DE69836362T2

DE69836362T2 - Tiefpassfilter mit Summierfunktion

Info

Publication number: DE69836362T2
Application number: DE69836362T
Authority: DE
Inventors: Yutaka c/o NEC Corporation Takahashi
Original assignee: NEC Electronics Corp
Current assignee: NEC Electronics Corp
Priority date: 1997-09-09
Filing date: 1998-09-08
Publication date: 2007-09-06
Anticipated expiration: 2018-09-09
Also published as: CN1214572A; JP3109461B2; US6369645B1; CN1144365C; DE69836362D1; EP0902535B1; JPH1188114A; EP0902535A2; EP0902535A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Tiefpassfilter zum Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus einem Eingangssignal und insbesondere ein Tiefpassfilter mit einer Addierfunktion.
Beim Stand der Technik wird ein Echokompensator oder Entstörer als eine Einrichtung zur Realisierung einer Zwei-Wege Kommunikation verwendet und ist durch das American National Standards Institute (ANSI) T1.601 in dem integrierten digitalen Fernmeldenetz (ISDN) genormt.
Bei der Zwei-Wege Kommunikation werden das Übertragen und das Empfangen gleichzeitig ausgeführt. Als Ergebnis empfängt eine Empfängerseite nicht nur ein empfangenes Signal sondern auch ein Echosignal, wo ein Übertragungssignal von einer Übertragungsseite zur Empfängerseite zurückkehrt. Das empfangene Signal, welches über eine Übertragungsleitung übertragen wird, klingt bis zu 50dB ab, das Echosignal klingt jedoch nur um ungefähr 6dB ab, weil weitgehend das gesamte Übertragungssignal über einen Leitungsumformer als Echosignal zurückkehrt. Demgemäß besteht die Möglichkeit, dass das Echosignal verglichen mit dem empfangenen Signal einen um 40dB (100 fachen) oder noch höheren Pegel hat.
Es ist daher notwendig, das Echosignal aus dem empfangenen Signal an der Empfängerseite zu entfernen. Als Ergebnis hat die Empfangsseite ein Addierwerk zum Entfernen des Echosignals aus dem empfangen Signal und ein Tiefpassfilter, um das Rückkehren von Rauschen in einem addierten Signal zu verhindern. In dem Stand der Technik bilden das Addierwerk und das Tiefpassfilter eine Kombinationsschaltung, die einzeln eine Addier funktion und eine Tiefpassfilterfunktion hat. Anders ausgedrückt, die Kombinationsschaltung hat das Addierwerk und das Tiefpassfilter. Bei der Art und Weise, die später anhand der 2 beschrieben wird, ist das Addierwerk und das Tiefpassfilter jeweils durch einen Operationsverstärker und andere periphere passive Elemente gebildet. Als Ergebnis ist die herkömmliche Kombinationsschaltung insofern von Nachteil, als sie einen großen Umfang oder eine große Schaltungsgröße hat und eine signifikante Energiemenge verbraucht.
Andererseits ist in der ungeprüften Japanischen Patentveröffentlichung von Tokkai No. Hei 1-321,716, nämlich der JP-A 1-321,716, ein aktives Filter offenbart. Das aktive Filter gemäß der JP-A 1-321,716 hat eine Anzahl von Filtereingangsanschlüssen und einen Filterausgangsanschluss und ist durch nur einen Operationsverstärker und andere periphere passive Elemente implementiert. Das aktive Filter gemäß der JP-A 1-321,716 ist jedoch ein Filter, das eine Summierfunktion und eine Bandpassfilterfunktion hat.
Genauer gesagt hat das Aktivfilter gemäß der JP-A 1-321,716 eine Anzahl von Filtereingangswiderständen, die an einem gemeinsamen Knoten und die entsprechenden Filtereingangsanschlüsse angeschlossen sind, einen Operationsverstärker, der einen vorbestimmten Verstärkungsfaktor hat und der einen positiven Eingangsanschluss, einen negativen Eingangsanschluss, der an ein Referenzspannungsanschluss angeschlossen ist, und einen Verstärkerausgangsanschluss hat, der an den Filterausgangsanschluss angeschlossen ist, einen ersten Verstärkereingangskondensator, der zwischen den positiven Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und den gemeinsamen Knoten geschaltet ist, einen Filterrückkopplungswiderstand, der zwischen den gemeinsamen Knoten und den Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet ist, und einen zweiten Verstärkereingangskondensator und einen Verstärkereingangswiderstand, die zwischen den positiven Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und den Referenzspannungsanschluss parallel geschaltet sind.
Zusammenfassung der Erfindung.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Tiefpassfilter mit einer Summierfunktion zu schaffen, das einen kleinen Maßstab oder eine kleine Schaltungsgröße hat.
Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein Tiefpassfilter der beschriebenen Art zu schaffen, welches den Energieverbrauch senken kann.
Weitere Aufgaben der vorliegenden Erfindung gehen aus der fortschreitenden Beschreibung hervor.
Die Erfindung ist in dem unabhängigen Patentanspruch 1 definiert.
Gemäß dieser Erfindung hat ein Tiefpassfilter erste bis N-te positive Filtereingangsanschlüsse, die jeweils mit den ersten bis N-ten positiven Filtereingangssignalen gespeist werden, wenn N eine erste positive ganze Zahl ist, die nicht kleiner als zwei ist, und erste bis M-te negative Filtereingansanschlüsse, die jeweils mit ersten bis M-ten negativen Filtereingangssignalen gespeist werden, wobei M eine zweite positive ganze Zahl ist, die nicht kleiner als zwei ist. Das Tiefpassfilter hat einen Operationsverstärker mit invertierenden und nichtinvertierenden Eingangsanschlüssen und invertierenden und nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschlüssen zu Erzeugung von invertierten bzw. nichtinvertierten Verstärkerausgangssignalen. Ein erster Verstärkereingangswiderstand hat ein Ende an den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und das andere Ende an einen positiven gemeinsamen Knoten angeschlossen. Ein zweiter Verstärkereingangswiderstand hat ein Ende an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und das andere Ende an einen negativen gemeinsamen Knoten angeschlossen. Ein Verstärkereingangskondensator ist zwischen die positiven und negativen gemeinsamen Knoten geschaltet. Ein erster Filterrückkopplungswiderstand ist zwischen den positiven gemeinsamen Knoten und den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet. Ein zweiter Filterrückkopplungswiderstand ist zwischen den negativen gemeinsamen Knoten und den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Ope rationsverstärkers geschaltet. Ein erster Filterrückkopplungskondensator ist zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet. Ein zweiter Filterrückkopplungskondensator ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet. Erste bis N-te positive Eingangsimpedanzschaltungen sind jeweils zwischen den positiven gemeinsamen Knoten und die ersten bis N-ten positiven Filtereingangsanschlüsse geschaltet. Erste bis M-te negative Eingangsimpedanzschaltungen sind jeweils zwischen den negativen gemeinsamen Knoten und die ersten bis M-ten negativen Filtereingangsanschlüsse geschaltet. An den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers ist ein invertierender Filterausgangsanschluss angeschlossen, der das invertierte Verstärkerausgangssignal als ein invertiertes Filterausgangssignal erzeugt. An den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers ist ein nichtinvertierender Filterausgangsanschluss angeschlossen, der das nichtinvertierte Verstärkerausgangssignal als ein nichtinvertiertes Filterausgangssignal erzeugt.
Kurze Beschreibung der Zeichnung:
1 ist ein Blockschaltbild eines herkömmlichen ISDN-Senderempfängers einer Echokompensator-Bauart;
2 ist ein Schaltbild einer herkömmlichen Kombinationsschaltung mit einer Addierfunktion und einer Tiefpassfilterfunktion;
3 ist ein Schaltbild eines Tiefpassfilters gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
4 zeigt ein Zeitablaufplan zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise des in der 3 gezeigten Tiefpassfilters;
5 zeigt ein Bode-Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik des in der 3 gezeigten Tiefpassfilters repräsentiert;
6 ist ein Schaltbild eines Tiefpassfilters gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
7 zeigt einen Zeitablaufplan zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise des in der 6 dargestellten Tiefpassfilters;
8 zeigt ein Bode-Diagramm, welches eine Frequenzcharakteristik des in der 6 gezeigten Tiefpassfilters repräsentiert; und
9 ist ein Schaltbild eines Tiefpassfilters gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen
Bezugnehmend auf 1 wird zunächst ein herkömmlicher ISDN-Senderempfänger der Echokondensator-Bauart beschrieben, um das Verständnis der vorliegenden Erfindung zu erleichtern.
Der dargestellte ISDN-Senderempfänger hat eine Schnittstelle 110, einen digitalen Signalprozessor (DSP) 120, einen Digital-Analog-(DA)-Wandler 130, ein Tiefpassfilter (LPF) 140, einen Treiber 150, einen Analog-Digital-(AD)-Wandler 160, ein Tiefpassfilter (LPS) 170 und ein Addierwerk 180.
Die Übertragungsdaten werden dem Digital-Analog-Wandler 130 über die Schnittstelle 110 und den Digitalsignalprozessor 120 zugeführt. Der Digital-Analog-Wandler 130 wandelt die Übertragungsdaten in ein analoges Übertragungssignal um. Das analoge Übertragungssignal wird dem Tiefpassfilter 140 zugeführt. Das Tiefpassfilter entfernt aus dem analogen Übertragungssignal eine Hochfrequenzkomponente, um ein tiefpassgefiltertes Übertragungssignal zu erzeugen. Das tiefpassgefilterte Übertragungssignal wird dem Treiber 150 zugeführt. Der Treiber 150 schickt das tiefpassgefilterte Übertragungssignal über einen Widerstand 210 und einen Leitungsumformer 200 als ein Übertragungssignal auf eine Übertragungsleitung.
Der ISDN-Senderempfänger ist mit einem Abgleichnetz (BNW) 190 versehen. Das Abgleichnetz 190 ist eine konzentrierte Konstante oder Parameterschaltung zur Simulation einer Übertragungscharakteristik eines Echodurchlaufs. Das Abgleichnetz 190 wird vom Treiber 150 mit dem Übertragungssignal gespeist. In Antwort auf das Übertragungssignal erzeugt das Abgleichnetz 190 ein Pseudoechosignal. Das Pseudoechosignal wird dem Addierwerk 180 zugeleitet.
Andererseits wird das Addierwerk 180 über den Leitungsumformer 200 mit einem empfangenen Signal gespeist, wobei dem empfangenen Signal ein Umlauf-Echosignal überlagert ist. Das Addierwerk 180 entfernt das Echosignal aus dem empfangenen Signal durch Subtrahieren des Pseudoechosignals von einer Kombination aus empfangenem Signal und Echosignal. Das Addierwerk 180 erzeugt ein addiertes Signal, welches dem Tiefpassfilter 170 zugeführt wird. Das Tiefpassfilter 170 entfernt aus dem addierten Signal eine Hochfrequenzkomponente, um ein tiefpassgefiltertes Signal zu erzeugen. Das tiegpassgefilterte Signal wird dem Analog-Digital-Wandler 160 zugeleitet. Der Analog-Digital-Wandler 160 wandelt das tiefpassgefilterte Signal in empfangene Daten um. Die Empfangsdaten werden einem Nutzer über den Digitalsignalprozessor 120 und die Schnittstelle 110 zugeleitet.
Es ist jedoch unmöglich, das Echosignal perfekt aus dem empfangenen Signal allein unter Verwendung des Abgleichnetzes 190 und des Addierwerkes 180 zu entfernen. Dies ist deshalb der Fall, weil das Abgleichnetz 190 eine konzentrierte Konstantschaltung ist, die eine endliche Anzahl von Elementen hat, während die Übertragungsleitung eine verteilte Konstant- oder Parameterschaltung ist, deren Übertragungscharakteristik auf der Basis der Länge der Übertragungsleitung variiert.
Daher wird in dem Digitalsignalprozessor 120 ein verbleibendes Echosignal entfernt. Zu diesem Zweck ist es notwendig durch den Analog-Digital-Wandler 160 nicht nur ein Analogsignal in ein Digitalsignal umzuwandeln, sondern auch ein Tiefpassfilter 170 vorzusehen, um Rückkehrrauschen an der vorhergehenden Stufe des Analog-Digital-Wandlers 160 zu verhindern.
Mit Bezug auf 2 geht die Beschreibung weiter zu einer herkömmlichen Kombinationsschaltung, die eine Addierfunktion und eine Tiefpassfilterfunktion hat. Die dargestellte Kombinationsschaltung hat ein Addierwerk 20 entsprechend dem Addierwerk 180 und ein Tiefpassfilter 10' entsprechend dem Tiefpassfilter 170. Sowohl das Addierwerk 20 als auch das Tiefpassfilter 10' sind durch einen Operationsverstärker und andere periphere passive Elemente auf die Weise implementiert, die vorliegend beschrieben wird.
Genauer gesagt hat das Addierwerk 20 erste und zweite Schaltungseingangsanschlüsse 20-i1 und 20-i2, die mit den ersten bzw. zweiten Schaltungseingangssignalen V₁ bzw. V₂ gespeist werden. Die ersten und zweiten Schaltungseingangsanschlüsse 20-i1 und 20-i2 werden erste und zweite Addiereingangsanschlüsse genannt, die mit den ersten und zweiten Schaltungseingangssignalen V₁ und V₂ als ersten bzw. zweiten Addiereingangssignalen gespeist werden.
Das Addierwerk 20 hat einen Operationsverstärker 21, drei Widerstände R_a, R_b, R_c. Die Widerstände R_a, R_b und R_c werden erste und zweite Addiereingangswiderstände bzw. Addierrückkopplungswiderstand genannt. Der Operationsverstärker 21 hat einen invertierenden Eingangsanschluss 21-1, einen nichtinvertierenden Eingangsanschluss 21-2 und einen Verstärkerausgangsanschluss 21-3. Der invertierende Eingangsanschluss 21-1 wird als negativer Eingangsanschluss bezeichnet, während der nichtinvertierende Eingangsanschluss 21-2 als positiver Eingangsanschlussanschluss bezeichnet wird. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss 21-2 des Operationsverstärkers 21 ist mit einem Referenzspannungsanschluss 22 verbunden, der mit einer Referenzspannung gespeist wird. Bei dem dargestellten Beispiel ist der Referenzspannungsanschluss 22 ein Masseanschluss, der mit einer Masse- oder Null-Spannung als Referenzspannung gespeist wird.
Der erste Addiereingangswiderstand R_a ist mit einem Ende an den ersten Schaltungseingangsanschluss 20-i1 und mit dem anderen Ende an den invertierenden Eingangsanschluss 21-1 des Operationsverstärkers 21 angeschlossen. Anders ausgedrückt ist der erste Addiereingangswiderstand R_a zwischen den ersten Schaltungseingangsanschluss 20-i1 und den invertierenden Eingangsanschluss 21-1 des Operationsverstärkers 21 geschaltet. In gleicher Weise ist der zweite Addiereingangswiderstand R_b mit einem Ende an den zweiten Schaltungseingangsanschluss 20-i2 und mit dem anderen Ende an den invertierenden Eingangsanschluss 21-1 des Operationsverstärkers 21 angeschlossen. Anders ausgedrückt, der zweite Addiereingangswiderstand R_b ist zwischen den zweiten Schaltungseingangsanschluss 20-i2 und den invertierenden Eingangsanschluss 21-1 des Operationsverstärkers 21 geschaltet, der Addierrückkopplungswiderstand R_c ist mit einem Ende an den invertierenden Eingangsanschluss 21-1 des Operationsverstärkers 21 und mit dem anderen Ende an den Verstärkerausgangsanschluss 21-3 des Operationsverstärkers 21 angeschlossen. Anders ausgedrückt, der Addierrückkopplungswiderstand R_c ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluss 21-1 des Operationsverstärkers 21 und den Verstärkerausgangsanschluss 21-3 des Operationsverstärkers 21 geschaltet.
Das Addierwerk 20 hat ferner einen Addierausgangsanschluss 20-o mit dem Verstärkerausgangsanschluss 21-3 des Operationsverstärkers 21 verbunden. Der Addierausgangsanschluss 20-o erzeugt ein Addierausgangssignal, welches ein Additionsergebnis der ersten und zweiten Schaltungseingangssignale V₁ und V₂ anzeigt.
Das Tiefpassfilter 10' hat einen Filtereingangsanschluss 10-i und einen Schaltungsausgangsanschluss 10-o. Der Filtereingangsanschluss 10-i ist mit dem Addierausgangsanschluss 20-o des Addierwerks 20 verbunden. Der Filtereingangsanschluss 10-i wird im Addierausgangssignal als einem Filtereingangssignal gespeist. Der Schaltungsausgangsanschluss 10-o erzeugt ein Schaltungsausgangssignal V_out. Der Schaltungsausgangsanschluss 10-o wird als ein Filterausgangsanschluss bezeichnet, um das Schaltungsausgangssignal V_out als ein Filterausgangssignal zu erzeugen.
Das Tiefpassfilter 10' hat einen Operationsverstärker 11, einen Verstärkereingangswiderstand R_in, einen Verstärkereingangskondensator C_in, einen Filterrückkopplungswiderstand R_f, einen Filterrückkopplungskondensator C_f und einen Filtereingangswiderstand R₁.
Der Operationsverstärker 11 hat einen invertierenden Eingangsanschluss 11-1, einen nicht invertierenden Eingangsanschluss 11-2 und einen Verstärkerausgangsanschluss 11-3, der mit dem Filterausgangsanschluss 10-o verbunden ist. Der invertierende Eingangsanschluss 11-1 wird als ein negativer Eingangsanschluss bezeichnet, während der nichtinvertierende Eingangsanschluss 11-2 als ein positiver Eingangsanschluss bezeichnet wird. Der nichtinvertierende Eingangsanschluss 11-2 des Operationsverstärkers 11 ist mit einem Referenzspannungsanschluss 12 verbunden, der mit einer Referenzspannung gespeist wird. Bei dem dargestellten Beispiel ist der Referenzspannungsanschluss 12 ein Masseanschluss, der mit einer Masse- oder Null-Spannung als Referenzspannung gespeist ist.
Der Verstärkereingangswiderstand R_in ist mit einem Ende mit dem invertierenden Eingangsanschluss 11-1 des Operationsverstärkers 11 und mit dem anderen Ende mit einem gemeinsamen Knoten a₀ verbunden. Anders ausgedrückt der Verstärkereingangswiderstand R_in ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluss 11-1 des Operationsverstärkers 11 und den gemeinsamen Knoten a₀ geschaltet. Der Verstärkereingangskondensator C_in ist mit dem Referenzspannungsanschluss 12 und dem gemeinsamen Knoten a₀ verbunden. Der Filterrückkopplungswiderstand R_f ist zwischen den gemeinsamen Knoten a₀ und den Verstärkerausgangsanschluss 11-3 des Operationsverstärkers 11 geschaltet. Der Filterrückkopplungskondensator C_f ist zwischen den invertierenden Eingangsanschluss 11-1 des Operationsverstärkers 11 und den Verstärkerausgangsanschluss 11-3 des Operationsverstärkers 11 geschaltet.
Der Filtereingangswiderstand R₁ ist mit einem Ende mit dem Filtereingangsanschluss 10-i und mit dem anderen Ende mit dem gemeinsamen Knoten a₀ verbunden. Das heißt, der Filtereingangswiderstand R₁ ist zwischen den Filtereingangsanschluss 10-i und den gemeinsamen Knoten a₀ geschaltet. Der Filtereingangswiderstand R₁ bildet eine Eingangsimpedanzschaltung 13.
Bei dieser Struktur wird davon ausgegangen, dass die ersten und zweiten Schaltungseingangssignale V₁ und V₂ den ersten und zweiten Schaltungseingangsanschlüssen 20-i1 bzw. 20-i2 zugeführt werden. In diesem Fall addiert das Addierwerk 20 das erste Schaltungseingangssignal V₁ zum zweiten Schaltungseingangssignal V₂, damit der Addierausgangsanschluss 20-o das Addierausgangssignal erzeugt, welches das Additionsergebnis aus den ersten und zweiten Schaltungseingangssignalen V₁ und V₂ anzeigt. Darauf folgend entfernt das Tiefpassfilter 10' eine Hochfrequenzkomponente des Addierausgangssignals, um an dem Filterausgangsanschluss 10-o das tiefpassgefilterte Signal als dem Schaltungsausgangssignal V_out zu erzeugen. Das Schaltungsausgangssignal V_out ist durch die folgende Gleichung 1 repräsentiert:
Wobei j eine imaginäre Einheit repräsentiert, die gleich √–1 ist, ω eine Winkelfrequenz repräsentiert, ω_c eine abgeschnittene Winkelfrequenz repräsentiert und Q die Resonanzschärfe repräsentiert. Zusätzlich werden die Abschneidewinkelfrequenz ω_c und der Reziprokwert der Schärfe der Resonanz (1/Q) durch die folgenden Gleichungen (2) und (3) repräsentiert:
Insoweit, als die herkömmliche Kombinationsschaltung jedoch das Addierwerk 20 und das Tiefpassfilter 10' enthält, von denen jedes durch den Operationsverstärker und andere periphere passive Elemente implementiert ist, hat die herkömmliche Kombinationsschaltung den Nachteil, dass sie einen großen Maßstab oder eine große Schaltungsgröße hat und eine signifikante Energiemenge verbraucht, wie dies in der Einleitung der vorliegenden Beschreibung angegeben ist.
Bezugnehmend auf 3 wird die Beschreibung mit einem Tiefpassfilter 10 gemäß einem Beispiel, welches das Verständnis der vorliegenden Erfindung erleichtert, fortfahren. Das Tiefpassfilter 10 ist in Struktur und Funktionsweise ähnlich wie das in der 2 dargestellte herkömmliche Tiefpassfilter 10', mit Ausnahme, dass das Tiefpassfilter 10 erste bis N-te Filterausgangsanschlüsse 10-i1 bis 10-N anstatt des nur einen Filtereingangsanschlusses 10-i hat und erste bis N-te Eingangsimpedanzschaltungen 13-1 bis 13-N anstatt der nur einen Eingangsimpedanzschaltung 13 hat, wobei N eine positive ganze Zahl repräsentiert, die nicht kleiner als zwei ist. Jeder der zweiten bis N-ten Filtereingangsanschlüsse 10-i2 bis 10-iN wird als ein zusätzlicher Filtereingangsanschluss bezeichnet. Jede der zweiten bis N-ten Eingangsimpedanzschaltungen 13-1 bis 13-N wird als eine zusätzliche Eingangsimpedanzschaltung bezeichnet. Das dargestellte Tiefpassfilter ist ein Tiefpassfilter vom quadratischen Duplex-Rückkopplungstyp mit einer Summierfunktion. Zusätzlich ist die positive ganze Zahl N gleich zwei.
Der erste und zweite Filtereingangsanschluss 10-i1 und 10-i2 werden jeweils mit den ersten und zweiten Filtereingangssignalen V₁ bzw. V₂ gespeist. Das zweite Filtereingangssignal V₂ wird als zusätzliches Filtereingangssignal bezeichnet. Die erste Eingangsimpedanzschaltung 13-1 ist zwischen dem gemeinsamen Knoten a₀ und dem ersten Filtereingangsanschluss 10-i1 geschaltet, während die zweite Eingangsimpedanzschaltung 13-2 zwischen den gemeinsamen Knoten a₀ und den zweiten Filtereingangsanschluss 10-i2 geschaltet ist. Die erste Eingangsimpedanzschaltung 13-1 hat einen primären Filtereingangswiderstand R_1-1 zwischen den gemeinsamen Knoten a₀ und den ersten Filtereingansanschluss 10-i1 geschaltet. Ähnlich hat die zweite Eingangsimpedanzschaltung 13-2 einen sekundären Filtereingangswiderstand R_1-2 zwischen den gemeinsamen Knoten a₀ und den zweiten Filtereingangsanschluss 10-i2 geschaltet.
Bei dieser Struktur ist eine Impedanz, gesehen von dem gemeinsamen Knoten a₀ zur Seite des Operationsverstärkers 11, konstant. Als Ergebnis werden zwei elektrische Ströme, die durch die ersten und zweiten Filtereingangssignale V₁ und V₂ erzeugt worden sind, addiert, um einen addierten elektrischen Strom zu erzielen, und der addierte elektrische Strom wird dann in eine Spannung, basierend auf einer Transferfunktion, umgewandelt, die durch die Impedanz in dem gemeinsamen Knoten a₀ gegeben oder definiert ist, um die Spannung zu erzeugen.
Es wird angenommen, dass die ersten und zweiten Filtereingangssignale V₁ und V₂ den ersten bzw. zweiten Filtereingangsanschlüssen 10-i1 bzw. 10-i2 zugeführt werden. In diesem Fall wird die Addition der ersten und zweiten Filtereingangssignale V₁ und V₂ und das Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus einem addierten Signal in dem Tiefpassfilter 10 durchgeführt, um zu bewirken, dass der Filterausgangsanschluss 10-o ein tiefpassgefiltertes Signal als das Filterausgangssignal V_out erzeugt. Das Filterausgangssignal V_out wird durch die folgenden Gleichung (4) repräsentiert:
wobei j eine imaginäre Einheit, die gleich √–1 ist, repräsentiert, ω eine Winkelfrequenz repräsentiert, wo eine Abschneidewinkelfrequenz repräsentiert und Q die Schärfe der Resonanz repräsentiert. Zusätzlich werden die abgeschnittene Winkelfrequenz wo und der Reziprokwert der Schärfe der Resonanz (1/Q) durch die folgenden Gleichungen (5) und (6) repräsentiert:
Anhand der 4 und 5 erfolgt die Beschreibung bezüglich der Funktionsweise des in der 3 gezeigten Tiefpassfilters 10 unter Bezugnahme auf Simulationsergebnisse. 4 zeigt einen Zeitablaufplan zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise des Tiefpassfilters 10 wie in der 3 dargestellt. In der 4 repräsentieren die Abszisse und die Ordinate die Zeit (sec) bzw. Spannungen (Volt). 5 zeigt ein Bode-Diagramm, das eine Frequenzcharakteristik des in der 3 dargestellten Tiefpassfilters 10 repräsentiert. In der 5 repräsentiert die Abszisse die Frequenz (Hz) und die Ordinate repräsentiert den Verstärkungsfaktor (Db) und die Phasenverschiebung (deg.).
Wie in der 4 gezeigt, ist zu ersehen, dass das Filterausgangssignal V_out ein Signal ist, welches durch Addieren des ersten Filtereingangssignals V₁, welches dem ersten Filtereingangsanschluss 10-i1 zugeführt worden ist, und dem zweiten Filtereingangssignal V₂, das dem zweiten Filtereingangsanschluss zugeführt worden ist, erhalten wird. Das heißt, 4 zeigt, dass das Tiefpassfilter 10 die Addier- oder Summierfunktion hat.
Zusätzlich und wie in der 5 gezeigt, ist zu ersehen, dass das Tiefpassfilter die Frequenzcharakteristik hat, bei der der Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters 10 in ein Hochfrequenzband fällt und die Phasenverschiebung des Tiefpassfilters 10 im Hochfrequenzband klein wird. Das heißt, 5 zeigt, dass das Tiefpassfilter 5 eine Funktion als ein quadratisches Tiefpassfilter hat.
Obwohl in der vorstehend angegebenen ersten Ausführungsform das Tiefpassfilter 10 zwei Filtereingangsanschlüsse 10-i1 und 10-i2 zum Eingeben von zwei Filtereingangssignalen V₁ und V₂ hat, die zu addieren oder zu summieren sind, kann das Tiefpassfilter auch drei oder mehr Filtereingangsanschlüsse haben. Unter Umständen ist es möglich, die Anzahl der Filtereingangssignale, die zu addieren oder aufzusummieren sind, zu erhöhen.
Mit Bezug auf 6 fährt die Beschreibung mit einem Tiefpassfilter 10A gemäß einem weiteren Beispiel zu Erleichterung des Verständnis der vorliegenden Erfindung fort.
Das Tiefpassfilter 10A ist in Struktur und Funktionsweise ähnlich wie das in der 3 dargestellte Tiefpassfilter 10, mit Ausnahme, dass die ersten und zweiten Eingangsimpedanzschaltungen gegenüber den in der 3 dargestellten modifiziert sind, wie dies später klar wird. Die ersten und zweiten Eingangsimpedanzschaltungen sind daher mit 13A-1 bzw. 13A-2 bezeichnet. Das dargestellte Tiefpassfilter 10A ist ein Tiefpassfilter vom kubischen Duplex-Rückkopplungs-Typ mit einer Summierfunktion.
Die erste Eingangsimpedanzschaltung 13A-1 hat erste und zweite Primärfiltereingangswiderstände R_1-1 und R_2-1, die zwischen den gemeinsamen Knoten a₀ und den ersten Filtereingangsanschluss 10-i1 in Reihe geschaltet sind, und einen Primärfiltereingangskondensator C_1-1, der zwischen den Referenzspannungsanschluss 12 und eine erste Verbindung a₁ zwischen den ersten und zweiten Primärfiltereingangswiderständen R_1-1 und R_2-1 geschaltet ist.
Ähnlich hat die zweite Eingangsimpedanzschaltung 13A-2 erste und zweite Sekundärfiltereingangswiderstände R_1-2 und R_2-2, die zwischen den gemeinsamen Knoten a₀ und den zweiten Filtereingangsanschluss 10-i2 in Reihe geschalten sind, und einen Sekundärfiltereingangskondensator C_1-2, der zwischen den Referenzspannungsanschluss 12 und eine zweite Verbindung a₂ zwischen den ersten und zweiten Sekundärfiltereingangswiderständen R_1-2 und R_2-2 geschaltet ist.
Bei dieser Struktur wird angenommen, dass die ersten und zweiten Filtereingangssignale V₁ und V₂ den ersten bzw. zweiten Filtereingangsanschlüssen 10-i1 bzw. 10-i2 zugeführt werden. In diesem Fall wird auf ähnliche Weise wie unter Bezugnahme auf das Tiefpassfilter 10 gemäß der vorstehend beschriebenen Ausführungsform beschrieben, die Addition der ersten und zweiten Filtereingangssignale V₁ und V₂ und das Entfernen einer Hochfrequenzkomponente aus dem addierten Signal in dem Tiefpassfilter 10A durchgeführt, um zu bewirken, dass der Filterausgangsanschluss 10-o ein tiefpassgefiltertes Signal als das Filterausgangssignale V_out erzeugt.
Mit Bezug auf die 7 und 8 erfolgt die Beschreibung bezüglich der Funktionsweise des in der 6 dargestellten Tiefpassfilters 10A unter Bezugnahme auf Simulationsergebnisse. 7 zeigt einen Zeitablaufplan zur Verwendung bei der Beschreibung der Funktionsweise des Tiefpassfilters 10A gemäß 6. In der 7 repräsentieren die Abszisse und die Ordinate die Zeit (sec) bzw. die Spannungen (Volt). 8 zeigt eine Bode-Diagramm, das die Frequenzcharakteristik des in der 6 dargestellten Tiefpassfilters 10A repräsentiert. In der 8 repräsentiert die Abszisse die Frequenz (Hz) und die Ordinate repräsentiert den Verstärkungsfaktor (dB) und die Phasenverschiebung (deg.).
Wie in der 7 gezeigt, ist zu ersehen, dass das Filterausgangssignal V_out ein Signal ist, welches durch Addieren des ersten Filtereingangssignals V₁, welches dem ersten Filtereingangsanschluss 10-i1 zugeführt worden ist, zu dem zweiten Filtereingangssignal V₂, das dem Filtereingangsanschluss zugeführt worden ist, erhalten wird. Das heißt, 7 zeigt, dass das Tiefpassfilter 10A die Addier- oder Summierfunktion hat.
Zusätzlich wie in 8 gezeigt, ist zu ersehen, dass das Tiefpassfilter 10A die Frequenzcharakteristik hat, bei der der Verstärkungsfaktor des Tiefpassfilters 10A in ein Hochfrequenzband fällt und die Phasenverschiebung des Tiefpassfilters 10A in dem Hochfrequenzband klein wird. Das heißt, 8 zeigt, dass das Tiefpassfilter 10A die Funktion als ein kubisches Tiefpassfilter hat.
Obwohl in der vorstehend angegebenen zweiten Ausführungsform das Tiefpassfilter 10A zwei Filtereingangsanschlüsse 10-i1 und 10-i2 zum Eingeben von zwei zu addierenden oder zu summierenden Filtereingangssignalen V₁ und V₂ hat, kann das Tiefpassfilter auch drei oder mehr Filtereingangsanschlüsse haben. Unter Umständen ist es möglich, die Anzahl der Filtereingangssignale, die zu addieren oder aufzusummieren sein sollten, zu erhöhen.
Bezugnehmend auf 9 fährt die Beschreibung mit einem Tiefpassfilter 10B gemäß dieser Erfindung fort. Das Tiefpassfilter 10B ist ein Tiefpassfilter vom vollen Differenzialtyp mit Summierfunktion.
Das dargestellte Tiefpassfilter 10B hat erste bis N-te positive Filtereingangsanschlüsse 10i1+ bis 10iN+, die jeweils mit ersten bis N-ten positiven Eingangssignalen V₁₊ bis V_N+ gespeist werden, wobei N eine erste positive ganze Zahl repräsentiert, die nicht kleiner als zwei ist, und hat erste bis M-te negative Filtereingangsanschlüsse 10-i1- bis 10-iM-, die jeweils mit ersten bis M-ten negativen Eingangssignalen V_1- bis V_M-, wobei M eine zweite positive ganze Zahl repräsentiert, die nicht kleiner als zwei ist. In dem dargestellten Beispiel ist jede der ersten und zweiten positiven ganzen Zahlen N und M gleich zwei.
Das Tiefpassfilter 10B hat einen Operationsverstärker 11A, erste und zweite Verstärkereingangswiderstände R_in1 und R_in2, einen Verstärkereingangskondensator C_in, erste und zweite Filterrückkopplungswiderstände R_f1 und R_f2, erste und zweite Filterrückkopplungskondensatoren C_f1 und C_f2, erste und zweite positive Eingangsimpedanzschaltungen 13-1+ und 13-2+ und erste und zweite negative Eingangsimpedanzschaltungen 13-1- und 13-2-.
Der Operationsverstärker 11A hat invertierende und nichtinvertierende Eingangsanschlüsse 11-1 und 11-2 und invertierende und nichtinvertierende Verstärkerausgangsanschlüsse 11-3- und 11-3+ zur Erzeugung von invertierten und nicht invertierten Verstärkerausgangssignalen.
Der erste Verstärkereingangswiderstand R_in1 hat ein Ende mit dem nichtinvertierenden Eingangsanschluss 11-2 des Operationsverstärkers 11A, und das andere Ende mit einem positiven gemeinsamen Knoten a₀₊ verbunden. Anders ausgedrückt, der erste Verstärkereingangswiderstand R_in1 ist zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluss 11-2 des Operationsverstärkers 11A und den positiven gemeinsamen Knoten a₀₊ geschaltet. In gleicher Weise ist der zweite Verstärkereingangswiderstand R_in2 mit einem Ende mit dem invertierenden Eingangsanschluss 11-1 des Operationsverstärkers 11A mit dem anderen Ende mit einem negativen, gemeinsamen Knoten a₀ verbunden. Der Verstärkereingangskondensator C_in ist zwischen die positiven und negativen gemeinsamen Knoten a₀₊ und a_0- geschaltet.
Der erste Filterrückkopplungswiderstand R_f1 ist zwischen den positiven gemeinsamen Knoten a₀₊ und den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss 11-3- des Operationsverstärkers 11A geschaltet. Ähnlich ist der zweite Filterrückkopplungswiderstand R_f2 zwischen den negativen gemeinsamen Knoten a_0- und den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss 11-3+ des Operationsverstärkers 11A geschaltet. Der erste Filterrückkopplungskondensator C_f1 ist zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluss 11-2 des Operationsverstärkers 11A und den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss 11-3- des Operationsverstärkers 11A geschaltet. Ähnlich ist der zweite Filterrückkopplungskondensator C_f2 zwischen den invertierenden Eingangsanschluss 11-1 des Operationsverstärkers 11A und den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss 11-3+ des Operationsverstärkers 11A geschaltet.
Die erste positive Eingangsimpedanzschaltung 13-1+ ist zwischen den positiven gemeinsamen Knoten a₀₊ und den ersten positiven Filtereingangsanschluss 10-i1+ geschaltet. In gleicher Weise ist die zweite positive Eingangsimpedanzschaltung 13-2+ zwischen den positiven gemeinsamen Knoten a₀₊ und den zweiten positiven Filtereingangsanschluss 10-i2+ geschaltet. Ähnlich ist die erste negative Eingangsimpedanzschaltung 13-1- zwischen den negativen gemeinsamen Knoten a_0- und den ersten negativen Filtereingangsanschluss 10-i1- geschaltet. In gleicher Weise ist die zweite negative Eingangsimpedanzschaltung 13-2- zwischen den negativen gemeinsamen Knoten a_0- und den zweiten negativen Filtereingangsanschluss 10-i2- geschaltet.
Bei dem dargestellten Beispiel haben die ersten und zweiten positiven Eingangsimpedanzschaltungen 13-1+ und 13-2+ erste und zweite positive Filtereingangswiderstände R_1-1+ und R_1-2+, die zwischen den positiven gemeinsamen Knoten a₀₊ und den ersten bzw. zweiten positiven Filtereingangsanschluss 10-i1+ bzw. 10-i2+ geschaltet sind. Ähnlich haben die ersten und zweiten negativen Eingangsimpedanzschaltungen 13-1- und 13-2- erste und zweite negative Filtereingangswiderstände R_1-1 und R_1-2-, die zwischen den negativen gemeinsamen Knoten a_0- und den ersten bzw. zweiten negativen Filtereingangsanschluss 10-i1- bzw. 10-i2- geschaltet sind.
Das Tiefpassfilter 10B hat ferner einen invertierenden Filterausgangsanschluss 10-o- und einen nichtinvertierenden Filterausgangsanschluss 10-o+. Der invertierende Filterausgangsanschluss 10-o- ist mit dem invertierenden Verstärkerausgangsanschluss 11-3- des Operationsverstärkers 11A verbunden. Der invertierende Filterausgangsanschluss 10-o- erzeugt das invertierte Verstärkerausgangssignal als ein invertiertes Filterausgangssignal. Und gleicher Weise ist der nichtinvertierende Filterausgangsanschluss 10-o+ mit dem nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss 11-3+ des Operationsverstärkers 11A verbunden. Der nichtinvertierende Filterausgangsanschluss 10-o+ erzeugt das nichtinvertierte Verstärkerausgangssignal als ein nichtinvertiertes Filterausgangssignal.
Obwohl die Erfindung in soweit anhand von ein paar bevorzugten Ausführungsformen derselben beschrieben worden ist, ist es nun für den Fachmann leicht möglich, diese Erfindung innerhalb des Umfangs der anhängenden Patentansprüche in verschiedene andere Weisen zu bringen.

Claims

Tiefpassfilter (10B) mit: ersten bis N-ten positiven Filtereingangsanschlüssen (10-i1+, 10-i2+), die jeweils mit ersten bis N-ten positiven Filtereingangssignalen (V₁₊, V₂₊) gespeist werden, wobei N eine erste positive ganze Zahl ist, die nicht kleiner als zwei ist; ersten bis M-ten negativen Filtereingangsanschlüssen (10-i1-, 10-i2-), die jeweils mit ersten bis M-ten negativen Filtereingangssignalen (V_1-, V_2-) gespeist werden, wobei M eine zweite positive ganze Zahl ist, die nicht kleiner als zwei ist; einem Operationsverstärker (11A) mit invertierenden und nichtinvertierenden Eingangsanschlüssen (11-1, 11-2) und invertierenden und nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschlüssen (11-3-, 11-3+) zum Erzeugen von invertierten bzw. nichtinvertierten Verstärkerausgangssignalen; einem ersten Verstärkereingangswiderstand (R_in1), dessen eines Ende an den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an einen positiven gemeinsamen Knoten (a₀₊) angeschlossen ist; einem zweiten Verstärkereingangswiderstand (R_in2), dessen eines Ende an den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen ist, und dessen anderes Ende an einen negativen gemeinsamen Knoten (a_0-) angeschlossen ist; einem Verstärkereingangskondensator (C_in), der zwischen die positiven und negativen gemeinsamen Knoten geschaltet ist; einem ersten Filterrückkopplungswiderstand (R_f1), der zwischen den positiven gemeinsamen Knoten und den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet ist; einem zweiten Filterrückkopplungswiderstand (R_f2), der zwischen den negativen gemeinsamen Knoten und den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet ist; einem ersten Filterrückkopplungskondensator (C_f1), der zwischen den nichtinvertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet ist; einem zweiten Filterrückkopplungskondensator (C_f2), der zwischen den invertierenden Eingangsanschluss des Operationsverstärkers und den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers geschaltet ist; ersten bis N-ten positiven Eingangsimpedanzschaltungen (13-1+, 13-2+), die jeweils zwischen den positiven gemeinsamen Knoten und die ersten bis N-ten positiven Filtereingangsanschlüsse geschaltet sind; ersten bis M-ten negativen Eingangsimpedanzschaltungen (13-1-, 13-2-), die jeweils zwischen den negativen gemeinsamen Knoten und die ersten bis M-ten negativen Filtereingangsanschlüsse geschaltet sind; einem invertierenden Filterausgangsanschluss (10-o-), der an den invertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen ist, um das invertierte Verstärkerausgangssignal als ein invertiertes Filterausgangssignal (V_out-) zu erzeugen; und einem nichtinvertierenden Filterausgangsanschluss (10-o+), der an den nichtinvertierenden Verstärkerausgangsanschluss des Operationsverstärkers angeschlossen ist, um das nichtinvertierte Verstärkerausgangssignal als ein nichtinvertiertes Filterausgangssignal (V_out+) zu erzeugen.
Tiefpassfilter nach Anspruch 1, wobei die ersten bis N-ten positiven Eingangsimpedanzschaltungen (13-1+, 13-2+) erste bis N-ten positive Filtereingangswiderstände (R_1-1+, R_1-2+) aufweisen, die jeweils zwischen den positiven gemeinsamen Knoten (a+) und die ersten bis N-ten positiven Filtereingangsanschlüsse (10-i1+, 10-i2+) geschaltet sind, wobei die ersten bis M-ten negativen Eingangsimpedanzschaltungen (13-1-, 13-2-) erste bis M-ten negative Filtereingangswiderstände (R_1-1, R_1-2-) aufweisen, die jeweils zwischen den negativen gemeinsamen Knoten (a_0-) und die ersten bis M-ten negativen Filtereingangsanschlüssen (10-1-, 10-i2-) geschaltet sind.