DE1591300B2 - Antenne mit einem direkt zwischen die eingangsklemmen geschalteten, verstaerkenden dreipol - Google Patents
Antenne mit einem direkt zwischen die eingangsklemmen geschalteten, verstaerkenden dreipolInfo
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Description
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Die Erfindung betrifft eine Antenne zum Senden Empfangsfall — ein optimales Signal-Rausch-Ver-
und/oder Empfangen elektromagnetischer Wellen mit hältnis für die aus Antenne und direkt zwischen deren
einem direkt, d. i. ohne Anpassungsnetzwerk und Eingangsklemmen geschalteten verstärkenden Dreipol
ohne längere Zuleitungen zwischen ihre Eingangs- bestehende Anlage erreicht wird bzw. — im Sendeklemmen
geschalteten verstärkenden Dreipol, wobei 5 fall — der Antenne die für den betreffenden ver-
im Fall einer Sendeantenne Quellelektrode und Aus- stärkenden Dreipol mögliche maximale Nutzleistung
gangselektrode des Dreipols, im Fall einer Empfangs- zugeführt wird.
antenne Quellelektrode und Steuerelektrode des Drei- Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gepols
an die Antennenklemmen angeschlossen sind. löst, daß der Eingangswiderstand ZA der Antenne
Der verstärkende Dreipol hat drei Anschlußpunkte, ίο durch geeignete Wahl der Antennenform und der
die hier als Quellelektrode, Steuerelektrode und Aus- Antennenabmessungen im Betriebsfrequenzbereich
gangselektrode bezeichnet sind. Beispiele verstärken- einen induktiven Phasenwinkel besitzt und zumindest
der Dreipole nach dem heutigen Stand der Technik annähernd gleich der für den betreffenden verstärsind
Hochvakuumröhren mit Steuergitter und Transi- kenden Dreipol optimalen Impedanz ZA opt ist, wobei
stören. Die Quellelektrode im Sinne der vorliegenden 15 ZAopt im Fall einer Sendeantenne derjenige BeErfindung
ist diejenige Elektrode, die dem Eingangs- lastungswiderstand ist, für den der Dreipol maximale
kreis und dem Ausgangskreis gemeinsam ist, z. B. Wirkleistung abgibt, und im Fall einer Empfangs-Kathode
einer Hochvakuumröhre in der Kathoden- antenne derjenige Innenwiderstand der den Dreipol
basisschaltung, Emitter eines bipolaren Transistors in speisenden Empfangsantenne, bei dem die Empfangsder
Emitterschaltung, Source eines Feldeffekttransi- ao anlage kleinste Rauschzahl besitzt,
stors in einer Source-Schaltung. Die Steuerelektrode Nach der Erfindung wird also nicht der konjugiert ist diejenige Elektrode, an die die Steuerspannung komplexe Innenwiderstand als Lastimpedanz gewählt, angelegt wird, z. B. Steuergitter einer Hochvakuum- sondern eine nennenswerte von diesem Wert verrohre in der Kathodenbasisschaltung, Basis eines schiedene Impedanz. Die hierdurch erzielte Verbessebipolaren Transistors in der Emitterschaltung, Gate 25 rung des Signal-Rausch-Verhältnisses von Empfangseines Feldeffekttransistors in der Source-Schaltung. anlagen ist an zahlreichen Anlagen experimentell be-Die Ausgangselektrode ist diejenige Elektrode, aus stätigt worden.
stors in einer Source-Schaltung. Die Steuerelektrode Nach der Erfindung wird also nicht der konjugiert ist diejenige Elektrode, an die die Steuerspannung komplexe Innenwiderstand als Lastimpedanz gewählt, angelegt wird, z. B. Steuergitter einer Hochvakuum- sondern eine nennenswerte von diesem Wert verrohre in der Kathodenbasisschaltung, Basis eines schiedene Impedanz. Die hierdurch erzielte Verbessebipolaren Transistors in der Emitterschaltung, Gate 25 rung des Signal-Rausch-Verhältnisses von Empfangseines Feldeffekttransistors in der Source-Schaltung. anlagen ist an zahlreichen Anlagen experimentell be-Die Ausgangselektrode ist diejenige Elektrode, aus stätigt worden.
der der Nutzstrom in den Ausgangskreis tritt, z. B. Ein nahezu gleiches Prinzip ist auch für Sende-Anode
einer Hochvakuumröhre in der Kathoden- antennen anwendbar. Der Endstufentransistor gibt
basisschaltung, Kollektor eines bipolaren Transistors 30 maximale Leistung nur für eine bestimmte, komplexe
in der Emitterschaltung, Drain eines Feldeffekttran- Impedanz seines Lastwiderstandes ab. Die Antenne
sistors in der Source-Schaltung. muß daher so gebaut sein, daß sie zwischen ihren
Stand der Technik: Durch die USA.-Patentschrift Eingangsklemmen denjenigen Impedanzwert aufweist,
2 578 973 ist es bekannt, eine Dipolempfangsantenne den der Transistor als optimalen Lastwiderstand verdirekt
an die Steuergitter zweier Gegentakttrioden 35 langt, um maximale Nutzleistung zu erzeugen. Die
anzuschließen, um neben anderen, nicht mit der vor- vom verstärkenden Dreipol maximal abgebbare Wirkliegenden
Erfindung in Verbindung stehenden Eigen- leistung ist begrenzt durch die zulässige Erwärmung
schäften eine Verstärkung des empfangenen Signals des Dreipols, d. h. durch die im Dauerbetrieb zuzu
erreichen. Dabei ist durch geeignete Wahl der lässige Verlustleistung. Unter Ausgangswirkungsgrad
Antennenform und der Antennenabmessungen er- 4° des Dreipols versteht man das Verhältnis η der im
reicht, daß der Eingangswiderstand der Antenne im Ausgangskreis entstehenden Nutzleistung Pn zu der
Betriebsfrequenzbereich einen induktiven Phasen- dem Transistor auf der Ausgangsseite zugeführten
winkel besitzt. Gleichstromleistung P0, als η = PN/P0. Die Differenz
Durch die USA.-Patentschrift 3 343 089 ist es ferner F0- P'N ist die Verlustleistung
bekannt, einen Transistor direkt an eine Sendeantenne 45
bekannt, einen Transistor direkt an eine Sendeantenne 45
so anzuschließen, daß die Antennenimpedanz an die ρ _ ρ _ ρ ρ ljj>_ ~\\ — P (— Λ
Ausgangsimpedanz des Transistors angepaßt ist. Die v ° Λ' N \pN J ~~ N \η j
Anpassung einer Lastimpedanz (Antenne) an eine ,^
gegebene Quelle (Transistor) erfolgt nach allgemein ^ '
gebräuchlicher Definition dadurch, daß bei Variation 5° Bei gegebenem Pv ist also die maximal vom Dreider Lastimpedanz ein Maximum der von der Quelle pol abgebbare Wirkleistung
abgegebenen Leistung dann auftritt, wenn die Lastimpedanz gleich dem konjugiert komplexen Innen- ρ — ρ ■*■ _ py . __J?
gegebene Quelle (Transistor) erfolgt nach allgemein ^ '
gebräuchlicher Definition dadurch, daß bei Variation 5° Bei gegebenem Pv ist also die maximal vom Dreider Lastimpedanz ein Maximum der von der Quelle pol abgebbare Wirkleistung
abgegebenen Leistung dann auftritt, wenn die Lastimpedanz gleich dem konjugiert komplexen Innen- ρ — ρ ■*■ _ py . __J?
widerstand der gegebenen Quelle ist. 1 1 — η (2)
Bei diesen bekannten Antennen ist zwar das Signal- 55 ~Z *
Rausch-Verhältnis der Empfangsanlage dadurch verbessert, daß zwischen den Ausgangsklemmen der An- Je größer η ist, desto größer ist die aus einem vortenne und den Eingangsklemmen des verstärkenden gegebenen Transistor mit zulässiger Verlustleistung Dreipols keine verlusterzeugenden Schaltelemente, Pv entnehmbare Nutzleistung Pn. Die Lastimpedanz, d. h. die Eingangsklemmen des Dreipols direkt an 6o die erforderlich ist, um größtes Pn entsprechend der die Anschlußklemmen der Empfangsantenne ange- vorliegenden Erfindung zu erzeugen, ist wesentlich schlossen sind. Jedoch ist bei diesen Antennen das verschieden von dem konjugiert komplexen Ausoptimale Signal-Rausch-Verhältnis bzw. im Sendefall gangswiderstand des Dreipols, der Anpassung an die die maximal mögliche Antennen-Nutzleistung noch Quelle erzeugt. Dies ist experimentell erwiesen, vernicht erreicht worden, wie weiter unten an Hand der 65 gleiche z. B. die nachveröffentlichte Literaturstelle, F i g. 1 bis 4 erläutert werden wird. H. M e i η k e, Antennas integraded with transistors and Aufgabe der Erfindung ist es, eine Antenne der varactor diodes, Final Scientific Report prepared by eingangs genannten Art so auszubilden, daß — im Institut für Hochfrequenztechnik der Technischen
Rausch-Verhältnis der Empfangsanlage dadurch verbessert, daß zwischen den Ausgangsklemmen der An- Je größer η ist, desto größer ist die aus einem vortenne und den Eingangsklemmen des verstärkenden gegebenen Transistor mit zulässiger Verlustleistung Dreipols keine verlusterzeugenden Schaltelemente, Pv entnehmbare Nutzleistung Pn. Die Lastimpedanz, d. h. die Eingangsklemmen des Dreipols direkt an 6o die erforderlich ist, um größtes Pn entsprechend der die Anschlußklemmen der Empfangsantenne ange- vorliegenden Erfindung zu erzeugen, ist wesentlich schlossen sind. Jedoch ist bei diesen Antennen das verschieden von dem konjugiert komplexen Ausoptimale Signal-Rausch-Verhältnis bzw. im Sendefall gangswiderstand des Dreipols, der Anpassung an die die maximal mögliche Antennen-Nutzleistung noch Quelle erzeugt. Dies ist experimentell erwiesen, vernicht erreicht worden, wie weiter unten an Hand der 65 gleiche z. B. die nachveröffentlichte Literaturstelle, F i g. 1 bis 4 erläutert werden wird. H. M e i η k e, Antennas integraded with transistors and Aufgabe der Erfindung ist es, eine Antenne der varactor diodes, Final Scientific Report prepared by eingangs genannten Art so auszubilden, daß — im Institut für Hochfrequenztechnik der Technischen
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Hochschule München, under Contract AF 61 (052)- Dreipol, der aus zwei hintereinandergeschalteten
950 for Air Force Avionics Laboratory, AFAL, US Transistoren besteht,
Air Force, Dezember 1968. Die obenerwähnte Tat- Fig. 16 zwei Faltantennen nach der Erfindung mit
sache ist durch Fig. 2.8 dieses Berichts bestätigt. einem Empfangstransistor T1 und einem Sendetran-
Im folgenden wird das bei der Erfindung ange- 5 sistor T2.
wendete Prinzip an Hand der F i g. 1 bis 4 erläutert. Was im folgenden für bipolare Transistoren erörtert
Dabei zeigt wird, gilt naturgemäß in gleicher Weise für alle ähn-
F i g. 1 Prinzipbild einer Empfangsanlage mit einem lieh wirkenden elektronischen Bauelemente, die man
direkt an die Antenne angeschalteten verstärkenden als verstärkende Elemente mit Dreipolcharakter be-
Dreipol Γ, io zeichnen kann, z. B. Hochvakuum-Elektronenröhren.
F i g. 2 Prinzipbild einer Schaltung zum Messen der F i g. 1 gibt ein Prinzipbild einer Empfangsanlage
Rauschzahl einer Empfangsanlage in Abhängigkeit mit integriertem Antennenverstärker. Die Empfangs-
vom Innenwiderstand der speisenden Quelle, antenne wirkt als Spannungsquelle, deren Urspannung
F i g. 3 Kreise konstanter Rauschzahl (TT — const) aus der empfangenen Welle stammt und die einen
in der komplexen Ebene mit frequenzabhängiger Im- 15 komplexen Innenwiderstand ZA hat. ZA ist der kom-
pedanz ZA der Antenne, plexe Widerstand der Antenne, gemessen zwischen
F i g. 4 Prinzipbild einer Schaltung zum Messen der Klemmen 1 und 2, an die Basis und Emitter des
Abhängigkeit der Ausgangsleistung einer Sende- Transistors angeschlossen werden. Der Transistor T
antenne vom Lastwiderstand. ist direkt an die Antenne angeschlossen, an seinem
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in den ao Kollektorausgang liegt der eigentliche Empfänger E
folgenden Fig. 5 bis 16 dargestellt bzw. erläutert. Es einschließlich etwaiger Speiseleitungen und Anpas-
zeigt sungsnetzwerke.
Fig. 5 unsymmetrische Antennen nach der Er- Die Antenne empfängt eine Signalleistung P5. Sie fügt
findung, aber auch eine RaUSChIeIStUHgPjV1 hinzu, die teils
F i g. 6 symmetrische Antennen nach der Erfindung, 25 aus dem Außenraum als atmosphärische Störung im
F i g. 7 die Stromverteilung an der Anschlußstelle allgemeinsten Sinn empfangen wird, teils in der An-
einer Antenne nach F i g. 6, tenne selbst als Rauschen ihrer Verlustwiderstände
F i g. 8 Diagramm der Frequenzabhängigkeit der entsteht. Der direkt an die Klemmen der Antenne
Ausgangsleistung, angeschlossene Transistor fügt eine Rauschleistung
Fig. 9 Schleifenkurve der Antennenimpedanz ZA 3° Pn 2 öinzu, die man sich in der Basis-Emitter-Strecke
in der komplexen Widerstandsebene, wobei die entstanden denken kann. Diese drei Leistungen wer-
Schleife einmal durch den Punkt ZA opt geht, den durch den Transistor um den Faktor VP ver-
F i g. 10 Schleifenkurve der Antennenimpedanz ZA, stärkt, wobei VP der Leistungsverstärkungsfaktor ist.
die zweimal durch den optimalen Punkt ZAopt geht, Am Kollektorausgang des Transistors kommt die
Fig. 11 Faltdipol mit Dielektrikum im Gegentakt- 35 Rauschleistung Pns hinzu, die teils aus dem Kollek-
kreis, torgleichstrom, teils aus Wirkwiderständen auf der
Fig. 12 mehrere kapazitiv belastete erfindungs- Kollektorseite stammt. Der anschließende Empfänger
gemäße Faltdipole mit Zusatzblindwiderständen, fügt weiteres Rauschen hinzu, das man üblicherweise
Fig. 13 Schleifenkurven der Antennenimpedanz ZA formal so beschreibt, als ob am Empfängereingang
in der komplexen Widerstandsebene, 4° seitens des Empfängers eine Rauschleistung P^4 zu-
Fig. 14 Diagramm der Frequenzabhängigkeit der gefügt wird. Das Signal-Rausch-Verhältnis der GeAusgangsleistung,
samtanlage beträgt dann, bezogen auf den Empfänger-
Fig. 15 Antenne nach der Erfindung mit einem eingang,
Ps-Vp P5
P 4- P CW
ρ ι ρ _ι_ * #3 ' r Af4 V /
^Af 1"T^AT2 T" —
P^1, PNs und PNi sind Größen, die weitgehend Kleinstes P^2 und größtes VP sind nicht mit dem
als nicht beeinflußbar anzusehen sind, da Regeln für gleichen ZA zu erreichen. Das günstigste ZA ergibt
die beste Gestaltung dieser Größen längst bekannt sich daher aus einem Kompromiß, der entweder ersind
und allgemein verwendet werden. Jedoch kann 55 rechnet werden kann, falls das Ersatzbild des betrefman
P^2 und Vp noch zweckmäßig dimensionieren. fenden Transistortyps hinsichtlich Signalübertragung
Um optimales Signal-Rausch-Verhältnis zu schaffen, und Rauschen vollständig bekannt ist, oder aber in
muß einerseits Vp möglichst groß sein, andererseits einfacher Weise durch das in Fig. 2 dargestellte
Pn 2 möglichst klein sein. Beide Größen hängen we- Meßverfahren festgelegt werden kann. Die Antenne
sentlich von der Impedanz ZA der Antenne in F i g. 1 60 der F i g. 1 ist hierbei ersetzt durch einen geeichten
ab, die im Basisstromkreis des Transistors liegt. Daß Rauschgenerator R, bestehend aus eine.r Rauscheine
Impedanz im Basisstromkreis die Rauschleistung stromquelle und einem parallelen Wirkwiderstand.
Pn 2 des Transistors wesentlich beeinflußt, ist bekannt. Durch ein vorgeschaltetes, verlustarmes Netzwerk aus
Aber auch der Verstärkungsfaktor VP hängt von ZA einstellbaren Blindwiderständen kann der Innenab,
weil die Anpassung zwischen dem Innenwider- 65 widerstand des Rauschgenerators in jeden gewünschstand
der Quelle und dem Eingangswiderstand des ten komplexen Wert ZA zwischen den Klemmen 1
Transistors die Steuerspannug des Transistors be- und 2 transformiert und dort auch gemessen werden,
stimmt. ..-..■■■ Durch Ändern des Rauschstroms im Rauschgenerator
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kann dann in bekannter Weise die Rauschzahl der gigkeit von ZA voll beschrieben wird. Man wird eine
Gesamtanlage und ihre Abhängigkeit von Antenne verwenden, deren Eingangswiderstand dem
7 _R ,.y optimalen Wert ZA opt gleich oder hinreichend genau
^a a-t-Ja angenähert ist. Eine solche Kombination von Angemessen
werden. In ebenfalls bekannter Weise kann 5 tenne und Transistor ergibt optimale ausgestrahlte
man statt der Rauschzahl auch die äquivalente Leistung.
Rauschtemperatur der Gesamtanlage, bezogen auf Die Kurven konstanter Ausgangsleistung der
die Klemmen 1 und 2, angeben. Sendeantennen sind nicht genau Kreise, weil der
Fig. 3 zeigt das Ergebnis solcher Berechnungen Transistor bei Aussteuerung mit größeren Ampli-
oder Messungen, dargestellt in der komplexen Wider- 10 tuden eine gewisse Nichtlinearität zeigt. Jedoch
standsebene. Es gibt einen optimalen Wert des ZA, macht man keinen ins Gewicht fallenden Fehler,
genannt ZA op(, für den die äquivalente Rauschtempe- wenn man die Kurven konstanter Ausgangsleistung
ratur der Anlage ein Minimum ist. Die Linien kon- näherungsweise durch Kreise ersetzt. Da das System
stanter Rauschtemperatur in der Impedanzebene sind dieser Kreise konstanter Wirkleistung der transisto-
Kreise, wie sie in Fig. 3 gezeichnet sind. Mit wach- 15 rierten Sendeantenne und das System der Kreise
sendem Abstand von ZA opt nimmt die Rauschtempe- konstanter Rauschtemperatur der transistorierten
ratur zu. Ein solches Rauschtemperaturdiagramm ist Empfangsantenne nach ähnlichen mathematischen
frequenzabhängig, jedoch nicht stark, so daß man bei Gesetzen aufgebaut ist, kann mit Hilfe eines solchen
Antennen mit kleiner Bandbreite dieses Diagramm Kreisdiagramms im folgenden Sendeantenne und
für die Mittenfrequenz des Frequenzbandes mißt und 20 Empfangsantenne in gleicher Weise behandelt werden,
es näherungsweise innerhalb des Frequenzbandes als Da Transistoren stets eine Eigenkapazität haben,
frequenzunabhängig ansehen kann. Das Temperatur- hat das ZA opl im Empfangsfall stets eine induktive
diagramm ist für jeden Transistortyp verschieden und Komponente, wie dies in F i g. 3 gezeichnet ist. Man
gesondert herzustellen. muß daher Antennen verwenden, die im gewünschten
Legt man zwischen die Klemmen 1 und 2 (Fig. 2) 25 Frequenzbereich eine Impedanz Z4 mit induktiven
eine wirkliche Antenne, so ist ZA die gegebene, fre- Komponenten besitzen. Bei der Auswahl der An-
quenzabhängige Impedanz dieser Antenne. Zeichnet tennenform ist ein besonderer Vorteil dann zu er-
man diese Z^-Kurve in F i g. 3 ein, so kann man in warten, wenn die Antenne selbst sehr verlustarm ist
einem gewissen Frequenzbereich von ungefähr un die empfangene Signalleistung durch eigene Ver-
± 30% beiderseits der Mittenfrequenz die Rausch- 30 luste nicht mehr schwächt. Solche Verlustarmut wird
temperatur der Anlage mit Hilfe der Kreise konstan- nur durch sehr einfache Antennenform erreicht,
ter Rauschtemperatur aus dem Kreisdiagramm der Durch geeigneten Aufbau der Antenne muß dafür
Mittenfrequenz ablesen und beispielsweise auch er- gesorgt werden, daß sowohl die induktive Kompo-
kennen, wie weit man sich dem optimalen Wert ge- nente wie auch die Wirkkomponente des ZA bei der
nähert hat. 35 Betriebsfrequenz die geforderten Werte aufweisen.
Der Grundgedanke der Erfindung besteht darin, Beispielsweise kann man wie in Fig. 5a einen
einen verstärkenden Dreipol vorgegebenen Typs an Unipol über einer leitenden Grundebene verwenden,
eine solche Antenne anzuschließen, die bei der Mit- dessen Höhe h zwischen einer Viertelwellenlänge und
tenfrequenz eine Eingangsimpedanz ZA hat, die dem einer halben Wellenlänge liegt. Dieser hat in Ab-Wert
ZA opt gleicht oder ihm zumindest so nahe 40 hängigkeit von der Frequenz einen Z4-Verlauf, wie
kommt, daß die Anlage sich der optimalen Rausch- er in F i g. 3 gezeichnet ist. Durch Variation der
temperatur mit einer für die praktische Anwendung Länge h kann man bei einer Frequenz die induktive
ausreichenden Genauigkeit annähert. Die durchge- Komponente des ZA auf den für ZAopl geforderten
führten Versuche zeigen, daß durch Anwendung Wert einstellen. In diesem Fall wird man bevorzugt
dieser Regel eine erhebliche Verbesserung des Signal- 45 die Dicke d des Unipols zur Einstellung der Wirk-Rausch-Verhältnisses
im Vergleich zu üblichen Emp- komponente des ZA verwenden, da für solche Unifangsanlagen
erreicht wird. pole, die langer als eine Viertelwellenlänge sind, die
Bei einer Sendeantenne findet man ähnliche Ver- Wirkkomponente stark von der Dicke des Unipols
hältnisse, die in Fig. 4 dargestellt sind. An Stelle des abhängt. Die Zuleitung zum dritten Anschluß des
Rauschgenerators der Fig. 2 liegt hier ein geeichter 50 Transistors T kann dann wie in Fig. 5a durch die
Leistungsmesser L, dessen Eingang ein Wirkwider- leitende Ebene hindurch erfolgen,
stand ist. Dieser wird durch ein verlustarmes Netz- Während ein Unipol nach F i g. 5 a wegen der ge-
werk N in einen komplexen Widerstand ZA transfer- forderten Länge größer als eine Viertelwellenlänge
miert, der zwischen den Klemmen 1 und 2 auftritt sein wird und daher für niedrigere Frequenzen weni-
und dort gemessen wird. Der zu untersuchende Tran- 55 ger geeignet ist, kann man kleinere Antennen er-
sistor T wird zwischen Basis und Emitter ausgesteuert halten, wenn man der Antenne Schleifenform wie in
durch einen mit S bezeichneten Sender, wobei in 5 Fig. 5b gibt. Die Wirkkomponente des ZA kann man
auch eine Speiseleitung zwischen Sender und Antenne durch passende Wahl der Drahtlänge und der Draht-
und gegebenenfalls Anpassungsnetzwerke enthalten stärke der Schleife auf den Wert ZA opt einstellen. Eine
sein können. Der Transistor speist seine Ausgangs- 60 Abart der Schleifenantenne ist der Falt-Unipol der
leistung auf der Kollektorseite direkt in den Be- F i g. 5 c, bei dem der Abstand α der Drähte wesent-
lastungswiderstand ZA. Bei gegebener Aussteuerung lieh kleiner als die Höhe h ist. Durch zweckmäßige
der Basisseite wird die Ausgangsleistung in Abhängig- Wahl von h und a, d. h. durch Messen des Antennen-
keit von ZA gemessen. Es ergibt sich ein ZA opt, das Widerstandes ZA zwischen den Klemmen 1 und 2 in
größte Ausgangsleistung erzeugt. Um dieses ZA opt 65 Abhängigkeit an α und h, kann man ZA auf den Wert
herum gibt es in Analogie zu F i g. 3 Kurven kon- ZA opi einstellen.
stanter Ausgangsleistung, so daß durch ein solches Während h in der Anordnung von F i g. 5 c nur
Leistungsdiagramm die Ausgangsleistung in Abhän- wenig kürzer als eine Viertelwellenlänge ist, kann
man h bei einem vkapazitiv belasteten Falt-Unipol
nach F i g. 5 d auch nennenswert kürzer gestalten. .
Bei symmetrischen^Antennen, z. B, bei einer sym-r
metrischen Schleife ^nach F i g. 6 a oder bei einem Faltdipol nach F ig:,6J) oder einem kapazitiv belasteten
Faltdipol nach Fig. 6c, wird der Transistor in der Mitte des in Fig. 6 rechts liegenden Antennenleiters
an den Klemmen 1 und 2 angeschlossen und die Zuleitung zum Punkt 3 des Transistors koaxial
durch das Innere des,Faltdipols geführt, wobei die koaxiale Zuleitung im Dipol am Mittelpunkt des in
der F i g. 6 links liegenden Antennenleiters herausgeführt ist. Damit die aus der Antenne am Punkt 4
herausgeführte Zuleitung frei von Mantelwellen ist, muß die gesamte Anordnung symmetrisch zum Anschlußpunkt
4 der Zuleitung sein. Daher muß der zwischen 1 und 2 liegende Anschlußschlitz genau in
der Mitte des rechten Antennenleiters liegen. Von diesem spannungsführenden Schlitz aus baut sich
dann das elektrische Feld der Antenne auf. Mit Hilfe von F i g. 7 wird gezeigt, daß die Antenne auch völlig
symmetrisch in ihrer; Stromverteilung bleibt, obwohl der zwischen 1 und 2 angeschlossene Transistor kein
symmetrisches Gebilde ist. F i g. 7 zeigt die unmittelbare Umgebung des Transistors T in der Antenne für
den Sendefall. In den Anschluß 1 der Antenne hinein fließt aus dem Transistor der Kollektorstrom ic. Aus
dem Anschluß 2 der Antenne in den Transistor hinein fließt der Emitterstrom iE. Aus dem Transistor
heraus fließt der Basisstrom iB in den Innenleiter 3
der koaxialen Zuleitung. Dann fließt dort ein Strom iB
gleicher Größe, aber entgegengesetzter Richtung auf dem Außenleiter der koaxialen Leitung. Der Außenleiter
der koaxialen Leitung ist die Innenseite des rohrförmigen Antennenleiters. Da wegen des Skineffekts
das Innere der Leiter stromfrei ist, tritt der Strom iB am Ende der Koaxialleitung von der Innenseite
des rohrförmigen Antennenleiters auf die Außenseite in der in F i g. 7 gezeichneten Richtung über.
Auf dem unteren Teil des Außenleiters fließt dann resultierend der Strom iE — iB, von unten nach oben.
Da iE — iB = ic ist, fließt über den Schlitz zwischen 1
resultierend der Strom iE — iB von unten nach oben.
Die Tatsache, daß iE und iB verschieden sind, tritt
also nicht in Erscheinung, sondern ic bestimmt das
im Außenraum der Antenne entstehende magnetische Feld.
Kennt man in Fig. 3 ZA als Funktion der Frequenz,
so kann man aus den Diagrammkreisen für jede Frequenz die Wirkleistung im Sendefall bzw. die
Rauschtemperatur oder das Signal-Rausch-Verhältnis im Empfangsfall ablesen. Man erhält für die Wirkleistung
bzw. das Signal-Rausch-Verhältnis eine Resonanzkurve, wie sie in Fig. 8, Kurve 1, gezeichnet
ist. In vielen Fällen kann es erwünscht sein, eine größere Bandbreite der Resonanzkurve zu erhalten.
Ferner ist es stets vorteilhaft, möglichst steile Flanken der Resonanzkurve zu erhalten. Steile Flanken verbessern
im Sendefall die Unterdrückung der unerwünschten Harmonischen, die im Kollektorstrom
des Transistors bei Aussteuerung mit großen Amplituden enthalten sind und nicht ausgestrahlt werden
dürfen. Steile Flanken vermindern im Empfangsfall die Kreuzmodulation durch Sendefrequenzen, die
außerhalb des gewünschten Frequenzbandes liegen.
Größere Bandbreite und steilere Flanken erhält man, wenn man Antennen verwendet, deren Z^-Kurve
in der Umgebung der mittleren Betriebsfrequenz in der komplexen Widerstandsebene in Abhängigkeit
von der Frequenz eine Schleife durchläuft, wie sie in F i g. 9 gezeichnet ist. Bekannte Beispiele für Antennen
mit solchen Impedanzschleifen sind die gefalteten Unipole der F i g. 5 c und 5 d und die gefalteten
Dipole der Fig. 6b und 6c. Erfindungsgemäß wird diese Impedanzschleife durch Variation der
Antennendimensionen so gelegt, daß der Punkt ZA opl
in der Spitze der Schleife liegt, wie dies in F i g. 9
ip gezeichnet ist. Man erhält dann eine Resonanzkurve
wie in Fig. 8, Kurve 2, weil in der Umgebung der Schleifenspitze die Frequenzabhängigkeit des ZA kleiner
ist als bei Antennen mit schleifenlosen ZA-Kurven,
wie eine in F i g. 3 gezeichnet ist. Andererseits ist die Frequenzabhängigkeit des ZA bei Schleifenkurven
außerhalb der Z^-Schleife größer als im einfachen Fall der Z^-Kurve der F i g. 3.
Wenn noch größere Bandbreite gewünscht wird, legt man die Z^-Kurve wie in Fig. 10 so, daß der
Kreuzungspunkt der Z^Schleife im Punkt ZA opt liegt.
Man erhält dann für zwei Frequenzen die optimale Antenne und eine Resonanzkurve wie in Fig. 8,
Kurve 3. Man kann hier sinngemäß die Regeln anwenden, wie sie in H. Meinke, Einführung in die
Elektronik höherer Frequenzen, Bd. 1, 2. Auflage in Abschnitt III.4, insbesondere Abb. 124, Abb. 131 und
Abb. 133, angegeben sind. Eine Z^-Schleife entsteht immer dann, wenn zwei Resonanzgebilde existieren
und ihre Ströme miteinander gekoppelt sind. Bei den bereits erwähnten gefalteten Unipolen und Dipolen
besteht der eine Resonanzkreis aus der Leitung, die die beiden Leiter.4 und B der Antenne (Fig. 11)
miteinander bilden (Gegentaktkreis). Der zweite Resonanzkreis ist die eigentliche Antenne, bestehend
aus der Parallelschaltung der Leiter A und B zusammen mit den Endkapazitäten C (Gleichtaktkreis).
Eine hinreichend kleine Z^-Schleife entsteht, wenn die Resonanzfrequenzen beider Resonanzgebilde dicht
beieinander liegen und die Kopplung nur etwas größer als die kritische Kopplung ist. Bei der Mittenfrequenz
hat eine solche Resonanzkurve eine Einsattelung, deren Tiefe davon abhängt, wie groß die
Z^-Schleife ist, d. h. wie weit sich ZA innerhalb der
Z^-Schleife von ZAopt entfernt. Durch geeignete Dimensionierung
der Antenne muß erreicht werden, daß die beiden Punkte der Z^-Kurve, bei denen sie
durch den Punkt ZA opt geht, bei passend vorgeschriebenen
Frequenzen innerhalb des gewünschten Betriebsfrequenzbereichs liegen. Ferner muß durch geeignete
Dimensionierung der Antenne die Größe der Z^-Schleife so gestaltet werden, daß die Einsattelung
der Resonanzkurve bei der Mittenfrequenz ein gewisses, zulässiges Maß nicht überschreitet.
Man benötigt Antennen, bei denen viele Dimensionen variiert werden können, um so entsprechend
vielfältige Variationen der Ζ,,-Kurve zu erreichen.
Bewährt haben sich hierfür kapazitiv belastete, gefaltete
Antennen wie in F i g. 5 d und F i g. 6 c, da hier neben der Antennenhöhe, der Stabdicke d und dem
Stababstand α auch noch die Größe der Dachkapazität variiert werden kann. Bewährt hat sich ebenfalls
die in Fig. 11 dargestellte Möglichkeit, ein Dielektrikum zwischen die beiden Antennenstäbe zu legen.
Die Ausstrahlung in den freien Raum wird dann weiterhin durch die Gesamthöhe h bestimmt; sie ist
unabhängig von der Anwesenheit des Dielektrikums. Wohl aber beeinflußt das Dielektrikum die Leitung,
die von den beiden Leitern Λ und B der Antenne
11 12
gebildet wird und die am Entstehen des ZA wesentlich geräusch so groß, daß das Transistorrauschen der
beteiligt ist. Man kann also allgemein den Gegen- Antenne weniger bedeutsam ist und daher auch ein
taktkreis und den Gleichtaktkreis der gefalteten An- gewisses Opfer an Antennenrauschen zugunsten der
tenne unabhängig voneinander variieren und auch die Bandbreite gebracht werden kann.
Kopplung zwischen beiden Kreisen variieren. Weitere 5 Wenn der in Fig. 13 und 14 dargestellte Vorgang Variationsmöglichkeiten für den aus den Leitern A für extrem große Frequenzbandbreiten angewendet und B bestehenden Gegentaktkreis und für die Kopp- werden soll, muß man beachten, daß ZA opt etwas lung zwischen beiden Kreisen zeigt F i g. 12, beispiels- frequenzabhängig ist. Zum Beispiel wird dann die weise in Fig. 12a durch Zusatzkapazitäten C1 zwi- Impedanzschleife in Fig. 13, Kurve 1 so gelegt, daß sehen den Leitern und Fig. 12b durch Querstege D 10 sie bei einer vorgeschriebenen FrequenzZ1 (Fig. 14) zwischen den Leitern, in Fig. 12c durch eine lei- durch den WertZAopl geht, der zur Frequenz Z1 getende Verkürzung, durch die die Gegentaktleitung hört, und bei einer vorgeschriebenen Frequenz /2 kürzer als die Gleichtaktleitung wird, oder in durch den Wert Z^0,,, geht, der zur Frequenz/2 ge-Fig. 12d durch Verwendung mehrere paralleler Lei- hört. Z1 und /2 sind dann diejenigen Frequenzen, bei ter, die gleichen oder ungleichen Abstand und/oder 15 denen die Sendeantenne maximale Leistung abstrahlt gleiche oder ungleiche Form haben können, oder oder bei denen die Empfangsantenne bestes Signaldurch Kombination der genannten Maßnahmen. In Rausch-Verhältnis hat. Wenn man das Kreisdiajedem Fall geht es darum, zwei gekoppelte Resonanz- gramm des Transistors für die verschiedenen Fregebilde zu schaffen und die Eigenschaften jedes Ge- quenzen kennt, ist es für den Fachmann nicht schwiebildes variieren zu können, wobei nun solche Maß- 20 rig, eine Z^-Kurve zu finden, die den für die jeweilige nahmen vorteilhaft sind, bei denen die Verluste der Aufgabe geforderten Bedingungen entspricht.
Antenne extrem klein bleiben. Um nach Formel (3) das geringe Rauschen der Zur Vereinfachung der Herstellung solcher An- optischen Antenne voll ausnutzen zu können, muß tennen ist es vorteilhaft, sie als gedruckte Schaltung V1, einen gewissen Mindestwert haben. Dies ist beauf isolierendem Untergrund auszuführen. Hierbei 25 sonders wichtig, wenn der Empfänger stark rauscht, wird die koaxiale Zuleitung als Streifenleitung in also Pn i sehr groß ist. Dies ist ferner wichtig, wenn bekannter Form gebildet. Wenn man bei gleichblei- zwischen Empfänger und Antenne eine längere Leibender Resonanzfrequenz die Höhe der Antenne ver- tung und Anpassungsnetzwerke liegen, die nennenskleinern will, kann man in an sich bekannter Weise werte Dämpfung besitzen. Diese Dämpfung vermindie stromführenden Teile der Antenne als Spiralen 30 dert dann das in der Anlage wirksam werdende V1,, ausbilden. Bei gedruckten Schaltungen wird man weil VP die Gesamtverstärkung zwischen Antennenvorteilhaft Zickzackform oder Mäanderform ver- transistor und Empfängereingang ist. Da das V1, eines wenden. auf kleinstes Rauschen eingestellten Transistors nicht Wenn man in Fig. 13, Kurve 1 die Z^-Schleife sehr groß ist, wird dann zwischen den bisher besehr groß macht, sie aber weiterhin zweimal durch 35 schriebenen Transistor und die Ausgangsleitung ein ZA opt laufen läßt, ist die Einsattelung bei der Mitten- zweiter, verstärkender Transistor geschaltet, um V1, frequenz in der Kurve 1 der Fig. 14 so tief; daß die zu vergrößern. Das Prinzip zeigt Fig. 15 in einem Antenne zwei getrennte Betriebsfrequenzbereiche be- Beispiel. Dieser Transistor wird vorzugsweise in sitzt, die durch einen Sperrbereich getrennt sind. Der- Kollektorschaltung betrieben. Die bekannte impeartige Antennen haben z. B. Bedeutung für den breit- 40 danztransformierende Wirkung der Kollektorschalbandigen Fernsehempfang, bei dem Fernsehfrequen- tung wird dann auch dahingehend verwendet, den zen um 60MHz herum und Fernsehfrequenzen um Ausgangswiderstand der Schaltung an den Wellen-200 MHz herum durch einen dazwischenliegenden widerstand des Ausgangskabels anzupassen.
Frequenzbereich für UKW-Hörrundfunk getrennt Wenn man wie beispielsweise im Funksprechversind und Kreuzmodulation durch UKW-Hörrund- 45 kehr die Antenne abwechselnd zum Senden und zum funksender vermieden werden muß. Empfangen verwenden will, braucht man zwei umWenn man die große Z^-Schleife wie in Fig. 13, schaltbare Transistoren T1 und T9 in verschiedenen Kurve 2 um den Punkt ZAopt in einem gewissen Ab- Armen der gefalteten Antenne, wie dies in Fig. 16a stand herumlegt, erhält man die Resonanzkurve2 der für den unsymmetrischen Fall und in Fig. 16b für Fig. 14, die eine sehr große Bandbreite ohne größere 50 den symmetrischen Fall gezeichnet ist. Fig. 16 b zeigt Amplituden-Schwankungen besitzt, aber niemals den ferner, wie die beiden Speiseleitungen verlegt und am optimalen Zustand erreicht. Dies ist eine bevorzugte Symmetriepunkt herausgeführt werden.
Methode, um große Bandbreiten zu erzeugen. Dieses Selbstverständlich können die hier beschriebenen Verfahren ist beispielsweise erfolgreich im Kurz- gespeisten Einzelstrahler in bekannter Weise mit Wellenbereich, in dem ein sehr breites Frequenzband 55 anderen gespeisten oder/und ungespeisten Strahlern zur Verfügung steht (z. B. 3 bis 5 MHz). Bei diesen und/oder spiegelnden Flächen zu Richtantennen niedrigeren Frequenzen ist das atmosphärische Stör- kombiniert werden.
Kopplung zwischen beiden Kreisen variieren. Weitere 5 Wenn der in Fig. 13 und 14 dargestellte Vorgang Variationsmöglichkeiten für den aus den Leitern A für extrem große Frequenzbandbreiten angewendet und B bestehenden Gegentaktkreis und für die Kopp- werden soll, muß man beachten, daß ZA opt etwas lung zwischen beiden Kreisen zeigt F i g. 12, beispiels- frequenzabhängig ist. Zum Beispiel wird dann die weise in Fig. 12a durch Zusatzkapazitäten C1 zwi- Impedanzschleife in Fig. 13, Kurve 1 so gelegt, daß sehen den Leitern und Fig. 12b durch Querstege D 10 sie bei einer vorgeschriebenen FrequenzZ1 (Fig. 14) zwischen den Leitern, in Fig. 12c durch eine lei- durch den WertZAopl geht, der zur Frequenz Z1 getende Verkürzung, durch die die Gegentaktleitung hört, und bei einer vorgeschriebenen Frequenz /2 kürzer als die Gleichtaktleitung wird, oder in durch den Wert Z^0,,, geht, der zur Frequenz/2 ge-Fig. 12d durch Verwendung mehrere paralleler Lei- hört. Z1 und /2 sind dann diejenigen Frequenzen, bei ter, die gleichen oder ungleichen Abstand und/oder 15 denen die Sendeantenne maximale Leistung abstrahlt gleiche oder ungleiche Form haben können, oder oder bei denen die Empfangsantenne bestes Signaldurch Kombination der genannten Maßnahmen. In Rausch-Verhältnis hat. Wenn man das Kreisdiajedem Fall geht es darum, zwei gekoppelte Resonanz- gramm des Transistors für die verschiedenen Fregebilde zu schaffen und die Eigenschaften jedes Ge- quenzen kennt, ist es für den Fachmann nicht schwiebildes variieren zu können, wobei nun solche Maß- 20 rig, eine Z^-Kurve zu finden, die den für die jeweilige nahmen vorteilhaft sind, bei denen die Verluste der Aufgabe geforderten Bedingungen entspricht.
Antenne extrem klein bleiben. Um nach Formel (3) das geringe Rauschen der Zur Vereinfachung der Herstellung solcher An- optischen Antenne voll ausnutzen zu können, muß tennen ist es vorteilhaft, sie als gedruckte Schaltung V1, einen gewissen Mindestwert haben. Dies ist beauf isolierendem Untergrund auszuführen. Hierbei 25 sonders wichtig, wenn der Empfänger stark rauscht, wird die koaxiale Zuleitung als Streifenleitung in also Pn i sehr groß ist. Dies ist ferner wichtig, wenn bekannter Form gebildet. Wenn man bei gleichblei- zwischen Empfänger und Antenne eine längere Leibender Resonanzfrequenz die Höhe der Antenne ver- tung und Anpassungsnetzwerke liegen, die nennenskleinern will, kann man in an sich bekannter Weise werte Dämpfung besitzen. Diese Dämpfung vermindie stromführenden Teile der Antenne als Spiralen 30 dert dann das in der Anlage wirksam werdende V1,, ausbilden. Bei gedruckten Schaltungen wird man weil VP die Gesamtverstärkung zwischen Antennenvorteilhaft Zickzackform oder Mäanderform ver- transistor und Empfängereingang ist. Da das V1, eines wenden. auf kleinstes Rauschen eingestellten Transistors nicht Wenn man in Fig. 13, Kurve 1 die Z^-Schleife sehr groß ist, wird dann zwischen den bisher besehr groß macht, sie aber weiterhin zweimal durch 35 schriebenen Transistor und die Ausgangsleitung ein ZA opt laufen läßt, ist die Einsattelung bei der Mitten- zweiter, verstärkender Transistor geschaltet, um V1, frequenz in der Kurve 1 der Fig. 14 so tief; daß die zu vergrößern. Das Prinzip zeigt Fig. 15 in einem Antenne zwei getrennte Betriebsfrequenzbereiche be- Beispiel. Dieser Transistor wird vorzugsweise in sitzt, die durch einen Sperrbereich getrennt sind. Der- Kollektorschaltung betrieben. Die bekannte impeartige Antennen haben z. B. Bedeutung für den breit- 40 danztransformierende Wirkung der Kollektorschalbandigen Fernsehempfang, bei dem Fernsehfrequen- tung wird dann auch dahingehend verwendet, den zen um 60MHz herum und Fernsehfrequenzen um Ausgangswiderstand der Schaltung an den Wellen-200 MHz herum durch einen dazwischenliegenden widerstand des Ausgangskabels anzupassen.
Frequenzbereich für UKW-Hörrundfunk getrennt Wenn man wie beispielsweise im Funksprechversind und Kreuzmodulation durch UKW-Hörrund- 45 kehr die Antenne abwechselnd zum Senden und zum funksender vermieden werden muß. Empfangen verwenden will, braucht man zwei umWenn man die große Z^-Schleife wie in Fig. 13, schaltbare Transistoren T1 und T9 in verschiedenen Kurve 2 um den Punkt ZAopt in einem gewissen Ab- Armen der gefalteten Antenne, wie dies in Fig. 16a stand herumlegt, erhält man die Resonanzkurve2 der für den unsymmetrischen Fall und in Fig. 16b für Fig. 14, die eine sehr große Bandbreite ohne größere 50 den symmetrischen Fall gezeichnet ist. Fig. 16 b zeigt Amplituden-Schwankungen besitzt, aber niemals den ferner, wie die beiden Speiseleitungen verlegt und am optimalen Zustand erreicht. Dies ist eine bevorzugte Symmetriepunkt herausgeführt werden.
Methode, um große Bandbreiten zu erzeugen. Dieses Selbstverständlich können die hier beschriebenen Verfahren ist beispielsweise erfolgreich im Kurz- gespeisten Einzelstrahler in bekannter Weise mit Wellenbereich, in dem ein sehr breites Frequenzband 55 anderen gespeisten oder/und ungespeisten Strahlern zur Verfügung steht (z. B. 3 bis 5 MHz). Bei diesen und/oder spiegelnden Flächen zu Richtantennen niedrigeren Frequenzen ist das atmosphärische Stör- kombiniert werden.
Hierzu 4 Blatt Zeichnungen
Claims (15)
1. Antenne zum Senden und/oder Empfangen elektromagnetischer Wellen mit einem direkt, d. i.
ohne Anpassungsnetzwerk und ohne längere Zuleitungen zwischen ihre Eingangsklemmen geschalteten
verstärkenden Dreipol, wobei im Fall einer Sendeantenne Quellelektrode und Ausgangselektrode
des Dreipols, im Fall einer Empfangsantenne Quellelektrode und Steuerelektrode des
Dreipols an die Antenneneingangsklemmen angeschlossen sind, dadurch gekennzeichnet,
daß der Eingaiigswiderstand ZA der Antenne
durch geeignete Wahl der Antennenform und der Antennenabmessungen im Betriebsfrequenzbereich
einen induktiven-Phasenwinkel besitzt und zumindest
annähernd, gleich der für den betreffenden verstärkenden Dreipol optimalen Impedanz
Z-A opt ist, wobei ZA opt im Fall einer Sendeantenne
derjenige Belastungswiderstand ist, für den der Dreipol maximale Wirkleistung abgibt, und im
Fall einer Empfangsantenne derjenige Innenwiderstand der den Dreipol speisenden Empfangsantenne,
bei dem die Empfangsanlage kleinste Rauschzahl besitzt.
2. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne ein Stabstrahler über
einer leitenden Ebene ist und die Länge des Stabstrahlers zwischen einer Viertelwellenlänge und
einer Halbwellenlänge liegt und die Fußpunktimpedanz des Stabstrahlers durch passende Wahl
der Stablänge (h)müd der Stabdicke (d) auf den
optimalen Wert ZA opt eingestellt ist (F i g. 5 a).
3. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne eine Leiterschleife über
einer leitenden Ebene ist und die Fußpunktimpedanz der Schleife durch passende Wahl der Länge
und der Dicke des Schleifenleiters auf den optimalen Wert ZA opt eingestellt ist (F i g. 5 b).
4. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne ein gefalteter Unipol
ohne oder mit Dachkapazität über einer leitenden Ebene ist (F i g. 5 c oder 5 d) und die Fußpunktimpedanz
des gefalteten Unipols durch passende Wahl der Antennenhöhe (/ι) und des Abstandes
(α) der beiden parallelen Leiter auf den optimalen Wert ZA opt eingestellt ist.
5. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekenn-, ι· ;
zeichnet, daß die Antenne eine als Schleife (Fig. 6a) oder als Faltdipol (Fig. 6b) oder als
kapazitiv belasteter Faltdipol (Fig. 6c) ausgebildete
symmetrische" Antenne ist und symmetrische Emgangsklemmen^l und 2) besitzt und die an
den Eingangsklemmen erscheinende Impedanz der Antenne durch passende Wahl der Leiterlänge,
der Leiterdicke und des Leiterabstandes auf den optimalen Wert ZA opt eingestellt ist.
6. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenleiter rohrförmig ausgebildet
sind und die Zuleitung zum dritten Anschluß (3) des verstärkenden Dreipols koaxial
durch das Innere der Antennenleiter erfolgt (Fig. 6a, 6c und 7).
7. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antennenleiter auf isolierendem
Untergrund aufgedruckt sind und die Zuleitung zum dritten Anschluß des verstärkenden Dreipols
zusammen mit dem zugehörigen Antennenleiter eine Streifenleitung bildet.
8. Antenne nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Teile des Antennenleiters in Spiralform
oder Zickzackform oder Mäanderform ausgebildet sind.
9. Antenne nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne so ausgebildet
ist, daß in der Impedanzkurve in der komplexen Widerstandsebene in Abhängigkeit von der Frequenz
eine Kurvenschleife auftritt und diese Kurvenschleife durch passende Wahl der Antennenform,
der Antennenhöhe, der Leiterdicke und des Leiterabstandes hinsichtlich ihrer Lage
und ihrer Größe in der komplexen Widerstandsebene so eingestellt ist, daß die Kurvenschleife
innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches auftritt und in diesem Frequenzbereich einmal (F i g. 9)
oder zweimal (Fig. 10) durch den WertZAopt
geht oder die Kurvenschleife den Punkt ZA opt
vollständig umschließt (F i g. 13, Kurve 2).
10. Antenne nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Auftreten der Impedanzschleife
dadurch erreicht ist, daß parallel zum gefalteten Teil der Antenne ein weiterer Leiter
derart angebracht ist, daß dieser Zusatzleiter zusammen mit den anderen Leitern der Antenne
ein Resonanzgebilde ergibt, dessen Resonanzfrequenz innerhalb des Betriebsfrequenzbereiches
der Antenne liegt (Fig. 12d)
11. Antenne nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Auftreten der Impedanzschleife
in der optimalen Größe und Lage in der komplexen Widerstandsebene dadurch erreicht ist,
daß der Gegentaktkreis der gefalteten Antenne durch Einbringen von Dielektrikum (Fig. 11)
und/oder durch teilweise, kapazitiv wirkende Verdickung der Leiter (Fig. 12a) und/oder durch
zusätzliche Kurzschlußbügel (Fig. 12b oder 12c)
in geeigneter Weise beeinflußt ist.
12. Antenne nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der verstärkende Dreipol aus
zwei hintereinandergeschalteten Transistoren (Γ, und T2 in F i g. 15) besteht.
13. Antenne nach Anspruch 1 oder 9, die als Sendeantenne und als Empfangsantenne benutzt
wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Antenne zwei getrennte Eingangsklemmenpaare besitzt,
wobei an das eine Klemmenpaar der verstärkende Empfangsdreipol (T1 in Fig. 16) angeschlossen
ist und die Antenne zwischen diesen Klemmen die für diesen Dreipol im Empfangsfall optimale
Impedanz besitzt und an das zweite Klemmenpaar der verstärkende Sendedreipol angeschlossen
ist (T2 in Fig. 16) und die Antenne zwischen
diesen Klemmen die für diesen Dreipol im Sendefall optimale Impedanz besitzt.
14. Antenne nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Erzeugung
von Richtwirkung mit passiven Reflektoren oder Direktoren in an sich bekannter Weise, z. B.
in der Form einer Yagi-Antenne, kombiniert ist.
15. Antenne nach einem der Ansprüche 2 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß sie zur Erzeugung
von Richtwirkung mit mehreren gleichartigen Antennen in an sich bekannter Weise,
z. B. in Form von Dipolwänden, kombiniert ist.
Priority Applications (9)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19671591300 DE1591300B2 (de) | 1967-12-12 | 1967-12-12 | Antenne mit einem direkt zwischen die eingangsklemmen geschalteten, verstaerkenden dreipol |
SE1688968A SE363009B (de) | 1967-12-12 | 1968-12-10 | |
ES361329A ES361329A1 (es) | 1967-12-12 | 1968-12-11 | Una disposicion de antena combinada con un transistor. |
CH1855568A CH503385A (de) | 1967-12-12 | 1968-12-12 | Empfangsantenne mit Verstärker |
FR1603629D FR1603629A (de) | 1967-12-12 | 1968-12-12 | |
BE725370D BE725370A (de) | 1967-12-12 | 1968-12-12 | |
NL6817820A NL6817820A (de) | 1967-12-12 | 1968-12-12 | |
DE19691943890 DE1943890C3 (de) | 1967-12-12 | 1969-08-29 | Symmetrische Antenne in Form einer Leiterschleife mit zwischen ihre Eingangsklemmen geschalteten aktiven Dreipol |
DE2418407*A DE2418407A1 (de) | 1967-12-12 | 1974-03-18 | Antennenverstaerker |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
DE19671591300 DE1591300B2 (de) | 1967-12-12 | 1967-12-12 | Antenne mit einem direkt zwischen die eingangsklemmen geschalteten, verstaerkenden dreipol |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
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DE1591300A1 DE1591300A1 (de) | 1970-08-20 |
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ID=5680131
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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DE19671591300 Ceased DE1591300B2 (de) | 1967-12-12 | 1967-12-12 | Antenne mit einem direkt zwischen die eingangsklemmen geschalteten, verstaerkenden dreipol |
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Country | Link |
---|---|
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CH (1) | CH503385A (de) |
DE (1) | DE1591300B2 (de) |
ES (1) | ES361329A1 (de) |
FR (1) | FR1603629A (de) |
NL (1) | NL6817820A (de) |
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Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10114769B4 (de) * | 2001-03-26 | 2015-07-09 | Heinz Lindenmeier | Aktive Breitbandempfangsantenne |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB1307648A (en) * | 1971-06-17 | 1973-02-21 | Fte Maximal Fernsehtech | Circular multi-range receiving aerial assembly |
BE792553A (fr) * | 1971-12-22 | 1973-06-12 | Lannionnais Electronique | Antenne radioelectrique de faibles dimensions |
DE2311861C2 (de) * | 1973-03-09 | 1982-07-01 | Gerhard Prof. Dr.-Ing. 8012 Ottobrunn Flachenecker | Aktive Empfangsantenne mit einem passiven Antennenteil in Form einer Leiterschleife |
DE10245813A1 (de) | 2002-10-01 | 2004-04-15 | Lindenmeier, Heinz, Prof. Dr.-Ing. | Aktive Breitbandempfangsantenne mit Empfangspegelregelung |
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1967
- 1967-12-12 DE DE19671591300 patent/DE1591300B2/de not_active Ceased
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1968
- 1968-12-10 SE SE1688968A patent/SE363009B/xx unknown
- 1968-12-11 ES ES361329A patent/ES361329A1/es not_active Expired
- 1968-12-12 CH CH1855568A patent/CH503385A/de not_active IP Right Cessation
- 1968-12-12 BE BE725370D patent/BE725370A/xx not_active IP Right Cessation
- 1968-12-12 FR FR1603629D patent/FR1603629A/fr not_active Expired
- 1968-12-12 NL NL6817820A patent/NL6817820A/xx not_active Application Discontinuation
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE10114769B4 (de) * | 2001-03-26 | 2015-07-09 | Heinz Lindenmeier | Aktive Breitbandempfangsantenne |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FR1603629A (de) | 1971-05-10 |
BE725370A (de) | 1969-05-16 |
NL6817820A (de) | 1969-06-16 |
SE363009B (de) | 1973-12-27 |
ES361329A1 (es) | 1970-11-16 |
DE1591300A1 (de) | 1970-08-20 |
CH503385A (de) | 1971-02-15 |
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