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Gebiet der
Erfindung
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Die
vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf eine verbesserte
unterbrechungsfreie Leistungsversorgung (UPS = uninterruptible power
supply), die eine Batterieladungs- und Dämpfungsschaltung aufweist.
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Hintergrund
der Erfindung
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Eine
unterbrechungsfreie Leistungsversorgung wird verwendet, um elektrische
Leistung zu einer Last während
einer "Notsituation" zu liefern, bei der
die Hauptanwendungsleistung nicht verfügbar ist, beispielsweise wegen
eines Leitungsfehlers. UPS-Anordnungen sind wohl bekannt (UPS =
unterbrechungsfreie Stromversorgung). Beispiele von UPS-Anordnungen
werden beschrieben im US-Patent 5 302 858, ausgegeben am 12. April
1994 an Folts und an M. K. Kazimierczuk und Andere in "Topologies of Bidirectional
PWM DC-DC-Power Connectors" (Topologien
von bidirektionalen pulsbreitenmodulierten Gleichstrom-Gleichstrom-Leistungswandlern)
in Proceedings of the National Aerospace and Electronics Conference
(NAECON), Dayton, 24.–28.
Mai 1993, Vol. 1, 24. Mai 1993, Seiten 435–441.
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Unterbrechungsfreie
Stromversorgungen setzen oft Leistungswandler mit 60 Hz ein und
erfordern viel Platz. Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist es,
die Notwendigkeit von solchen Transformatoren bzw. Wandlern mit
60 Hz und großem
Speicherplatz zu eliminieren, und zwar wegen der physischen Größe und der
Kosten von diesen Komponenten. Ein weiteres Ziel der vorliegenden
Erfindung ist es, eine UPS-Topologie bzw. UPS-Anordnung vorzusehen, bei
der die Hauptschaltungselemente mit Neutral verbunden sind, weil
solche Referenzschaltungen leicht mit den Signalen gesteuert werden,
ohne Transformatoren oder andere Isolationsmittel einzusetzen. Zusätzlich gibt
es eine Notwendigkeit für
nur eine einzige Leistungsversorgung für die Gate-Treiberschaltungen, um dadurch die Komplexität und die
Kosten zu verringern. Zusätzlich
ist es ein Ziel der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte UPS-Anordnung
mit einer minimalen Teilezahl vorzusehen.
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Die
in US-A-5 302 858 beschriebene UPS-Anordnung weist eine Batterie
und einen Inverter auf, um eine Gleichstromspannung von wechselnder
Polarität
zu den Primärwicklungen
eines Transformators zu liefern. Eine Wechselstromspannung wird
auf der sekundären
Seite des Transformators erzeugt und an eine Last in einem Betriebszustand
angelegt, in dem eine Wechselstromleistungsquelle, die sonst zur
Belieferung der Last verwendet wird, nicht verfügbar ist, wenn Übertragungsmittel
oder einer statischer Schalter derart gesteuert sind, dass diese offen
sind. Wenn die Wechselstromleistungsquelle verfügbar ist, gibt es eine Leistungsübertragung
von der sekundären
Wicklung zur primären
Wicklung, die für
Batterieaufladungszwecke durch eine geeignete Steuerung der Schaltzustände der
Inverterschaltungen verwendet werden kann.
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Im
Vergleich zu US-A-5 302 858 erfordert die von der vorliegenden Erfindung
vorgesehene unterbrechungsfreie Stromversorgung keine Schaltungssteuerung
der Schalter in dem Niederspannungswandler, da eine Aufladung automatisch
aus der eingesetzten Anordnung resultiert.
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Zusammenfassung
der Erfindung
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Gemäß einem
Aspekt der vorliegenden Erfindung ist eine unterbrechungsfreie Leistungsversorgung
zur Erzeugung einer Wechselstromausgangsspannung nach Anspruch 1
vorgesehen.
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Gemäß einem
weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Verfahren zur
Erzeugung einer Wechselstromausgangsspannung nach Anspruch 7 vorgesehen.
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Eine
unterbrechungsfreie Leistungsversorgung bzw. Stromversorgung (UPS
= uninterruptible power supply) gemäß einem gegenwärtig bevorzugten
Ausführungsbeispiel
der vorliegenden Erfindung weist einen Transformator auf; einen
Niederspannungswandler O2, der eine Batterie aufweist, die eine Gleich stromspannung
liefert, weiter eine erste Schaltvorrichtung Q3, eine zweite Schaltvorrichtung Q4
und erste Antriebs- bzw. Treibermittel 41, 42 zum Antreiben
der Schaltvorrichtungen aus einem leitenden Zustand in einen nicht
leitenden Zustand und umgekehrt; einen Gleichrichter zum Wandeln
einer ersten Wechselstromspannung an der zweiten Wicklung in eine
erste hohe Gleichstromspannung (V, wobei "V" die
erwünschte
Ausgangsspannung ist), und zwar am ersten Ausgangsanschluss, und
eine zweite hohe Gleichstromspannung (–V) am zweiten Ausgangsanschluss;
einen gekoppelten Induktor (Spule), der eine erste Wicklung 63 aufweist,
die betriebsmäßig mit
der Batterie durch eine Diode D2 gekoppelt ist, mit einer zweiten
Wicklung 61, die betriebsmäßig mit dem ersten Ausgangsanschluss
des Gleichrichters gekoppelt ist, und mit einer dritten Wicklung 62,
die betriebsmäßig mit
dem zweiten Ausgangsanschluss des Gleichrichters gekoppelt ist; eine
Dämpfungsschaltung;
und einen Hochspannungsinverter 01 zur Erzeugung einer
Ausgangsspannungswellenform.
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In
dem gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung weist die Dämpfungsschaltung
einen Kondensator C3 in Reihe mit einer parallelen Kombination aus
einem Widerstand R3 und einer Diode D1 auf. Die ersten Treibermittel
treiben alternativ die ersten und zweiten Schaltvorrichtungen aus
dem leitenden Zustand in den nicht leitenden Zustand mit einer Frequenz
im Bereich von zwischen zehnmal der Grundschwingung und ungefähr 100 kHz
und vorzugsweise mit einer Frequenz von ungefähr 20 kHz. (Der wichtige Punkt
ist, dass die höhere
Frequenz es ermöglicht,
die Größe des Transformators
zu verringern.) Darüber
hinaus ist die Ausgangsspannungswellenform quasi quadratisch bzw. rechteckig
und wird durch eine Frequenz von ungefähr 60 Hz gekennzeichnet und
die Batteriespannung ist ungefähr
12 V Gleichstrom, während
die Ausgangsspannung zwischen +160 und –160 variiert.
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Andere
Merkmale der vorliegenden Erfindung werden unten besprochen.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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1 bildet
schematisch eine verbesserte UPS-Anordnung ab, die eine Ladungsvorrichtung und
eine Dämpfungsvorrichtung
gemäß der vorliegenden
Erfindung aufweist.
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2 bildet
die Spannungswellenformen an den Knoten 70 und 72 und
Stromwellenformen in Q1 und Q2 der unterbrechungsfreien Stromversorgung ab.
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3 bildet
Spannungswellenformen an den Knoten 31 und 32 des
Batteriewandlerabschnittes der unterbrechungsfreien Stromversorgung
ab.
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4 bildet
Stromwellenformen bei Q1 und D2 während der "Totzeit" (dead time) der Batterie ab.
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Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Die
Ladungs- und Dämpfungsschaltung
wird hier so beschrieben, dass sie in der UPS-Anordnung eingerichtet
ist, die im US-Patent 5 896 280 beschrieben wird, das am 20. April
1999 an Gucyski und Andere ausgegeben wurde, betitelt "Frequency Converter
and Improved UPS Employing the Same" (Frequenzwandler und verbesserte unterbrechungsfreie Stromversorgung,
die diesen einsetzt). 1 ist ein Schaltungsdiagramm
der modifizierten Schaltung. Es gibt zwei Betriebszustände, die
unten im Detail beschrieben werden. Der erste Betriebszustand ist
ein Ladungsbetriebszustand und der zweite Betriebszustand ist ein
Dämpfungsbetriebszustand.
Die Elemente, die der UPS-Anordnung
zugefügt
wurden, die in der oben erwähnten
ebenfalls anhängigen
Anmeldung offenbart wird, sind Kondensatoren C2 und C3, Dioden D1
und D2, ein Widerstand R3 und ein Induktor (Spule) 60 mit
gekoppelten Wicklungen 61, 62 und 63 (d.h.
Wicklungen 61, 62 und 63 sind um einen gemeinsamen
Kern gewickelt). Die Dämpfungsschaltung
weist die Diode D1, den Widerstand R3 und den Kondensator C3 auf.
Die Ladungsschaltung weist den Induktor 60 mit gekoppelten
Wicklungen 61, 62 und 63 und die Diode
D2 auf (die Dioden an den Transistoren Q1 und Q2 gestatten, dass
induktive Ströme in
umgekehrter Richtung fließen.
Solche anti-parallelen Dioden sind wohl bekannt.)
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Die
UPS-Anordnung wird im Allgemeinen als nächstes beschrieben, und dann
werden die Betriebsvorgänge
der Ladungs- und Dämpfungsschaltung
im Detail beschrieben.
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UPS-Anordnung
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Die
UPS-Anordnung weicht von früheren Konstruktionen
auf eine Vielzahl von Arten ab. Zuerst ist der Transformator (T)
nicht direkt mit einer "steifen" Spannungsquelle
verbunden, wie in 1 gezeigt. Die Schaltung ist
aus drei Hauptteilen zusätzlich
zu der Ladungs- und Dämpfungsschaltung
zusammengesetzt. Der erste Teil 01 ist der Hochspannungsausgangsabschnitt,
der auch Hochspannungsinverter genannt wird, und weist die Transistoren
Q1, Q2; die Widerstände
R1, R2; und die Gate-Treiberschaltung 43, 44 auf,
die von einem Mikroprozessor 100 gesteuert wird. Die Gate-Treiberschaltung 43, 44 in
dem gegenwärtig
bevorzugten Ausführungsbeispiel
der Erfindung ist aus diskreten Komponenten zusammengesetzt, die
mit dem Mikroprozessor verbunden sind (solche Gate-Treiberschaltungen
sind in der Technik wohl bekannt und somit werden sie nicht im Detail
in dieser Beschreibung beschrieben). Der zweite Teil 02 ist
der Niederspannungsbatteriewandlerabschnitt und er weist eine Batterie
(B) auf (beispielsweise eine 12V-Batterie); ein Paar von Transistoren
Q3, Q4; und entsprechende Gate-Treiberschaltungen 41, 42 (beispielsweise
Unitrode UCC 3806 IC). Der Batteriewandlerabschnitt 02 ist
mit dem Hochspannungsinverterabschnitt 01 durch den Transformator
und einen Brückengleichrichter
gekoppelt, wie gezeigt. Der dritte Teil 50 sind die Übertragungsmittel
zum Schalten zwischen dem normalen Betrieb und dem Notfallbetrieb.
Während
dem normalen Betrieb ist die Last mit einer Versorgungsleitung verbunden
und während
dem Notfallbetrieb ist die Last mit der unterbrechungsfreien Stromversorgung
verbunden. Die Weise, in der die Übertragungsmittel einen Notfall
detektieren (Fehlen von Leistung auf der Leitung), und die Last auf
die unterbrechungsfreie Stromversorgung umschalten, ist wohl bekannt
und wird hier nicht weiter beschrieben.
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Der
Batteriewandler 02 wird mit einer ersten Frequenz moduliert,
die niedrig ist, ähnlich
der Leitungsfrequenz. Die Modulation bewirkt, dass der Batteriewandler
für einen
gewissen Bruchteil der Periode arbeitet und dann den Batteriewandler
für den Rest
des Zyklus ausschaltet, wie in 3 gezeigt. Um
eine Ausgangswellenform von 60 Hz an der Last zu erzeugen, wäre diese
Modulation bei einer Rate von 120 Hz. Wenn der Batteriewandler arbeitet,
arbeiten die Transistoren Q3 und Q4 in einer Push-Pull-Konfiguration
mit einem Lastzyklus von 50% während
des AN-Teils. Diese Frequenz ist wesentlich höher als die Leitungsfrequenz.
Eine typische Betriebsfrequenz wäre
zwischen 15 kHz und 100 kHz und vorzugsweise 20 kHz. Wenn der Batteriewandler
arbeitet, werden die Sekundärwicklungen des
Transformators und der Gleichrichter eine Gleichstromspannung zwischen
den Knoten 12 und 14 erzeugen. Diese Gleichstromspannung
ist zweimal die erwünschte
Ausgangsspannung V. Beispielsweise kann die Spannungsdifferenz zwischen
den Knoten 12 und 14 320 V Gleichstrom sein (wobei
die erwünschte
Ausgangsspannung 160V ist).
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Bei
dem Hochspannungsausgangsabschnitt 01 leiten die Transistoren
Q1 und Q2 alternativ, um die Gleichstromspannung an die Last anzulegen. Wenn
Q1 leitet, ist der positive Gleichstromspannungsanschluss 12 mit
neutral durch den Widerstand R1 verbunden. Der mittlere Anschluss
der Hochspannungswicklung ist nun auf –V. Diese negative Spannung
wird an den Lastknoten 16 für die Dauer der AN-Periode
des Betriebs des Batteriewandlers angelegt. Wenn der Batteriewandler
ausgeschaltet wird, wird die Spannung –V aktiv von der Last durch simultane
Leitung von Q1 und Q2 entfernt. Dies überbrückt effektiv die Last und erzeugt
einen Nullwert von niedriger Impedanz. Dies ist für induktive
Lasten notwendig, um die Lastspannung am Knoten 16 vor ungesteuerten
Variationen zu schützen.
Gerade bevor der Batteriewandler seinen Betrieb wieder aufnehmen
soll, wird der Transistor Q1 auf einen nicht leitenden Zustand umgeschaltet.
Wenn der Batteriewandler dieses Mal arbeitet, wird die negative
Spannung am Knoten 14 mit Neutral verbunden, und die Spannung
am mittleren Anschluss der Hochspannungswicklung ist auf einem Potential
von +V. Wie oben beschrieben, wird diese Spannung an die Last für die Dauer
des Betriebs des Batteriewandlers angelegt. Wiederum wird die Spannung
+V aktiv entfernt, um eine Null-Spannung von niedriger Impedanz
zu erzeugen, wenn der Batteriewandler ausgeschaltet ist. Diese Abfolge
von Ereignissen wiederholt sich mit der ersten Frequenz und erzeugt
daher eine Quasi-Rechteckswellenspannung mit der Amplitude V an
der Last. Die beschriebenen Spannungen sind in 3 gezeigt.
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Die
Widerstände
R1 und R2 sehen einen Stromschutz für die Transistoren Q1 und Q2
vor. Während
des Nullwertes mit niedriger Impedanz und der Aufladung des Ausgangskondensators
C können Ströme fließen, die
die Transistoren schädigen
könnten.
Die Widerstände
R1 und R2, die in die Source-Verbindungen
von Q1 und Q2 eingefügt
wurden, werden die Gate-Spannung reduzieren, gerade bevor schädigende
Ströme
fließen.
Die reduzierte Gate-Spannung
wird bewirken, dass der Transistor im linearen Bereich arbeitet,
was einen begrenzten Strom in den Transistoren zur Folge hat.
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Wenn
die Leitungsspannung ausreicht, um die Last direkt mit Leistung
zu versorgen, stoppen der Batteriewandlerabschnitt und der Hochspannungsausgangsabschnitt
den Betrieb, und die Versorgung bzw. Versorgungsleitung wird direkt
mit der Last durch die Übertragungsmittel 50 verbunden.
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Ladungsschaltungsbetrieb
(siehe 1 und 2)
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Während des
normalen Betriebes wird die Leitungsspannung durch die Transfermittel 50 auf
die Last aufgebracht. Die Transistoren Q3 und Q4 sind aus. Während des
positiven Teils der Leitungsspannung ist Q1 angeschaltet. Die Leitungsspannung wird
an der Wicklung 61 des Induktors 60 angelegt. Zum
gleichen Zeitpunkt erscheint eine Spannung, die der an der Wicklung 61 angelegten
Spannung gleich ist, an der Wicklung 62 des Induktors.
Dies bewirkt, dass ein Strom durch beide Transistoren Q1 und Q2 fließt, um den
Kondensator C2 zu laden. Nachdem der Kondensator C2 geladen ist,
beginnt der Strom in der Wicklung 61 des Induktors 60 anzusteigen.
Während
dieser in der Wicklung 61 des Induktors 60 anzusteigen.
Während
dieser Periode von ansteigendem Strom ist die Diode D2 rückwärts vorgespannt. Der
Strom wird zunehmen, bis der erwünschte
Spitzenstrom erreicht ist. Bei diesem erwünschten Strom wird der Transistor
Q1 ausgeschaltet. Wenn der Transistor ausgeschaltet ist, kehrt sich
die Spannung am Induktor um, was bewirkt, dass die Wicklung 63 des
Induktors 60 die Diode D2 vorwärts vorspannt. Dies gestattet,
dass die gespeicherte Energie wiedergewonnen wird, und zwar indem
sie in die Batterie gekoppelt wird. Sobald der Induktorstrom einen
minimalen Strom erreicht, schaltet der Transistor Q1 wieder ein,
und der Zyklus wiederholt sich, solange die Leitungsspannung positiv
ist. Wenn die Leitungsspannung negativ ist, kann die Ladungswirkung durch
Anwendung des Transistors Q2 weitergehen, um den Strom in der Wicklung 62 des
Induktors 60 zu steigern. Sobald der erwünschte Spitzenstrom
erreicht ist, wird wiederum der Transistor Q2 ausgeschaltet, und
die Wicklung 63 des Induktors 60 leitet Strom
durch die Diode D2, um die gespeicherte Spulen- bzw. Induktorenergie
wiederzugewinnen. Es sei bemerkt, dass der Hochfrequenztransformator
nach einer wiederholten Leitung des Transistors gesättigt wird,
da es keine Mittel gibt, um den Kern zurückzusetzen. Dies entfernt effektiv
diesen Transformator aus der Schaltung, wobei im Wesentlichen der
Induktor 60 direkt mit der Versorgung verbunden wird.
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Wie
in 2 gezeigt, schaltet die Schaltvorrichtung Q1 bei
t0 ein, wobei die Leitungsspannung am Knoten 12 ist.
Die Leitungsspannung wird an der Wicklung 61 des Induktors 60 angelegt.
Strom erscheint in Q2, wenn C2 durch die gegenseitig gekoppelte
Wicklung 62 des Induktors 60 aufgeladen wird. Nachdem
C2 aufgeladen wurde (t1) sehen wir, dass der
Strom in der Wicklung 61 ansteigt, bis Q1 bei t2 ausschaltet. Die gespeicherte Energie im
Induktor 60 wird durch die Wicklung 63 und die
Diode D2 in die Batterie abgegeben.
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Dämpfungsschaltungsbetrieb
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Wie
erwähnt
wird in einem Notfall die Leitung von der Last durch die Transfermittel 50 weggenommen,
und der Batteriewandler 02 startet den Betrieb.
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Wenn
der Batteriewandler arbeitet, gibt es eine gewisse nicht-gekoppelte
Leckageinduktivität des
Transformators, die Energie speichern wird. Diese Energie muss abgeleitet
oder wiedergewonnen werden, oder sie wird dazu tendieren, zu bewirken, dass
die Spannung am Kondensator C auf inakzeptable Niveaus ansteigt,
insbesondere bei leichten Belastungen. Das Einführen des Induktors 60 in
der Schaltung wird einen wesentlichen Teil der Energie wiedergewinnen,
die in der Leckageinduktivität
gespeichert ist. Um zu bewirken, dass diese Schaltung die Energie
wiedergewinnt, sollte der Kondensator C3 viel größer sein als der Kondensator
C2, C2 sollte ausgewählt
werden, so dass er mit der Leckageinduktivität Resonanz zeigt, und die Frequenz
sollte so ausgewählt
werden, dass die Energie in der Totzeit wiedergewonnen wird, wenn
die Transistoren Q3 und Q4 nicht leiten. Während der Leitung von Q3 wird
Energie in der Leckageinduktivität
des Hochfrequenzwandlers (T) gespeichert. Wenn der Transistor Q3
ausschaltet, gibt es eine kleine Verzögerung, bevor Q4 eingeschaltet
wird. Während
dieser Zeit wird der Strom in den Kondensator C2 fließen, was
die Spannung an der Wicklung 61 des Induktors 60 steigert.
Wie oben beschrieben, wird der Strom sich in der Wicklung 61 des
Induktors 60 aufbauen, wobei die positive Spannung an der
Wicklung 61 angelegt ist. Die Leckage im Transformator
wird sich auf den Induktor 60 übertragen. Wenn die Spannung
beginnt abzufallen, was weniger positive Spannung an der Wicklung 61 des
Induktors 60 vorsieht, wird die Wicklung 63 für den Induktor 60 die
Diode D2 vorwärts vorspannen,
und die Energie wird zur Batterie zurück geleitet. Dieser Zyklus
aus Aufladung und Entladung wird für den positiven Halbzyklus
der Ausgangsspannung wiederholt, wenn der Batteriewandler arbeitet. Ein ähnlicher
Zyklus tritt während
des negativen Halbzyklus der Ausgangsspannung unter Verwendung der
Wicklung 62 anstatt der Wicklung 61 auf. 4 veranschaulicht
diese Dämpfungswirkung
bezüglich
der Stromwellenformen in Q1 und D2 während der "Totzeit" des Batteriewandlers. Die tatsächliche
Wellenform hat Stromschwingungen, die nicht in der Zeichnung gezeigt
sind.
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Die
vorliegende Erfindung, und somit der Schutzumfang der folgenden
Ansprüche,
ist nicht auf das spezielle gegenwärtig bevorzugte oben beschriebe ne
Ausführungsbeispiel
eingeschränkt.
Beispielsweise könnte
Folgendes vorgesehen sein:
- (1) Der negative
Anschluss der Batterie ist mit der Neutral-Leitung verbunden, somit
können
wir die Anzahl der erforderlichen Leistungsversorgungen minimieren.
Es ist möglich,
die Batterie mit Erde zu verbinden und isolierte Batteriesteuerungen vorzusehen.
Es ist auch möglich,
einen Anschluss der Batterie mit Neutral zu verbinden, um eine verringerte
Komplexität
der Steuerung zu erreichen (bevorzugtes Ausführungsbeispiel).
- (2) Für
den Transistor oben haben wir einen MOSFET verwendet, der eine interne
anti-parallele Diode hat. Andere Vorrichtungen können verwendet werden, wie
beispielsweise IGBTs mit anti-parallelen Dioden.
- (3) Anstelle eines Push-Pull-Batteriewandlers, der in der Beschreibung
beschrieben wird, kann man einen Brückenwandler verwenden, der
durch vier Schaltelemente und eine einzige Primärwicklung anstatt der beschriebenen
Wicklung mit mittlerem Anschluss gekennzeichnet wird.
- (4) Der Ausgang könnte
moduliert und gefiltert werden, um eine Sinuswellenausgangswellenform
zu erzeugen.
- (5) Eine Batterieladung entweder im positiven Teil oder im negativen
Teil oder in beiden Positionen der Leitungsspannungswellenform ist
möglich.
- (6) Transformatoren mit einer Vielzahl von Sekundärwicklungen
können
eingesetzt werden, um hohe Spannungen auf mehr als einer Phase zu erzeugen.