses der
Enden und irgendwelcher Reihenimpedanz, die an der Mitte angeschlossen sein mag. Wenn die
ίο beiden 'A-Wellenabschnitte, die die Halbwellenleitung
bilden, von unterschiedlichem Wellenwiderstand sind, bleiben diese beiden Eigenschaften bestehen
mit der Ausnahme, daß ein Transformationsverhältnis erhalten wird, das von eins abweicht.
Zwischenelektrodenadmittanzen in der Verstärkervorrichtung können in einigen Fällen so wesentlich
sein, daß sie die Leistungsfähigkeit des Verstärkers nachteilig beeinflussen. Wenn sonach die
Admittanz der Kapazität zwischen Anode 7 und Gitter 6 bzw. Erde vergleichbar ist mit der Admittanz,
in welche die Verstärkervorrichtung arbeitet, so wird der an den Abschnitt 20 abge-'
gebene Strom nicht mit dem Anodenstrom, den der Eingang beeinflußt, identisch sein. Um diese
Wirkung zu kompensieren, ist in der Übertragungsschleife eine konzentrierte Kapazität 24 in Reihe
geschaltet, und zwar an der Anschlußstelle der Ausgangsleitung 9. Die Reihenimpedanz Z3 dieser
Kapazität erscheint an der Anode 7 als Querimpedanz Z^IZZ, worin Z1 den Wellenwiderstand
des dazwischenliegenden Längsabschnitts von V4 Wellenlänge bedeutet. Die scheinbare Querimpedanz
ist induktiv und kann so eingestellt werden, daß sie die kapazitive Anoden-Gitter-Impedanz
neutralisiert oder mit derselben eine Stromresonanz bildet.
Die Streukapazität zwischen Kathode 5 und Gitter 6 oder Erde führt zu einer begrenzten, festen
Eingangssuszeptanz an der Kathode und ebenso an der Anschlußstelle der Eingangsleitung 4. Diese
Streukapazität könnte in gleicher Weise kompensiert werden durch Einschaltung einer Reihenkapazität
im Abstand von 1A Wellenlänge von der Kathode. In Fig. 2 jedoch ist für diesen Zweck
eine Querinduktanz an dem Halbwellenpunkt vorgesehen; diese Induktanz besteht aus einem kurzen
induktiven Stumpf oder Zweig 25 der koaxialen Leitung an der AnsGhlußstelleder Eingangsleitung 4.
Der Leitungsstumpf 25 ist vorzugsweise so angeordnet, daß er entsprechend der Darstellung eine
Verlängerung der Eingangsleitung bildet.
Im Hinblick darauf, daß der Verstärker vollständig abgeschirmt ist, so daß die Eingangs- und
Ausgangselektroden für die Einrichtung der Kathodenheizung usw. nicht ohne weiteres zugänglich
sind, ist nach Fig. 2 in folgender Weise Vorsorge getroffen. Der elektronischen Kathode 5 ist eine
Heizvorrichtung 30 zugeordnet, die in dem hohlen inneren Leiter des Abschnitts 22 der koaxialen
Leitung angeordnet ist. Die Stromzuführungsleitungen 31 der Heizvorrichtung führen durch den
inneren Leiter des Abschnitts 22 zur Anschlußstelle des Eingangs, wo sie durch den hohlen inneren
Leiter des Stumpfs 25 herausgeführt und an eine nicht dargestellte Heizstromquelle angeschlossen
sind. Die Gittervorspannung für die Entladungsvorrichtung wird durch den Leitungsabschnitt 22
zugeführt, und zwar von einer Quelle bei dem Nullpotentialende des koaxialen Leiterstumpfes 25,
wobei letzterer für Radiofrequenzen, aber nicht für Gleichstrom kurzgeschlossen ist. Wie dargestellt,
wird der Kurzschluß durch einen metallischen Reflektor oder Kolben 32 gebildet, welcher verschiebbar
auf einer metallischen Hülse 33 sitzt, die von dem inneren Leiter mittels einer Isolierhülse
34 getrennt ist. Der quer über das kurzgeschlossene Ende des Leitungsstutzens angeordnete Widerstand
36 wird von der stetigen Komponente des Anodenstroms durchflossen, und der an seinen
Klemmen auftretende Spannungsabfall liefert die gewünschte Gittervorspannung.
Der Anodenstrom wird von einer Batterie oder einer anderen geeigneten Quelle zugeführt, welche
über die koaxiale Leitung 39 an den inneren und äußeren Leiter der Ubertragungsschleife angeschlossen
ist, und zwar an der Anschlußstelle des Ausgangs. An 'dieser Stelle ist das Potential der
Radiofrequenz wesentlich geringer als an der Anode. Der Kondensator 24 kann so bemessen
sein, daß er als Blockkondensator dient und geeignet ist, die hohe Anodenbatteriespannung auf
den Leitungsabschnitt 20 zu beschränken. Die Leitung 39 ist mittels eines Reflektorkolbens oder
einer Sperre 41 abgeschlossen, welche gegenüber dem äußeren Leiter derart isoliert ist, daß sie den
Gleichstrom von der Anodenbatterie durchläßt; die Sperre ist etwa 1U Wellenlänge von der Anschlußstelle
des Ausgangs entfernt angebracht; sie kann auch an anderer Stelle liegen derart, daß die ioo
Leitung 39 an der Anschlußstelle eine hohe Impedanz darstellt.
Man kann die an dem inneren Leiter der Leitungsabschnitte 21 und 22 mittels des Widerstandes 36
entwickelte Selbstvorspannung von den nachfolgenden Kreisen fernhalten, indem man in den inneren
Leiter der Ausgangsleitung 9 einen Bloakkondensator 42 einschaltet. Der Kondensator kann entsprechend
der Darstellung in der Weise hergestellt sein, daß man den inneren Leiter unterbricht und
zwischen die Innenfläche des einen Leiterstücks und die Außenfläche einer metallischen, mit kleinerem
Durchmesser ausgef ührtenVerlängerung des anderen Stücks eine Hülse aus dielektrischem Material einsetzt.
Der Einfluß des aktiven Eingangsverlusts und des elektronischen Gitterstroms auf den Eingang
der Verstärkervorrichtung kann durch eine ergänzende positive Rückkopplung verringert werden,
d. h. durch eine Überkompensation der vorhandenen negativen Gegenkopplung. Zu diesem Zweck kann
der Wellenwiderstand des Leitungsabschnitts 21 mit Bezug auf diejenige des Leitungsabschnitts 20
dadurch verringert werden, daß man den Strom, der gemäß Gleichung (3) zurückgespeist wird, erhöht,
ohne daß dadurch andere Eigenschaften des
Systems verschlechtert werden; zu dem gleichen Ergebnis kommt man, wenn man das Einviertelwellenstück
des Abschnitts 22, welches an die Kathode anschließt, hinsichtlich seiner Impedanz
entsprechend verringert. Das kann z. B. geschehen durch Anwendung eines größeren inneren Leiters
auf diesem Stück.
Die in Fig. 2 veranschaulichte Verstärkeranordnung eignet sich ohne weiteres für eine Zusammenfassung
von Verstärkerstufen, wie es sich aus Fig. 3 ergibt. Jede der Stufen 45 und 46 kann entsprechend
Fig. 2 gestaltet sein, wobei die Ausgangsleitung 9 der einen Stufe sich in der Eingangsleitung 4 der
nächsten Stufe fortsetzt. Es lassen sich gedrungene mechanische Anordnungen des mehrstufigen Verstärkers
rasch verwirklichen, zumal die Größe der Übertragungsleitung und die Gestaltung der
Zwischenstufenleitung gewünschtenfalls anders sein können.
Die positive Rückkopplung kann bei der Anordnung nach Fig. 2 bis zu dem Punkt vergrößert
werden, wo eine Schwingung einsetzt; das läßt sich durch Änderung der relativen Impedanzen der verschiedenen
Leiterabschnitte verwirklichen. Fig. 4 zeigt in vereinfachter Form einen Oszillator entsprechend
diesem Teil der vorliegenden Erfindung. Die Konstruktion ist weitgehend die gleiche wie
diejenige nach Fig. 2 mit dem Unterschied, daß der Eingangskreis 4 weggelassen ist. Entsprechend
einem Merkmal wird die Impedanz des Leitungsabschnitts 2i dadurch verringert, daß man den
inneren Leiter dieses Abschnitts mit größerem Durchmesser ausführt, um die positive Rückkopplung
am Schwingungspunkt zu vergrößern. Die Schwingungsfrequenz ist nahezu bestimmt durch
die gesamte elektrische Länge der Schleife. Ein grundlegendes Merkmal besteht in der Anwendung
eines einzigen Glasabschlusses 50 an Stelle von zwei Abschlüssen, wie im Falle der Fig. 2, und in
der Anordnung dieses Abschlusses an einer Stelle außerhalb der Schwingungsschleife, und zwar innerhalb
der Ausgangsleitung, wo das Radiofrequenzpotential wesentlich niedriger ist als in der Nähe
der Anode.
Die Ausführung nach Fig. 2 ist außerdem geeignet für die Verwendung als Frequenzumformer
oder Alodulator, indem eine nichtlineare Verzerrung in der Raumentladungsvorrichtung vorgesehen ist.
Wie Fig. 5 schematisch zeigt, ist hierzu die Ausgangsleitungo.
weggelassen;die gewünschten Modulationsprodukte werden durch die 1A-Wellenlängenleitung
39 entnommen. Die miteinander zu modulierenden Wellen, z. B. ein Radiosignal mit Seitenband
und örtlich erzeugte Überlagerungsschwingungen, werden gemeinsam über die Eingangsleitung 4 zugeführt. Infolge der Nichtlinearität der
Charakteristik der Entladungsvorrichtung werden verschiedene Modulationsprodukte erzeugt; die gewünschten
Produkte, wie die Differenzfrequenzen oder das ursprüngliche Radiofrequenzsignal, werden
von der Leitung 39 abgetrennt. Die Trennung kann in vielen Fällen mittels einer Sperre 41 allein bewerkstelligt
werden; es ist aber War, daß andere und vollkommenere Anordnungen benutzt werden
können, welche Gleichstrom und ein gegebenes Frequenzband hindurchlassen, während sie für alle
anderen Frequenzen einen Reflektorabschluß bilden.
Claims (5)
- PATENTANSPRÜCHE:i. Anordnung zur Verstärkung, Erzeugung und Modulation oder Demodulation von elektromagnetischen Wellen ultrahoher Frequenzen, dadurch gekennzeichnet, daß unter Verwendung von koaxialen Rohrleitungen, die in einem geschlossenen Leitungszug den Eingangskreis, die elektronische Entladungsstrecke und den Ausgangskreis miteinander verbinden, der geschlossene Leitungszug mindestens eine Wellenlänge lang ist, daß die Entladungsstrecke in die Rohrleitung eingesetzt ist derart, daß das Steuergitter mit dem äußeren Leiter direkt verbunden ist, und daß der Lastanschluß (9) von der Entladungsstrecke in einem Abstand von λ/4 oder einem ungeraden Vielfachen davon bezüglich der Betriebswellenlänge vorgesehen ist, und daß die Länge des Leitungsstücks (21) zwischen Ausgangskreis (20) und Eingangskreis (22) sowie der Wellenwiderstand dieses Stückes (21) so bemessen sind, daß eine Rückkopplung (positive Kopplung) erzielt wird.
- 2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Steueranschluß (4) in einem Abstand von der Entladungsstrecke angebracht ist, der λ/2 oder einem Vielfachen davon bezüglich der Betriebswellenlänge entspricht.
- 3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsleistung über eine λ/4 lange Leitung (9, 39) abgenommen wird, die als Stichleitung an den Ausgangskreis angeschlossen ist.
- 4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gelkennzeichnet, daß in die Leitung in einem Abstand von λ/4 von der Entladungsstrecke eine Reihenkapazität (24) zur Neutralisation der Kapazität zwischen Anode und Gitter bzw. Erde eingeschaltet ist.
- 5. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß gegenüber dem Steueranschluß (4) eine kurze Stichleitung (25) zur Neutralisation der Streukapazität zwischen Kathode und Gitter bzw. Erde angeschlossen ist.Hierzu 1 Blatt Zeichnungen3058 2.52
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DE951641C (de) * | 1954-12-21 | 1956-10-31 | Sachsenwerk Radeberg Veb | Eingangsschaltung fuer Dezimeterverstaerker, insbesondere fuer Leistungsstufen mit koaxialer Eingangsschaltung |
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