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HINTERGRUND DER ERFINDUNG
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Gebiet der Erfindung
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Die
Erfindung bezieht sich auf eine Technik, um den Fluss eines Schaltstroms
zu einer induktiven Last durch Verwenden von Halbleiterschaltelementen
zu bewirken, und insbesondere auf ein induktives Lasttreiberverfahren
und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung,
bei der eine H-Brücke durch
Halbleiterschalterschaltungen und eine induktive Last gebildet wird,
sodass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom gesteuert
wird.
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Beschreibung des Stands
der Technik
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Im
Allgemeinen umfasst ein Schrittmotor einen Rotor mit einem Rotationsbewegungs-Magneten,
um den eine Mehrzahl von aus Elektromagneten zusammengesetzte Treiberspulen
angeordnet sind. Bei dem Schrittmotor kann die Position und die
Drehgeschwindigkeit des Rotors in der Art und Weise einer offenen
Schleife durch Auswählen
einer der Treiberspulen gesteuert werden, sodass ein Strom mit einer
vorbestimmten Amplitude impulsartig durch die ausgewählte Treiberspule
fließt.
Daher wurden die Schrittmotoren vielfach als die geeigneten Motoren verwendet.
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Als
Verfahren zum Ansteuern eines derartigen Schrittmotors werden vielfach
ein unipolares Ansteuerverfahren, bei dem ein Strom in einer festen Richtung
fließt,
und ein bipolares Ansteuersystem, bei dem ein Strom in sowohl den
Vorwärts-
als auch Umkehrrichtungen fließen
kann, verwendet.
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Bei
jedem der beiden Treibersysteme wird der Betrag der Rotation (oder
des Schrittwinkels), der eine wesentliche Eigenschaften des Schrittmotors ist,
durch die Anzahl von angeordneten Treiberspulen bestimmt. In den
letzten Jahren wurde jedoch eine Mikroschritt-Ansteuerung benutzt,
bei der, um die Unterdrückung
der Schwingung zur Zeit der Drehung oder die genaue Steuerung des
Drehwinkels durchzuführen,
ein durch die Treiberspule fließender konstanter
Strom schrittweise geändert
wird, wie in 13A gezeigt ist, sodass der
Rotor vorübergehend
bei einem Winkel angehalten wird, der kleiner als der grundlegende
Schrittwinkel ist.
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In
dem Fall, in dem eine Mikroschritt-Ansteuerung durchgeführt wird,
wird ein Stromerfassungswiderstand in eine H-Brückenschaltung eingefügt, sodass
die Amplitude eines von einer Leistungsquelle zu einem Schrittmotor
gelieferten Stroms als eine Erfassungsspannung erfasst wird, die
der stromerfassende Widerstand ausgibt. Die Erfassungsspannung wird
mit einer vorbestimmten Bezugsspannung verglichen, um das An/Abschalten
von Halbleiterschaltelementen zu veranlassen, sodass ein Schaltstrom 102 mit
einer festen Amplitude, wie in 13B gezeigt
ist, durch eine Treiberspule fließt, wodurch der Rotor an einem
Winkel angehalten wird, der feiner als der grundlegende Schrittwinkel
ist.
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Ferner
werden beispielsweise in dem Fall, in dem die Amplitude des durch
die Treiberspule fließenden
Schaltstroms von einem Strom I2 in einen Strom
I3, der kleiner als der Strom I2 ist,
geändert
werden soll, alle Halbleiterschaltelemente abgeschaltet, um den
Fluss eines regenerativen Stroms zu veranlassen. Dadurch wird eine
in der Treiberspule gespeicherte Energie zu der Leistungsquelle
transferiert, sodass der durch die Treiberspule fließende Strom schnell
verringert wird, wie durch einen durch die Bezugsziffer 103 angegebenen,
nach links abnehmenden Signalverlauf gezeigt wird.
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Um
zu verhindern, dass eine negative Spannung in eine Treiberschaltung
für die
H-Brückenschaltung
eingegeben wird, ist es üblich,
dass der in die H-Brückenschaltung
eingefügte
Stromerfassungswiderstand geschaltet wird, sodass ein regenerativ
zu der Leistungsquelle zurückgeführter Strom nicht
durch diese fließt.
Demgemäß ist es
nicht möglich,
den durch die Treiberspule fließenden
Strom während
einer Zeit zu erfassen, wenn der Schaltstrom durch die Leistungsquellen-Regeneration verringert
wird.
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Daher
fließt
beim Stand der Technik der regenerative Strom lediglich während einer
geschätzten
Zeit T, bis der Schaltstrom einen vorbestimmten Wert erreicht. In
diesem Fall kann der durch den Schrittmotor fließende Strom auf einen kleineren Wert
als erforderlich abnehmen, wie beispielsweise durch eine durch die
Bezugsziffer 104 angegebene Strommenge gezeigt wird. Andernfalls
kann, bevor der zu dem Schrittmotor fließende Strom auf eine gewünschte Strommenge
abnimmt, der Übergang
in einen stationären
Betrieb zum Fließen
eines vorbestimmten Schrittstroms veranlasst werden, sodass ein
Strom zu der Treiberspule geliefert wird. Dies wird eine Schwingung
des Schrittmotors verursachen. In dem Fall, in dem die Leistungsquellen-Regeneration basierend
auf einer derartigen Zeiteinstellung durchgeführt wird, ist es jedoch ebenfalls
erforderlich, dass eine passende Zeit für jeden Schrittmotor bestimmt wird,
um eine Zeit für
die Leistungsquellen-Regeneration neu einzustellen, da sich der
Wert der Induktivität
und der Wert des äquivalenten
Widerstands jedes Mal ändert,
wenn die Art des Schrittmotors geändert wird. Dies ist mühsam. Eine
Lösung
eines derartigen Problems wurde gewünscht.
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Ferner
ist es notwendig, wenn die in der Treiberspule gespeicherte Energie
freizusetzen ist, den Fluss eines Stroms durch eine Schwungrad-
bzw. Freilaufdiode zu veranlassen. Die Freilaufdiode, die in einem
Leistungs-IC aufgenommen werden kann, die in den letzten Jahren üblich wurde,
ist eine PN-Diode
und weist eine lange Sperrverzögerungszeit
(Trr) auf. Als Ergebnis wird, wenn die Treiberspule mit der Leistungsquelle
nach Abschluss einer Zeitspanne zum Freisetzen der in der Treiberspule
gespeicherten Energie verbunden wird, sodass ein Strom zu der Treiberspule
geliefert wird, ein umgekehrter Durchgangsstrom zu der Freilaufdiode
fließen,
durch die ein Vorwärtsstrom
geflossen ist.
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Ebenfalls
wird sich, wenn eines der Halbleiterelemente an-/abgeschaltet wird,
wenn eines der anderen Halbleiterelemente in einem angeschalteten Zustand
verblieben ist, damit der durch die Treiberdiode fließende Schaltstrom
auf einer festen Amplitude gehalten wird, das Potential von einem
Ende der Treiberspule in einem großen Ausmaß ändern. Da ein Streukondensator,
der äquivalent
parallel mit einer Induktivitätskomponente
der Treiberspule verbunden ist, bei dem Schrittmotor existiert,
wird eine derartige große Änderung
des Potentials eines Endes der Treiberspule einen Stromstoß zum Laden
des Streukondensators verursachen.
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In
dem Fall, in dem ein derartiger Durchgangsstrom oder Stromstoß durch
den Stromerfassungswiderstand fließt, wird ein großer Strom
erfasst werden, der nicht durch die Induktivitätskomponente der Treiberspule
fließt.
Als Ergebnis gibt es ein Problem, dass das Leistungs-IC einen fehlerhaften
Betrieb ausführt.
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Beim
Stand der Technik wird eine Gegenmaßnahme, wie beispielsweise
die Bereitstellung eines Filters zur Rauschbeseitigung für den Stromerfassungswiderstand getroffen,
um einen derartigen fehlerhaften Betrieb zu verhindern. Es gibt
jedoch ein Problem, dass die Kosten sehr hoch werden. Daher wurde
eine Lösung
für dieses
Problem gewünscht.
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Die
WO-A-95/05704 offenbart eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
und ein entsprechendes induktives Lasttreiberverfahren, wie sie
in den Oberbegriffen von sowohl Anspruch 1 als auch 2 festgelegt
sind.
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Die
DE 37 18 309 offenbart Einzelheiten
einer entsprechenden H-Brückenschaltung
mit Freilaufdioden, die umgekehrt parallel mit Halbleiterschaltelementen
verbunden sind.
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Die
DE 37 18 309 offenbart eine
weitere Schaltungsanordnung zum Ansteuern von Halbleiterschaltern,
bei der Freilaufdioden parallel mit jeweiligen Halbleiterschalterelementen
verbunden sind.
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ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
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Eine
Aufgabe der Erfindung, die für
die oben erwähnten
Unzwecksmäßigkeiten
des Standes der Technik durchgeführt
wurde, besteht darin, ein induktives Lasttreiberverfahren und eine
H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
bereitzustellen, bei denen ein Filter zur Rauschbeseitigung nicht
erforderlich ist.
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Eine
weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein induktives Lasttreiberverfahren
und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
bereitzustellen, bei denen, wenn ein durch eine induktive Last fließender Schaltstrom
verringert wird, die Abnahme des Schaltstroms herunter auf eine
gewünschte
Amplitude erfasst werden kann.
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Die
obige Aufgabe wird durch eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
und ein entsprechendes induktives Lasttreiberverfahren gemäß Anspruch
2 bzw. 1 erreicht. Der abhängige
Anspruch ist auf einen weiteren alternativen Aspekt der Erfindung gerichtet.
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Erfindungsgemäß wird bei
einer H-Brückenschaltung,
die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven
Last in sowohl den Vorwärts-
als auch Umkehrrichtungen durch vier Halbleiterschaltelemente bzw.
Freilaufdioden zu bewirken, die jeweils umgekehrt parallel mit den
Halbleiterschaltelementen verbunden sind, ein Stromerfassungswiderstand
eingefügt,
so dass ein Strom, der von einer Leistungsquelle zu der induktiven
Last geliefert wird, durch den Stromerfassungswiderstand fließt. Eine
Erfassungsspannung, die durch den Stromerfassungswiderstand zur
Zeit des Anschaltens von zwei der Halbleiterschaltelemente ausgegeben wird,
wird mit einer vorbestimmten Bezugsspannung verglichen. Wenn die
Erfassungsspannung größer als
die vorbestimmte Bezugsspannung ist, wird das Anschalten des/der
Halbleiterschaltelements(e) abgeschaltet. Dadurch wird eine in der
induktiven Last gespeicherte Energie durch die Freilaufdiode(n)
freigesetzt, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom
auf eine vorbestimmte Amplitude gehalten werden kann.
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Direkt
nachdem die zwei Halbleiterschaltelemente angeschaltet sind, werden
die Freilaufdioden von Durchlassvorspannungszuständen in Sperrspannungszuständen geändert. Zu
dieser Zeit wird die Diodenkennlinie der Freilaufdiode nur der während Trr
(Sperrverzögerungszeit)
dieser Diode verloren gehen, sodass ein Durchgangsstrom fließt.
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Wenn
der Durchgangsstrom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wird
die Erfassungsspannung die Bezugsspannung überschreiten, trotzdem ein
kleiner Strom durch die induktive Last fließt. Daher wird nach dem Anschalten
der beiden Halbleiterschaltelemente die Erfassungsspannung während eines
vorbestimmten Austastintervalls ignoriert, sodass ein durch den
Durchgangsstrom verursachter fehlerhafter Betrieb nicht verursacht
wird. Daher wird eine Notwendigkeit beseitigt, ein Filter zur Rauschbeseitigung
bereitzustellen.
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In
diesem Fall wird, wenn das Anschalten von lediglich einem der Halbleiterschaltelemente
abgeschaltet wird, sodass der durch die induktive Last fließender Schaltstrom
auf der vorbestimmten Amplitude gehalten wird, wird ein Strompfad
zum Freisetzen einer in der induktiven Last gespeicherten Energie
durch ein Halbleiterschaltelement und einer der Freilaufdioden gebildet,
sodass die in der induktiven Last gespeicherte Energie durch eine
Vorwärtssättigungsspannung
des Halbleiterschaltelements und einen Spannungsabfall in Durchlassrichtung
der Freilaufdiode konsumiert wird. Als Ergebnis wird der durch die
induktive Last fließende
Strom sanft abgeschwächt,
wodurch es möglich
gemacht wird, die Variationen des Schaltstroms zu verringern.
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Bei
einer H-Brückenschaltung,
die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last
in sowohl der Vorwärts-
als auch Umkehrrichtung durch vier Halbleiterschaltelemente und
Freilaufdioden zu bewirken, die jeweils umgekehrt parallel mit den
Halbleiterschaltelementen verbunden sind, wird ebenfalls ein Stromerfassungswiderstand eingefügt, so dass
ein Strom, der von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last
geliefert wird, durch den Stromerfassungswiderstand fließt, und
ein Strom, der regenerativ von der induktiven Last zu der Leistungsquelle
zurückgeführt wird,
nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt. Eine Erfassungsspannung,
die durch den Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens
der beiden Halbleiterschaltelemente ausgegeben wird, wird mit einer
vorbestimmten Bezugsspannung verglichen, um das Anschalten des/der
Halbleiterschaltelements abzuschalten, so dass ein durch die induktive
Last fließender
Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird. In
dem Fall, in dem der zu haltende Schaltstrom verringert wird, die
Bezugsspannung verringert wird, um alle vier Halbleiterschaltelemente abzuschalten.
Als Ergebnis wird eine in der induktiven Last gespeicherte Energie
regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführt, wodurch es möglich gemacht
wird, die Amplitude des Schaltstroms schnell zu verringern.
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Zu
dieser Zeit ist es nicht möglich,
da ein Strom, der regenerativ von der induktiven Last zu der Leistungsquelle
zurückgeführt wird,
nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt, die Amplitude eines Stroms
zu kennen, der durch die induktive Last fließt. Daher werden zwei der Halbleiterschaltelemente
zu einer bestimmten Zeit angeschaltet, sodass ein Strom durch den
Spannungserfassungswiderstand fließt, um eine Erfassungsspannung
zu erzeugen. Durch Vergleichen der erzeugten Erfassungsspannung
und der verringerten Bezugsspannung wird es möglich, zu beurteilen, ob der
durch die induktive Last fließende
Strom auf einen gewünschten
Wert herunter verringert wird oder nicht.
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In
diesem Fall wird ebenfalls, da die Diodenkennlinie der Freilaufdiode,
durch die der regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführte Strom
geflossen ist, während
der Trr (Sperrverzögerungszeit)
dieser Diode verloren geht, wird die Erfassungsspannung während einer
vorbestimmten Austastzeit nach dem Anschalten der beiden Halbleiterschaltelemente ignoriert.
Als Ergebnis gibt es keine Befürchtung, dass
aufgrund von Lärm,
der durch einen Durchgangsstrom verursacht wird, die Erfassungsspannung
größer als
ein Wert wird, der aus einem Strom resultiert, der tatsächlich durch
die induktive Last fließt,
sodass der durch die induktive Last fließende Strom zu klein wird.
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KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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1 zeigt
ein Beispiel einer erfindungsgemäßen H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung;
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2 ist
ein Timing-Diagramm zum Erläutern
eines stationären
Betriebs der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung;
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3 ist
ein Timing-Diagramm zum Erläutern
eines Betriebs, wenn eine variable Bezugsspannung geändert wird;
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4 ist
ein Timing-Diagramm zum Erläutern
eines Betriebs, wenn eine Leistungsquellenregeneration ausgeführt wird;
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5 ist
ein Timing-Diagramm zum Erläutern
des Situation einer Stromabnahme, wenn die Leistungsquellenregeneration
durchgeführt
wird;
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6 ist
ein Blockdiagramm zum Erläutern des
Pfads eines Stroms, der von einer Leistungsquelle zu einer induktiven
Last geliefert wird;
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7 ist
ein Diagramm, das den Strompfad eines Kommutationsstroms zeigt,
der in dem Fall fließt,
in dem eine in der induktiven Last gespeicherte Energie als Wärme freigesetzt
wird;
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8 ist
ein Diagramm, das einen Strompfad zeigt, in dem ein Durchgangsstrom
fließt;
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9 ist
ein Diagramm, das einen Strompfad in dem Fall zeigt, in dem eine
in der induktiven Last gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle
zurückgeführt wird;
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10 ist
ein Diagramm, das den Pfad eines Durchgangsstroms zeigt, wenn die
Leistungsquellenregeneration ausgeführt wird;
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11 ist
ein Schaltbild zum Erläutern
des Aufbaus eines Flipflops, das bei der erfindungsgemäßen H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
verwendet wird;
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12 zeigt
eine Wahrheitstabelle von FF54 bis FF57;
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13A ist eine graphische Darstellung zum Erläutern eines
Stroms, der in dem Fall fließt,
in dem ein Schrittmotor Mikroschritt-betätigt wird, und 13B ist eine graphische Darstellung zum Erläutern eines
Stromsteuerverfahrens für
eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
gemäß dem Stand
der Technik.
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BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN
AUSFÜHRUNGSFORM
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Ausführungsformen
einer Vorrichtung der Erfindung werden zusammen mit einem Verfahren
der Erfindung durch Verwenden der Zeichnungen beschrieben.
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(1) Überblick des Ganzen
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In 6 bezeichnet
die Bezugsziffer 3 eine Schrittmotorsteuervorrichtung,
die eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 gemäß einer
Ausführungsform
der Erfindung und eine H-Brückenschaltung 4 aufweist.
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Die
H-Brückenschaltung 4 umfasst
die H-Brückenverbindung
von PNP-Transistoren Q1 und Q2 mit
Freilaufdioden D1 und D2,
die jeweils umgekehrt parallel damit verbunden sind, NPN-Transistoren Q3 und Q4 mit Freilaufdioden
D4 und D3, die umgekehrt
parallel damit verbunden sind, und eine induktive Last (oder Treiberspule)
L. Die Basisanschlüsse
der Transistoren Q1 bis Q4 sind
mit der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 verbunden.
Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 ist
aufgebaut, um das Anschalten irgendeines Transistors von einem Satz
aus PNP-Transistor Q1 und NPN-Transistor
Q3 und einem Satzes aus PNP-Transistor Q2 und NPN-Transistor Q4 zu
veranlassen, sodass veranlasst wird, dass ein Strom von einer Leistungsquelle
zu der induktiven Last L entweder in einer Vorwärtsrichtung oder einer Umkehrrichtung fließt, und
sie ist aufgebaut, um das Abschalten des Transistors zu veranlassen,
der in diesem Zustand angeschaltet wurde, sodass eine in der induktiven Last
L gespeicherte Energie veranlasst, dass ein Strom durch die Freilaufdioden
D1 bis D4 fließt.
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Die
Transistoren Q1 bis Q4,
die Freilaufdioden D1 bis D4 und
die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 sind
auf dem gleichen Chip ausgebildet, wodurch eine Einchip-Leistungs-IC-Struktur bereitgestellt
wird.
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Ein
Stromerfassungswiderstand RS, der durch
diskrete Teile aufgebaut ist, ist zwischen den untereinander verbundenen
Emitteranschlüssen
der NPN-Transistoren Q3 und Q4 und
den untereinander verbundenen Kathodenanschlüssen der Freilaufdioden D3 und D4 verbunden.
Die Kathodenanschlüsse der
Freilaufdioden D3 und D4 sind
mit einem Massepotential verbunden. Entweder ein Versorgungsstrom 61 , der von der Leistungsquelle 9 zu
der induktiven Last L durch das Anschalten des Satzes aus PNP-Transistor
Q1 und NPN-Transistor Q3 geliefert wurde,
oder ein Versorgungsstrom 62 , der
von der Leistungsquelle 9 durch das Anschalten des Satzes aus
PNP-Transistor Q2 und NPN-Transistor Q9 geliefert wurde, fließt von dem Stromerfassungswiderstand
RS zu dem Massepotential, sodass eine Erfassungsspannung
VS mit einem Wert, der der Amplitude des
Versorgungsstroms 61 oder 62 entspricht, von einem Ende des Stromerfassungswiderstands
RS ausgegeben und dann in die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 eingegeben
wird.
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(2) Überblick des internen Blockdiagramms
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Das
interne Blockdiagramm der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 wird
in 1 gezeigt.
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Die
H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 umfasst
eine Steuerschaltung 5. Die Steuerschaltung 5 weist
zwei NAND- Schaltungen
mit drei Eingängen 32 und 31,
zwei UND-Schaltungen
mit zwei Eingängen 33 und 34 und
Inverter 301 und 302 auf.
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Die
Ausgangsanschlüsse
der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 31 und 32 sind
mit den Basisanschlüssen
der PNP-Transistoren
Q1 bzw. Q2 verbunden.
Die Ausgangsanschlüsse
der UND-Schaltungen mit zwei Eingängen 33 und 34 sind
mit den Basisanschlüssen
der NPN-Transistoren Q3 bzw. Q4 verbunden.
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Eine
Transistorauswahlleitung 20, die von außen eingeführt wird, ist mit einem der
Eingangsanschlüsse
von jeder der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und der UND-Schaltung mit zwei
Eingängen 33 verbunden.
Die Transistorauswahlleitung 20 ist ebenfalls mit einem
der Eingangsanschlüsse
von jeder der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 32 und der UND-Schaltung
mit zwei Eingängen 34 durch die
Inverter 301 oder 302 verbunden.
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Wenn
ein von der Auswahlleitung 20 eingegebenes Signal „HIGH" ist, wird dem Satz
aus PNP-Transistor Q1 und NPN-Transistor Q3 erlaubt, anzuschalten, wobei jedoch der
Satz aus PNP-Transistor Q2 und NPN-Transistor
Q4 nicht erlaubt wird, anzuschalten. Wenn
das Signal „LOW" ist, wird dem Satz
aus PNP-Transistor Q2 und NPN-Transistor
Q4 erlaubt, anzuschalten, wobei jedoch dem
Satz aus PNP-Transistor Q1 und NPN-Transistor
Q2 nicht erlaubt wird, anzuschalten. Demgemäß wird lediglich einem
der beiden Sätze
erlaubt, anzuschalten, sodass die Leistungsquelle 9 nicht
kurzgeschlossen wird. Im Folgenden sei angenommen, dass die Transistor-Auswahlleitung 20 „HIGH" ist und lediglich
dem Satz aus PNP-Transistor Q1 und NPN-Transistor
Q3 erlaubt wird, anzuschalten.
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Inverter 303 und 304 werden
in der Steuerschaltung 5 bereitgestellt. Ein Ausgangsanschluss des
Inverters 303 ist mit einem Eingangsanschluss von
jeder der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 31 und 32 und
der UND-Schaltungen mit zwei Eingängen 33 und 34 verbunden.
Ein Ausgangsanschluss des Inverters 304 ist
mit dem verbleibenden Eingangsanschluss jeder der NAND-Schaltungen
mit drei Eingängen 31 und 32 verbunden.
Demgemäß werden,
wenn die Ausgänge
der Inverter 303 und 304 beide „HIGH" sind, der PNP-Transistor Q1 und
der NPN-Transistor Q3 beide angeschaltet,
sodass ein Versorgungsstrom 61 von
der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L geliefert
wird. Wenn der Ausgang des Inverters 303 „LOW" ist, werden der PNP-Transistor
Q1 und der NPN-Transistor Q3 beide ungeachtet
des Ausgangs des Inverters 304 abgeschaltet.
Wenn der Ausgang des Inverters 303 „HIGH" und der Ausgang
des Inverters 304 „LOW" ist, wird der PNP-Transistor Q1 abgeschaltet und der NPN-Transistor Q3 angeschaltet.
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(3) Überblick des Betriebs
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Nun
wird, vorausgesetzt, dass die Ausgänge der Inverter 303 und 304 beide „HIGH" sind und folglich
der Versorgungsstrom durch die induktive Last L fließt, eine
durch das Symbol VS in 2 angegebene
Erfassungsspannung über
den Erfassungswiderstand RS erzeugt.
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Wenn
sich der Ausgang des Inverters 303 in „LOW" von einem derartigen
Zustand wandelt, wird der PNP-Transistor Q1 abgeschaltet,
sodass eine gegenelektromotorische Kraft, die über die gegenüberliegenden
Enden der induktiven Last erzeugt wird, den Fluss eines Kommutationsstroms 63 in einem Strompfad veranlassen wird,
der durch den NPN-Transistor Q3, den Stromerfassungswiderstand RS und der Freilaufdiode D3 gebildet
wird, wie in 7 gezeigt ist. Dadurch wird
eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie als Wärme konsumiert.
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Wenn
der Ausgang des Inverters 303 erneut von
dem Zustand, in dem der Kommutationsstrom 63 fließt, in „HIGH" geändert wird,
wird der PNP-Transistor Q1 angeschaltet, sodass
der Versorgungsstrom 61 erneut
von der Leistungsquelle zu der induktiven Last L entlang des in 6 gezeigten
Strompfads geliefert wird.
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Zu
dieser Zeit weist die Freilaufdiode D3 eine plötzliche Änderung
von einem Durchlassvorspannungszustand in einen Sperrvorspannungszustand auf.
Daher geht die Diodenkennlinie der Freilaufdiode D3 lediglich
während
einer Sperrverzögerungszeit Trr
der PN-Sperrschichtdiode verloren. Als Ergebnis fließt ein Teil
eines durch den PNP-Transistor Q1 geflossenen
Stroms 64 durch die Freilaufdiode
D3 in einer umgekehrten Richtung und dann
zu der Masse als ein Durchgangsstrom 66 ,
wie in 8 gezeigt ist.
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Zur
gleichen Zeit wird das Potential der Seite der induktiven Last L,
die mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q1 verbunden
ist, plötzlich
von einem Potential, das niedriger als das Massepotential ist, durch
den Spannungsabfall in Durchlassrichtung der Freilaufdiode D3 bis zu einer Leistungsquellenspannung der
Leistungsquelle 9 geändert.
Daher ändert
sich der verbleibende Teil des durch den PNP-Transistor Q1 fließenden
Stroms 64 in einen Stromstoß 65 , der einen Streukondensator C in dem Schrittmotor
lädt, der
parallel zu der induktiven Last L existiert. Dieser Stromstoß fließt zu dem
Erfassungswiderstand RS.
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Aufgrund
des Stromstoßes 65 wird
ein durch das Symbol VN in 2 gezeigtes
Rauschen VN bei dem Stromerfassungswiderstand
RS erzeugt, sodass es auf die Erfassungsspannung
VS überlagert
wird.
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Eine
Prozedur zum Beseitigen des Rauschens VN wird
auf der Grundlage des Betriebs der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 erläutert. Die
H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 umfasst
einen Komparator 24, eine variable Bezugsspannungsschaltung 22,
eine Spannungswechselerfassungsschaltung 23 und einen Oszillator 26 zusätzlich zu
der oben erwähnten
Steuerschaltung 5. Die Ausgänge des Komparators 24,
der variablen Bezugsspannungsschaltung 22, der Spannungswechselerfassungsschaltung 23 und
des Oszillators 26 sind verbunden, sodass sie in die Steuerschaltung 5 eingegeben
werden.
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Der
Oszillator 26 ist aufgebaut, sodass eine Sägezahnwelle
VT, wie in einem Timing-Diagramm von 2 gezeigt,
durch einen Widerstand und einen extern angebrachten Kondensator
ausgegeben wird. Zuerst sei eine Beziehung zwischen den PNP- und
NPN-Transistoren Q1 und Q3 und
der Sägezahnwelle
VT erläutert,
wobei der PNP-Transistor Q1 und der NPN-Transistor
Q3 abgeschaltet werden, wenn sich die Spannung
der Sägezahnwelle
VT von dem Anstieg in die Abnahme ändert. Demgemäß wird begonnen,
den Strom 61 von der Leistungsquelle 9 zu der
induktiven Last L mit einer vorbestimmten Periode zu liefern.
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Andererseits
wird in dem Fall, in dem der angeschaltete Zustand des NPN-Transistors
Q3 gehalten wird, sodass der durch die induktive
Last L fließende
Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird, der
PNP-Transistor Q1 abgeschaltet, wenn die
Erfassungsspannung VS eine variable Bezugsspannung
VR überschreitet,
die die variable Bezugsspannungsschaltung 22 ausgibt. Daher
fließt der
in 7 gezeigte Kommutationsstrom 63 ,
sodass die in der induktiven Last L gespeicherte Energie konsumiert
wird.
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(4) Stationärer Betrieb
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Es
sei der Betrieb der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
ausführlich
erläutert,
wobei die Steuerschaltung 5 mit einer Bezugsspannungsschaltung 50,
einer Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51, einer
Schaltung zur Erfassung positiver Flanken 58, vier FFs
(Flipflops) 54 bis 57, zwei NORs mit drei Eingängen 52 und 53 und
Inverter 305 und 306 zusätzlich zu der oben erwähnten NAND-Schaltung 31 mit
drei Eingängen 31 usw.
bereitgestellt wird. Die durch den Oszillator 26 ausgegebene
Sägezahnwelle
VT wird in die Schaltung zur Erfassung negativer
Flanken 51 eingegeben. Die Schaltung zur Erfassung negativer
Flanken 51 gibt ein Signal aus, wie durch das Symbol V1 in 2 gezeigt
ist, das „HIGH" an dem ansteigenden
Abschnitt der Sägezahnwelle
VT und „LOW" an dem abfallenden Abschnitt davon
wird. Dieses Signal V1 wird in den Inverter 305 eingegeben. Der Inverter 305 gibt eine invertierte Version V2 des Signals V1 zu
den Rücksetzanschlüssen R der
FFs 54 und 55 aus.
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Jedes
der vier Flipflops (oder FFs 54 bis 57) umfasst
zwei Komparatoren 91 und 92, die jeweils zwei
NPN-Transistoren
und eine konstante Stromlast aufweisen, wie in 11 gezeigt
ist. Die Komparatoren 91 und 92 sind aufgebaut,
sodass ein Eingang und ein Ausgang quer verbunden sind. Die verbleibenden
Eingänge
sind ein Setzanschluss S und ein Rücksetzanschluss R. Der Ausgang
des Komparators 92 auf der Seite des Rücksetzanschlusses R wird ebenfalls
als ein Ausgangsanschluss Q nach außen herausgeführt. Bei
den FFs 54 bis 57 ist der Zustand des Ausgangsanschlusses
Q notwendigerweise „LOW" in einem Zustand,
in dem der Rücksetzanschluss „HIGH" ist (Rücksetzanschluss-Präferenz).
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Eine
Beziehung zwischen den Setz- und Rücksetzanschlüssen S und
R von jedem der FFs 54 bis 57 und deren Ausgangsanschluss
Q wird als eine Wahrheitstabelle durch die folgende Tabelle 1 gezeigt.
Es ist nicht notwendigerweise erforderlich, dass die FFs 54 bis 57 durch
bipolare Transistoren aufgebaut sein sollten. Sie können durch CMOS-Transistoren
aufgebaut sein, solange wie der Betrieb gemäß der Wahrheitstabelle erzielt
wird, wie in 12 gezeigt ist.
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Während einer
Zeit, wenn die Spannung der Sägezahnwelle
VT zunimmt, werden die Rücksetzanschlüsse R der
FFs 54 und 55 in „HIGH"-Zuständen gehalten, und folglich
werden deren Ausgangsanschlüsse
in „LOW"-Zuständen gehalten.
Da der Ausgangsanschluss Q des FF 54 mit der NAND-Schaltung
mit drei Eingängen 31 und
der UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 durch
den Inverter 303 verbunden ist,
wird „HIGH" in die NAND-Schaltung
mit drei Eingängen
und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 während der
Zeit eingegeben, wenn die Spannung der Sägezahnwelle VT zunimmt.
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Nun
wird, vorausgesetzt, dass der Ausgangsanschluss Q des FF 56 in
einem „HIGH"-Zustand gehalten
wird, das durch das FF 56 ausgegebene „HIGH"-Signal in die NORs mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben,
sodass die durch die NORs mit drei Eingängen 52 und 53 ausgegebenen
Signale auf „LOW" ungeachtet der Zustände der
verbleibenden Eingänge
gehalten werden.
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Da
das gehaltene „LOW" in den Setzanschluss
S des FF 54 eingegeben wird, wird dessen Ausgangsanschluss
Q in einem „LOW"-Zustand gehalten.
Demgemäß fährt der
Inverter 303 fort, „HIGH" an die NAND-Schaltung
mit drei Eingängen 31 und die
UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 auszugeben.
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Die
Auswahlleitung 20 nimmt einen „HIGH"-Zustand an. Die NAND-Schaltung mit
drei Eingängen 31 und
die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 bewirken
das Anschalten des PNP-Transistors
Q1 bzw. das Anschalten des NPN-Transistors Q3, wenn alle Eingangsanschlüsse der
NAND-Schaltung 31 und alle Eingangsanschlüsse der UND-Schaltung 33 „HIGH" sind. Daher bleibt
der NPN-Transistor Q3 angeschaltet. Der
PNP-Transistor Q1 wird angeschaltet, wenn
der Ausgang des Inverters 304 „HIGH" oder der Ausgangsanschluss
Q des FF 54 „LOW" ist, und wird abgeschaltet,
wenn der Ausgangsanschluss Q des FF 54 „HIGH" ist.
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Ein
Signal, das das FF 55 ausgibt und durch das Symbol V3 in 2 gezeigt
wird, wird in den Inverter 304 eingegeben.
Das Signal V2, das der Inverter 303 ausgibt, wird in den Rücksetzanschluss
R des FF 55 eingegeben. Demgemäß wird, wenn sich das durch
die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegebene
Signal V1 in „LOW" wechselt und somit das Signal V2 in „HIGH" wandelt, wird der
Rücksetzanschluss
R des FF 55 angehoben. Dadurch wandelt sich das durch das
FF 55 ausgegebene V3 in „LOW", sodass der Transistor
Q1 angeschaltet wird.
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Andererseits
wird der Ausgang VC des Komparators 24 in
den Setzanschluss S des FF 55 eingegeben. Ferner wird die
Erfassungsspannung VS in einen nicht invertierten
Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben. Die variable
Bezugsspannung VR, die die variable Bezugsspannungsschaltung 22 ausgibt,
wird ebenfalls in einen invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben.
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Der
Ausgang VC des Komparators 24 ist „LOW", wenn der durch
den Stromerfassungswiderstand RS fließende Versorgungsstrom 61 noch klein ist, sodass die Erfassungsspannung
VS unter der variablen Bezugsspannung VR ist. Wenn die Versorgungsspannung 61 ansteigt, sodass die Erfassungsspannung
VS die variable Bezugsspannung VR überschreitet,
wandelt sich der Ausgang VC des Komparators 24 in „HIGH". Demgemäß wird,
wenn die Erfassungsspannung VS die variable
Bezugsspannung VR überschreitet, der Setzanschluss
S des FF 55 angehoben, sodass sich die Ausgangsspannung
V3 in „HIGH" wandelt. Zu dieser
Zeit wird der PNP-Transistor Q1 abgeschaltet.
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Wenn
die Spannung der Sägezahnwelle
VT beginnt, nach dem Abschalten des PNP-Transistors Q1 abzunehmen, wandelt sich das durch den
Inverter 305 ausgegebene Signal
V2 in „HIGH", sodass der Rücksetzanschluss
R des FF 55 angehoben wird.
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Dadurch
wandelt sich das durch das FF 55 ausgegebene Signal V3 in „LOW", sodass der PNP-Transistor
Q1 erneut angeschaltet wird.
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Zu
dieser Zeit wird, da ein durch das Symbol 65 in 8 gezeigter
Stromstoß durch
den Stromerfassungswiderstand RS fließt, die
Erfassungsspannung VS, auf der ein impulsartiges
Rauschen VN überlagert ist, in den nicht
invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben.
In dem Fall, in dem das Rauschen VN größer als
die variable Bezugsspannung VR ist, wird
ein durch das Symbol VP in 2 gezeigter
Impuls von dem Komparator 24 ausgegeben.
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Die
Länge der
Trr der Freilaufdiode mit einer PN-Sperrschicht, die in einem Einchip-Leistungs-IC ausgebildet
ist, ist gleich etwa 0,1 bis 0,2 μs.
Während
der Trr führt
der PNP-Transistor Q1 einen aktiven Vorgang
durch. Daher wird während
des zeitlichen Ablaufs von Trr das Potential eines Endes des Streukondensators
C von einem Potential, das niedriger als das Massepotential ist,
durch den Spannungsabfall in Durchlassrichtung der Freilaufdiode
D3 bis zu der Leistungsquellenspannung der
Leistungsquelle 9 geändert.
Dadurch fließt
der Stromstoß 65 , bis Trr abläuft. Demgemäß ist die Breite des Rauschens
VN die gleiche wie die Länge von Trr, und die Breite
des Impulses VP überschreitet nicht die Breite des
Rauschens VN.
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Eine
Zeit von dem Anfang der Abnahme der Spannung der Sägezahnwelle
VT gefolgt durch das Anschalten des PNP-Transistors Q1, bis die Spannung der Sägezahnwelle VT beginnt,
erneut zuzunehmen, d.h. eine Zeitspanne, wenn das Signal V2 „HIGH" ist, wird eingestellt,
um die Breite von etwa 2 μs
aufzuweisen. Daher wird während
mindestens einer Zeit, wenn der Impuls VP von
dem Komparator 24 ausgegeben wird, der Rücksetzanschluss
R des FF 55 in seinem „HIGH"-Zustand
gehalten. Demgemäß bleibt,
sogar wenn der Impuls VP den Setzanschluss S
des FF 55 anhebt, die Ausgangsspannung V3 „LOW", und es gibt keine
Befürchtung,
dass der Stromstoß 65 das Abschalten des PNP-Transistors Q1 verursacht.
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Während der
Zeitspanne, wenn das Signal V2 „HIGH" ist, wird die durch
den Stromerfassungswiderstand RS ausgegebene Erfassungsspannung
VS somit ignoriert. Daher wird diese Zeitspanne
eine erste Austastzeitspanne B1 genannt.
Wenn die erste Austastzeitspanne B1 abläuft, wandelt
sich das in den Rücksetzanschluss
R des FF 55 eingegebene Signal V2 in „LOW", sodass sich das
FF 55 in einen Betriebszustand wandelt, wodurch das Abschalten
des PNP-Transistors Q1 ermöglicht wird.
Nach dem Wechsel in den Betriebszustand nimmt der von der Leistungsquelle 9 zu
der induktiven Last L gelieferte Strom 61 zu.
Wenn die Erfassungsspannung VS die variable
Bezugsspannung VR überschreitet, wandelt sich
der Ausgang VC des Komparators 24 in „HIGH". Daher wird der
Setzanschluss S des FF 55 angehoben, sodass der PNP-Transistor
Q1 abgeschaltet wird.
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Während des
oben erläuterten
Betriebs bleibt der NPN-Transistor
Q3 angeschaltet. Demgemäß veranlasst, wenn der PNP-Transistor
Q1 in den abgeschalteten Zustand platziert
wird, eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie den Fluss
eines Kommutationsstroms 63 in
einen Strompfad, wie in 7 gezeigt ist, der durch den
NPN-Transistor Q3 und die Freilaufdiode
D3 gebildet wird. Somit wird die Energie
langsam abgeschwächt,
während
sie als Wärme
durch den NPN-Transistor
Q3 und die Freilaufdiode D3 konsumiert
wird.
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Das
Vorhergehende entspricht dem Fall, in dem die variable Bezugsspannung
VR fest ist. Das durch das FF 55 ausgegebene
Signal V3 wandelt sich in „LOW" bei einer festen
Zeitspanne, um das Anschalten des PNP-Transistors Q1 zu
veranlassen, und der Komparator 24 veranlasst das Abschalten des
PNP-Transistors Q1 bei einer festen Zeitspanne. Daher wird
der Versorgungsstrom 61 , der von
der Leistungsquelle 9 und dem Kommutationsstrom 63 zum Freisetzen der gespeicherten Energie
geliefert wird, abwechselnd durch die induktive Last L fließen, sodass
ein dadurch gebildeter Schaltstrom auf einer festen Amplitude gehalten
wird.
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(5) Schaltstromabschwächungsbetrieb
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Als
nächstes
wird die Erläuterung
des Falls durchgeführt,
in dem die variable Bezugsspannung VR verringert
wird, um den durch die induktive Last L fließenden Schaltstrom zu verringern.
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Eine
Schaltung zum Erzeugen von Signalen zum Wechseln einer Bezugsspannung
wird außerhalb
der H-Brückensteuerschaltungs-Steuervorrichtung 2 bereitgestellt,
und Bezugsspannungswechselsignale I0 und
I1, die durch die Wechselsignalerzeugungsschaltung
ausgegeben werden, werden in die variable Bezugsspannungsschaltung 22 eingegeben.
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Jedes
der Bezugsspannungswechselsignale I0 und
I1 ist ein Signal, das zwei Werte von „HIGH" und „LOW" annimmt. Die variable
Bezugsspannungsschaltung 22 ist aufgebaut, sodass sie eine
variable Bezugsspannung VR mit vier Arten
von Magnituden ausgeben kann, die der Kombination der Werte der
Bezugsspannungswechselsignale I0 und I1 entsprechen.
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Die
Bezugsspannungswechselsignale I0 und I1 werden ebenfalls in die Spannungswechselerfassungsschaltung 23 eingegeben.
Wenn eines der Bezugsspannungswechselsignale I0 und
I1 von „LOW" in „HIGH" geändert
wird, sodass die variable Bezugsspannung VR von
der variablen Bezugsspannungsschaltung 22 verringert wird,
erfasst die Spannungswechselerfassungsschaltung 23 eine
positive Flanke, die die Änderung
von „LOW" in „HIGH" angibt, um einen
durch das Symbol V5 in 3 gezeigten
Impuls auszugeben. Dieser Impuls V5 wird
in den Rücksetzanschluss
R des FF 56 eingegeben, sodass ein von dem Ausgangsanschluss
Q des FF 56 ausgegebenes Signal V6 von „HIGH" in „LOW" geändert wird. Dieses
Signal V6 wird in die NOR mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben,
wodurch ein Betrieb zum Verringern des Schaltstrom gestartet wird.
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In
den NOR mit drei Eingängen 53 wird
das von dem FF 56 ausgegebene Signal V6 sowie
der Ausgang V8 des Komparators 59 und
das durch die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegebene
Signal V1 eingegeben. Der Komparator 59 ist
aufgebaut, sodass er einen invertierten Eingangsanschluss, in den
eine Bezugsspannung V'R eingegeben wird, die durch die Bezugsspannungssteuerschaltung 50 ausgegeben
wird, und einen nicht invertierten Eingangsanschluss, in den die
durch den Oszillator 26 ausgegebene Sägezahnwelle VT eingegeben
wird, aufweist, um die Bezugsspannung V'R und die Sägezahnwelle
VT zu vergleichen, und er stellt den Ausgang
V8 von „HIGH" während
einer Zeit bereit, wenn die Sägezahnwelle
VT die Bezugsspannung V'R überschreitet.
Da das Signal V6 „LOW" ist, wandelt sich ein durch den NOR
mit drei Eingängen 53 ausgegebenes
Signal V11 in „HIGH", wenn sich sowohl der Ausgang V8 als auch das Signal V1,
das durch Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegeben
wird, in „LOW" wandeln, wie in 4 gezeigt
ist.
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Andererseits
wird die Spannung V6, die durch FF 56 ausgegeben
wurde, sowie auch der Ausgang V8 des Komparators 56 und
ein Signal, das durch den Inverter 306 ausgegeben
wird, das den Ausgang VC des Komparators 24 invertiert,
in den NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben.
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Am
Anfang der Abnahme der variablen Bezugsspannung VR weist
ein durch die induktive Last L fließender Strom eine geringe Abnahme
auf, und somit ist die Erfassungsspannung groß. Daher ist der Ausgang VC des Komparators 24 „HIGH", sodass ein „LOW"-Signal von dem Inverter 306 in den NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben
wird.
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Das
Signal V6 ist ebenfalls „LOW". Demgemäß nimmt ein Ausgangssignal
des NOR mit drei Eingängen 52 „LOW" an, wenn der Ausgang
V8 des Komparators 59 „HIGH" ist, und nimmt „HIGH" an, wenn der Ausgang
V8 des Komparators 59 „LOW" ist. Die NOR-Schaltung
mit drei Eingängen 52 arbeitet nämlich als
ein Inverter für
den Komparator 59 auf eine derartige Art und Weise, dass
eine invertierte Version des Ausgangs V8 oder
ein durch das Symbol V9 in 3 gezeigtes
Signal an den Setzanschluss S des FF 54 und den Rücksetzanschluss
R des FF 57 ausgegebenen wird.
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In
den Rücksetzanschluss
R des FF 54 wird das Signal V2 in
einer Version des Ausgangs V1 der Schaltung
zur Erfassung negativer Flanken 51 eingegeben, der durch
den Inverter 305 invertiert wird.
Das FF 54 ist aufgebaut, sodass der Ausgangsanschluss Q
immer „LOW" in einem Zustand
ist, bei dem der Rücksetzanschluss
R „HIGH" ist. Daher nimmt,
wie durch das Symbol V10 in 3 gezeigt
ist, ein durch das FF 54 ausgegebenes Signal „LOW" lediglich während einer
Zeit an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle
VT abnimmt.
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Das
durch den NOR mit drei Eingängen 52 ausgegebene
Signal V9 und das durch den NOR mit drei
Eingängen 53 ausgegebene
Signal V11 sind miteinander synchron. Daher
ist, wenn der Setzanschluss S des FF 57 „HIGH" ist, der Rücksetzanschluss
R davon ebenfalls „HIGH", und somit wird
der Ausgangsanschluss Q des FF 57 auf „LOW" gehalten.
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Das
von dem FF 54 ausgegebene Signal V10 wird
an die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung
mit zwei Eingängen 33 angelegt,
nach dessen Inversion durch den Inverter 303 .
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Obwohl
das von dem FF 55 ausgegebene Signal V3 in
die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 nach
dessen Inversion durch den Inverter 304 eingegeben
wird, wird der Setzanschluss S des FF 55 in seinem „HIGH"-Zustand gehalten,
bis der durch die induktive Last L fließende Strom das Abnehmen beendet.
Zu dieser Zeit wird das Signal V2, das „HIGH" lediglich während der
Zeit annimmt, wenn die Spannung der Sägezahnwelle VT abnimmt,
in den Rücksetzanschluss
R des FF 59 eingegeben. Da eine Präferenz zu dem Eingang des Rücksetzanschlusses
R durchgeführt
wird, nimmt das durch das FF 55 ausgegebene Signal V3 „LOW" während der
Zeit an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle
VT abnimmt. Dieses Signal V3 wird
in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 nach dessen
Inversion durch den Inverter 30 eingegeben.
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Demgemäß sind lediglich
während
einer Zeit, wenn das Signal V3 und das Signal
Vl0 beide „LOW" sind, alle Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltung
mit drei Eingängen 31 „HIGH", sodass der PNP-Transistor
Q1 angeschaltet wird. Diese Zeit entspricht
der Zeitspanne, wenn die Spannung der Sägezahnwelle VT abnimmt.
Zu dieser Zeit sind die in die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 eingegebenen
Signale alle „HIGH". Daher wird der NPN-Transistor
Q3 ebenfalls angeschaltet, sodass ein Versorgungsstrom 61 von der Leistungsquelle 9 zu
der induktiven Last L geliefert wird. Dadurch fließt ein Strom
durch den Stromerfassungswiderstand RS, um
eine Erfassungsspannung VS zu erzeugen.
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Diese
Erfassungsspannung VS und die variable Bezugsspannung
VR werden durch den Komparator 24 verglichen,
und die Ausgabe VC als das Ergebnis des
Vergleichs wird in den NOR mit drei Eingängen 52 durch den
Inverter 306 eingegeben. Wenn die
Spannung der Sägezahnwelle
VT beginnt abzunehmen, d.h., in der Zeitspanne
von Trr von einem Zeitpunkt, wenn der PNP-Transistor Q1 und
der NPN-Transistor Q3 angeschaltet sind,
werden Durchgangsströme 68 und 69 ,
wie in 10 gezeigt, durch die Freilaufdioden
D1 und D3 fließen. Da
der Strom 68 der Durchgangsströme 68 und 69 durch
den Stromerfassungswiderstand RS fließt, werden
Geräusche
auf die Erfassungsspannung VS überlagert.
Insbesondere werden, wenn derartige Geräusche erzeugt werden, wenn
der durch die induktive Last L fließende Strom ausreichend klein
wird, sodass die Erfassungsspannung VS unter
der variablen Bezugsspannung VR ist, die
Geräusche
den Schaltungsbetrieb instabil machen.
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Bei
der H-Brückensteuerschaltung 2 wird
sogar in dem Fall, in dem derartige Geräusche auf die Erfassungsspannung
VS überlagert
werden, wenn die Leistungsquellen-Regeneration durchgeführt wird, „HIGH" in den NOR mit drei
Eingängen 52 eingegeben,
bis die Sägezahnwelle
VT unter die variable Bezugsspannung VR fällt.
Eine Zeitspanne, bis die Spannung der Sägezahnwelle VT unter
die variable Bezugsspannung VR fällt, nachdem
die Spannung der Sägezahnwelle
VT beginnt abzunehmen, wird eine zweite
Austastzeitspanne B2 genannt. Während der
zweiten Austastzeitspanne B2 wird „HIGH" in einen Eingangsanschluss
des NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben,
und somit wird der Ausgangsanschluss Q von FF 54 oder FF 57 in
seinem „LOW"-Zustand gehalten,
sogar wenn die überlagerten
Geräusche
in die anderen Eingangsanschlüsse des
NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben
werden. Demgemäß gibt es,
sogar wenn die Geräusche
erzeugt werden, keine Befürchtung,
dass die FF 54 und 57 fehlerhafte Vorgänge ausführen.
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Wie
zuvor erwähnt,
nimmt der Ausgang des Inverters 303 „HIGH" nur während der
Zeitspanne an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle VT abnimmt. Daher
ist in einer Zeitspanne, wenn die Spannung der Sägezahnwelle VT zunimmt,
d.h. in einer Zeitspanne, wenn das Signal V10 „HIGH" ist, der Ausgang des
Inverters 303 „LOW", und somit werden der PNP-Transistor
Q1 und der NPN-Transistor Q3 beide angeschaltet.
Zur Zeit der Änderung
von dem Anschalten in das Abschalten wird eine gegenelektromotorische
Kraft durch eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie erzeugt,
sodass ein regenerativer Strom 67 in einem Pfad fließt, der
die induktive Last L, die Freilaufdiode D2,
die Leistungsquelle 9 und die Freilaufdiode D3 umfasst,
wie in 9 gezeigt ist. Da dieser regenerative Strom 67 einen in der Leistungsquelle 9 aufgenommenen
Ausgangskondensator lädt,
bewegt sich die von der induktiven Last L freigesetzte Energie zu
der Leistungsquelle hin.
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Eine
Zeit, wenn die in der induktiven Last L gespeicherte Energie durch
den regenerativen Strom 67 freigesetzt
wird, ist kürzer
als die in dem Fall, in dem die in der induktiven Last L gespeicherte
Energie den Fluss des Kommutationsstroms 63 veranlasst,
sodass er als Wärme
durch den NPN-Transistor Q3, die Freilaufdiode
D3 und den Stromerfassungswiderstand RS konsumiert wird. Somit wird der Strom schnell
abgeschwächt.
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Der
regenerative Strom 67 läuft nicht
durch den Stromerfassungswiderstand RS.
Daher ist, wenn der regenerative Strom 67 fließt, der
nicht invertierte Anschluss der Komparators 24 mit dem
Massepotential durch den Stromerfassungswiderstand RS verbunden,
sodass der Ausgang VC des Komparators 24 „LOW" annimmt. Da der
Ausgang VC in den NOR mit drei Eingängen 52 durch
den Inverter 306 ausgegeben wird,
nimmt der Ausgang V9 des NOR mit drei Eingängen 52 „LOW" an, wenn der regenerative Strom 67 fließt. Demgemäß gibt es
keine Befürchtung,
dass der Setzanschluss S des FF 54 angehoben oder das FF 57 zurückgesetzt
wird.
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(6) Rückkehr zum stationären Betrieb
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Als
nächstes
wird eine Erläuterung
eines Betriebs zum Erfassen der Absenkung der Erfassungsspannung
VR auf einen Wert unter die variable Bezugsspannung
VR durchgeführt, die sich aus der Abschwächung des
durch die induktive Last L fließenden
Stroms ergibt.
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Während einer
Zeit, wenn der durch die induktive Last L fließende Strom abgeschwächt wird, wird
das durch das FF 56 ausgegebene Signal V6, das
durch die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegebene
Signal V1 und das durch den Komparator 59 ausgegebene
Signal V8 in den NOR mit drei Eingängen 53 eingegeben,
wobei jedoch das Signal V6 keinen Einfluss
auf den Ausgang des NOR mit drei Eingängen 53 ausübt, da das
Signal V6 „LOW" bleibt, wenn die Erfassungsspannung VS größer als
die variable Bezugsspannung VR ist. Demgemäß nimmt
das durch den NOR mit drei Eingängen 53 ausgegebene
Signal V11 „LOW" an, wenn das Signal V8 und/oder
das Signal V1 „HIGH" ist, und nimmt nur „HIGH" an, wenn das Signal V8 und
das Signal V1 „LOW" sind, wie in 4 gezeigt
ist.
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Das
Signal V1 nimmt nämlich „HIGH" an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle
VT abgesenkt wird und wenn die Spannung
der Sägezahnwelle
VT unter der Bezugsspannung V'R ist.
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Obwohl
das Signal V11 in den Setzanschluss S des
FF 57 eingegeben wird, nimmt das in den Rücksetzanschluss
R des FF 57 eingegebene Signal V9 „HIGH" mit dem gleichen
Timing wie das Signal V11 während einer
Zeit an, wenn der Inverter 305 fortfährt, „LOW" auszugeben. Daher
bleibt der Ausgangsanschluss Q des FF 57 auf „LOW".
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Von
einem derartigen Zustand nimmt ein durch die induktive Last L fließender Strom
IL ab, wie in 5 gezeigt
ist. Wenn die zur Zeit des Anschaltens des PNP-Transistors Q1 und
des NPN-Transistors Q3 erzeugte Erfassungsspannung
VS kleiner als die variable Bezugsspannung
VR wird (oder zu einem Zeitpunkt, der durch
das Symbol U angegeben wird), wandelt sich der Ausgang VC des Komparators 24 in „LOW", sodass ein „HIGH"-Signal von dem Inverter 306 zu dem NOR mit drei Eingängen 52 ausgegeben wird.
Dadurch ändert sich
das von dem NOR mit drei Eingängen 52 ausgegebene
Signal V9 in „LOW", sodass sich der Rücksetzanschluss R des FF 57 in „LOW" ändert.
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Obwohl
das Signal V11 in den Setzanschluss S des
FF 57 eingegeben wird, ist das Signal V11 zu dieser
Zeit „HIGH". Daher ändert sich
der Ausgangsanschluss Q des FF 57 in „HIGH". Dadurch erfasst die Schaltung zur
Erfassung positiver Flanken 58 eine positive Flanke, die
die Änderung
von „LOW" in „HIGH" angibt, um einen
Impuls eines „HIGH"-Signals an den Setzanschluss
S des FF 56 auszugeben.
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Daraufhin ändert sich
der Ausgangsanschluss Q des FF 56 von „LOW" in „HIGH", der seinerseits in die NAND-Schaltung
mit drei Eingängen der
Schaltungen 52 und 53 eingegeben wird. Demgemäß ändern sich
beide Ausgänge
V9 und V11 der NAND-Schaltung mit drei
Eingängen 52 und 53 in „LOW". Danach wird „LOW" ungeachtet der Zustände der
anderen Eingangsanschlüsse
der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 54 und 57 ausgegeben.
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Demgemäß bleibt
der Ausgangsanschluss Q des Ff 56 „HIGH", sodass der Setzanschluss S des FF 54 und
der Rücksetzanschluss
R des FF 57 in ihren „LOW"-Zuständen fest
sind. Daher bleibt der NPN-Transistor Q3 in
dem angeschalteten Zustand, wie zuvor erwähnt, sodass der durch die induktive Last
L fließende
Schaltstrom auf einen festen Pegel durch das An-/Abschalten des
PNP-Transistors Q1 gehalten wird. In diesem
Fall wird eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie durch
einen in 7 gezeigten Kommutationsstrom 63 konsumiert.
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(Weitere Ausführungsformen)
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Obwohl
die vorhergehende Erläuterungen für den Fall
der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
einer Leistungs-IC-Struktur
mit bipolaren Transistoren als Halbleiterschaltelemente durchgeführt wurde,
ist die Erfindung nicht auf die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung der
IC-Struktur begrenzt. Ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung
zum Ansteuern einer H-Brückenschaltung
mit MOS-Transistoren sind ebenfalls in der Erfindung enthalten.
Ferner ist die Freilaufdiode nicht auf die PN-Sperrschichtdiode
begrenzt. Jede Freilaufdiode, um den Fluss eines Stromstoßes für den Streukondensator der
induktiven Last L zu veranlassen, kann vielfach enthalten sein.
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Gemäß dem ersten
Aspekt der Erfindung ist ein Filter zur Rauschbeseitigung nicht
erforderlich, wodurch die Kosten verringert werden.
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Gemäß dem zweiten
Aspekt der Erfindung ist es möglich
zu erfassen, wenn ein durch eine induktive Last fließender Schaltstrom
verringert wird, ob der Schaltstrom auf eine gewünschte Amplitude herunter verringert
wird oder nicht. Demgemäß gibt es
keine Befürchtung,
dass der durch die induktive Last fließende Strom zu klein wird oder
der Transfer in einen stationären
Betrieb veranlasst wird, während der
Strom groß ist.
Es ist ebenfalls nicht erforderlich, dass eine Zeitspanne, um den
Fluss eines regenerativen Stroms zu veranlassen, erneut für jede Art
von Schrittmotoren eingestellt werden sollte.