DE69736363T2

DE69736363T2 - Verfahren zur Speisung einer induktiven Last- und Steuereinrichtung für eine H-Brückenschaltung

Info

Publication number: DE69736363T2
Application number: DE69736363T
Authority: DE
Inventors: Kenji Horiguchi; Tomoaki Nishi; Shin Nakajima
Original assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Shindengen Electric Manufacturing Co Ltd
Priority date: 1996-05-02
Filing date: 1997-05-02
Publication date: 2007-07-12
Anticipated expiration: 2017-05-03
Also published as: EP0805555A3; DE69730374T2; DE69736363D1; JPH09298455A; US5952856A; EP0805555A2; EP0805555B1; DE69730374D1; EP1324493A3; EP1324493B1; JP3665419B2; EP1324493A2

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Gebiet der Erfindung
Die Erfindung bezieht sich auf eine Technik, um den Fluss eines Schaltstroms zu einer induktiven Last durch Verwenden von Halbleiterschaltelementen zu bewirken, und insbesondere auf ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung, bei der eine H-Brücke durch Halbleiterschalterschaltungen und eine induktive Last gebildet wird, sodass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom gesteuert wird.
Beschreibung des Stands der Technik
Im Allgemeinen umfasst ein Schrittmotor einen Rotor mit einem Rotationsbewegungs-Magneten, um den eine Mehrzahl von aus Elektromagneten zusammengesetzte Treiberspulen angeordnet sind. Bei dem Schrittmotor kann die Position und die Drehgeschwindigkeit des Rotors in der Art und Weise einer offenen Schleife durch Auswählen einer der Treiberspulen gesteuert werden, sodass ein Strom mit einer vorbestimmten Amplitude impulsartig durch die ausgewählte Treiberspule fließt. Daher wurden die Schrittmotoren vielfach als die geeigneten Motoren verwendet.
Als Verfahren zum Ansteuern eines derartigen Schrittmotors werden vielfach ein unipolares Ansteuerverfahren, bei dem ein Strom in einer festen Richtung fließt, und ein bipolares Ansteuersystem, bei dem ein Strom in sowohl den Vorwärts- als auch Umkehrrichtungen fließen kann, verwendet.
Bei jedem der beiden Treibersysteme wird der Betrag der Rotation (oder des Schrittwinkels), der eine wesentliche Eigenschaften des Schrittmotors ist, durch die Anzahl von angeordneten Treiberspulen bestimmt. In den letzten Jahren wurde jedoch eine Mikroschritt-Ansteuerung benutzt, bei der, um die Unterdrückung der Schwingung zur Zeit der Drehung oder die genaue Steuerung des Drehwinkels durchzuführen, ein durch die Treiberspule fließender konstanter Strom schrittweise geändert wird, wie in 13A gezeigt ist, sodass der Rotor vorübergehend bei einem Winkel angehalten wird, der kleiner als der grundlegende Schrittwinkel ist.
In dem Fall, in dem eine Mikroschritt-Ansteuerung durchgeführt wird, wird ein Stromerfassungswiderstand in eine H-Brückenschaltung eingefügt, sodass die Amplitude eines von einer Leistungsquelle zu einem Schrittmotor gelieferten Stroms als eine Erfassungsspannung erfasst wird, die der stromerfassende Widerstand ausgibt. Die Erfassungsspannung wird mit einer vorbestimmten Bezugsspannung verglichen, um das An/Abschalten von Halbleiterschaltelementen zu veranlassen, sodass ein Schaltstrom 102 mit einer festen Amplitude, wie in 13B gezeigt ist, durch eine Treiberspule fließt, wodurch der Rotor an einem Winkel angehalten wird, der feiner als der grundlegende Schrittwinkel ist.
Ferner werden beispielsweise in dem Fall, in dem die Amplitude des durch die Treiberspule fließenden Schaltstroms von einem Strom I₂ in einen Strom I₃, der kleiner als der Strom I₂ ist, geändert werden soll, alle Halbleiterschaltelemente abgeschaltet, um den Fluss eines regenerativen Stroms zu veranlassen. Dadurch wird eine in der Treiberspule gespeicherte Energie zu der Leistungsquelle transferiert, sodass der durch die Treiberspule fließende Strom schnell verringert wird, wie durch einen durch die Bezugsziffer 103 angegebenen, nach links abnehmenden Signalverlauf gezeigt wird.
Um zu verhindern, dass eine negative Spannung in eine Treiberschaltung für die H-Brückenschaltung eingegeben wird, ist es üblich, dass der in die H-Brückenschaltung eingefügte Stromerfassungswiderstand geschaltet wird, sodass ein regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführter Strom nicht durch diese fließt. Demgemäß ist es nicht möglich, den durch die Treiberspule fließenden Strom während einer Zeit zu erfassen, wenn der Schaltstrom durch die Leistungsquellen-Regeneration verringert wird.
Daher fließt beim Stand der Technik der regenerative Strom lediglich während einer geschätzten Zeit T, bis der Schaltstrom einen vorbestimmten Wert erreicht. In diesem Fall kann der durch den Schrittmotor fließende Strom auf einen kleineren Wert als erforderlich abnehmen, wie beispielsweise durch eine durch die Bezugsziffer 104 angegebene Strommenge gezeigt wird. Andernfalls kann, bevor der zu dem Schrittmotor fließende Strom auf eine gewünschte Strommenge abnimmt, der Übergang in einen stationären Betrieb zum Fließen eines vorbestimmten Schrittstroms veranlasst werden, sodass ein Strom zu der Treiberspule geliefert wird. Dies wird eine Schwingung des Schrittmotors verursachen. In dem Fall, in dem die Leistungsquellen-Regeneration basierend auf einer derartigen Zeiteinstellung durchgeführt wird, ist es jedoch ebenfalls erforderlich, dass eine passende Zeit für jeden Schrittmotor bestimmt wird, um eine Zeit für die Leistungsquellen-Regeneration neu einzustellen, da sich der Wert der Induktivität und der Wert des äquivalenten Widerstands jedes Mal ändert, wenn die Art des Schrittmotors geändert wird. Dies ist mühsam. Eine Lösung eines derartigen Problems wurde gewünscht.
Ferner ist es notwendig, wenn die in der Treiberspule gespeicherte Energie freizusetzen ist, den Fluss eines Stroms durch eine Schwungrad- bzw. Freilaufdiode zu veranlassen. Die Freilaufdiode, die in einem Leistungs-IC aufgenommen werden kann, die in den letzten Jahren üblich wurde, ist eine PN-Diode und weist eine lange Sperrverzögerungszeit (Trr) auf. Als Ergebnis wird, wenn die Treiberspule mit der Leistungsquelle nach Abschluss einer Zeitspanne zum Freisetzen der in der Treiberspule gespeicherten Energie verbunden wird, sodass ein Strom zu der Treiberspule geliefert wird, ein umgekehrter Durchgangsstrom zu der Freilaufdiode fließen, durch die ein Vorwärtsstrom geflossen ist.
Ebenfalls wird sich, wenn eines der Halbleiterelemente an-/abgeschaltet wird, wenn eines der anderen Halbleiterelemente in einem angeschalteten Zustand verblieben ist, damit der durch die Treiberdiode fließende Schaltstrom auf einer festen Amplitude gehalten wird, das Potential von einem Ende der Treiberspule in einem großen Ausmaß ändern. Da ein Streukondensator, der äquivalent parallel mit einer Induktivitätskomponente der Treiberspule verbunden ist, bei dem Schrittmotor existiert, wird eine derartige große Änderung des Potentials eines Endes der Treiberspule einen Stromstoß zum Laden des Streukondensators verursachen.
In dem Fall, in dem ein derartiger Durchgangsstrom oder Stromstoß durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wird ein großer Strom erfasst werden, der nicht durch die Induktivitätskomponente der Treiberspule fließt. Als Ergebnis gibt es ein Problem, dass das Leistungs-IC einen fehlerhaften Betrieb ausführt.
Beim Stand der Technik wird eine Gegenmaßnahme, wie beispielsweise die Bereitstellung eines Filters zur Rauschbeseitigung für den Stromerfassungswiderstand getroffen, um einen derartigen fehlerhaften Betrieb zu verhindern. Es gibt jedoch ein Problem, dass die Kosten sehr hoch werden. Daher wurde eine Lösung für dieses Problem gewünscht.
Die WO-A-95/05704 offenbart eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung und ein entsprechendes induktives Lasttreiberverfahren, wie sie in den Oberbegriffen von sowohl Anspruch 1 als auch 2 festgelegt sind.
Die DE 37 18 309 offenbart Einzelheiten einer entsprechenden H-Brückenschaltung mit Freilaufdioden, die umgekehrt parallel mit Halbleiterschaltelementen verbunden sind.
Die DE 37 18 309 offenbart eine weitere Schaltungsanordnung zum Ansteuern von Halbleiterschaltern, bei der Freilaufdioden parallel mit jeweiligen Halbleiterschalterelementen verbunden sind.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Eine Aufgabe der Erfindung, die für die oben erwähnten Unzwecksmäßigkeiten des Standes der Technik durchgeführt wurde, besteht darin, ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung bereitzustellen, bei denen ein Filter zur Rauschbeseitigung nicht erforderlich ist.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung bereitzustellen, bei denen, wenn ein durch eine induktive Last fließender Schaltstrom verringert wird, die Abnahme des Schaltstroms herunter auf eine gewünschte Amplitude erfasst werden kann.
Die obige Aufgabe wird durch eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung und ein entsprechendes induktives Lasttreiberverfahren gemäß Anspruch 2 bzw. 1 erreicht. Der abhängige Anspruch ist auf einen weiteren alternativen Aspekt der Erfindung gerichtet.
Erfindungsgemäß wird bei einer H-Brückenschaltung, die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last in sowohl den Vorwärts- als auch Umkehrrichtungen durch vier Halbleiterschaltelemente bzw. Freilaufdioden zu bewirken, die jeweils umgekehrt parallel mit den Halbleiterschaltelementen verbunden sind, ein Stromerfassungswiderstand eingefügt, so dass ein Strom, der von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last geliefert wird, durch den Stromerfassungswiderstand fließt. Eine Erfassungsspannung, die durch den Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens von zwei der Halbleiterschaltelemente ausgegeben wird, wird mit einer vorbestimmten Bezugsspannung verglichen. Wenn die Erfassungsspannung größer als die vorbestimmte Bezugsspannung ist, wird das Anschalten des/der Halbleiterschaltelements(e) abgeschaltet. Dadurch wird eine in der induktiven Last gespeicherte Energie durch die Freilaufdiode(n) freigesetzt, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf eine vorbestimmte Amplitude gehalten werden kann.
Direkt nachdem die zwei Halbleiterschaltelemente angeschaltet sind, werden die Freilaufdioden von Durchlassvorspannungszuständen in Sperrspannungszuständen geändert. Zu dieser Zeit wird die Diodenkennlinie der Freilaufdiode nur der während Trr (Sperrverzögerungszeit) dieser Diode verloren gehen, sodass ein Durchgangsstrom fließt.
Wenn der Durchgangsstrom durch den Stromerfassungswiderstand fließt, wird die Erfassungsspannung die Bezugsspannung überschreiten, trotzdem ein kleiner Strom durch die induktive Last fließt. Daher wird nach dem Anschalten der beiden Halbleiterschaltelemente die Erfassungsspannung während eines vorbestimmten Austastintervalls ignoriert, sodass ein durch den Durchgangsstrom verursachter fehlerhafter Betrieb nicht verursacht wird. Daher wird eine Notwendigkeit beseitigt, ein Filter zur Rauschbeseitigung bereitzustellen.
In diesem Fall wird, wenn das Anschalten von lediglich einem der Halbleiterschaltelemente abgeschaltet wird, sodass der durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf der vorbestimmten Amplitude gehalten wird, wird ein Strompfad zum Freisetzen einer in der induktiven Last gespeicherten Energie durch ein Halbleiterschaltelement und einer der Freilaufdioden gebildet, sodass die in der induktiven Last gespeicherte Energie durch eine Vorwärtssättigungsspannung des Halbleiterschaltelements und einen Spannungsabfall in Durchlassrichtung der Freilaufdiode konsumiert wird. Als Ergebnis wird der durch die induktive Last fließende Strom sanft abgeschwächt, wodurch es möglich gemacht wird, die Variationen des Schaltstroms zu verringern.
Bei einer H-Brückenschaltung, die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last in sowohl der Vorwärts- als auch Umkehrrichtung durch vier Halbleiterschaltelemente und Freilaufdioden zu bewirken, die jeweils umgekehrt parallel mit den Halbleiterschaltelementen verbunden sind, wird ebenfalls ein Stromerfassungswiderstand eingefügt, so dass ein Strom, der von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last geliefert wird, durch den Stromerfassungswiderstand fließt, und ein Strom, der regenerativ von der induktiven Last zu der Leistungsquelle zurückgeführt wird, nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt. Eine Erfassungsspannung, die durch den Stromerfassungswiderstand zur Zeit des Anschaltens der beiden Halbleiterschaltelemente ausgegeben wird, wird mit einer vorbestimmten Bezugsspannung verglichen, um das Anschalten des/der Halbleiterschaltelements abzuschalten, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird. In dem Fall, in dem der zu haltende Schaltstrom verringert wird, die Bezugsspannung verringert wird, um alle vier Halbleiterschaltelemente abzuschalten. Als Ergebnis wird eine in der induktiven Last gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführt, wodurch es möglich gemacht wird, die Amplitude des Schaltstroms schnell zu verringern.
Zu dieser Zeit ist es nicht möglich, da ein Strom, der regenerativ von der induktiven Last zu der Leistungsquelle zurückgeführt wird, nicht durch den Stromerfassungswiderstand fließt, die Amplitude eines Stroms zu kennen, der durch die induktive Last fließt. Daher werden zwei der Halbleiterschaltelemente zu einer bestimmten Zeit angeschaltet, sodass ein Strom durch den Spannungserfassungswiderstand fließt, um eine Erfassungsspannung zu erzeugen. Durch Vergleichen der erzeugten Erfassungsspannung und der verringerten Bezugsspannung wird es möglich, zu beurteilen, ob der durch die induktive Last fließende Strom auf einen gewünschten Wert herunter verringert wird oder nicht.
In diesem Fall wird ebenfalls, da die Diodenkennlinie der Freilaufdiode, durch die der regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführte Strom geflossen ist, während der Trr (Sperrverzögerungszeit) dieser Diode verloren geht, wird die Erfassungsspannung während einer vorbestimmten Austastzeit nach dem Anschalten der beiden Halbleiterschaltelemente ignoriert. Als Ergebnis gibt es keine Befürchtung, dass aufgrund von Lärm, der durch einen Durchgangsstrom verursacht wird, die Erfassungsspannung größer als ein Wert wird, der aus einem Strom resultiert, der tatsächlich durch die induktive Last fließt, sodass der durch die induktive Last fließende Strom zu klein wird.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Beispiel einer erfindungsgemäßen H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung;
2 ist ein Timing-Diagramm zum Erläutern eines stationären Betriebs der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung;
3 ist ein Timing-Diagramm zum Erläutern eines Betriebs, wenn eine variable Bezugsspannung geändert wird;
4 ist ein Timing-Diagramm zum Erläutern eines Betriebs, wenn eine Leistungsquellenregeneration ausgeführt wird;
5 ist ein Timing-Diagramm zum Erläutern des Situation einer Stromabnahme, wenn die Leistungsquellenregeneration durchgeführt wird;
6 ist ein Blockdiagramm zum Erläutern des Pfads eines Stroms, der von einer Leistungsquelle zu einer induktiven Last geliefert wird;
7 ist ein Diagramm, das den Strompfad eines Kommutationsstroms zeigt, der in dem Fall fließt, in dem eine in der induktiven Last gespeicherte Energie als Wärme freigesetzt wird;
8 ist ein Diagramm, das einen Strompfad zeigt, in dem ein Durchgangsstrom fließt;
9 ist ein Diagramm, das einen Strompfad in dem Fall zeigt, in dem eine in der induktiven Last gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführt wird;
10 ist ein Diagramm, das den Pfad eines Durchgangsstroms zeigt, wenn die Leistungsquellenregeneration ausgeführt wird;
11 ist ein Schaltbild zum Erläutern des Aufbaus eines Flipflops, das bei der erfindungsgemäßen H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung verwendet wird;
12 zeigt eine Wahrheitstabelle von FF54 bis FF57;
13A ist eine graphische Darstellung zum Erläutern eines Stroms, der in dem Fall fließt, in dem ein Schrittmotor Mikroschritt-betätigt wird, und 13B ist eine graphische Darstellung zum Erläutern eines Stromsteuerverfahrens für eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung gemäß dem Stand der Technik.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM
Ausführungsformen einer Vorrichtung der Erfindung werden zusammen mit einem Verfahren der Erfindung durch Verwenden der Zeichnungen beschrieben.
(1) Überblick des Ganzen
In 6 bezeichnet die Bezugsziffer 3 eine Schrittmotorsteuervorrichtung, die eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung und eine H-Brückenschaltung 4 aufweist.
Die H-Brückenschaltung 4 umfasst die H-Brückenverbindung von PNP-Transistoren Q₁ und Q₂ mit Freilaufdioden D₁ und D₂, die jeweils umgekehrt parallel damit verbunden sind, NPN-Transistoren Q₃ und Q₄ mit Freilaufdioden D₄ und D₃, die umgekehrt parallel damit verbunden sind, und eine induktive Last (oder Treiberspule) L. Die Basisanschlüsse der Transistoren Q₁ bis Q₄ sind mit der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 verbunden. Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 ist aufgebaut, um das Anschalten irgendeines Transistors von einem Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ und einem Satzes aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ zu veranlassen, sodass veranlasst wird, dass ein Strom von einer Leistungsquelle zu der induktiven Last L entweder in einer Vorwärtsrichtung oder einer Umkehrrichtung fließt, und sie ist aufgebaut, um das Abschalten des Transistors zu veranlassen, der in diesem Zustand angeschaltet wurde, sodass eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie veranlasst, dass ein Strom durch die Freilaufdioden D₁ bis D₄ fließt.
Die Transistoren Q₁ bis Q₄, die Freilaufdioden D₁ bis D₄ und die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 sind auf dem gleichen Chip ausgebildet, wodurch eine Einchip-Leistungs-IC-Struktur bereitgestellt wird.
Ein Stromerfassungswiderstand R_S, der durch diskrete Teile aufgebaut ist, ist zwischen den untereinander verbundenen Emitteranschlüssen der NPN-Transistoren Q₃ und Q₄ und den untereinander verbundenen Kathodenanschlüssen der Freilaufdioden D₃ und D₄ verbunden. Die Kathodenanschlüsse der Freilaufdioden D₃ und D₄ sind mit einem Massepotential verbunden. Entweder ein Versorgungsstrom 6₁ , der von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L durch das Anschalten des Satzes aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ geliefert wurde, oder ein Versorgungsstrom 6₂ , der von der Leistungsquelle 9 durch das Anschalten des Satzes aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₉ geliefert wurde, fließt von dem Stromerfassungswiderstand R_S zu dem Massepotential, sodass eine Erfassungsspannung V_S mit einem Wert, der der Amplitude des Versorgungsstroms 6₁ oder 6₂ entspricht, von einem Ende des Stromerfassungswiderstands R_S ausgegeben und dann in die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 eingegeben wird.
(2) Überblick des internen Blockdiagramms
Das interne Blockdiagramm der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 wird in 1 gezeigt.
Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 umfasst eine Steuerschaltung 5. Die Steuerschaltung 5 weist zwei NAND- Schaltungen mit drei Eingängen 32 und 31, zwei UND-Schaltungen mit zwei Eingängen 33 und 34 und Inverter 30₁ und 30₂ auf.
Die Ausgangsanschlüsse der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 31 und 32 sind mit den Basisanschlüssen der PNP-Transistoren Q₁ bzw. Q₂ verbunden. Die Ausgangsanschlüsse der UND-Schaltungen mit zwei Eingängen 33 und 34 sind mit den Basisanschlüssen der NPN-Transistoren Q₃ bzw. Q₄ verbunden.
Eine Transistorauswahlleitung 20, die von außen eingeführt wird, ist mit einem der Eingangsanschlüsse von jeder der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und der UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 verbunden. Die Transistorauswahlleitung 20 ist ebenfalls mit einem der Eingangsanschlüsse von jeder der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 32 und der UND-Schaltung mit zwei Eingängen 34 durch die Inverter 30₁ oder 30₂ verbunden.
Wenn ein von der Auswahlleitung 20 eingegebenes Signal „HIGH" ist, wird dem Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ erlaubt, anzuschalten, wobei jedoch der Satz aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ nicht erlaubt wird, anzuschalten. Wenn das Signal „LOW" ist, wird dem Satz aus PNP-Transistor Q₂ und NPN-Transistor Q₄ erlaubt, anzuschalten, wobei jedoch dem Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₂ nicht erlaubt wird, anzuschalten. Demgemäß wird lediglich einem der beiden Sätze erlaubt, anzuschalten, sodass die Leistungsquelle 9 nicht kurzgeschlossen wird. Im Folgenden sei angenommen, dass die Transistor-Auswahlleitung 20 „HIGH" ist und lediglich dem Satz aus PNP-Transistor Q₁ und NPN-Transistor Q₃ erlaubt wird, anzuschalten.
Inverter 30₃ und 30₄ werden in der Steuerschaltung 5 bereitgestellt. Ein Ausgangsanschluss des Inverters 30₃ ist mit einem Eingangsanschluss von jeder der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 31 und 32 und der UND-Schaltungen mit zwei Eingängen 33 und 34 verbunden. Ein Ausgangsanschluss des Inverters 30₄ ist mit dem verbleibenden Eingangsanschluss jeder der NAND-Schaltungen mit drei Eingängen 31 und 32 verbunden. Demgemäß werden, wenn die Ausgänge der Inverter 30₃ und 30₄ beide „HIGH" sind, der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ beide angeschaltet, sodass ein Versorgungsstrom 6₁ von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L geliefert wird. Wenn der Ausgang des Inverters 30₃ „LOW" ist, werden der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ beide ungeachtet des Ausgangs des Inverters 30₄ abgeschaltet. Wenn der Ausgang des Inverters 30₃ „HIGH" und der Ausgang des Inverters 30₄ „LOW" ist, wird der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet und der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet.
(3) Überblick des Betriebs
Nun wird, vorausgesetzt, dass die Ausgänge der Inverter 30₃ und 30₄ beide „HIGH" sind und folglich der Versorgungsstrom durch die induktive Last L fließt, eine durch das Symbol V_S in 2 angegebene Erfassungsspannung über den Erfassungswiderstand R_S erzeugt.
Wenn sich der Ausgang des Inverters 30₃ in „LOW" von einem derartigen Zustand wandelt, wird der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet, sodass eine gegenelektromotorische Kraft, die über die gegenüberliegenden Enden der induktiven Last erzeugt wird, den Fluss eines Kommutationsstroms 6₃ in einem Strompfad veranlassen wird, der durch den NPN-Transistor Q₃, den Stromerfassungswiderstand R_S und der Freilaufdiode D₃ gebildet wird, wie in 7 gezeigt ist. Dadurch wird eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie als Wärme konsumiert.
Wenn der Ausgang des Inverters 30₃ erneut von dem Zustand, in dem der Kommutationsstrom 6₃ fließt, in „HIGH" geändert wird, wird der PNP-Transistor Q₁ angeschaltet, sodass der Versorgungsstrom 6₁ erneut von der Leistungsquelle zu der induktiven Last L entlang des in 6 gezeigten Strompfads geliefert wird.
Zu dieser Zeit weist die Freilaufdiode D₃ eine plötzliche Änderung von einem Durchlassvorspannungszustand in einen Sperrvorspannungszustand auf. Daher geht die Diodenkennlinie der Freilaufdiode D₃ lediglich während einer Sperrverzögerungszeit Trr der PN-Sperrschichtdiode verloren. Als Ergebnis fließt ein Teil eines durch den PNP-Transistor Q₁ geflossenen Stroms 6₄ durch die Freilaufdiode D₃ in einer umgekehrten Richtung und dann zu der Masse als ein Durchgangsstrom 6₆ , wie in 8 gezeigt ist.
Zur gleichen Zeit wird das Potential der Seite der induktiven Last L, die mit dem Kollektor des PNP-Transistors Q₁ verbunden ist, plötzlich von einem Potential, das niedriger als das Massepotential ist, durch den Spannungsabfall in Durchlassrichtung der Freilaufdiode D₃ bis zu einer Leistungsquellenspannung der Leistungsquelle 9 geändert. Daher ändert sich der verbleibende Teil des durch den PNP-Transistor Q₁ fließenden Stroms 6₄ in einen Stromstoß 6₅ , der einen Streukondensator C in dem Schrittmotor lädt, der parallel zu der induktiven Last L existiert. Dieser Stromstoß fließt zu dem Erfassungswiderstand R_S.
Aufgrund des Stromstoßes 65 wird ein durch das Symbol V_N in 2 gezeigtes Rauschen V_N bei dem Stromerfassungswiderstand R_S erzeugt, sodass es auf die Erfassungsspannung V_S überlagert wird.
Eine Prozedur zum Beseitigen des Rauschens V_N wird auf der Grundlage des Betriebs der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 erläutert. Die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung 2 umfasst einen Komparator 24, eine variable Bezugsspannungsschaltung 22, eine Spannungswechselerfassungsschaltung 23 und einen Oszillator 26 zusätzlich zu der oben erwähnten Steuerschaltung 5. Die Ausgänge des Komparators 24, der variablen Bezugsspannungsschaltung 22, der Spannungswechselerfassungsschaltung 23 und des Oszillators 26 sind verbunden, sodass sie in die Steuerschaltung 5 eingegeben werden.
Der Oszillator 26 ist aufgebaut, sodass eine Sägezahnwelle V_T, wie in einem Timing-Diagramm von 2 gezeigt, durch einen Widerstand und einen extern angebrachten Kondensator ausgegeben wird. Zuerst sei eine Beziehung zwischen den PNP- und NPN-Transistoren Q₁ und Q₃ und der Sägezahnwelle V_T erläutert, wobei der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ abgeschaltet werden, wenn sich die Spannung der Sägezahnwelle V_T von dem Anstieg in die Abnahme ändert. Demgemäß wird begonnen, den Strom 6₁ von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L mit einer vorbestimmten Periode zu liefern.
Andererseits wird in dem Fall, in dem der angeschaltete Zustand des NPN-Transistors Q₃ gehalten wird, sodass der durch die induktive Last L fließende Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird, der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet, wenn die Erfassungsspannung V_S eine variable Bezugsspannung V_R überschreitet, die die variable Bezugsspannungsschaltung 22 ausgibt. Daher fließt der in 7 gezeigte Kommutationsstrom 6₃ , sodass die in der induktiven Last L gespeicherte Energie konsumiert wird.
(4) Stationärer Betrieb
Es sei der Betrieb der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung ausführlich erläutert, wobei die Steuerschaltung 5 mit einer Bezugsspannungsschaltung 50, einer Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51, einer Schaltung zur Erfassung positiver Flanken 58, vier FFs (Flipflops) 54 bis 57, zwei NORs mit drei Eingängen 52 und 53 und Inverter 30₅ und 30₆ zusätzlich zu der oben erwähnten NAND-Schaltung 31 mit drei Eingängen 31 usw. bereitgestellt wird. Die durch den Oszillator 26 ausgegebene Sägezahnwelle V_T wird in die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 eingegeben. Die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 gibt ein Signal aus, wie durch das Symbol V₁ in 2 gezeigt ist, das „HIGH" an dem ansteigenden Abschnitt der Sägezahnwelle V_T und „LOW" an dem abfallenden Abschnitt davon wird. Dieses Signal V₁ wird in den Inverter 30₅ eingegeben. Der Inverter 30₅ gibt eine invertierte Version V₂ des Signals V₁ zu den Rücksetzanschlüssen R der FFs 54 und 55 aus.
Jedes der vier Flipflops (oder FFs 54 bis 57) umfasst zwei Komparatoren 91 und 92, die jeweils zwei NPN-Transistoren und eine konstante Stromlast aufweisen, wie in 11 gezeigt ist. Die Komparatoren 91 und 92 sind aufgebaut, sodass ein Eingang und ein Ausgang quer verbunden sind. Die verbleibenden Eingänge sind ein Setzanschluss S und ein Rücksetzanschluss R. Der Ausgang des Komparators 92 auf der Seite des Rücksetzanschlusses R wird ebenfalls als ein Ausgangsanschluss Q nach außen herausgeführt. Bei den FFs 54 bis 57 ist der Zustand des Ausgangsanschlusses Q notwendigerweise „LOW" in einem Zustand, in dem der Rücksetzanschluss „HIGH" ist (Rücksetzanschluss-Präferenz).
Eine Beziehung zwischen den Setz- und Rücksetzanschlüssen S und R von jedem der FFs 54 bis 57 und deren Ausgangsanschluss Q wird als eine Wahrheitstabelle durch die folgende Tabelle 1 gezeigt. Es ist nicht notwendigerweise erforderlich, dass die FFs 54 bis 57 durch bipolare Transistoren aufgebaut sein sollten. Sie können durch CMOS-Transistoren aufgebaut sein, solange wie der Betrieb gemäß der Wahrheitstabelle erzielt wird, wie in 12 gezeigt ist.
Während einer Zeit, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T zunimmt, werden die Rücksetzanschlüsse R der FFs 54 und 55 in „HIGH"-Zuständen gehalten, und folglich werden deren Ausgangsanschlüsse in „LOW"-Zuständen gehalten. Da der Ausgangsanschluss Q des FF 54 mit der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und der UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 durch den Inverter 30₃ verbunden ist, wird „HIGH" in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 während der Zeit eingegeben, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T zunimmt.
Nun wird, vorausgesetzt, dass der Ausgangsanschluss Q des FF 56 in einem „HIGH"-Zustand gehalten wird, das durch das FF 56 ausgegebene „HIGH"-Signal in die NORs mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben, sodass die durch die NORs mit drei Eingängen 52 und 53 ausgegebenen Signale auf „LOW" ungeachtet der Zustände der verbleibenden Eingänge gehalten werden.
Da das gehaltene „LOW" in den Setzanschluss S des FF 54 eingegeben wird, wird dessen Ausgangsanschluss Q in einem „LOW"-Zustand gehalten. Demgemäß fährt der Inverter 30₃ fort, „HIGH" an die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 auszugeben.
Die Auswahlleitung 20 nimmt einen „HIGH"-Zustand an. Die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 bewirken das Anschalten des PNP-Transistors Q₁ bzw. das Anschalten des NPN-Transistors Q₃, wenn alle Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltung 31 und alle Eingangsanschlüsse der UND-Schaltung 33 „HIGH" sind. Daher bleibt der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet. Der PNP-Transistor Q₁ wird angeschaltet, wenn der Ausgang des Inverters 30₄ „HIGH" oder der Ausgangsanschluss Q des FF 54 „LOW" ist, und wird abgeschaltet, wenn der Ausgangsanschluss Q des FF 54 „HIGH" ist.
Ein Signal, das das FF 55 ausgibt und durch das Symbol V₃ in 2 gezeigt wird, wird in den Inverter 30₄ eingegeben. Das Signal V₂, das der Inverter 30₃ ausgibt, wird in den Rücksetzanschluss R des FF 55 eingegeben. Demgemäß wird, wenn sich das durch die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegebene Signal V₁ in „LOW" wechselt und somit das Signal V₂ in „HIGH" wandelt, wird der Rücksetzanschluss R des FF 55 angehoben. Dadurch wandelt sich das durch das FF 55 ausgegebene V₃ in „LOW", sodass der Transistor Q₁ angeschaltet wird.
Andererseits wird der Ausgang V_C des Komparators 24 in den Setzanschluss S des FF 55 eingegeben. Ferner wird die Erfassungsspannung V_S in einen nicht invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben. Die variable Bezugsspannung V_R, die die variable Bezugsspannungsschaltung 22 ausgibt, wird ebenfalls in einen invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben.
Der Ausgang V_C des Komparators 24 ist „LOW", wenn der durch den Stromerfassungswiderstand R_S fließende Versorgungsstrom 6₁ noch klein ist, sodass die Erfassungsspannung V_S unter der variablen Bezugsspannung V_R ist. Wenn die Versorgungsspannung 6₁ ansteigt, sodass die Erfassungsspannung V_S die variable Bezugsspannung V_R überschreitet, wandelt sich der Ausgang V_C des Komparators 24 in „HIGH". Demgemäß wird, wenn die Erfassungsspannung V_S die variable Bezugsspannung V_R überschreitet, der Setzanschluss S des FF 55 angehoben, sodass sich die Ausgangsspannung V₃ in „HIGH" wandelt. Zu dieser Zeit wird der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet.
Wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt, nach dem Abschalten des PNP-Transistors Q₁ abzunehmen, wandelt sich das durch den Inverter 30₅ ausgegebene Signal V₂ in „HIGH", sodass der Rücksetzanschluss R des FF 55 angehoben wird.
Dadurch wandelt sich das durch das FF 55 ausgegebene Signal V₃ in „LOW", sodass der PNP-Transistor Q₁ erneut angeschaltet wird.
Zu dieser Zeit wird, da ein durch das Symbol 6₅ in 8 gezeigter Stromstoß durch den Stromerfassungswiderstand R_S fließt, die Erfassungsspannung V_S, auf der ein impulsartiges Rauschen V_N überlagert ist, in den nicht invertierten Eingangsanschluss des Komparators 24 eingegeben. In dem Fall, in dem das Rauschen V_N größer als die variable Bezugsspannung V_R ist, wird ein durch das Symbol V_P in 2 gezeigter Impuls von dem Komparator 24 ausgegeben.
Die Länge der Trr der Freilaufdiode mit einer PN-Sperrschicht, die in einem Einchip-Leistungs-IC ausgebildet ist, ist gleich etwa 0,1 bis 0,2 μs. Während der Trr führt der PNP-Transistor Q₁ einen aktiven Vorgang durch. Daher wird während des zeitlichen Ablaufs von Trr das Potential eines Endes des Streukondensators C von einem Potential, das niedriger als das Massepotential ist, durch den Spannungsabfall in Durchlassrichtung der Freilaufdiode D₃ bis zu der Leistungsquellenspannung der Leistungsquelle 9 geändert. Dadurch fließt der Stromstoß 6₅ , bis Trr abläuft. Demgemäß ist die Breite des Rauschens V_N die gleiche wie die Länge von Trr, und die Breite des Impulses V_P überschreitet nicht die Breite des Rauschens V_N.
Eine Zeit von dem Anfang der Abnahme der Spannung der Sägezahnwelle V_T gefolgt durch das Anschalten des PNP-Transistors Q₁, bis die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt, erneut zuzunehmen, d.h. eine Zeitspanne, wenn das Signal V₂ „HIGH" ist, wird eingestellt, um die Breite von etwa 2 μs aufzuweisen. Daher wird während mindestens einer Zeit, wenn der Impuls V_P von dem Komparator 24 ausgegeben wird, der Rücksetzanschluss R des FF 55 in seinem „HIGH"-Zustand gehalten. Demgemäß bleibt, sogar wenn der Impuls V_P den Setzanschluss S des FF 55 anhebt, die Ausgangsspannung V₃ „LOW", und es gibt keine Befürchtung, dass der Stromstoß 6₅ das Abschalten des PNP-Transistors Q₁ verursacht.
Während der Zeitspanne, wenn das Signal V₂ „HIGH" ist, wird die durch den Stromerfassungswiderstand RS ausgegebene Erfassungsspannung V_S somit ignoriert. Daher wird diese Zeitspanne eine erste Austastzeitspanne B₁ genannt. Wenn die erste Austastzeitspanne B₁ abläuft, wandelt sich das in den Rücksetzanschluss R des FF 55 eingegebene Signal V₂ in „LOW", sodass sich das FF 55 in einen Betriebszustand wandelt, wodurch das Abschalten des PNP-Transistors Q₁ ermöglicht wird. Nach dem Wechsel in den Betriebszustand nimmt der von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L gelieferte Strom 6₁ zu. Wenn die Erfassungsspannung V_S die variable Bezugsspannung V_R überschreitet, wandelt sich der Ausgang V_C des Komparators 24 in „HIGH". Daher wird der Setzanschluss S des FF 55 angehoben, sodass der PNP-Transistor Q₁ abgeschaltet wird.
Während des oben erläuterten Betriebs bleibt der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet. Demgemäß veranlasst, wenn der PNP-Transistor Q₁ in den abgeschalteten Zustand platziert wird, eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie den Fluss eines Kommutationsstroms 6₃ in einen Strompfad, wie in 7 gezeigt ist, der durch den NPN-Transistor Q₃ und die Freilaufdiode D₃ gebildet wird. Somit wird die Energie langsam abgeschwächt, während sie als Wärme durch den NPN-Transistor Q₃ und die Freilaufdiode D₃ konsumiert wird.
Das Vorhergehende entspricht dem Fall, in dem die variable Bezugsspannung V_R fest ist. Das durch das FF 55 ausgegebene Signal V₃ wandelt sich in „LOW" bei einer festen Zeitspanne, um das Anschalten des PNP-Transistors Q₁ zu veranlassen, und der Komparator 24 veranlasst das Abschalten des PNP-Transistors Q₁ bei einer festen Zeitspanne. Daher wird der Versorgungsstrom 6₁ , der von der Leistungsquelle 9 und dem Kommutationsstrom 6₃ zum Freisetzen der gespeicherten Energie geliefert wird, abwechselnd durch die induktive Last L fließen, sodass ein dadurch gebildeter Schaltstrom auf einer festen Amplitude gehalten wird.
(5) Schaltstromabschwächungsbetrieb
Als nächstes wird die Erläuterung des Falls durchgeführt, in dem die variable Bezugsspannung V_R verringert wird, um den durch die induktive Last L fließenden Schaltstrom zu verringern.
Eine Schaltung zum Erzeugen von Signalen zum Wechseln einer Bezugsspannung wird außerhalb der H-Brückensteuerschaltungs-Steuervorrichtung 2 bereitgestellt, und Bezugsspannungswechselsignale I₀ und I₁, die durch die Wechselsignalerzeugungsschaltung ausgegeben werden, werden in die variable Bezugsspannungsschaltung 22 eingegeben.
Jedes der Bezugsspannungswechselsignale I₀ und I₁ ist ein Signal, das zwei Werte von „HIGH" und „LOW" annimmt. Die variable Bezugsspannungsschaltung 22 ist aufgebaut, sodass sie eine variable Bezugsspannung V_R mit vier Arten von Magnituden ausgeben kann, die der Kombination der Werte der Bezugsspannungswechselsignale I₀ und I₁ entsprechen.
Die Bezugsspannungswechselsignale I₀ und I₁ werden ebenfalls in die Spannungswechselerfassungsschaltung 23 eingegeben. Wenn eines der Bezugsspannungswechselsignale I₀ und I₁ von „LOW" in „HIGH" geändert wird, sodass die variable Bezugsspannung V_R von der variablen Bezugsspannungsschaltung 22 verringert wird, erfasst die Spannungswechselerfassungsschaltung 23 eine positive Flanke, die die Änderung von „LOW" in „HIGH" angibt, um einen durch das Symbol V₅ in 3 gezeigten Impuls auszugeben. Dieser Impuls V₅ wird in den Rücksetzanschluss R des FF 56 eingegeben, sodass ein von dem Ausgangsanschluss Q des FF 56 ausgegebenes Signal V₆ von „HIGH" in „LOW" geändert wird. Dieses Signal V₆ wird in die NOR mit drei Eingängen 52 und 53 eingegeben, wodurch ein Betrieb zum Verringern des Schaltstrom gestartet wird.
In den NOR mit drei Eingängen 53 wird das von dem FF 56 ausgegebene Signal V₆ sowie der Ausgang V₈ des Komparators 59 und das durch die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegebene Signal V₁ eingegeben. Der Komparator 59 ist aufgebaut, sodass er einen invertierten Eingangsanschluss, in den eine Bezugsspannung V'_R eingegeben wird, die durch die Bezugsspannungssteuerschaltung 50 ausgegeben wird, und einen nicht invertierten Eingangsanschluss, in den die durch den Oszillator 26 ausgegebene Sägezahnwelle V_T eingegeben wird, aufweist, um die Bezugsspannung V'_R und die Sägezahnwelle V_T zu vergleichen, und er stellt den Ausgang V₈ von „HIGH" während einer Zeit bereit, wenn die Sägezahnwelle V_T die Bezugsspannung V'_R überschreitet. Da das Signal V₆ „LOW" ist, wandelt sich ein durch den NOR mit drei Eingängen 53 ausgegebenes Signal V₁₁ in „HIGH", wenn sich sowohl der Ausgang V₈ als auch das Signal V₁, das durch Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegeben wird, in „LOW" wandeln, wie in 4 gezeigt ist.
Andererseits wird die Spannung V₆, die durch FF 56 ausgegeben wurde, sowie auch der Ausgang V₈ des Komparators 56 und ein Signal, das durch den Inverter 30₆ ausgegeben wird, das den Ausgang V_C des Komparators 24 invertiert, in den NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben.
Am Anfang der Abnahme der variablen Bezugsspannung V_R weist ein durch die induktive Last L fließender Strom eine geringe Abnahme auf, und somit ist die Erfassungsspannung groß. Daher ist der Ausgang V_C des Komparators 24 „HIGH", sodass ein „LOW"-Signal von dem Inverter 30₆ in den NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben wird.
Das Signal V₆ ist ebenfalls „LOW". Demgemäß nimmt ein Ausgangssignal des NOR mit drei Eingängen 52 „LOW" an, wenn der Ausgang V₈ des Komparators 59 „HIGH" ist, und nimmt „HIGH" an, wenn der Ausgang V₈ des Komparators 59 „LOW" ist. Die NOR-Schaltung mit drei Eingängen 52 arbeitet nämlich als ein Inverter für den Komparator 59 auf eine derartige Art und Weise, dass eine invertierte Version des Ausgangs V₈ oder ein durch das Symbol V₉ in 3 gezeigtes Signal an den Setzanschluss S des FF 54 und den Rücksetzanschluss R des FF 57 ausgegebenen wird.
In den Rücksetzanschluss R des FF 54 wird das Signal V₂ in einer Version des Ausgangs V₁ der Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 eingegeben, der durch den Inverter 30₅ invertiert wird. Das FF 54 ist aufgebaut, sodass der Ausgangsanschluss Q immer „LOW" in einem Zustand ist, bei dem der Rücksetzanschluss R „HIGH" ist. Daher nimmt, wie durch das Symbol V₁₀ in 3 gezeigt ist, ein durch das FF 54 ausgegebenes Signal „LOW" lediglich während einer Zeit an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt.
Das durch den NOR mit drei Eingängen 52 ausgegebene Signal V₉ und das durch den NOR mit drei Eingängen 53 ausgegebene Signal V₁₁ sind miteinander synchron. Daher ist, wenn der Setzanschluss S des FF 57 „HIGH" ist, der Rücksetzanschluss R davon ebenfalls „HIGH", und somit wird der Ausgangsanschluss Q des FF 57 auf „LOW" gehalten.
Das von dem FF 54 ausgegebene Signal V₁₀ wird an die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 und die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 angelegt, nach dessen Inversion durch den Inverter 30₃ .
Obwohl das von dem FF 55 ausgegebene Signal V₃ in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 nach dessen Inversion durch den Inverter 30₄ eingegeben wird, wird der Setzanschluss S des FF 55 in seinem „HIGH"-Zustand gehalten, bis der durch die induktive Last L fließende Strom das Abnehmen beendet. Zu dieser Zeit wird das Signal V₂, das „HIGH" lediglich während der Zeit annimmt, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt, in den Rücksetzanschluss R des FF 59 eingegeben. Da eine Präferenz zu dem Eingang des Rücksetzanschlusses R durchgeführt wird, nimmt das durch das FF 55 ausgegebene Signal V₃ „LOW" während der Zeit an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt. Dieses Signal V₃ wird in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 nach dessen Inversion durch den Inverter 30 eingegeben.
Demgemäß sind lediglich während einer Zeit, wenn das Signal V₃ und das Signal V_l0 beide „LOW" sind, alle Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 31 „HIGH", sodass der PNP-Transistor Q₁ angeschaltet wird. Diese Zeit entspricht der Zeitspanne, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt. Zu dieser Zeit sind die in die UND-Schaltung mit zwei Eingängen 33 eingegebenen Signale alle „HIGH". Daher wird der NPN-Transistor Q₃ ebenfalls angeschaltet, sodass ein Versorgungsstrom 6₁ von der Leistungsquelle 9 zu der induktiven Last L geliefert wird. Dadurch fließt ein Strom durch den Stromerfassungswiderstand R_S, um eine Erfassungsspannung V_S zu erzeugen.
Diese Erfassungsspannung V_S und die variable Bezugsspannung V_R werden durch den Komparator 24 verglichen, und die Ausgabe V_C als das Ergebnis des Vergleichs wird in den NOR mit drei Eingängen 52 durch den Inverter 30₆ eingegeben. Wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt abzunehmen, d.h., in der Zeitspanne von Trr von einem Zeitpunkt, wenn der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ angeschaltet sind, werden Durchgangsströme 6₈ und 6₉ , wie in 10 gezeigt, durch die Freilaufdioden D₁ und D₃ fließen. Da der Strom 6₈ der Durchgangsströme 6₈ und 6₉ durch den Stromerfassungswiderstand R_S fließt, werden Geräusche auf die Erfassungsspannung V_S überlagert. Insbesondere werden, wenn derartige Geräusche erzeugt werden, wenn der durch die induktive Last L fließende Strom ausreichend klein wird, sodass die Erfassungsspannung V_S unter der variablen Bezugsspannung V_R ist, die Geräusche den Schaltungsbetrieb instabil machen.
Bei der H-Brückensteuerschaltung 2 wird sogar in dem Fall, in dem derartige Geräusche auf die Erfassungsspannung V_S überlagert werden, wenn die Leistungsquellen-Regeneration durchgeführt wird, „HIGH" in den NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben, bis die Sägezahnwelle V_T unter die variable Bezugsspannung V_R fällt. Eine Zeitspanne, bis die Spannung der Sägezahnwelle V_T unter die variable Bezugsspannung V_R fällt, nachdem die Spannung der Sägezahnwelle V_T beginnt abzunehmen, wird eine zweite Austastzeitspanne B₂ genannt. Während der zweiten Austastzeitspanne B₂ wird „HIGH" in einen Eingangsanschluss des NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben, und somit wird der Ausgangsanschluss Q von FF 54 oder FF 57 in seinem „LOW"-Zustand gehalten, sogar wenn die überlagerten Geräusche in die anderen Eingangsanschlüsse des NOR mit drei Eingängen 52 eingegeben werden. Demgemäß gibt es, sogar wenn die Geräusche erzeugt werden, keine Befürchtung, dass die FF 54 und 57 fehlerhafte Vorgänge ausführen.
Wie zuvor erwähnt, nimmt der Ausgang des Inverters 30₃ „HIGH" nur während der Zeitspanne an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abnimmt. Daher ist in einer Zeitspanne, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T zunimmt, d.h. in einer Zeitspanne, wenn das Signal V₁₀ „HIGH" ist, der Ausgang des Inverters 30₃ „LOW", und somit werden der PNP-Transistor Q₁ und der NPN-Transistor Q₃ beide angeschaltet. Zur Zeit der Änderung von dem Anschalten in das Abschalten wird eine gegenelektromotorische Kraft durch eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie erzeugt, sodass ein regenerativer Strom 67 in einem Pfad fließt, der die induktive Last L, die Freilaufdiode D₂, die Leistungsquelle 9 und die Freilaufdiode D₃ umfasst, wie in 9 gezeigt ist. Da dieser regenerative Strom 6₇ einen in der Leistungsquelle 9 aufgenommenen Ausgangskondensator lädt, bewegt sich die von der induktiven Last L freigesetzte Energie zu der Leistungsquelle hin.
Eine Zeit, wenn die in der induktiven Last L gespeicherte Energie durch den regenerativen Strom 6₇ freigesetzt wird, ist kürzer als die in dem Fall, in dem die in der induktiven Last L gespeicherte Energie den Fluss des Kommutationsstroms 6₃ veranlasst, sodass er als Wärme durch den NPN-Transistor Q₃, die Freilaufdiode D₃ und den Stromerfassungswiderstand R_S konsumiert wird. Somit wird der Strom schnell abgeschwächt.
Der regenerative Strom 6₇ läuft nicht durch den Stromerfassungswiderstand R_S. Daher ist, wenn der regenerative Strom 6₇ fließt, der nicht invertierte Anschluss der Komparators 24 mit dem Massepotential durch den Stromerfassungswiderstand R_S verbunden, sodass der Ausgang V_C des Komparators 24 „LOW" annimmt. Da der Ausgang V_C in den NOR mit drei Eingängen 52 durch den Inverter 30₆ ausgegeben wird, nimmt der Ausgang V₉ des NOR mit drei Eingängen 52 „LOW" an, wenn der regenerative Strom 67 fließt. Demgemäß gibt es keine Befürchtung, dass der Setzanschluss S des FF 54 angehoben oder das FF 57 zurückgesetzt wird.
(6) Rückkehr zum stationären Betrieb
Als nächstes wird eine Erläuterung eines Betriebs zum Erfassen der Absenkung der Erfassungsspannung V_R auf einen Wert unter die variable Bezugsspannung V_R durchgeführt, die sich aus der Abschwächung des durch die induktive Last L fließenden Stroms ergibt.
Während einer Zeit, wenn der durch die induktive Last L fließende Strom abgeschwächt wird, wird das durch das FF 56 ausgegebene Signal V₆, das durch die Schaltung zur Erfassung negativer Flanken 51 ausgegebene Signal V₁ und das durch den Komparator 59 ausgegebene Signal V₈ in den NOR mit drei Eingängen 53 eingegeben, wobei jedoch das Signal V₆ keinen Einfluss auf den Ausgang des NOR mit drei Eingängen 53 ausübt, da das Signal V₆ „LOW" bleibt, wenn die Erfassungsspannung V_S größer als die variable Bezugsspannung V_R ist. Demgemäß nimmt das durch den NOR mit drei Eingängen 53 ausgegebene Signal V₁₁ „LOW" an, wenn das Signal V₈ und/oder das Signal V₁ „HIGH" ist, und nimmt nur „HIGH" an, wenn das Signal V₈ und das Signal V₁ „LOW" sind, wie in 4 gezeigt ist.
Das Signal V₁ nimmt nämlich „HIGH" an, wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T abgesenkt wird und wenn die Spannung der Sägezahnwelle V_T unter der Bezugsspannung V'_R ist.
Obwohl das Signal V₁₁ in den Setzanschluss S des FF 57 eingegeben wird, nimmt das in den Rücksetzanschluss R des FF 57 eingegebene Signal V₉ „HIGH" mit dem gleichen Timing wie das Signal V₁₁ während einer Zeit an, wenn der Inverter 30₅ fortfährt, „LOW" auszugeben. Daher bleibt der Ausgangsanschluss Q des FF 57 auf „LOW".
Von einem derartigen Zustand nimmt ein durch die induktive Last L fließender Strom I_L ab, wie in 5 gezeigt ist. Wenn die zur Zeit des Anschaltens des PNP-Transistors Q₁ und des NPN-Transistors Q₃ erzeugte Erfassungsspannung V_S kleiner als die variable Bezugsspannung V_R wird (oder zu einem Zeitpunkt, der durch das Symbol U angegeben wird), wandelt sich der Ausgang V_C des Komparators 24 in „LOW", sodass ein „HIGH"-Signal von dem Inverter 30₆ zu dem NOR mit drei Eingängen 52 ausgegeben wird. Dadurch ändert sich das von dem NOR mit drei Eingängen 52 ausgegebene Signal V₉ in „LOW", sodass sich der Rücksetzanschluss R des FF 57 in „LOW" ändert.
Obwohl das Signal V₁₁ in den Setzanschluss S des FF 57 eingegeben wird, ist das Signal V₁₁ zu dieser Zeit „HIGH". Daher ändert sich der Ausgangsanschluss Q des FF 57 in „HIGH". Dadurch erfasst die Schaltung zur Erfassung positiver Flanken 58 eine positive Flanke, die die Änderung von „LOW" in „HIGH" angibt, um einen Impuls eines „HIGH"-Signals an den Setzanschluss S des FF 56 auszugeben.
Daraufhin ändert sich der Ausgangsanschluss Q des FF 56 von „LOW" in „HIGH", der seinerseits in die NAND-Schaltung mit drei Eingängen der Schaltungen 52 und 53 eingegeben wird. Demgemäß ändern sich beide Ausgänge V₉ und V₁₁ der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 52 und 53 in „LOW". Danach wird „LOW" ungeachtet der Zustände der anderen Eingangsanschlüsse der NAND-Schaltung mit drei Eingängen 54 und 57 ausgegeben.
Demgemäß bleibt der Ausgangsanschluss Q des Ff 56 „HIGH", sodass der Setzanschluss S des FF 54 und der Rücksetzanschluss R des FF 57 in ihren „LOW"-Zuständen fest sind. Daher bleibt der NPN-Transistor Q₃ in dem angeschalteten Zustand, wie zuvor erwähnt, sodass der durch die induktive Last L fließende Schaltstrom auf einen festen Pegel durch das An-/Abschalten des PNP-Transistors Q₁ gehalten wird. In diesem Fall wird eine in der induktiven Last L gespeicherte Energie durch einen in 7 gezeigten Kommutationsstrom 6₃ konsumiert.
(Weitere Ausführungsformen)
Obwohl die vorhergehende Erläuterungen für den Fall der H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung einer Leistungs-IC-Struktur mit bipolaren Transistoren als Halbleiterschaltelemente durchgeführt wurde, ist die Erfindung nicht auf die H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung der IC-Struktur begrenzt. Ein induktives Lasttreiberverfahren und eine H-Brückenschaltungs-Steuervorrichtung zum Ansteuern einer H-Brückenschaltung mit MOS-Transistoren sind ebenfalls in der Erfindung enthalten. Ferner ist die Freilaufdiode nicht auf die PN-Sperrschichtdiode begrenzt. Jede Freilaufdiode, um den Fluss eines Stromstoßes für den Streukondensator der induktiven Last L zu veranlassen, kann vielfach enthalten sein.
Gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung ist ein Filter zur Rauschbeseitigung nicht erforderlich, wodurch die Kosten verringert werden.
Gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung ist es möglich zu erfassen, wenn ein durch eine induktive Last fließender Schaltstrom verringert wird, ob der Schaltstrom auf eine gewünschte Amplitude herunter verringert wird oder nicht. Demgemäß gibt es keine Befürchtung, dass der durch die induktive Last fließende Strom zu klein wird oder der Transfer in einen stationären Betrieb veranlasst wird, während der Strom groß ist. Es ist ebenfalls nicht erforderlich, dass eine Zeitspanne, um den Fluss eines regenerativen Stroms zu veranlassen, erneut für jede Art von Schrittmotoren eingestellt werden sollte.

Claims

Induktives Lasttreiberverfahren, bei dem in einer H-Brückenschaltung (4), die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last (L) in sowohl der Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung durch vier Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) zu bewirken, ein Stromerfassungswiderstand (R_S) eingefügt ist, so dass ein Strom, der von einer Leistungsquelle (9) zu der induktiven Last (L) geliefert wird, durch den Stromerfassungswiderstand (R_S) fließt, und ein Strom, der regenerativ von der induktiven Last (L) zu der Leistungsquelle (9) zurückgeführt wird, nicht durch den Stromerfassungswiderstand (R_S) fließt, und eine Erfassungsspannung (V_S), die durch den Stromerfassungswiderstand (R_S) zur Zeit des Anschaltens der beiden Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) ausgegeben wird, mit einer vorbestimmten Bezugsspannung verglichen wird, um das Anschalten der Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) abzuschalten, so dass ein durch die induktive Last fließender Schaltstrom auf einer vorbestimmten Amplitude gehalten wird, wobei in dem Fall, in dem der zu haltende Schaltstrom verringert wird, die Bezugsspannung verringert wird, um alle vier Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) abzuschalten, so dass eine in der induktiven Last (L) gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle zurückgeführt wird, dadurch gekennzeichnet, dass Schwungraddioden (D₁ – D₄) jeweils umgekehrt parallel mit den Halbleiterschaltelementen (Q₁ – Q₄) geschaltet sind; und, wenn die in der induktiven Last gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle (9) zurückgeführt wird, zwei der Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) bei einer vorbestimmten Zeit angeschaltet werden, um die Erfassungsspannung zu erzeugen, so dass die erzeugte Erfassungsspannung und die verringerte Bezugsspannung verglichen werden, um zu beurteilen, ob die Amplitude des durch die induktive Last (L) fließenden Stroms auf einen gewünschten Wert herunter verringert ist oder nicht, und die Erfassungsspannung während einer vorbestimmten Austastzeit nach dem Anschalten der beiden der Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) ignoriert wird.
H-Brückenschaltungsteuervorrichtung, bei der in einer H-Brückenschaltung (4), die aufgebaut ist, um den Fluss eines Stroms zu einer induktiven Last (L) in sowohl der Vorwärts- als auch Rückwärtsrichtung durch vier Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) zu bewirken, ein Stromerfassungswiderstand (R_S) eingefügt ist, so dass ein Strom, der von einer Leistungsquelle (9) zu der induktiven Last (L) geliefert wird, durch den Stromerfassungswiderstand (R_S) fließt, und ein Strom, der von der induktiven Last (L) zu der Leistungsquelle (9) regenerativ zurückgeführter wird, nicht durch den Stromerfassungswiderstand (R_S) fließt, und eine über den Stromerfassungswiderstand (R_S) erzeugte Erfassungsspannung (V_S) erfasst wird, dadurch gekennzeichnet, dass Schwungraddioden (D₁ – D₄) jeweils umgekehrt parallel mit den Halbleiterschaltelementen (Q₁ – Q₄) geschaltet sind; und, wenn eine in der induktiven Last (L) gespeicherte Energie regenerativ zu der Leistungsquelle (9) zum Verringern der Amplitude eines Schaltstroms zurückgeführt wird, zwei der Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) bei einer vorbestimmten Zeit angeschaltet werden, so dass ein Strom von der Leistungsquelle (9) zu der induktive Last (L) geliefert wird, um die Erfassungsspannung zu erzeugen, und der Betrag der erzeugten Erfassungsspannung erfasst wird, um zu beurteilen, ob der durch die induktive Last (L) fließende Strom auf eine gewünschte Amplitude herunter verringert ist oder nicht.
H-Brückenschaltungsteuervorrichtung gemäß Anspruch 2, bei der die Erfassungsspannung (V_S) während einer vorbestimmten Austastzeit nach dem Anschalten der beiden der Halbleiterschaltelemente (Q₁ – Q₄) ignoriert wird.