DE1591300B2 - Antenne mit einem direkt zwischen die eingangsklemmen geschalteten, verstaerkenden dreipol - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine Antenne zum Senden Empfangsfall — ein optimales Signal-Rausch-Ver-

und/oder Empfangen elektromagnetischer Wellen mit hältnis für die aus Antenne und direkt zwischen deren

einem direkt, d. i. ohne Anpassungsnetzwerk und Eingangsklemmen geschalteten verstärkenden Dreipol

ohne längere Zuleitungen zwischen ihre Eingangs- bestehende Anlage erreicht wird bzw. — im Sendeklemmen geschalteten verstärkenden Dreipol, wobei 5 fall — der Antenne die für den betreffenden ver-

im Fall einer Sendeantenne Quellelektrode und Aus- stärkenden Dreipol mögliche maximale Nutzleistung

gangselektrode des Dreipols, im Fall einer Empfangs- zugeführt wird.

antenne Quellelektrode und Steuerelektrode des Drei- Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gepols an die Antennenklemmen angeschlossen sind. löst, daß der Eingangswiderstand Z_A der Antenne Der verstärkende Dreipol hat drei Anschlußpunkte, ίο durch geeignete Wahl der Antennenform und der die hier als Quellelektrode, Steuerelektrode und Aus- Antennenabmessungen im Betriebsfrequenzbereich gangselektrode bezeichnet sind. Beispiele verstärken- einen induktiven Phasenwinkel besitzt und zumindest der Dreipole nach dem heutigen Stand der Technik annähernd gleich der für den betreffenden verstärsind Hochvakuumröhren mit Steuergitter und Transi- kenden Dreipol optimalen Impedanz Z_{A opt} ist, wobei stören. Die Quellelektrode im Sinne der vorliegenden 15 Z_Aopt im Fall einer Sendeantenne derjenige BeErfindung ist diejenige Elektrode, die dem Eingangs- lastungswiderstand ist, für den der Dreipol maximale kreis und dem Ausgangskreis gemeinsam ist, z. B. Wirkleistung abgibt, und im Fall einer Empfangs-Kathode einer Hochvakuumröhre in der Kathoden- antenne derjenige Innenwiderstand der den Dreipol basisschaltung, Emitter eines bipolaren Transistors in speisenden Empfangsantenne, bei dem die Empfangsder Emitterschaltung, Source eines Feldeffekttransi- ao anlage kleinste Rauschzahl besitzt,
stors in einer Source-Schaltung. Die Steuerelektrode Nach der Erfindung wird also nicht der konjugiert ist diejenige Elektrode, an die die Steuerspannung komplexe Innenwiderstand als Lastimpedanz gewählt, angelegt wird, z. B. Steuergitter einer Hochvakuum- sondern eine nennenswerte von diesem Wert verrohre in der Kathodenbasisschaltung, Basis eines schiedene Impedanz. Die hierdurch erzielte Verbessebipolaren Transistors in der Emitterschaltung, Gate 25 rung des Signal-Rausch-Verhältnisses von Empfangseines Feldeffekttransistors in der Source-Schaltung. anlagen ist an zahlreichen Anlagen experimentell be-Die Ausgangselektrode ist diejenige Elektrode, aus stätigt worden.

der der Nutzstrom in den Ausgangskreis tritt, z. B. Ein nahezu gleiches Prinzip ist auch für Sende-Anode einer Hochvakuumröhre in der Kathoden- antennen anwendbar. Der Endstufentransistor gibt basisschaltung, Kollektor eines bipolaren Transistors 30 maximale Leistung nur für eine bestimmte, komplexe in der Emitterschaltung, Drain eines Feldeffekttran- Impedanz seines Lastwiderstandes ab. Die Antenne sistors in der Source-Schaltung. muß daher so gebaut sein, daß sie zwischen ihren Stand der Technik: Durch die USA.-Patentschrift Eingangsklemmen denjenigen Impedanzwert aufweist, 2 578 973 ist es bekannt, eine Dipolempfangsantenne den der Transistor als optimalen Lastwiderstand verdirekt an die Steuergitter zweier Gegentakttrioden 35 langt, um maximale Nutzleistung zu erzeugen. Die anzuschließen, um neben anderen, nicht mit der vor- vom verstärkenden Dreipol maximal abgebbare Wirkliegenden Erfindung in Verbindung stehenden Eigen- leistung ist begrenzt durch die zulässige Erwärmung schäften eine Verstärkung des empfangenen Signals des Dreipols, d. h. durch die im Dauerbetrieb zuzu erreichen. Dabei ist durch geeignete Wahl der lässige Verlustleistung. Unter Ausgangswirkungsgrad Antennenform und der Antennenabmessungen er- 4° des Dreipols versteht man das Verhältnis η der im reicht, daß der Eingangswiderstand der Antenne im Ausgangskreis entstehenden Nutzleistung P_n zu der Betriebsfrequenzbereich einen induktiven Phasen- dem Transistor auf der Ausgangsseite zugeführten winkel besitzt. Gleichstromleistung P₀, als η = P_N/P₀. Die Differenz

Durch die USA.-Patentschrift 3 343 089 ist es ferner F₀- P'_N ist die Verlustleistung
bekannt, einen Transistor direkt an eine Sendeantenne 45

so anzuschließen, daß die Antennenimpedanz an die ρ _ ρ _ ρ ρ ljj>_ ~\\ — P (— Λ

Ausgangsimpedanz des Transistors angepaßt ist. Die ^v ° ^Λ' ^N \p_N J ~~ ^N \η j Anpassung einer Lastimpedanz (Antenne) an eine ,^
gegebene Quelle (Transistor) erfolgt nach allgemein ^ '
gebräuchlicher Definition dadurch, daß bei Variation 5° Bei gegebenem P_v ist also die maximal vom Dreider Lastimpedanz ein Maximum der von der Quelle pol abgebbare Wirkleistung
abgegebenen Leistung dann auftritt, wenn die Lastimpedanz gleich dem konjugiert komplexen Innen- ρ — ρ ■*■ _ p_y . __J?

widerstand der gegebenen Quelle ist. 1 1 — η (2)

Bei diesen bekannten Antennen ist zwar das Signal- 55 ~Z *
Rausch-Verhältnis der Empfangsanlage dadurch verbessert, daß zwischen den Ausgangsklemmen der An- Je größer η ist, desto größer ist die aus einem vortenne und den Eingangsklemmen des verstärkenden gegebenen Transistor mit zulässiger Verlustleistung Dreipols keine verlusterzeugenden Schaltelemente, P_v entnehmbare Nutzleistung P_n. Die Lastimpedanz, d. h. die Eingangsklemmen des Dreipols direkt an ^6o die erforderlich ist, um größtes P_n entsprechend der die Anschlußklemmen der Empfangsantenne ange- vorliegenden Erfindung zu erzeugen, ist wesentlich schlossen sind. Jedoch ist bei diesen Antennen das verschieden von dem konjugiert komplexen Ausoptimale Signal-Rausch-Verhältnis bzw. im Sendefall gangswiderstand des Dreipols, der Anpassung an die die maximal mögliche Antennen-Nutzleistung noch Quelle erzeugt. Dies ist experimentell erwiesen, vernicht erreicht worden, wie weiter unten an Hand der ⁶5 gleiche z. B. die nachveröffentlichte Literaturstelle, F i g. 1 bis 4 erläutert werden wird. H. M e i η k e, Antennas integraded with transistors and Aufgabe der Erfindung ist es, eine Antenne der varactor diodes, Final Scientific Report prepared by eingangs genannten Art so auszubilden, daß — im Institut für Hochfrequenztechnik der Technischen

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Hochschule München, under Contract AF 61 (052)- Dreipol, der aus zwei hintereinandergeschalteten 950 for Air Force Avionics Laboratory, AFAL, US Transistoren besteht,

Air Force, Dezember 1968. Die obenerwähnte Tat- Fig. 16 zwei Faltantennen nach der Erfindung mit

sache ist durch Fig. 2.8 dieses Berichts bestätigt. einem Empfangstransistor T₁ und einem Sendetran-

Im folgenden wird das bei der Erfindung ange- 5 sistor T₂.

wendete Prinzip an Hand der F i g. 1 bis 4 erläutert. Was im folgenden für bipolare Transistoren erörtert

Dabei zeigt wird, gilt naturgemäß in gleicher Weise für alle ähn-

F i g. 1 Prinzipbild einer Empfangsanlage mit einem lieh wirkenden elektronischen Bauelemente, die man

direkt an die Antenne angeschalteten verstärkenden als verstärkende Elemente mit Dreipolcharakter be-

Dreipol Γ, io zeichnen kann, z. B. Hochvakuum-Elektronenröhren.

F i g. 2 Prinzipbild einer Schaltung zum Messen der F i g. 1 gibt ein Prinzipbild einer Empfangsanlage

Rauschzahl einer Empfangsanlage in Abhängigkeit mit integriertem Antennenverstärker. Die Empfangs-

vom Innenwiderstand der speisenden Quelle, antenne wirkt als Spannungsquelle, deren Urspannung

F i g. 3 Kreise konstanter Rauschzahl (T_T — const) aus der empfangenen Welle stammt und die einen

in der komplexen Ebene mit frequenzabhängiger Im- 15 komplexen Innenwiderstand Z_A hat. Z_A ist der kom-

pedanz Z_A der Antenne, plexe Widerstand der Antenne, gemessen zwischen

F i g. 4 Prinzipbild einer Schaltung zum Messen der Klemmen 1 und 2, an die Basis und Emitter des

Abhängigkeit der Ausgangsleistung einer Sende- Transistors angeschlossen werden. Der Transistor T

antenne vom Lastwiderstand. ist direkt an die Antenne angeschlossen, an seinem

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den ao Kollektorausgang liegt der eigentliche Empfänger E

folgenden Fig. 5 bis 16 dargestellt bzw. erläutert. Es einschließlich etwaiger Speiseleitungen und Anpas-

zeigt sungsnetzwerke.

Fig. 5 unsymmetrische Antennen nach der Er- Die Antenne empfängt eine Signalleistung P₅. Sie fügt

findung, aber auch eine RaUSChIeIStUHgPjV₁ hinzu, die teils

F i g. 6 symmetrische Antennen nach der Erfindung, 25 aus dem Außenraum als atmosphärische Störung im

F i g. 7 die Stromverteilung an der Anschlußstelle allgemeinsten Sinn empfangen wird, teils in der An-

einer Antenne nach F i g. 6, tenne selbst als Rauschen ihrer Verlustwiderstände

F i g. 8 Diagramm der Frequenzabhängigkeit der entsteht. Der direkt an die Klemmen der Antenne

Ausgangsleistung, angeschlossene Transistor fügt eine Rauschleistung

Fig. 9 Schleifenkurve der Antennenimpedanz Z_A 3° P_{n 2} öinzu, die man sich in der Basis-Emitter-Strecke

in der komplexen Widerstandsebene, wobei die entstanden denken kann. Diese drei Leistungen wer-

Schleife einmal durch den Punkt Z_{A opt} geht, den durch den Transistor um den Faktor V_P ver-

F i g. 10 Schleifenkurve der Antennenimpedanz Z_A, stärkt, wobei V_P der Leistungsverstärkungsfaktor ist.

die zweimal durch den optimalen Punkt Z_Aopt geht, Am Kollektorausgang des Transistors kommt die

Fig. 11 Faltdipol mit Dielektrikum im Gegentakt- 35 Rauschleistung P_ns hinzu, die teils aus dem Kollek-

kreis, torgleichstrom, teils aus Wirkwiderständen auf der

Fig. 12 mehrere kapazitiv belastete erfindungs- Kollektorseite stammt. Der anschließende Empfänger

gemäße Faltdipole mit Zusatzblindwiderständen, fügt weiteres Rauschen hinzu, das man üblicherweise

Fig. 13 Schleifenkurven der Antennenimpedanz Z_A formal so beschreibt, als ob am Empfängereingang

in der komplexen Widerstandsebene, 4° seitens des Empfängers eine Rauschleistung P^₄ zu-

Fig. 14 Diagramm der Frequenzabhängigkeit der gefügt wird. Das Signal-Rausch-Verhältnis der GeAusgangsleistung, samtanlage beträgt dann, bezogen auf den Empfänger-

Fig. 15 Antenne nach der Erfindung mit einem eingang,

Ps-Vp P₅

P 4- P CW

ρ ι ρ _ι_ * #3 ' ^r Af4 V /

^Af 1"T^AT₂ T" —

P^₁, P_Ns und P_Ni sind Größen, die weitgehend Kleinstes P^₂ und größtes V_P sind nicht mit dem als nicht beeinflußbar anzusehen sind, da Regeln für gleichen Z_A zu erreichen. Das günstigste Z_A ergibt die beste Gestaltung dieser Größen längst bekannt sich daher aus einem Kompromiß, der entweder ersind und allgemein verwendet werden. Jedoch kann 55 rechnet werden kann, falls das Ersatzbild des betrefman P^₂ und Vp noch zweckmäßig dimensionieren. fenden Transistortyps hinsichtlich Signalübertragung Um optimales Signal-Rausch-Verhältnis zu schaffen, und Rauschen vollständig bekannt ist, oder aber in muß einerseits Vp möglichst groß sein, andererseits einfacher Weise durch das in Fig. 2 dargestellte P_{n 2} möglichst klein sein. Beide Größen hängen we- Meßverfahren festgelegt werden kann. Die Antenne sentlich von der Impedanz Z_A der Antenne in F i g. 1 60 der F i g. 1 ist hierbei ersetzt durch einen geeichten ab, die im Basisstromkreis des Transistors liegt. Daß Rauschgenerator R, bestehend aus eine.r Rauscheine Impedanz im Basisstromkreis die Rauschleistung stromquelle und einem parallelen Wirkwiderstand. P_{n 2} des Transistors wesentlich beeinflußt, ist bekannt. Durch ein vorgeschaltetes, verlustarmes Netzwerk aus Aber auch der Verstärkungsfaktor V_P hängt von Z_A einstellbaren Blindwiderständen kann der Innenab, weil die Anpassung zwischen dem Innenwider- 65 widerstand des Rauschgenerators in jeden gewünschstand der Quelle und dem Eingangswiderstand des ten komplexen Wert Z_A zwischen den Klemmen 1 Transistors die Steuerspannug des Transistors be- und 2 transformiert und dort auch gemessen werden, stimmt. ..-..■■■ Durch Ändern des Rauschstroms im Rauschgenerator

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kann dann in bekannter Weise die Rauschzahl der gigkeit von Z_A voll beschrieben wird. Man wird eine Gesamtanlage und ihre Abhängigkeit von Antenne verwenden, deren Eingangswiderstand dem ₇ __R ,.y optimalen Wert Z_{A opt} gleich oder hinreichend genau ^a a-t-Ja angenähert ist. Eine solche Kombination von Angemessen werden. In ebenfalls bekannter Weise kann 5 tenne und Transistor ergibt optimale ausgestrahlte man statt der Rauschzahl auch die äquivalente Leistung.

Rauschtemperatur der Gesamtanlage, bezogen auf Die Kurven konstanter Ausgangsleistung der

die Klemmen 1 und 2, angeben. Sendeantennen sind nicht genau Kreise, weil der

Fig. 3 zeigt das Ergebnis solcher Berechnungen Transistor bei Aussteuerung mit größeren Ampli-

oder Messungen, dargestellt in der komplexen Wider- 10 tuden eine gewisse Nichtlinearität zeigt. Jedoch

standsebene. Es gibt einen optimalen Wert des Z_A, macht man keinen ins Gewicht fallenden Fehler,

genannt Z_{A op(}, für den die äquivalente Rauschtempe- wenn man die Kurven konstanter Ausgangsleistung

ratur der Anlage ein Minimum ist. Die Linien kon- näherungsweise durch Kreise ersetzt. Da das System

stanter Rauschtemperatur in der Impedanzebene sind dieser Kreise konstanter Wirkleistung der transisto-

Kreise, wie sie in Fig. 3 gezeichnet sind. Mit wach- 15 rierten Sendeantenne und das System der Kreise

sendem Abstand von Z_{A opt} nimmt die Rauschtempe- konstanter Rauschtemperatur der transistorierten

ratur zu. Ein solches Rauschtemperaturdiagramm ist Empfangsantenne nach ähnlichen mathematischen

frequenzabhängig, jedoch nicht stark, so daß man bei Gesetzen aufgebaut ist, kann mit Hilfe eines solchen

Antennen mit kleiner Bandbreite dieses Diagramm Kreisdiagramms im folgenden Sendeantenne und

für die Mittenfrequenz des Frequenzbandes mißt und 20 Empfangsantenne in gleicher Weise behandelt werden,

es näherungsweise innerhalb des Frequenzbandes als Da Transistoren stets eine Eigenkapazität haben,

frequenzunabhängig ansehen kann. Das Temperatur- hat das Z_{A opl} im Empfangsfall stets eine induktive

diagramm ist für jeden Transistortyp verschieden und Komponente, wie dies in F i g. 3 gezeichnet ist. Man

gesondert herzustellen. muß daher Antennen verwenden, die im gewünschten

Legt man zwischen die Klemmen 1 und 2 (Fig. 2) 25 Frequenzbereich eine Impedanz Z₄ mit induktiven

eine wirkliche Antenne, so ist Z_A die gegebene, fre- Komponenten besitzen. Bei der Auswahl der An-

quenzabhängige Impedanz dieser Antenne. Zeichnet tennenform ist ein besonderer Vorteil dann zu er-

man diese Z^-Kurve in F i g. 3 ein, so kann man in warten, wenn die Antenne selbst sehr verlustarm ist

einem gewissen Frequenzbereich von ungefähr un die empfangene Signalleistung durch eigene Ver-

± 30% beiderseits der Mittenfrequenz die Rausch- 30 luste nicht mehr schwächt. Solche Verlustarmut wird

temperatur der Anlage mit Hilfe der Kreise konstan- nur durch sehr einfache Antennenform erreicht,

ter Rauschtemperatur aus dem Kreisdiagramm der Durch geeigneten Aufbau der Antenne muß dafür

Mittenfrequenz ablesen und beispielsweise auch er- gesorgt werden, daß sowohl die induktive Kompo-

kennen, wie weit man sich dem optimalen Wert ge- nente wie auch die Wirkkomponente des Z_A bei der

nähert hat. 35 Betriebsfrequenz die geforderten Werte aufweisen.

Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, Beispielsweise kann man wie in Fig. 5a einen einen verstärkenden Dreipol vorgegebenen Typs an Unipol über einer leitenden Grundebene verwenden, eine solche Antenne anzuschließen, die bei der Mit- dessen Höhe h zwischen einer Viertelwellenlänge und tenfrequenz eine Eingangsimpedanz Z_A hat, die dem einer halben Wellenlänge liegt. Dieser hat in Ab-Wert Z_{A opt} gleicht oder ihm zumindest so nahe 40 hängigkeit von der Frequenz einen Z₄-Verlauf, wie kommt, daß die Anlage sich der optimalen Rausch- er in F i g. 3 gezeichnet ist. Durch Variation der temperatur mit einer für die praktische Anwendung Länge h kann man bei einer Frequenz die induktive ausreichenden Genauigkeit annähert. Die durchge- Komponente des Z_A auf den für Z_Aopl geforderten führten Versuche zeigen, daß durch Anwendung Wert einstellen. In diesem Fall wird man bevorzugt dieser Regel eine erhebliche Verbesserung des Signal- 45 die Dicke d des Unipols zur Einstellung der Wirk-Rausch-Verhältnisses im Vergleich zu üblichen Emp- komponente des Z_A verwenden, da für solche Unifangsanlagen erreicht wird. pole, die langer als eine Viertelwellenlänge sind, die

Bei einer Sendeantenne findet man ähnliche Ver- Wirkkomponente stark von der Dicke des Unipols

hältnisse, die in Fig. 4 dargestellt sind. An Stelle des abhängt. Die Zuleitung zum dritten Anschluß des

Rauschgenerators der Fig. 2 liegt hier ein geeichter 50 Transistors T kann dann wie in Fig. 5a durch die

Leistungsmesser L, dessen Eingang ein Wirkwider- leitende Ebene hindurch erfolgen,

stand ist. Dieser wird durch ein verlustarmes Netz- Während ein Unipol nach F i g. 5 a wegen der ge-

werk N in einen komplexen Widerstand Z_A transfer- forderten Länge größer als eine Viertelwellenlänge

miert, der zwischen den Klemmen 1 und 2 auftritt sein wird und daher für niedrigere Frequenzen weni-

und dort gemessen wird. Der zu untersuchende Tran- 55 ger geeignet ist, kann man kleinere Antennen er-

sistor T wird zwischen Basis und Emitter ausgesteuert halten, wenn man der Antenne Schleifenform wie in

durch einen mit S bezeichneten Sender, wobei in 5 Fig. 5b gibt. Die Wirkkomponente des Z_A kann man

auch eine Speiseleitung zwischen Sender und Antenne durch passende Wahl der Drahtlänge und der Draht-

und gegebenenfalls Anpassungsnetzwerke enthalten stärke der Schleife auf den Wert Z_{A opt} einstellen. Eine

sein können. Der Transistor speist seine Ausgangs- 60 Abart der Schleifenantenne ist der Falt-Unipol der

leistung auf der Kollektorseite direkt in den Be- F i g. 5 c, bei dem der Abstand α der Drähte wesent-

lastungswiderstand Z_A. Bei gegebener Aussteuerung lieh kleiner als die Höhe h ist. Durch zweckmäßige der Basisseite wird die Ausgangsleistung in Abhängig- Wahl von h und a, d. h. durch Messen des Antennen-

keit von Z_A gemessen. Es ergibt sich ein Z_{A opt}, das Widerstandes Z_A zwischen den Klemmen 1 und 2 in

größte Ausgangsleistung erzeugt. Um dieses Z_{A opt} 65 Abhängigkeit an α und h, kann man Z_A auf den Wert

herum gibt es in Analogie zu F i g. 3 Kurven kon- Z_{A opi} einstellen.

stanter Ausgangsleistung, so daß durch ein solches Während h in der Anordnung von F i g. 5 c nur

Leistungsdiagramm die Ausgangsleistung in Abhän- wenig kürzer als eine Viertelwellenlänge ist, kann

man h bei einem _vkapazitiv belasteten Falt-Unipol nach F i g. 5 d auch nennenswert kürzer gestalten. .

Bei symmetrischen^Antennen, z. B, bei einer sym-r metrischen Schleife ^nach F i g. 6 a oder bei einem Faltdipol nach F ig:,6J) oder einem kapazitiv belasteten Faltdipol nach Fig. 6c, wird der Transistor in der Mitte des in Fig. 6 rechts liegenden Antennenleiters an den Klemmen 1 und 2 angeschlossen und die Zuleitung zum Punkt 3 des Transistors koaxial durch das Innere des,Faltdipols geführt, wobei die koaxiale Zuleitung im Dipol am Mittelpunkt des in der F i g. 6 links liegenden Antennenleiters herausgeführt ist. Damit die aus der Antenne am Punkt 4 herausgeführte Zuleitung frei von Mantelwellen ist, muß die gesamte Anordnung symmetrisch zum Anschlußpunkt 4 der Zuleitung sein. Daher muß der zwischen 1 und 2 liegende Anschlußschlitz genau in der Mitte des rechten Antennenleiters liegen. Von diesem spannungsführenden Schlitz aus baut sich dann das elektrische Feld der Antenne auf. Mit Hilfe von F i g. 7 wird gezeigt, daß die Antenne auch völlig symmetrisch in ihrer; Stromverteilung bleibt, obwohl der zwischen 1 und 2 angeschlossene Transistor kein symmetrisches Gebilde ist. F i g. 7 zeigt die unmittelbare Umgebung des Transistors T in der Antenne für den Sendefall. In den Anschluß 1 der Antenne hinein fließt aus dem Transistor der Kollektorstrom i_c. Aus dem Anschluß 2 der Antenne in den Transistor hinein fließt der Emitterstrom i_E. Aus dem Transistor heraus fließt der Basisstrom i_B in den Innenleiter 3 der koaxialen Zuleitung. Dann fließt dort ein Strom i_B gleicher Größe, aber entgegengesetzter Richtung auf dem Außenleiter der koaxialen Leitung. Der Außenleiter der koaxialen Leitung ist die Innenseite des rohrförmigen Antennenleiters. Da wegen des Skineffekts das Innere der Leiter stromfrei ist, tritt der Strom i_B am Ende der Koaxialleitung von der Innenseite des rohrförmigen Antennenleiters auf die Außenseite in der in F i g. 7 gezeichneten Richtung über. Auf dem unteren Teil des Außenleiters fließt dann resultierend der Strom i_E — i_B, von unten nach oben. Da i_E — i_B = i_c ist, fließt über den Schlitz zwischen 1 resultierend der Strom i_E — i_B von unten nach oben. Die Tatsache, daß i_E und i_B verschieden sind, tritt also nicht in Erscheinung, sondern i_c bestimmt das im Außenraum der Antenne entstehende magnetische Feld.

Kennt man in Fig. 3 Z_A als Funktion der Frequenz, so kann man aus den Diagrammkreisen für jede Frequenz die Wirkleistung im Sendefall bzw. die Rauschtemperatur oder das Signal-Rausch-Verhältnis im Empfangsfall ablesen. Man erhält für die Wirkleistung bzw. das Signal-Rausch-Verhältnis eine Resonanzkurve, wie sie in Fig. 8, Kurve 1, gezeichnet ist. In vielen Fällen kann es erwünscht sein, eine größere Bandbreite der Resonanzkurve zu erhalten. Ferner ist es stets vorteilhaft, möglichst steile Flanken der Resonanzkurve zu erhalten. Steile Flanken verbessern im Sendefall die Unterdrückung der unerwünschten Harmonischen, die im Kollektorstrom des Transistors bei Aussteuerung mit großen Amplituden enthalten sind und nicht ausgestrahlt werden dürfen. Steile Flanken vermindern im Empfangsfall die Kreuzmodulation durch Sendefrequenzen, die außerhalb des gewünschten Frequenzbandes liegen.

Größere Bandbreite und steilere Flanken erhält man, wenn man Antennen verwendet, deren Z^-Kurve in der Umgebung der mittleren Betriebsfrequenz in der komplexen Widerstandsebene in Abhängigkeit von der Frequenz eine Schleife durchläuft, wie sie in F i g. 9 gezeichnet ist. Bekannte Beispiele für Antennen mit solchen Impedanzschleifen sind die gefalteten Unipole der F i g. 5 c und 5 d und die gefalteten Dipole der Fig. 6b und 6c. Erfindungsgemäß wird diese Impedanzschleife durch Variation der Antennendimensionen so gelegt, daß der Punkt Z_{A opl} in der Spitze der Schleife liegt, wie dies in F i g. 9

ip gezeichnet ist. Man erhält dann eine Resonanzkurve wie in Fig. 8, Kurve 2, weil in der Umgebung der Schleifenspitze die Frequenzabhängigkeit des Z_A kleiner ist als bei Antennen mit schleifenlosen Z_A-Kurven, wie eine in F i g. 3 gezeichnet ist. Andererseits ist die Frequenzabhängigkeit des Z_A bei Schleifenkurven außerhalb der Z^-Schleife größer als im einfachen Fall der Z^-Kurve der F i g. 3.

Wenn noch größere Bandbreite gewünscht wird, legt man die Z^-Kurve wie in Fig. 10 so, daß der Kreuzungspunkt der Z^Schleife im Punkt Z_{A opt} liegt. Man erhält dann für zwei Frequenzen die optimale Antenne und eine Resonanzkurve wie in Fig. 8, Kurve 3. Man kann hier sinngemäß die Regeln anwenden, wie sie in H. Meinke, Einführung in die Elektronik höherer Frequenzen, Bd. 1, 2. Auflage in Abschnitt III.4, insbesondere Abb. 124, Abb. 131 und Abb. 133, angegeben sind. Eine Z^-Schleife entsteht immer dann, wenn zwei Resonanzgebilde existieren und ihre Ströme miteinander gekoppelt sind. Bei den bereits erwähnten gefalteten Unipolen und Dipolen besteht der eine Resonanzkreis aus der Leitung, die die beiden Leiter.4 und B der Antenne (Fig. 11) miteinander bilden (Gegentaktkreis). Der zweite Resonanzkreis ist die eigentliche Antenne, bestehend aus der Parallelschaltung der Leiter A und B zusammen mit den Endkapazitäten C (Gleichtaktkreis). Eine hinreichend kleine Z^-Schleife entsteht, wenn die Resonanzfrequenzen beider Resonanzgebilde dicht beieinander liegen und die Kopplung nur etwas größer als die kritische Kopplung ist. Bei der Mittenfrequenz hat eine solche Resonanzkurve eine Einsattelung, deren Tiefe davon abhängt, wie groß die Z^-Schleife ist, d. h. wie weit sich Z_A innerhalb der Z^-Schleife von Z_Aopt entfernt. Durch geeignete Dimensionierung der Antenne muß erreicht werden, daß die beiden Punkte der Z^-Kurve, bei denen sie durch den Punkt Z_{A opt} geht, bei passend vorgeschriebenen Frequenzen innerhalb des gewünschten Betriebsfrequenzbereichs liegen. Ferner muß durch geeignete Dimensionierung der Antenne die Größe der Z^-Schleife so gestaltet werden, daß die Einsattelung der Resonanzkurve bei der Mittenfrequenz ein gewisses, zulässiges Maß nicht überschreitet.

Man benötigt Antennen, bei denen viele Dimensionen variiert werden können, um so entsprechend vielfältige Variationen der Ζ,,-Kurve zu erreichen.

Bewährt haben sich hierfür kapazitiv belastete, gefaltete Antennen wie in F i g. 5 d und F i g. 6 c, da hier neben der Antennenhöhe, der Stabdicke d und dem Stababstand α auch noch die Größe der Dachkapazität variiert werden kann. Bewährt hat sich ebenfalls die in Fig. 11 dargestellte Möglichkeit, ein Dielektrikum zwischen die beiden Antennenstäbe zu legen. Die Ausstrahlung in den freien Raum wird dann weiterhin durch die Gesamthöhe h bestimmt; sie ist unabhängig von der Anwesenheit des Dielektrikums. Wohl aber beeinflußt das Dielektrikum die Leitung, die von den beiden Leitern Λ und B der Antenne

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gebildet wird und die am Entstehen des Z_A wesentlich geräusch so groß, daß das Transistorrauschen der beteiligt ist. Man kann also allgemein den Gegen- Antenne weniger bedeutsam ist und daher auch ein taktkreis und den Gleichtaktkreis der gefalteten An- gewisses Opfer an Antennenrauschen zugunsten der tenne unabhängig voneinander variieren und auch die Bandbreite gebracht werden kann.
Kopplung zwischen beiden Kreisen variieren. Weitere 5 Wenn der in Fig. 13 und 14 dargestellte Vorgang Variationsmöglichkeiten für den aus den Leitern A für extrem große Frequenzbandbreiten angewendet und B bestehenden Gegentaktkreis und für die Kopp- werden soll, muß man beachten, daß Z_{A opt} etwas lung zwischen beiden Kreisen zeigt F i g. 12, beispiels- frequenzabhängig ist. Zum Beispiel wird dann die weise in Fig. 12a durch Zusatzkapazitäten C₁ zwi- Impedanzschleife in Fig. 13, Kurve 1 so gelegt, daß sehen den Leitern und Fig. 12b durch Querstege D 10 sie bei einer vorgeschriebenen FrequenzZ₁ (Fig. 14) zwischen den Leitern, in Fig. 12c durch eine lei- durch den WertZ_Aopl geht, der zur Frequenz Z₁ getende Verkürzung, durch die die Gegentaktleitung hört, und bei einer vorgeschriebenen Frequenz /₂ kürzer als die Gleichtaktleitung wird, oder in durch den Wert Z^₀,,, geht, der zur Frequenz/₂ ge-Fig. 12d durch Verwendung mehrere paralleler Lei- hört. Z₁ und /₂ sind dann diejenigen Frequenzen, bei ter, die gleichen oder ungleichen Abstand und/oder 15 denen die Sendeantenne maximale Leistung abstrahlt gleiche oder ungleiche Form haben können, oder oder bei denen die Empfangsantenne bestes Signaldurch Kombination der genannten Maßnahmen. In Rausch-Verhältnis hat. Wenn man das Kreisdiajedem Fall geht es darum, zwei gekoppelte Resonanz- gramm des Transistors für die verschiedenen Fregebilde zu schaffen und die Eigenschaften jedes Ge- quenzen kennt, ist es für den Fachmann nicht schwiebildes variieren zu können, wobei nun solche Maß- 20 rig, eine Z^-Kurve zu finden, die den für die jeweilige nahmen vorteilhaft sind, bei denen die Verluste der Aufgabe geforderten Bedingungen entspricht.
Antenne extrem klein bleiben. Um nach Formel (3) das geringe Rauschen der Zur Vereinfachung der Herstellung solcher An- optischen Antenne voll ausnutzen zu können, muß tennen ist es vorteilhaft, sie als gedruckte Schaltung V₁, einen gewissen Mindestwert haben. Dies ist beauf isolierendem Untergrund auszuführen. Hierbei 25 sonders wichtig, wenn der Empfänger stark rauscht, wird die koaxiale Zuleitung als Streifenleitung in also P_{n i} sehr groß ist. Dies ist ferner wichtig, wenn bekannter Form gebildet. Wenn man bei gleichblei- zwischen Empfänger und Antenne eine längere Leibender Resonanzfrequenz die Höhe der Antenne ver- tung und Anpassungsnetzwerke liegen, die nennenskleinern will, kann man in an sich bekannter Weise werte Dämpfung besitzen. Diese Dämpfung vermindie stromführenden Teile der Antenne als Spiralen 30 dert dann das in der Anlage wirksam werdende V₁,, ausbilden. Bei gedruckten Schaltungen wird man weil V_P die Gesamtverstärkung zwischen Antennenvorteilhaft Zickzackform oder Mäanderform ver- transistor und Empfängereingang ist. Da das V₁, eines wenden. auf kleinstes Rauschen eingestellten Transistors nicht Wenn man in Fig. 13, Kurve 1 die Z^-Schleife sehr groß ist, wird dann zwischen den bisher besehr groß macht, sie aber weiterhin zweimal durch ₃₅ schriebenen Transistor und die Ausgangsleitung ein Z_{A opt} laufen läßt, ist die Einsattelung bei der Mitten- zweiter, verstärkender Transistor geschaltet, um V₁, frequenz in der Kurve 1 der Fig. 14 so tief; daß die zu vergrößern. Das Prinzip zeigt Fig. 15 in einem Antenne zwei getrennte Betriebsfrequenzbereiche be- Beispiel. Dieser Transistor wird vorzugsweise in sitzt, die durch einen Sperrbereich getrennt sind. Der- Kollektorschaltung betrieben. Die bekannte impeartige Antennen haben z. B. Bedeutung für den breit- ₄₀ danztransformierende Wirkung der Kollektorschalbandigen Fernsehempfang, bei dem Fernsehfrequen- tung wird dann auch dahingehend verwendet, den zen um 60MHz herum und Fernsehfrequenzen um Ausgangswiderstand der Schaltung an den Wellen-200 MHz herum durch einen dazwischenliegenden widerstand des Ausgangskabels anzupassen.
Frequenzbereich für UKW-Hörrundfunk getrennt Wenn man wie beispielsweise im Funksprechversind und Kreuzmodulation durch UKW-Hörrund- ₄₅ kehr die Antenne abwechselnd zum Senden und zum funksender vermieden werden muß. Empfangen verwenden will, braucht man zwei umWenn man die große Z^-Schleife wie in Fig. 13, schaltbare Transistoren T₁ und T₉ in verschiedenen Kurve 2 um den Punkt Z_Aopt in einem gewissen Ab- Armen der gefalteten Antenne, wie dies in Fig. 16a stand herumlegt, erhält man die Resonanzkurve2 der für den unsymmetrischen Fall und in Fig. 16b für Fig. 14, die eine sehr große Bandbreite ohne größere ₅₀ den symmetrischen Fall gezeichnet ist. Fig. 16 b zeigt Amplituden-Schwankungen besitzt, aber niemals den ferner, wie die beiden Speiseleitungen verlegt und am optimalen Zustand erreicht. Dies ist eine bevorzugte Symmetriepunkt herausgeführt werden.
Methode, um große Bandbreiten zu erzeugen. Dieses Selbstverständlich können die hier beschriebenen Verfahren ist beispielsweise erfolgreich im Kurz- gespeisten Einzelstrahler in bekannter Weise mit Wellenbereich, in dem ein sehr breites Frequenzband ₅₅ anderen gespeisten oder/und ungespeisten Strahlern zur Verfügung steht (z. B. 3 bis 5 MHz). Bei diesen und/oder spiegelnden Flächen zu Richtantennen niedrigeren Frequenzen ist das atmosphärische Stör- kombiniert werden.

Hierzu 4 Blatt Zeichnungen

Claims (15)

Patentansprüche:

1. Antenne zum Senden und/oder Empfangen elektromagnetischer Wellen mit einem direkt, d. i. ohne Anpassungsnetzwerk und ohne längere Zuleitungen zwischen ihre Eingangsklemmen geschalteten verstärkenden Dreipol, wobei im Fall einer Sendeantenne Quellelektrode und Ausgangselektrode des Dreipols, im Fall einer Empfangsantenne Quellelektrode und Steuerelektrode des Dreipols an die Antenneneingangsklemmen angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingaiigswiderstand Z_A der Antenne durch geeignete Wahl der Antennenform und der Antennenabmessungen im Betriebsfrequenzbereich einen induktiven-Phasenwinkel besitzt und zumindest annähernd, gleich der für den betreffenden verstärkenden Dreipol optimalen Impedanz Z-A opt ist, wobei Z_{A opt} im Fall einer Sendeantenne derjenige Belastungswiderstand ist, für den der Dreipol maximale Wirkleistung abgibt, und im Fall einer Empfangsantenne derjenige Innenwiderstand der den Dreipol speisenden Empfangsantenne, bei dem die Empfangsanlage kleinste Rauschzahl besitzt.

2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne ein Stabstrahler über einer leitenden Ebene ist und die Länge des Stabstrahlers zwischen einer Viertelwellenlänge und einer Halbwellenlänge liegt und die Fußpunktimpedanz des Stabstrahlers durch passende Wahl der Stablänge (h)müd der Stabdicke (d) auf den optimalen Wert Z_{A opt} eingestellt ist (F i g. 5 a).

3. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne eine Leiterschleife über einer leitenden Ebene ist und die Fußpunktimpedanz der Schleife durch passende Wahl der Länge und der Dicke des Schleifenleiters auf den optimalen Wert Z_{A opt} eingestellt ist (F i g. 5 b).

4. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne ein gefalteter Unipol ohne oder mit Dachkapazität über einer leitenden Ebene ist (F i g. 5 c oder 5 d) und die Fußpunktimpedanz des gefalteten Unipols durch passende Wahl der Antennenhöhe (/ι) und des Abstandes (α) der beiden parallelen Leiter auf den optimalen Wert Z_{A opt} eingestellt ist.

5. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekenn-, ι· _; zeichnet, daß die Antenne eine als Schleife (Fig. 6a) oder als Faltdipol (Fig. 6b) oder als kapazitiv belasteter Faltdipol (Fig. 6c) ausgebildete symmetrische" Antenne ist und symmetrische Emgangsklemmen^l und 2) besitzt und die an den Eingangsklemmen erscheinende Impedanz der Antenne durch passende Wahl der Leiterlänge, der Leiterdicke und des Leiterabstandes auf den optimalen Wert Z_{A opt} eingestellt ist.

6. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenleiter rohrförmig ausgebildet sind und die Zuleitung zum dritten Anschluß (3) des verstärkenden Dreipols koaxial durch das Innere der Antennenleiter erfolgt (Fig. 6a, 6c und 7).

7. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenleiter auf isolierendem Untergrund aufgedruckt sind und die Zuleitung zum dritten Anschluß des verstärkenden Dreipols zusammen mit dem zugehörigen Antennenleiter eine Streifenleitung bildet.

8. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Teile des Antennenleiters in Spiralform oder Zickzackform oder Mäanderform ausgebildet sind.

9. Antenne nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne so ausgebildet ist, daß in der Impedanzkurve in der komplexen Widerstandsebene in Abhängigkeit von der Frequenz eine Kurvenschleife auftritt und diese Kurvenschleife durch passende Wahl der Antennenform, der Antennenhöhe, der Leiterdicke und des Leiterabstandes hinsichtlich ihrer Lage und ihrer Größe in der komplexen Widerstandsebene so eingestellt ist, daß die Kurvenschleife innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches auftritt und in diesem Frequenzbereich einmal (F i g. 9) oder zweimal (Fig. 10) durch den WertZ_Aopt geht oder die Kurvenschleife den Punkt Z_{A opt} vollständig umschließt (F i g. 13, Kurve 2).

10. Antenne nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Auftreten der Impedanzschleife dadurch erreicht ist, daß parallel zum gefalteten Teil der Antenne ein weiterer Leiter derart angebracht ist, daß dieser Zusatzleiter zusammen mit den anderen Leitern der Antenne ein Resonanzgebilde ergibt, dessen Resonanzfrequenz innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches der Antenne liegt (Fig. 12d)

11. Antenne nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Auftreten der Impedanzschleife in der optimalen Größe und Lage in der komplexen Widerstandsebene dadurch erreicht ist, daß der Gegentaktkreis der gefalteten Antenne durch Einbringen von Dielektrikum (Fig. 11) und/oder durch teilweise, kapazitiv wirkende Verdickung der Leiter (Fig. 12a) und/oder durch zusätzliche Kurzschlußbügel (Fig. 12b oder 12c) in geeigneter Weise beeinflußt ist.

12. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der verstärkende Dreipol aus zwei hintereinandergeschalteten Transistoren (Γ, und T₂ in F i g. 15) besteht.

13. Antenne nach Anspruch 1 oder 9, die als Sendeantenne und als Empfangsantenne benutzt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne zwei getrennte Eingangsklemmenpaare besitzt, wobei an das eine Klemmenpaar der verstärkende Empfangsdreipol (T₁ in Fig. 16) angeschlossen ist und die Antenne zwischen diesen Klemmen die für diesen Dreipol im Empfangsfall optimale Impedanz besitzt und an das zweite Klemmenpaar der verstärkende Sendedreipol angeschlossen ist (T₂ in Fig. 16) und die Antenne zwischen diesen Klemmen die für diesen Dreipol im Sendefall optimale Impedanz besitzt.

14. Antenne nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Erzeugung von Richtwirkung mit passiven Reflektoren oder Direktoren in an sich bekannter Weise, z. B. in der Form einer Yagi-Antenne, kombiniert ist.

15. Antenne nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Erzeugung von Richtwirkung mit mehreren gleichartigen Antennen in an sich bekannter Weise, z. B. in Form von Dipolwänden, kombiniert ist.