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Die
vorliegende Erfindung betrifft im Allgemeinen Fotosensorschaltungen
zur Erfassung einer Sensorausgabe entsprechend der Intensität von Licht
(Beleuchtung), und betrifft insbesondere eine Fotosensorschaltung
mit einem breiten dynamischen Bereich und einer hohen Empfindlichkeit
bei der Erfassung der Intensität
von Licht.
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Es
ist eine Fotosensorschaltung bekannt, welche eine Fotodiode (PD)
zur Erzeugung eines Sensorstroms entsprechend der Intensität von Licht (optisches
Signal) umfasst, und eine Widerstandslast R umfasst, um den von
der PD erzeugten Sensorstrom in eine erfasste Spannung zu wandeln,
welche mit dem Sensorstrom linear schwankt. Somit erfasst die bekannte
Fotosensorschaltung Lichtintensität (optisches Signal) als eine
Sensorausgabe in der Form von Spannung.
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Ein
Beispiel einer derartigen bekannten Fotosensorschaltung ist in 8 gezeigt.
Wie in dieser Figur gezeigt ist, ist die bekannte Fotosensorschaltung
gebildet aus einer Fotodiode PD, einem Operationsverstärker OP
und einem Widerstand R. Die Fotodiode PD wandelt ein optisches Signal
LS in einen Sensorstrom ID,
dessen Intensität
proportional zu der Intensität
des optischen Signals LS ist. Der Operationsverstärker OP
verstärkt
den Sensorstrom ID zu einer vorbestimmten
Verstärkung
unter Belastung des Widerstands R und gibt eine Sensorausgabe (erfasste
Spannung VD) proportional zu dem Sensorstrom
ID aus. Somit wird das von der Fotodiode
PD zunächst erfasste
optische Signal LS schließlich in
der Form einer erfassten Spannung VD erfasst,
welche mit dem optischen Signal LS linear
schwankt.
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Eine
weitere herkömmliche
bekannte Fotosensorschaltung umfasst eine Fotodiode (PD) zum Erzeugen
eines Sensorstroms entsprechend der Intensität von Licht (optisches Signal)
und einen Metalloxid-Halbleiter (MOS)-Transistor, um den von der
PD erzeugten Sensorstrom in eine erfasste Spannung zu wandeln, welche
mit dem Sensorstrom logarithmisch schwankt. Somit erfasst die herkömmliche
Fotosensorschaltung Lichtintensität (optisches Signal) als eine
Sensorausgabe in der Form von Spannung.
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Ein
Beispiel einer derartigen herkömmlichen Fotosensorschaltung
ist in 9 gezeigt. Wie in der Figur gezeigt ist, ist die
Fotosensorschaltung 10 gebildet aus einer Fotodiode PD,
einem n-Kanal-MOS-Transistor Q1, welcher in Reihe mit der Fotodiode
PD verbunden ist, einem n-Kanal-MOS-Transistor Q2 mit einem Gate,
welches mit einem Verbindungspunkt P (Sensorerfassungsanschluss)
zwischen der Fotodiode PD und dem n-Kanal-MOS-Transistor Q1 verbunden
ist, und einem n-Kanal-MOS-Transistor Q3, welcher in Reihe mit dem
n-Kanal-MOS-Transistor Q2 verbunden ist.
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Mit
dem Verbindungspunkt P ist ein äquivalenter
Kondensator C verbunden, welcher aus einer synthetisierten Streu-Kapazität, die durch
die relative Nähe
der Fotodiode PD verursacht wird, einem n-Kanal-MOS-Transistor Q1,
einem n-Kanal-MOS-Transistor Q2 sowie Drähten besteht, welche diese
Teile verbinden, oder ist ein Kondensator verbunden, welcher während des
Halbleiterherstellungsprozesses ausgebildet wird.
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Die
Fotodiode PD erfasst ein optisches Signal LS und
wandelt es in einen Sensorstrom ID, dessen
Stärke
proportional zu der Intensität
des optischen Signals LS ist.
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q1 bildet eine Last der Fotodiode PD und
wandelt den von der Fotodiode PD erzeugten Sensorstrom ID in eine Spannung, sodass eine erfasste
Spannung VD bei dem Sensorerfassungsanschluss P entwickelt wird.
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q1 bildet eine MOS-Transistorlast mit einer
logarithmischen Eigenschaft in einem schwach invertierten Zustand
oder Status für
einen Bereich, in welchem der Sensorstrom ID klein
ist. Indem somit der von der Fotodiode PD erzeugte Sensorstrom ID in eine erfasste Spannung VD mit
einer logarithmischen Charakteristik gewandelt wird (d.h. welche
mit dem Sensorstrom ID logarithmisch schwankt),
kann der n-Kanal-MOS-Transistor Q1 logarithmisch mit den Schwankungen
des Sensorstroms ID über mehrere Zahlen oder Einheiten umgehen,
und vergrößert somit
den dynamischen Bereich einer Sensorausgabe (erfasste Spannung VD) relativ zu einer Eingabe (Sensorstrom
ID).
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q2 bildet einen Ausgabetransistor und führt eine
Spannung-zu-Strom-Wandlung aus, sodass die erfasste Spannung VD aus der Fotosensorschaltung 10 in
der Form eines Sensorstromsignals genommen werden kann.
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q3 bildet einen Schalter, um das Sensorstromsignal,
welches von dem n-Kanal-MOS-Transistor Q2 umgewandelt wird, mit
einer (nicht gezeigten) externen Schaltung selektiv zu verbinden
und von dieser zu trennen.
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Die
Fotosensorschaltung 10 des vorhergehenden Aufbaus arbeitet,
wie folgt.
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q1 hat eine Drain D und ein Gate G, welche
beide mit einer gemeinsamen Stromzufuhrspannung VD (z.B. 5 V) verbunden
sind. Wenn kein optisches Signal LS erfasst wird
(d.h. wenn die Fotodiode PD nicht betrieben wird), strömt ein Ladestrom
IJ von der Stromzufuhr VD durch den n-Kanal-MOS-Transistor
Q1 zu dem Kondensator C und lädt
somit den Kondensator C. Demgemäß steigt
die erfasste Spannung VD, welche bei dem
Sensorerfassungsanschluss P erscheint, zu einem vorbestimmten Wert
nahe der Stromzufuhrspannung VD. Der vorbestimmte Spannungswert
repräsentiert
den Anfangszustand, in welchem die Fotodiode PD kein optisches Signal
LS erfasst.
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Der
vorbestimmte Wert der erfassten Spannung VD in
dem Anfangszustand ist auf einen kleineren Wert als die Stromzufuhrspannung
VD gesetzt, da, wenn die erfasste Spannung VD bei
dem Sensorerfassungsanschluss P, welche mit der Ladung des Kondensators
C ansteigt, die Stromzufuhrspannung VD erreicht, eine Gate-Source-Spannung
VGS (gleich der Drain-Source-Spannung VDS) des n-Kanal-MOS-Transistors Q1 derart
verringert wird, dass bewirkt wird, dass die Drain-Source-Impedanz schnell
ansteigt, um dadurch den Ladestrom IJ zu verringern.
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Während sich
die Fotosensorschaltung 10 in dem Anfangszustand befindet,
erfasst die Fotodiode PD ein optisches Signal LS,
woraufhin ein Sensorstrom ID durch die Fotodiode
PD fließt,
und so nimmt die erfasste Spannung VD bei
dem Sensorerfassungsanschluss P von dem vorbestimmten Wert als eine
Funktion der Drain-Source-Impedanz des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
logarithmisch ab, wenn das optische Signal LS zunimmt.
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Da
der Sensorstrom ID der Fotodiode PD proportional
zu dem optischen Signal LS ist, und da die erfasste
Spannung VD bei dem Sensorerfassungsanschluss
P das Produkt des Sensorstroms ID und der Drain-Source-Impedanz
mit einer logarithmischen Charakteristik ist, kann das optische
Signal LS erfasst werden, indem ein absoluter
Wert der erfassten Spannung VD erfasst wird.
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10 ist
ein Graph, welcher die erfasste Spannung (VD)
gegen die charakteristische Kurve des Sensorstroms (ID)
der oben erwähnten
herkömmlichen
Fotosensorschaltung 10 zeigt.
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Wie
in 10 gezeigt ist, hat die erfasste Spannung VD einen vorbestimmten Wert von 4,5 V, während sich
die Fotosensorschaltung 10 in dem Anfangszustand befindet
(Sensorstrom ID = 10-12 A). Wenn
der Sensorstrom ID über fünf Zahlen bis zu 10-7 zunimmt, wird die erfasste Spannung VD 4,2 V.
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Somit
ist die Fotosensorschaltung 10 in der Lage, eine 5-Zahlen-Änderung
(Änderung
um das Hundertausendfache) in dem optischen Signal LS durch
lediglich eine 0,3 V-Änderung
in der erfassten Spannung VD zu erfassen,
und stellt somit einen breiten dynamischen Bereich relativ zu der
Eingabe des optischen Signals LS bereit.
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Bei
der in 8 gezeigten herkömmlichen Fotosensorschaltung
werden jedoch die entsprechend den optischen Signalen LS erfassten
Spannungen VD in einer linearen Charakteristik
erfasst. Wenn der Bereich der optischen Signale LS,
welche erfasst werden sollen, breit ist (wie z.B. 5 Zahlen), wird
demgemäß die erfasste
Spannung VD wegen der Beschränkung durch
die Source-Spannung
gesättigt, was
es schwierig macht, den dynamischen Bereich der Fotosensorschaltung
zu vergrößern oder
zu verbreitern.
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Im
Falle der in 9 gezeigten Fotosensorschaltung 10,
wenn die Fotodiode PD darin versagt, das optische Signal LS zu erfassen, wird sie derart getrennt,
dass bewirkt wird, dass der Ladestrom IJ in den
Kondensator C fließt,
wodurch die erfasste Spannung VD zunimmt,
welche bei dem Sensorerfassungsanschluss P erscheint. Wegen einem
plötzlichen
Anstieg der Drain-Source-Impedanz
des zuvor beschriebenen n-Kanal-MOS-Transistors Q1 kann in diesem
Moment jedoch die erfasste Spannung VD nicht
den vorbestimmten Wert übersteigen
(siehe 10).
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11 ist
ein Graph, welcher die erfasste Spannung (VD)
gegen die charakteristische Kurve der Zeit (t) der in 9 gezeigten
herkömmlichen
Fotosensorschaltung 10 zeigt.
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Wie
aus 11 ersichtlich ist, zeigt die erfasste Spannung
VD einen plötzlichen Anstieg relativ zu
der Zeit t, welche nach der Trennung der Fotodiode PD verstrichen
ist, bis sie sich einem vorbestimmten Wert nähert (erfasste Spannung VD = 4,5). Danach zeigt die erfasste Spannung
VD sogar dann keine weitere Zunahme von
dem vorbestimmten Wert von 4,5 V aus, wenn die Zeit vergeht.
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Wenn
die Fotosensorschaltung in einer Anzeigeeinrichtung verwendet wird,
in welchem eine Mehrzahl derartiger Fotosensorschaltungen in einem Matrixmuster
angeordnet sind, um ein Fotosensorfeld zu bilden, entsteht demgemäß eine Schwierigkeit
darin, dass wegen einer relativ langen Antwortzeit, welche erforderlich
ist, damit die erfasste Spannung VD den
vorbestimmten Wert (4,5 V) erreicht, die Anzeigeeinrichtung ein
Restbild über
eine relativ lange Zeitdauer halten kann.
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Im
Falle der herkömmlichen
Fotosensorschaltung 10 zeigt die erfasste Spannung VD sogar in einem Bereich des optischen Signals
LS, in welchem das optische Signal LS sehr kleine Werte aufweist (Sensorstrom
ID = 10-12 – 10-11 A) eine logarithmische Charakteristik,
wie in 10 gezeigt ist. Es ist deshalb
schwierig, einen Wert des minimalen erfassbaren Niveaus des sehr
kleinen optischen Signals LS zu verringern,
was zu einer verringerten Sensorempfindlichkeit führt.
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Da
der n-Kanal-MOS-Transistor Q1 und der Kondensator C der herkömmlichen
Fotosensorschaltung 10 gemeinsam eine Spitzenhalteschaltung
gegen Rauschen bilden, kann ein Rauschniveau mit großer Amplitude
fehlerhaft als ein optisches Signal LS erfasst
werden, was das Signal-zu-Rauschen (S/N)-Verhältnis
der Fotosensorschaltung 10 verringert. Folglich nimmt das
erfassbare minimale Niveau der Beleuchtung (Intensität von Licht)
zu, während die
Empfindlichkeit der Fotosensorschaltung verringert ist.
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Angesichts
des zuvor Gesagten ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung,
eine Fotosensorschaltung bereitzustellen, welche frei von der Erzeugung
eines Restbildes ist und einen beachtlich breiten dynamischen Bereich
aufweist.
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Kurz
gesagt ist die Fotosensorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung
derart aufgebaut, dass ein Einstellungswert der erfassten Spannung für eine Standby-Zeit
bei einem Wert eingestellt ist, welcher höher als ein Wert ist, welcher
einem minimalen erfassbaren optischen Signalniveau entspricht, wodurch
die Erzeugung eines Restbildes ausgeschlossen wird. Sehr kleine
optische Signale können
in einem linearen Antwortbereich der Fotosensorschaltung erfasst
werden, während
größere optische
Signale in einem logarithmischen Antwortbereich der Fotosensorschaltung
erfasst werden. Somit hat die Fotosensorschaltung einen beachtlich breiten
dynamischen Bereich, welcher eine zuverlässige Erfassung der sehr kleinen
optischen Signale genauso wie der großen optischen Signale sicherstellt.
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Gemäß einem
Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung ist genauer gesagt eine
Fotosensorschaltung nach Anspruch 1 bereitgestellt.
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Die
Fotosensorschaltung weist vorzugsweise einen linearen Antwortbereich
auf, in welchem der von dem fotoelektrischen Wandler erzeugte Sensorstrom
ein sehr kleiner Strom unter einem vorbestimmten Wert ist und die
erfasste Spannung proportional zu einem Ladestrom oder einem Entladestrom des
Kondensators ist, und weist einen logarithmischen Antwortbereich
auf, in welchem der durch den fotoelektrischen Wandler erzeugte
Sensorstrom ein großer
Strom über
dem vorbestimmten Wert ist und die erfasste Spannung eine logarithmische
Charakteristik entsprechend einer lastdynamischen Charakteristik
der MOS-Transistormittel aufweist.
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Vorzugsweise
erfassen die MOS-Transistormittel einen n-Kanal-MOS-Transistor oder alternativ einen
p-Kanal-MOS-Schalttransistor. Die Anfangseinstellungseinheit setzt
die Gate-Spannung des n-Kanal-MOS-Transistors oder die Gate-Spannung des
p-Kanal-MOS-Schalttransistors auf einen höheren bzw. niedrigeren Wert
für eine
vorbestimmte Zeitdauer, um die Drain-Source-Impedanz des MOS-Transistors
zu verringern, um dadurch die Ladung oder Entladung des Kondensators
derart zu steuern/regeln, dass ein Einstellungswert der erfassten
Spannung für
die Standby-Zeit auf einen Wert eingestellt ist, welcher höher als
der Wert ist, welcher dem minimal erfassbaren optischen Signalniveau entspricht.
Bei dieser Anordnung kann eine Erzeugung eines Restbildes vermieden
werden.
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Die
obige und weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der vorliegenden
Erfindung werden anhand der folgenden Beschreibung offensichtlicher werden, wenn
Bezug zu der ausführlichen
Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungsblättern genommen wird, in welchen
bevorzugte strukturelle Ausführungsformen,
die die Prinzipien der vorliegenden Erfindung verkörpern, mittels
dargestellten Beispielen gezeigt werden.
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1 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches eine Fotosensorschaltung unter Verwendung
von n-Kanal-MOS-Transistoren gemäß einer
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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2 ist
ein Blockdiagramm, welches einen Hauptabschnitt einer Anfangseinstellungseinheit
der Fotosensorschaltung zeigt;
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3 ist
ein Zeitplan, welcher die Beziehung zwischen einem Zeitgebersignal
TS und einer Gate-Spannung VG der Anfangseinstellungseinheit zeigt;
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4 ist
ein Graph, welcher die erfasste Spannung (VDO)
gegen die charakteristische Kurve der Zeit (t) der Fotosensorschaltung
zeigt;
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5 ist
ein Graph, welcher die erfasste Spannung (VDO)
gegen die charakteristische Kurve des Sensorstroms (ID)
der Fotosensorschaltung zeigt;
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6 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches einen Hauptabschnitt einer Fotosensorschaltung
unter Verwendung eines n-Kanal-MOS-Transistors gemäß einer
weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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7 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches einen Hauptabschnitt einer Fotosensorschaltung
unter Verwendung eines Paars von parallel verbundenen p-Kanal-MOS-Transistoren
gemäß noch einer weiteren
Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung zeigt;
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8 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches eine herkömmliche Fotosensorschaltung
zeigt;
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9 ist
ein Schaltungsdiagramm, welches eine weitere herkömmliche
Fotosensorschaltung zeigt;
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10 ist
ein Graph, welcher die erfasste Spannung (VDO)
gegen die charakteristische Kurve des Sensorstroms (ID)
der in 9 gezeigten Fotosensorschaltung zeigt; und
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11 ist
ein Graph, welcher die erfasste Spannung (VD)
gegen die charakteristische Kurve der Zeit (t) der in 9 gezeigten
herkömmlichen
Fotosensorschaltung zeigt.
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1 zeigt
in einem Schaltungsdiagramm eine Fotosensorschaltung einschließlich n-Kanal-MOS-Transistoren
gemäß einer
ersten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung.
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Die
Fotosensorschaltung 1 umfasst im Allgemeinen eine Anfangseinstelleinheit 2 und
einen Fotosensor 3, welche elektrisch miteinander verbunden sind.
Der Fotosensor 3 ist gebildet aus einem fotoelektrischen
Wandler, wie z.B. einer Fotodiode PD, einem n-Kanal-MOS-Transistor
Q1, welcher in Reihe mit der Fotodiode PD verbunden ist, einem n-Kanal-MOS-Transistor
Q2 mit einem Gate, welches mit einem Verbindungspunkt P (Sensorerfassungsanschluss)
zwischen der Fotodiode PD und dem n-Kanal-MOS-Transistor Q1 verbunden
ist, und einem n-Kanal-MOS-Transistor Q3, welcher in Reihe mit dem
n-Kanal-MOS-Transistor
Q2 verbunden ist.
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Ein äquivalenter
Kondensator C, welcher aus einer synthetisierten Streukapazität, die durch die
relative Nähe
der Fotodiode PD verursacht ist, dem n-Kanal-MOS-Transistor Q1,
dem n-Kanal-MOS-Transistor Q2 und Drähten besteht, die diese Teile
verbinden, oder ein Kondensator, welcher während des Halbleiterherstellungsprozesses
ausgebildet wird, ist zwischen dem Sensorerfassungsanschluss P und
der Erde (GND) angeordnet.
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Die
Fotodiode (fotoelektrischer Wandler) PD erfasst ein optisches Signal
LS und wandelt es in einen Sensorstrom ID, dessen Intensität in der Proportion zu Veränderungen
bei dem optischen Signal LS schwankt. Der
fotoelektrische Wandler sollte keinesfalls auf die Fotodiode PD
beschränkt
sein, sondern kann einen Fototransistor, einen MOS-Transistor usw.
enthalten.
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q1 bildet eine Last der Fotodiode PD und
wandelt den von der Fotodiode PD erfassten Sensorstrom ID in eine Spannung um, um eine erfasste Spannung
VD bei dem Sensorerfassungsanschluss P zu
erzeugen.
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q1 bildet ebenso eine MOS-Transistor-Last
mit einer logarithmischen Eigenschaft in einem schwach invertierten
Zustand oder Status für
einen Bereich, in welchem der Sensorstrom ID klein
ist und wandelt den von der Fotodiode PD erfassten Sensorstrom ID in eine erfasste Spannung VD mit
einer logarithmischen Charakteristik (d.h. als eine Funktion des
Sensorstroms sich logarithmisch verändernd). Der n-Kanal-MOS-Transistor
Q1 ist ebenso in der Lage, mit Veränderungen bei dem Sensorstrom
ID über
mehrere Zahlen umzugehen, und verbreitert somit den dynamischen
Bereich einer Ausgabe (erfasste Spannung VD)
relativ zu einer Eingabe (Sensorstrom ID).
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Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q2 bildet eine Ausgabevorrichtung und führt eine
Spannung-zu-Strom-Wandlung aus, sodass die erfasste Spannung VD aus der Fotosensorschaltung 1 in
der Form eines Sensorstromsignals herausgenommen werden kann. Der
n-Kanal-MOS-Transistor Q3 bildet einen Schalter, um das von dem
n-Kanal-MOS-Transistor Q2 umgewandelte Sensorstromsignal relativ zu
einer (nicht gezeigten) externen Schaltung selektiv zu verbinden
und von dieser zu trennen. Die Ausgabevorrichtung und der Schalter
sollten keineswegs auf die in der dargestellten Ausführungsform
verwendeten n-Kanal-MOS-Transistoren
Q2 und Q3 beschränkt
werden sondern können
jegliche weiteren Vorrichtungen umfassen, solange sie eine Ausgabevorrichtung
und einen Schalter bilden können.
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Die
Anfangseinstelleinheit 2 ist mit einem Gate G des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
verbunden. Wie in 2 gezeigt ist, ist die Anfangseinstelleinheit 2 gebildet
aus einem Zeitgeber 4 und einem Umschalteschalter 5,
welche miteinander verbunden sind, um dem Gate G des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
des Fotosensors 3 eine Gate-Spannung VG bei zwei verschiedenen
Werten zuzuführen:
eine für
eine Betriebszeit des Fotosensors 3 und die andere für eine Standby-Zeit
des Fotosensors 3.
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Der
Zeitgeber 4 führt
dem Umschalteschalter 5 ein Zeitgebersignal TS mit
einer Zyklusdauer T (T1 + T2) zu, welche gleich der Summe einer
Betriebszeit T1, in der der Fotosensor 3 in der Lage ist,
ein optisches Signal LS zu erfassen, und
einer Standby-Zeit T2 ist, in der der Fotosensor 3 für die nachfolgende Erfassung
eines optischen Signals LS auf Standby gesetzt
ist.
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Der
Umschalteschalter 5 ist z.B. durch einen elektronischen
Schalter gebildet und wählt
auf Grundlage des Zeitgebersignals TS, welches
von dem Zeitgeber 4 zugeführt wird, entweder eine Drain-Spannung
VD des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
oder eine Spannung VH eines Werts aus, welcher ausreichend höher ist
als die Drain-Spannung VD, um die ausgewählte Spannung VD oder VH als
eine Gate-Spannung VG dem Gate G des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
zuzuführen.
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Die
Gate-Spannung VG ist für
die Betriebszeit T1 des Zeitgebersignals TS als
eine Drain-Spannung VD eingestellt, während sie für die Standby-Zeit T2 des Zeitgebersignals
TS bei der hohen Spannung VH eingestellt
ist.
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3 ist
ein Zeitplan, welcher die Beziehung zwischen dem Zeitgebersignal
TS und der Gate-Spannung VG zeigt. Wie in
dieser Figur gezeigt ist, führt
der Zeitgeber 4 dem Umschalteschalter 5 ein Zeitgebersignal
TS mit hohem Niveau (H) für eine relativ
lange Betriebszeit T1 zu, in welcher ein optisches Signal LS erfasst werden kann, und führt ein Zeitgebergsignal
TS mit niedrigem Niveau (L) für eine relativ
kurze Standby-Zeit T2 zu.
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Der
Umschalteschalter 5 wählt,
solange er das H-Niveau-Zeitgebersignal TS empfängt (d.h.
für die
Betriebszeit T1), die Drain-Spannung VD aus und gibt sie als eine
Gate-Spannung VG aus.
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Umgekehrt
wählt der
Umschalteschalter 5, solange er das L-Niveau-Zeitgebersignal
TS empfängt
(d.h. für
die Standby-Zeit T2) die Spannung VH aus, welche ausreichend höher ist
als die Drain-Spannung DV und gibt sie als eine Gate-Spannung VG aus.
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Die
Gate-Spannung VG, welche selektiv den Wert der Drain-Spannung VD
für die
Zeit T1 und den Wert der hohen Spannung VH für die Zeit T2 auswählt, wird
bei der Zyklusdauer T (T1 + T2) wiederholt ausgegeben, um den Betrieb
des Fotosensors 3 zu steuern/regeln.
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Die
Fotosensorschaltung 1 des vorhergehenden Aufbaus arbeitet,
wie folgt.
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Wenn,
wie in 3 gezeigt ist, der Betrieb von der Betriebszeit
T1, in welcher ein optisches Signal LS erfasst
werden kann, zu der Standby-Zeit T2 wechselt, beginnt die Anfangseinstelleinheit 2 (1),
dem Gate G des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
eine hohe Spannung VH zuzuführen,
welche ausreichend höher
als die Drain-Spannung VD ist. Bei diesem Anlegen der hohen Spannung
VH wird eine Impedanz zwischen der Drain D und der Source S (Drain-Source-Impedanz) des n-Kanal-MOS-Transistors
Q1 niedrig, wodurch gestattet wird, dass ein Ladestrom in den Kondensator
C fließt,
um den zuletzt Genannten schnell aufzuladen. Folglich steigt die
erfasste Spannung VDO, welche bei dem Sensorerfassungsanschluss
P entwickelt wird, bis zu einem Wert (z.B. 4,95 V), welcher näherungsweise
gleich der Stromzufuhr VD (z.B. Drain-Spannung VD = 5 V) in der
Zeit T2 ist.
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Eine
weitere Beschreibung wird unten mit Bezugnahme auf die erfasste
Spannung (VDO) gegen die in 4 gezeigte
charakteristische Kurve der Zeit (t) gegeben.
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Wie
durch die in 4 gezeigte durchgezogene Linie
angezeigt ist, steigt die erfasste Spannung VDO in
einer kurzen Zeitdauer ist (1 ms oder weniger) steil zu einem Wert,
welcher beinahe gleich der Stromzufuhr VD (5 V) ist.
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Was
die Zeit T2 betrifft, wird die erfasste Spannung VDO (durch
die in 4 gezeigte durchgezogene Linie angezeigt) anfangs
auf einen höheren Wert
eingestellt (Ableitung ΔVD = VDO – VD) als der erfasste Wert VD (durch die in 4 gezeigte
unterbrochene Linie angezeigt) der in 9 gezeigten
herkömmlichen
Fotosensorschaltung 10.
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Indem
von der Betriebszeit T1 zu der Standby-Zeit T2 gewechselt wird,
geht demgemäß die erfasste
Spannung VDO unmittelbar zu dem Wert hoch, welcher
nahe der Stromzufuhr VD (5 V) ist. Da die erfasste Spannung VDO somit bei einem höheren Wert eingestellt sein
kann als das minimale erfassbare Niveau des optischen Signals LS, erzeugt die Fotosensorschaltung 1 kein
Restbild, welches anderenfalls verursacht werden würde, wenn
der anfänglich
eingestellte Wert des erfassten Werts VD niedrig
ist, wie z.B. einer, welcher in einen Bereich des minimalen erfassbaren
Niveaus des optischen Signals LS fällt, wie
man es im Fall der in 9 gezeigten herkömmlichen
Fotosensorschaltung 10 erfahren hat.
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Während der
Betriebszeit T1, da Rauschen durch eine Integralwirkung des Kondensators
C ausgeglichen oder geglättet
werden, nimmt die Fotosensorschaltung 1 sogar dann kein
Rauschen als ein optisches Signal LS auf
oder erfasst dieses nicht, wenn sie einer plötzlichen Veränderung
des Rauschpegels begegnet. Somit weist die Fotosensorschaltung 1 ein hohes
Signal-Rausch-Verhältnis
(S/N-Verhältnis) auf.
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Aus
diesem Zustand verschiebt sich der Betrieb zu der in 3 gezeigten
Betriebszeit T1, woraufhin die Anfangseinstelleinheit 2 (1)
dem Gate G des n-Kanal-MOS-Transistors Q1 die Drain-Spannung VD
zuführt,
was bewirkt, dass die Drain-Source-Impedanz ansteigt. In einem Bereich
des optischen Signals LS, in welchem das
optische Signal LS sehr klein ist, und somit
der Sensorstrom ID ebenfalls klein ist,
wird demgemäß ein Entladestrom
IL, welcher von dem Kondensator C freigegeben
oder entladen wird, in dem Sensorstrom ID über den
Strom dominant, welcher von dem n-Kanal-MOS-Transistor Q1 zugeführt wird.
Demgemäß nimmt
eine erfasste Spannung VDO, welche bei dem
Sensorerfassungsanschluss P entwickelt wird, mit dem Entladestrom
IL linear ab und bildet somit einen linearen
Antwortbereich.
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Wenn
der Sensorstrom ID der Fotodiode PD mit
einem Anstieg des optischen Signals LS zunimmt, wird
der von dem n-Kanal-MOS-Transistor Q1 zugeführte Strom in dem Sensorstrom
ID dominant. Demgemäß nimmt die erfasste Spannung
VDO, welche bei dem Sensorerfassungsanschluss
P entwickelt wird, derart logarithmisch ab, sodass sie einen logarithmischen
(log) Antwortbereich bildet, in welchem die erfasste Spannung VDO einen Wert einer logarithmischen Charakteristik
entsprechend einer lastdynamischen Charakteristik des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
repräsentiert.
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5 zeigt
die erfasste Spannung (VDO) gegenüber der
charakteristischen Kurve des Sensorstroms (ID)
der Fotosensorschaltung 1.
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Wie
in 5 gezeigt ist, bildet die erfasste Spannung VDO für
sehr kleine Sensorströme
ID (welche von 10-12 A
bis 10-11 A reichen) den linearen Antwortbereich,
in welchem sie mit der Änderung
des Entladestroms IL (1)
des Kondensators C linear abnimmt, für größere Sensorströme ID (welche 10-11 A übersteigen),
bildet sie den log-Antwortbereich, in welchem sie entsprechend der
lastdynamischen Charakteristik des n-Kanal-MOS-Transistors Q1 logarithmisch abnimmt.
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Im
Gegensatz zur Fotosensorschaltung 1 bildet die in 9 gezeigte
Fotosensorschaltung 10 keinen linearen Antwortbereich für die sehr
kleinen Sensorströme
ID, sondern bildet einen log-Antwortbereich,
wie durch die erfasste Spannung VD durch
die in 5 gezeigte durchgezogene Linie angezeigt ist, da
die Gate-Spannung VG des n-Kanal-MOS-Transistors Q1 immer bei der
Drain-Spannung VD eingestellt ist.
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In 5 verändert die
erfasste Spannung VDO ihren Antwortbereich
von dem nicht-linearen Antwortbereich (log-Antwortbereich) zu dem
linearen Antwortbereich und umgekehrt, und zwar bei einem Punkt,
bei welchem der Sensorstrom ID, der in der Fotodiode
PD fließt,
gleich dem Strom ist, der in dem n-Kanal-MOS-Transistor Q1 fließt (in 5 der Punkt,
welcher dem Sensorstrom ID = 10-11 A
entspricht). Die erfasste Spannung VDO bei
diesem Punkt ist hier als eine Last-MOS-begrenzende Spannung des
lastbildenden n-Kanal-MOS-Transistors
Q1 definiert.
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Die
Fotosensorschaltung 1 wird im Allgemeinen in einer Anzeigeeinrichtung
verwendet, in welchem eine Mehrzahl derartiger Fotosensorschaltungen 1 derart
in einem Matrixmuster angeordnet sind, dass sie ein Fotosensorfeld
bilden.
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Die
Fotosensorschaltung 1 ist in der Lage, die erfasste Spannung
VDO für
sehr kleine Sensorströme
ID derart einzustellen, dass sie in einem
breiteren Bereich als die erfasste Spannung VD in
der in 9 gezeigten herkömmlichen Fotosensorschaltung 10 variierbar
ist. Dies bedeutet, dass die Fotosensorschaltung 1 sehr
kleine optische Signale LS mit einer hohen
Auflösung
erfassen kann und somit einen verbesserten Empfindlichkeitsgrad
aufweist.
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Weiterhin
weist die Fotosensorschaltung 1 durch den breiten variablen
Bereich der erfassten Spannung VDO, welcher
für sehr
kleine Sensorströme ID bereitgestellt ist, einen breiten dynamischen
Bereich auf. Da Rauschen durch die Integralwirkung des Kondensators
C eingeebnet oder geglättet
wird, wird das S/N-Verhältnis
der Fotosensorschaltung 1 ebenfalls verbessert.
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6 zeigt
in einem Schaltungsdiagramm einen Hauptabschnitt einer Fotosensorschaltung, welche
darin einen n-Kanal-MOS-Transistor gemäß einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung enthält.
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Die
in 6 gezeigte Fotosensorschaltung unterscheidet sich
von der in 1 gezeigten Fotosensorschaltung
darin, dass ein Kondensator C, welcher aus einer synthetisierten
Streu-Kapazität
besteht oder während
des Halbleiterherstellungsprozesses ausgebildet wird, zwischen einem
Sensorerfassungsanschluss P und einer Stromzufuhr (VD) angeordnet
ist.
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Indem
die Fotosensorschaltung derart aufgebaut ist, bewirkt sie dann,
wenn der Betrieb von der Betriebszeit T1 zu der Standby-Zeit T2
geschaltet oder gewechselt wird, wie z.B. in 3 gezeigt
ist, dass der n-Kanal-MOS-Transistor
Q1 leitet, und somit fällt
die Drain-Source-Impedanz auf einen sehr kleinen Wert. Somit wird
gestattet, dass ein Entladestrom IHO von
dem Kondensator C durch die Drain-Source-Verbindung des n-Kanal-MOS-Transistors Q1 fließt, woraufhin
die erfasste Spannung VDO bis zu einem Wert
steigt (z.B. 4,95 V), welcher im Wesentlichen gleich der Stromzufuhr
VD (z.B. Drain-Spannung VD = 5 V) ist, und zwar auf dieselbe Weise,
wie durch die in 4 gezeigte charakteristische
Kurve repräsentiert
ist.
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Von
diesem Zustand aus verschiebt sich der Betrieb zu der Betriebszeit
T1 (3), wobei in dem linearen Antwortbereich, in welchem
der Sensorstrom ID sehr klein ist, ein Ladestrom
IL, welcher in der Fotodiode PD über den
Kondensator C fließt,
dominant wird, während
in dem log-Antwortbereich, in welchem der Sensorstrom ID relativ
groß ist,
der Strom, welcher in dem n-Kanal-MOS-Transistor
Q1 fließt,
dominant wird. Somit weist die erfasste Spannung VDO,
welche bei dem Sensorerfassungsanschluss P entwickelt wird, in Bezug
auf den Sensorstrom IP im Wesentlichen dieselben
Charakteristika auf, wie sie in 5 gezeigt
sind,.
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Man
versteht aus dem zuvor Gesagten, dass die Fotosensorschaltung mit
einem Kondensator C, welcher zwischen dem Sensorerfassungsanschluss P
und der Stromzufuhr VD angeordnet ist, im Wesentlichen dieselben
Leistungscharakteristika wie die Fotosensorschaltung 1 aufweist,
in welcher ein Kondensator C zwischen dem Sensorerfassungsanschluss
P und der Erde (GND) angeordnet ist, wie in 1 gezeigt
ist.
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7 zeigt
im Schaltungsdiagramm einen Hauptabschnitt einer Fotosensorschaltung,
welche darin p-Kanal-MOS-Transistoren gemäß einer weiteren Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung umfasst.
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Die
in 7 gezeigte Fotosensorschaltung unterscheidet sich
von der Fotosensorschaltung von 1 darin,
dass zwei p-Kanal-MOS-Transistoren Q5 und Q6 anstelle des n-Kanal-MOS-Transistors Q1
verwendet werden und die Gate-Spannung VG der Anfangseinstelleinheit 2 (2)
bei einer niedrigen Spannung VL anstatt bei der hohen Spannung VH
eingestellt ist.
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Wie
in 7 gezeigt ist, ist der p-Kanal-MOS-Transistor
Q5 in Reihe mit einer Fotodiode PD verbunden, sodass er eine Last
der Fotodiode PD bildet. Der p-Kanal-MOS-Transistor
Q6, welcher für Schaltzwecke
verwendet wird, ist parallel mit dem p-Kanal-MOS-Transistor Q5 verbunden,
sodass die zwei p-Kanal-MOS-Transistoren
Q5 und Q6 gemeinsam eine Last bilden, welche einer entspricht, die
von dem in 1 gezeigten n-Kanal-MOS-Transistor
Q1 gebildet wird. Der Schaltungs-p-Kanal-MOS-Transistor Q6 weist
ein Gate G auf, welches mit der Anfangseinstelleinheit verbunden
ist (nicht gezeigt, aber mit der in den 1 und 2 gezeigten
identisch), sodass eine Spannung VD, welche zu der Source-Spannung
und der zuvor genannten niedrigen Spannung VL äquivalent ist, selektiv als
eine Gate-Spannung dem Gate G des p-Kanal-MOS-Transistors Q6 von der Anfangseinstelleinheit 2 aus
zugeführt
wird.
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Über die
gesamte in 3 gezeigte Betriebszeit T1 hinweg
wird die Spannung VD, welche der Source-Spannung entspricht, dem
Gate des p-Kanal-MOS-Transistors
Q6 zugeführt,
sodass der p-Kanal-MOS-Transistor Q6 in einem AUS-Zustand gehalten
wird. Umgekehrt wird während
der Standby-Zeit T2 die niedrige Spannung VL, welche ausreichend
niedriger ist als die Drain-Spannung,
dem Gate des p-Kanal-MOS-Transistors Q6 zugeführt, sodass der p-Kanal-MOS-Transistor
Q6 in einem EIN-Zustand gehalten wird.
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Somit
bildet in der Betriebszeit T1 der p-Kanal-MOS-Transistor Q5 kontinuierlich
eine Last mit einer logarithmischen Eigenschaft auf dieselbe Weise
wie der in 1 gezeigte n-Kanal-MOS-Transistor Q1,
während
in der Standby-Zeit T2 der p-Kanal-MOS-Transistor Q6 auf "EIN" gehalten wird, und so
wird die Source-Drain-Impedanz zurückgetutzt. Die Fotosensorschaltung
von 7 kann deshalb im Wesentlichen dieselben Leistungscharakteristika
wie die in 1 gezeigte Fotosensorschaltung
bereitstellen.
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Auf
dieselbe Weise, wie es von dem einzelnen n-Kanal-MOS-Transistor
Q1 ausgeführt
wird, sind die zwei parallelen verbundenen p-Kanal-MOS-Transistoren Q5,
Q6 ebenso in der Lage, einen Einstellungswert der erfassten Spannung
VDO für
die Standby-Zeit T2 bei einem höheren
Niveau als ein Wert einzustellen, welcher dem minimalen erfassbaren
optischen Signalniveau entspricht, wodurch das Auftreten eines Restbildes
vermieden werden kann.
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Man
kann schließlich
verstehen, dass dieselben Leistungscharakteristika, wie oben beschrieben, sogar
dann erhalten werden können,
wenn der in 7 gezeigte Kondensator C zwischen
dem Sensorerfassungsanschluss P und der Stromzufuhr (VD), wie z.B.
in 6 gezeigt ist, angeordnet ist.
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Gemäß einer
bevorzugten Form der vorliegenden Erfindung umfasst eine Fotosensorschaltung,
wie oben beschrieben ist, eine Anfangseinstelleinheit, um nach der
Erfassung eines optischen Signals durch eine Fotodiode (fotoelektrischer
Wandler) die Gate-Spannung eines n-Kanal-MOS-Transistors bei einem
höheren
Wert für
eine vorbestimmte Zeit einzustellen, um die Drain-Source-Impedanz des n-Kanal-MOS-Transistors
zu verringern, um dadurch eine Ladung oder Entladung eines Kondensators
zu steuern/regeln, welcher mit einem Erfassungsanschluss verbunden
ist, der bei einer Verbindung der Fotodiode und dem n-Kanal-MOS-Transistor
angeordnet ist. Bei dieser Anordnung kann der Einstellungswert der
erfassten Spannung für
die Standby-Zeit
bei einem höheren
Wert eingestellt werden als ein Wert, welcher dem minimalen erfassbaren
optischen Signalniveau entspricht, und so kann das Auftreten eines
Restbildes vermieden werden.
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Gemäß einer
weiteren bevorzugten Form der vorliegenden Erfindung umfasst eine
Fotosensorschaltung eine Anfangseinstelleinheit, um nach der Erfassung
eines optischen Signals durch einen fotoelektrischen Wandler die
Gate-Spannung eines Schaltungs-p-Kanal-MOS-Transistors
bei einem niedrigen Wert für
eine vorbestimmte Zeit einzustellen, um die Drain-Source-Impedanz
des Schaltungs-p-Kanal-MOS-Transistors zu verringern, um dadurch
eine Ladung oder Entladung eines Kondensators zu steuern/regeln,
welcher mit einem Erfassungsanschluss verbunden ist, der bei einer
Verbindung zwischen dem fotoelektrischen Wandler und einem weiteren
p-Kanal-MOS-Transistor angeordnet ist, welcher in Reihe mit dem
fotoelektrischen Wandler und parallel mit dem Schaltungs-p-Kanal-MOS-Transistor
verbunden ist. Auf dieselbe Weise wie bei dem n-Kanal-MOS-Transistor
sind die parallel verbundenen p-Kanal-MOS-Transistoren
ebenfalls in der Lage, die erfasste Spannung für die Standby-Zeit bei einem
höheren
Wert als bei einem Wert einzustellen, welcher dem minimalen erfassbaren
optischen Signalniveau entspricht, mit dem Ergebnis, dass das Auftreten
eines Restbildes vermieden werden kann.
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Gemäß einer
weiteren bevorzugten Form der vorliegenden Erfindung weist die Fotosensorschaltung
einen linearen Antwortbereich und einen logarithmischen Antwortbereich
auf, welcher mit dem linearen Antwortbereich zusammenhängt. In
dem linearen Antwortbereich ist der von dem fotoelektrischen Wandler
erzeugte Sensorstrom ein sehr kleiner Strom unterhalb eines vorbestimmten
Werts, und die erfasste Spannung ist proportional zu einem Ladestrom
oder einem Entladestrom des Kondensators. In dem logarithmischen
Antwortbereich ist der von dem fotoelektrischen Wandler erzeugte
Sensorstrom ein großer
Strom über
dem vorbestimmten Wert, und die erfasste Spannung weist eine logarithmische
Charakteristik entsprechend einer lastdynamischen Charakteristik
des MOS-Transistors auf.
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Der
vorbestimmte Wert des Sensorstroms wird durch den Wert eines Sensorstroms
bestimmt, welcher dann erhalten wird, wenn der Strom, welcher in
dem fotoelektrischen Wandler fließt, gleich dem Strom wird,
welcher in dem MOS-Transistor fließt.
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Da
Rauschen durch die Integralwirkung des Kondensators eingeebnet oder
geglättet
wird, wird zusätzlich
das S/N-Verhältnis
der Fotosensorschaltung vergrößert, was
gestattet, dass das minimale erfassbare optische Signalniveau verringert
wird. Die Empfindlichkeit der Fotosensorschaltung kann deshalb verbessert
werden.
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Offensichtlich
sind verschiedene geringfügige Änderungen
und Modifizierungen der vorliegenden Erfindung im Lichte der obigen
Lehren möglich. Man
muss deshalb verstehen, dass innerhalb des Rahmens der angehängten Ansprüche die
Erfindung anders ausgeführt
werden kann als genau beschrieben wurde.