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Die
Erfindung betrifft im Allgemeinen den Betrieb eines Empfängers, um
das elektrische Signal, das empfangen werden soll, zu finden und
insbesondere die Verwendung eines Steuersignals, das in einem vorgegebenen
rhythmischen Muster in einer Situation bereitgestellt wird, wenn
der Empfänger
das Signal unter verschiedenen möglichen
Frequenzen finden und den Empfang in Übereinstimmung mit den Signaleigenschaften
synchronisieren muss.
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In
Funkkommunikationssystemen, die verschiedene Datenübertragungsfrequenzen
und variable Verwendungsmöglichkeiten
in Bezug auf Bereich und/oder Zeit besitzen, muss der Empfänger vor
dem Beginn des eigentlichen Empfangs das gewünschte Signal finden und seinen
Betrieb synchronisieren, um den Inhalt des Signals zu interpretieren. Das
Finden des Signals bedeutet, dass der Empfänger auf genau die Frequenz
abgestimmt wird, auf der sich das Signal befindet. Bei dem Synchronisationsprozess
muss der Empfänger
herausfinden, wo jedes einzelne Symbol, das zu dem Signal gehört, beginnt und
bei welcher Rate die Signale aufeinander folgen.
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Die
vorliegende Anmeldung widmet dem I-CO Satellitentelephonsystem für globale
Kommunikationen eine besondere Aufmerksamkeit, das sich auf zehn
Kommunikationssatelliten mit einer so genannten mittelhohen Umlaufbahn
(etwa 10000 km) stützt.
Die Satelliten umrunden die Erde in regelmäßigen Intervallen auf zwei
zueinander senkrechten Umlaufbahnen mit einer Neigung von 45°. Jeder Satellit
umfasst eine Antennenanordnung mit einem Leistungsmuster von 121
schmalen Strahlungskeulen, die gemeinsam das Versorgungsgebiet dieses Satelliten
auf der Erde überstreichen.
Versorgungsgebiet bedeutet der gesamte Bereich, in dem der Satellit
unter einem größeren Winkel
als 10° über dem Horizont
zu sehen ist. Der Betriebsfrequenzbereich des Systems ist etwa 2
GHz und das System verwendet TDMA, Zeit-Mehrfachzugriff.
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Das
System definiert gemäß seinem
Konzept so genannte CCS-Träger
(Common Channel Signalling, Signalgebung auf einem gemeinsamen Kanal),
was bedeutet, dass eine gegebene Trägerfrequenz für die Signalerfassung,
Synchronisation und Verteilung von allgemeinen Kommunikationsinformationen
reserviert ist. Weltweit sind 120 Frequenzen für CCS-Träger reserviert und diese Frequenzen
sind ferner in regionale und lokale Frequenzen unterteilt. Wenn
sich ein bestimmter Satellit auf seiner Umlaufbahn bewegt, bewegt
sich sein Versor gungsbereich über
die Oberfläche
der Erde. Der Satellit wechselt die gesendeten CCS-Frequenzen zwischen
den einzelnen Strahlungskeulen, so dass in einem gegebenen geographischen
Bereich immer die gleichen Frequenzen empfangen werden. Ein Empfänger, der sich
auf der Erde oder nahe der Erdoberfläche befindet, speichert die
acht ortsgebundenen lokalen CCS-Frequenzen in einem nichtflüchtigen
Speicher; wenn er ausgeschaltet und wieder eingeschaltet wird, sucht
er demzufolge ein Signal unter diesen acht Frequenzen. Wenn kein
Signal gefunden wird, untersucht der Empfänger als Nächstes die 40 regionalen Frequenzen
und wenn immer noch kein Signal vorhanden ist, schließlich alle
120 globalen Frequenzen.
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In 1 enthält eine Übertragung
bei jeder CCS-Frequenz mehrere Mehrfachrahmen 10, die in 25
Schlitze 11 unterteilt sind. Jeder Schlitz enthält 120 Symbole 12.
Gemäß den gegenwärtigen Definitionen
beträgt
die Symbolrate in dem System 18000 Symbole pro Sekunde, sie kann
jedoch zukünftig
auf 36000 Symbole pro Sekunde erhöht werden. Der erste Schlitz
in dem Rahmen umfasst einen BCCH-Datenblock (Broadcast Control Channel,
Sendesteuerkanal) 13, der gemäß BPSK (Binary Phase Shift Keying,
Binär-Phasenumtastung)
moduliert ist und unter anderem Kommunikationsdaten und eine Referenzfolge 14 mit
der Länge
von 32 Symbolen enthält, die
für die
Synchronisation wichtig ist. Der Ort und die Form der Referenzfolge
in dem BCCH-Datenblock ist im Wesentlichen feststehend und bekannt.
Zwei aufeinander folgende Schlitze enthalten einen FCH-Datenblock
(Frequency Channel, Frequenzkanal) 15, der mit einer etwas
geringeren Frequenz als der BCCH-Datenblock gesendet wird und die
reine Sinuswelle bei der Frequenz des CCS-Trägers enthält; wobei der Zweck des FCH-Datenblocks 15 darin
besteht, die Synchronisation des Empfängers zu unterstützen. Weitere
Schlitze in dem CCS-Träger
sind leer.
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Für einen
erfolgreichen Empfang muss der Empfänger, nachdem er eingeschaltet
wurde, zunächst
das gewünschte
Signal finden. Ein allgemeines Kriterium für das Signal, das gefunden
werden soll, besteht darin, dass der Taktfehler beim Empfang höchstens ±_ Symbol
beträgt
und dass der Frequenzfehler nicht größer ist als einige Prozent
der Symbolrate. Je näher
diese beiden Fehlerfaktoren bei null liegen, desto kleiner ist die
Wahrscheinlichkeit, dass beim Empfang Bitfehler erfolgen, und desto weniger
empfindlich ist der Empfang auf die Verschlechterung des Signal/Rausch-Verhältnisses.
Im Stand der Technik gibt es verschiedene bekannte Verfahren zum
Behandeln, d. h. Abtas ten einer gegebenen Anzahl von Frequenzen,
um zu erfassen, bei welcher Frequenz oder bei welchen Frequenzen Übertragungen
vorhanden sind. Für
das Satellitentelephonsystem, das hier erläutert wird, ist im Allgemeinen
vorgeschlagen worden, dass der Empfänger das Leistungsprofil in
der Rahmenskala mit der gefunden CCS-Frequenz überwacht und annimmt, dass
der Peakwert des Leistungsprofils einem BCCH-Datenblock entspricht.
Daraufhin nimmt der Empfänger eine
diskrete Abtastwertfolge des FCH-Datenblocks auf und berechnet daraus
eine schnelle Fourier-Transformation (FFT) mit der Länge von
128 Abtastwerten, deren Ergebnisse bei der Grobkorrektur des Frequenzfehlers
verwendet werden. Genaue Algorithmen zum Ausführen der Rahmensynchronisation
und zum Eliminieren von Frequenzfehlern standen zum Zeitpunkt der
Einreichung dieser Anmeldung nicht zur Verfügung.
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Es
ist bekannt, dass eine Veröffentlichung des
Standes der Technik EP-A-0 632 606 (NIPPON ELECTRIC CO) vom 4. Januar
1995 eine Vorrichtung und ein Verfahren zum Herstellen der Rahmensynchronisation
in einem Satellitenkommunikationssystem offenbart, das ein moduliertes
Signal, welches Rahmen enthält,
empfängt.
In jedem der Rahmen werden ein eindeutiges Wort und Daten multiplexiert. Ein
Demodulator demoduliert das modulierte Signal und schafft ein demoduliertes
Signal, das die eindeutigen Worte enthält. Ein Signaldetektor vergleicht
die Signalleistung des demodulierten Signals mit einem Schwellenwertsignal
und schafft ein Erfassungssignal. Ein Selektor schafft in Übereinstimmung
mit dem Erfassungssignal das erfasste demodulierte Signal oder feste
Daten als ein ausgewähltes
Signal. Eine Rahmensynchronisierungsschaltung erfasst das eindeutige
Wort aus dem ausgewählten
Signal, wenn das demodulierte Signal durch den Selektor als das ausgewählte Signal
bereitgestellt wird, und stellt in Übereinstimmung mit dem erfassten
eindeutigen Wort eine Rahmensynchronisation her.
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Es
ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren für eine Signalerfassung,
eine Rahmensynchronisation und eine Eliminierung von Frequenzfehlern
in einem Mehrfrequenz-Kommunikationssystem einzuführen, indem
eine Übertragung verwendet
wird, die ursprünglich
so beschaffen ist, dass ein bestimmtes rhythmisches Muster auf einem gegebenen
Steuerkanal erfolgt. Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung,
ein System zu erreichen, das bei sich verändernden Empfangsbedingungen schnell
und zuverlässig
arbeitet und sich an veränderliche
Bedingungen selbstständig
anpassen kann.
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Diese
Aufgaben werden gelöst
mittels eines schrittweisen Verfahrens, das von einer Frequenz zur anderen
fortschreitet, wobei eine gegebene Länge des Leistungsprofils, das
in das Grundband der bezeichneten Trägerfrequenz gemischt und gefiltert
ist, aufgezeichnet wird, und falls in dem aufgezeichneten Abschnitt
eine Rahmensynchronisation festgestellt wird, wird die Frequenzkorrektur
berechnet, indem die Fourier-Transformation auf der Grundlage des Frequenzdatenteils
des Signals verwendet wird und die Synchronisation genauer eingestellt
wird, indem ein gegebener Signalteil für die beste Korrelation mit einer
bekannten Referenzform gesucht wird.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
ist dadurch gekennzeichnet, dass es die Schritte umfasst, bei denen
- – Strahlung
mit einer bestimmten Frequenz empfangen wird,
- – in
der empfangenen Strahlung ein erster Leistungspeak und ein zweiter
Leistungspeak erfasst werden,
- – falls
die Zeitdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Leistungspeak
im Bereich [F – P1,
F + P1] liegt, wobei F der Rahmenperiode entspricht und P1 ein bestimmter
erster Fehler ist, eine vorläufige
Entscheidung, dass das Signal gefunden wurde, getroffen wird,
- – auf
der Grundlage des zeitlichen Ortes des ersten und des zweiten Leistungspeaks
ein gegebener zeitlicher Rahmensynchronisationspunkt definiert wird,
- – ein
Frequenzfehler beim Empfang der Strahlung geschätzt wird und dann, wenn der
geschätzte Frequenzfehler
angibt, dass der Frequenzfehler korrigiert werden muss, eine Frequenzfehlerkorrektur
ausgeführt
wird,
- – auf
der Grundlage des Rahmensynchronisationspunkts die empfangene Strahlung
nach entsprechenden ersten und zweiten Teilen, die der Referenzfolge
entsprechen, durchsucht wird,
- – durch
Kreuzkorrelation mit der bekannten Form der Referenzfolge ein zeitlicher
Ort der dem ersten Teil entsprechenden besten Korrelation in Bezug
auf den Rahmensynchronisationspunkt und ein zeitlicher Ort der dem
zweiten Teil entsprechenden besten Korrelation in Bezug auf den Rahmensynchronisationspunkt
erfasst werden und
- – falls
sich der zeitliche Ort der dem ersten Teil entsprechenden besten
Korrelation von dem zeitlichen Ort der dem zweiten Teil entsprechenden besten
Korrelation in Bezug auf den Rahmensynchronisationspunkt um nicht
mehr als den Betrag eines gegebenen zweiten Fehlers unterscheidet, eine
endgültige
Entscheidung, dass das Signal gefunden wurde, getroffen wird.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
läuft schrittweise
ab. Abtastwerte der empfangenen Strahlung werden bei einer gegebenen
Trägerfrequenz aufgenommen,
in das Grundband gemischt und gefiltert, wobei die Dauer jedes Abtastwerts
einem Symbol entspricht. Für
die Abschätzung
des Leistungsprofils zeichnet die Empfängervorrichtung komplexe Abtastwerte
für die
Länge von
zwei Rahmen und einem Schlitz auf und schiebt ein Abschätzungsfenster mit
der Länge
eines Schlitzes über
sie. Das Schieben wird in Schritten von einem Symbol ausgeführt und jeder
Schritt erzeugt einen Abtastwert, der der Durchschnitt der einzelnen
Abtastwerte ist, die sich zu jedem Zeitpunkt in dem Fenster befinden.
Unter Verwendung mathematischer Begriffe kann man sagen, dass das
Ergebnis der Abschätzung
eine Faltung der Abtastwertfolge und einer Einheitsfunktion mit
der Länge
eines Schlitzes ist und diese Faltung wird mit diskreten Werten
der Größe eines
Symbols beschrieben.
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Auf
der Grundlage des Ergebnisses der Abschätzung wählt der Empfänger zwei
höchste
Leistungswerte aus beiden aufgezeichneten Rahmen aus, wobei vorausgesetzt
wird, dass die zwei ausgewählten
Werte nicht an unmittelbar aufeinander folgenden Zeitpunkten angeordnet
sind, sondern dass zwischen ihnen ein bestimmter Abstand vorhanden ist.
Die Bedeutung dieses Abstands und die Ausführung des Auswahlprozesses
werden später
genauer erläutert.
Wenn unter den vier ausgewählten
Werten zwei Werte mit einem gegenseitigen Abstand gefunden werden,
der mit ausreichender Genauigkeit der Rahmenlänge entspricht, nimmt der Empfänger an, dass
er in dem Rahmen den Ort eines regelmäßig wiederholten Datenblocks
mit hoher Leistung (bei dem oben erwähnten CCS-Träger bedeutet
dies ein BCCH-Datenblock) gefunden hat. Der gefundene Ort wird als
Rahmensynchronisationspunkt bezeichnet.
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Da
die zwei erfassten Leistungspeaks gemäß der Voraussetzung dem Datenblock
mit hoher Leistung entsprechen, nach dem gesucht wurde, stellt der
Empfänger
den Pegel der automatischen Verstärkung so ein, dass der Durchschnitt,
der für
die zwei Leistungspeaks erreicht wird, gleich einem bezeichneten
Sollwert ist, der für
den Empfang definiert wurde. Der Empfänger berechnet den Rauschpegel in
der folgenden Weise: Er summiert zuerst die Leistungsdurchschnitte
(Leistungsdurchschnitt = die Summe der Leistungswerte, die in dem
Abschätzungsfenster
angeordnet sind, dividiert durch die Anzahl dieser Werte), die 25
aufeinander folgenden nicht überlappenden
Orten des Abschätzungsfensters
entsprechen, und subtrahiert von der erhaltenen Summe die Werte
der Leistungspeaks. Bei Bedarf können
außerdem
weitere ähnliche
Verfahren zum Berechnen der Rauschleistung verwendet werden. Darüber hinaus
berechnet der Empfänger
den Signalpegel, indem er den Rauschpegel von dem Durchschnitt der
beiden Leistungspeaks subtrahiert. Das Signal/Rausch-Verhältnis ist
als der Quotient aus Signalpegel und Rauschpegel definiert.
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Anschließend entscheidet
der Empfänger auf
der Grundlage des Signal/Rausch-Verhältnisses, ob weitere Frequenzdaten
empfangen werden müssen,
um den Frequenzfehler abzuschätzen.
In einer günstigen
Situation ist das Signal/Rausch-Verhältnis ausreichend gut und der
Empfänger
entscheidet auf der Grundlage des erfassten Datenblocks mit hoher Leistung,
welcher Teil der aufgezeichneten Abtastwertfolge Frequenzdaten,
die in der Übertragung
enthalten sind, beschreibt und berechnet auf dieser Grundlage eine
diskrete schnelle Fourier-Transformation. Das erhaltene Ergebnis
ist ein gegebenes Frequenzspektrum, wobei der Frequenzpunkt, der dem
höchsten
Leistungswert entspricht, eine Frequenzabweichung von einer gewünschten
Frequenz beschreibt. Wenn die Frequenzabweichung kleiner ist als
ein gegebener Schwellenwert und vorteilhaft 1% der Symbolrate beträgt, wird
die aufgezeichnete Abtastwertfolge ohne Korrekturen als eine Grundlage für den nächsten Schritt
in dem Verfahren akzeptiert. Wenn die Frequenzabweichung größer als
der oben erwähnte
Schwellenwert, jedoch kleiner als ein gegebener zweiter Schwellenwert
ist und vorteilhaft 10% der Symbolrate beträgt, kompensiert der Empfänger durch
Berechnungsmittel die Phasendrehung, die in den Abtastwerten der
aufgezeichneten Abtastwertfolge auf Grund des Frequenzfehlers bewirkt
wurde. In einem weiteren Fall korrigiert der Empfänger die Mischfrequenz
um den Betrag der Frequenzabweichung und empfängt, mischt, filtert und zeichnet
zwei neue Signalabschnitte auf, von denen jeder die Referenzfolge
eines BCCH sowie zusätzliche
30 Abtastwerte an deren Beginn und an deren Ende umfasst.
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In
dem letzten Schritt des erfindungsgemäßen Verfahrens, wobei sich
der Schritt auf eine bestimmte Trägerfrequenz bezieht, wird der
gefundene Ort des Rahmensynchronisationspunkts so eingestellt, dass
der Fehler nicht größer als ±_ Symbol
beträgt.
Aus jedem aufgezeichneten Rahmen der Abtastwertfolge wählt der
Empfänger
einen Bereich, der sich um die Länge
eines gegebenen Fehlerbereichs in beide Richtungen von dem zuvor
berechneten Rahmensynchronisationspunkt erstreckt. Bei beiden Rahmen
wird das Abschätzungsfenster
mit einer gegebenen Länge über den
ausgewählten
Bereich geschoben, so dass zwei separate Folgen aus Abschätzungswerten
erreicht werden. In jeder Folge wird der höchste Wert erfasst und sein
Abstand von einem bezeichneten Rahmensynchronisationspunkt wird
berechnet. Wenn die Abstände
gleich sind oder sich um nicht mehr als die Länge eines Symbols unterscheiden,
wurde der korrekte Rahmensynchronisationspunkt gefunden.
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Wenn
der Empfänger
auf der Grundlage der oben beschriebenen Schritte kein eindeutiges
Synchronisationsergebnis erhält,
schlussfolgert er, dass auf der fraglichen Trägerfrequenz keine Übertragung stattfindet
und setzt die Suche nach einer anderen Trägerfrequenz fort. In Übereinstimmung
mit dem Bereich der oben erläuterten
Bereichsfrequenzaufteilung sind die erste Frequenz sowie die weiteren
Frequenzen jene lokalen Frequenzen, von denen der Empfänger annimmt,
dass sie in seinem Standortbereich verwendet werden sollen. Wenn
kein Signal gefunden wird, setzt wird die Suche zunächst bei
den regionalen Frequenzen und dann bei den globalen Frequenzen fortgesetzt.
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Wenn
der Empfänger
mit Hilfe des erfindungsgemäßen Verfahrens
ein Signal bei einer gegebenen Frequenz gefunden hat, setzt sich
die Synchronisation bei den Schritten fort, bei denen die Takt-
und Frequenzfehler weiter korrigiert werden und der durch Phasendrehung
verursachte Fehler beseitigt wird. Ein vorteilhaftes Verfahren zum
Realisieren dieser Schritte ist in der finnischen Patentanmeldung "Receiver synchronisation
in idle mode" beschrieben,
die gleichzeitig mit der vorliegenden Anmeldung vom gleichen Anmelder
eingereicht wurde.
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Die
Erfindung wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die bevorzugten
Ausführungsformen,
die lediglich beispielhaft beschrieben sind, und unter Bezugnahme
auf die beigefügte
Zeichnung genauer beschrieben, wobei:
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1 eine
bekannte zeitliche Aufteilung einer Übertragung in einem CCS-Träger des
I-CO Satellitentelephonsystems für
globale Kommunikationen veranschaulicht;
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2 das
erfindungsgemäße Verfahren
in Form eines schematischen Ablauf plans veranschaulicht;
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3a eine
Abtastwertfolge, die bei dem Verfahren der Erfindung aufgezeichnet
wird, und ein Fenster, das bei deren Abschätzung verwendet wird, veranschaulicht;
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3b und 3c zwei
unterschiedliche Schätzwertfolgen
beschreiben, die mit der Abtastwertfolge von 3a verbunden
sind;
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4a, 4b und 4c die
Schritte einer genaueren Rahmensynchronisation bei dem erfindungsgemäßen Verfahren
veranschaulichen, und
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5 ein
Blockschaltplan eines Funkempfängers
ist, der zum Realisieren des erfindungsgemäßen Verfahrens verwendet werden
kann.
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1 wurde
bereits oben bei der Beschreibung des Standes der Technik erläutert, so
dass nachfolgend bei der Beschreibung der Erfindung und ihrer bevorzugten
Ausführungsformen
hauptsächlich Bezug
auf die 2 bis 5 genommen
wird.
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2 ist
ein schematischer Ablaufplan, der beschreibt, wie das erfindungsgemäße Verfahren Schritt
für Schritt
abläuft.
Im ersten Schritt 20 versucht der Empfänger eine Rahmen-Grobsynchronisation
bei einer gegebenen Trägerfrequenz,
indem lokale Leistungspeaks in der aufgezeichneten Abtastwertfolge
erfasst und ihr gegenseitiger Ort verglichen wird. In dem Entscheidungsschritt 21 prüft der Empfänger, ob
die Rahmen-Grobsynchronisation erfolgreich war. Wenn auf der fraglichen
Trägerfrequenz
kein empfangbares Signal vorhanden ist, schlägt die Rahmensynchronisation
fehl und der Empfänger
geht zum Modus 22, in dem er eine andere Trägerfrequenz
wählt.
Falls die Rahmen-Grobsynchronisation erfolgreich war, geht das Verfahren
der Erfindung zum Schritt 23, in dem der Empfänger die diskrete
Fourier-Transformation berechnet, wobei er als Ausgangsdaten den
Teil der aufgezeichneten Abtastwertfolge verwendet, der Frequenzdaten
enthält, die
mit der fraglichen Trägerfrequenz
verbunden sind. Die Anzahl der Fourier-Transformationen, die berechnet
werden sollen, hängt
von dem Signal/Rausch-Verhältnis
in einer Weise ab, die später erläutert wird.
Der Schritt 24 des Verfahrens der Erfindung umfasst eine
angepasste Rahmensynchronisation, die die Frequenzkorrektur verwendet,
die durch die Fourier-Transformationen gewonnen wird, und bei der
versucht wird, den Ort des Rahmensynchronisationspunkts bei der
Genauigkeit eines halben Symbols einzustellen. In dem Entscheidungsschritt 25 prüft der Empfänger, ob
die angepasste Rahmensynchronisation erfolgreich war. Wenn das nicht
der Fall ist, ergibt sich ein Modus 26, der dem Modus 22 ähnlich ist,
wobei eine neue Trägerfrequenz
ausgewählt
wird. Nach einer erfolgreichen angepassten Rahmensynchronisation
kann der Empfänger
im Schritt 27 den Empfang und die Signalverfolgung beginnen.
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Anschließend wird
die Realisierung der Schritte, die in 2 dargestellt
sind, genauer beschrieben, wobei insbesondere die Merkmale beispielhaft
im Mittelpunkt stehen, die für
das I-CO Satellitentelephonsystem für globale Kommunikationen charakteristisch
sind. 3a ist eine schematische Darstellung
einer Abtastwertfolge 30, die durch die Empfängervorrichtung
empfangen und gespeichert wurde, mit einer Länge von zwei Rahmen und einem Schlitz,
wobei in der Folge die Abtastrate 1/1 beträgt, d. h. die Folge enthält so viele
Abtastwerte, wie zwei Rahmen und ein Schlitz Symbole enthalten.
Die genaue Erzeugung der Abtastwerte wird später behandelt. Die Abtastwertfolge
ist im Wesentlichen eine Reihe von gemessenen Werten der empfangenen Funkleistung
und ihre Zusammensetzung wird sowohl durch die empfangene Übertragung
als auch durch Rauschen beeinflusst.
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3a veranschaulicht
außerdem
ein Abschätzungsfenster 31,
dessen Länge
vorteilhaft gleich der Länge
eines Schlitzes (hier 120 Symbole) ist und das in Schritten der
Länge eines
Symbols über
die Abtastwertfolge 30 geschoben wird. Das erhaltene Ergebnis
ist eine Zahlenfolge 32, die hier als eine Schätzwertfolge
bezeichnet wird und so viele Schätzwerte
enthält,
wie Symbole in zwei Rahmen enthalten sind, wobei jedoch jeder Schätzwert ein Mittelwert
von 120 aufeinander folgenden Abtastwerten ist (wenn angenommen
wird, dass ein Schlitz 120 Symbole enthält). Wenn die empfangene Abtastwertfolge 30 lediglich
das Empfangssignal mit einem BCCH-Datenblock der Länge eines
Schlitzes und einem folgenden FCH-Datenblock mit geringer Leistung
der Länge
zweier Schlitze enthalten würde,
würde der
Deskriptor der Schätzwertfolge
zwei Schwingungsbäuche 33 und 34 enthalten,
die aus unterbrochenen Linien gebildet werden, wie in 3b dargestellt
ist. Der Leistungspeak bei beiden unterbrochenen Linien 33 und 34 ist
der Schätzwert
während
ihrer Bildung, wobei sich ein vollständiger BCCH-Datenblock in dem
Abschätzungsfenster
befand. In der Praxis wurde in dem Signal während seiner Ausbreitung auf
dem Funkweg Rauschen akkumuliert und der Deskriptor der Schätzwertfolge
kann ziemlich unregelmäßig aussehen,
wie das in 3c der Fall ist. Zur Klarheit
ist in 3b die relative Länge der
unterbrochenen Linien 33 und 34 im Vergleich zur
Länge des
Abschnitts 1 – F
oder F + 1–2F,
der einem Rahmen in dem Deskriptor der Schätzwertfolge entspricht, vergrößert dargestellt.
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Die
Schätzwerte
können
für eine
Bezugnahme z. B. von 1 bis 2F nummeriert werden, wobei F die Anzahl
der Schätzwerte
ist, die einem Rahmen entspricht. Dabei beziehen sich die Zahlen
von 1 bis F auf den ersten Rahmen und die Zahlen von F + 1 bis 2F
auf den zweiten Rahmen. Bei einer Rahmen-Grobsynchronisation erfasst
der Empfänger
gemäß einer
bevorzugten Ausführungsform
der Erfindung in dem Bereich von beiden Rahmen zuerst den größten Schätzwert und
anschließend
den nächstgrößten Schätzwert,
der in einem Abstand von wenigstens P1 vom größten Schätzwert angeordnet ist. Der
kritische Wert P1 kann z. B. ein Abstand sein, der der Länge von
50 Abtastwerten entspricht. Der Empfänger nimmt an, dass wenigstens
zwei der auf diese Weise erhaltenen vier Werte den Leistungspeaks
von zwei aufeinander folgenden BCCH-Datenblöcken entsprechen, wobei in
diesem Fall die beiden anderen Werte durch Rauschen verursacht sind.
Die Werte, die den Leistungspeaks entsprechen, müssen in einem Abstand von F ± P1 Abtastwerten
voneinander angeordnet sein. Am vorteilhaftesten wird die Größe des kritischen
Werts P1 experimentell definiert, da gilt, je kleiner der Wert von
P1, desto genauer müssen
die Leistungspeaks unabhängig
von dem im Signal akkumulierten Rauschen identifiziert werden. Dementsprechend
gilt: je größer P1 ist,
desto leichter kommt es vor, dass zwei Schätzwertpeaks, die durch reines
Rauschen verursacht werden, als Leistungspeaks, die durch das Signal
verursacht werden, interpretiert werden. Bei Berechnungssimulationen
ist ermittelt worden, dass ein vorteilhafter Wert von P1 der oben
erwähnte
Abstand ist, der der Länge
von 50 Abtastwerten entspricht. Wenn die größten Werte ausgewählt werden,
ist es außerdem
möglich,
aus beiden Rahmen einen, drei oder mehrere Werte der Größe nach
herauszusuchen.
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In 3c sind
z. B. die ausgewählten
Abschätzungswerte 35, 36, 37 und 38 vorhanden.
Obwohl der Schätzwert 39 einem
höheren
Leistungswert als der Schätzwert 36 entspricht,
ist er nicht ausgewählt,
da er in einem Abstand von weniger als ±P1 von dem größten Schätzwert 35 des
ersten Rahmens liegt.
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Anschließend werden
die Abstände
zwischen den ausgewählten
Schätzwerten 35 bis 38 verglichen,
um zu erfassen, ob ein Paar mit einem gegenseitigen Abstand in dem
Bereich (F – P1;
F + P1), wobei Grenzwerte eingeschlossen sind, gefunden wird. In 3c bilden
die Schätzwerte 35 und 38 ein derartiges
Paar. Bei der Suche nach dem Paar wird im Allgemeinen eine vorgegebene
Reihenfolge angewendet, die z. B. lautet:
- – zuerst
werden die größten Werte
von beiden empfangenen Rahmen verglichen;
- – dann
wird der größte Wert
des ersten Rahmens mit dem zweitgrößten Wert des zweiten Rahmens verglichen;
- – dann
wird der zweitgrößte Wert
des ersten Rahmens mit dem größten Wert
des zweiten Rahmens verglichen;
- – dann
wird der zweitgrößte Wert
des ersten Rahmens mit dem zweitgrößten Wert des zweiten Rahmens
verglichen;
- – dann
werden der größte Wert
und der zweitgrößte Wert
des ersten Rahmens miteinander verglichen; und
- – schließlich werden
der größte Wert
und der zweitgrößte Wert
des zweiten Rahmens miteinander verglichen.
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Wenn
einer der Schritte in dieser Vergleichsreihenfolge ein Paar erzeugt,
bei dem der Abstand zwischen den Schätzwerten die oben erwähnte Forderung
erfüllt,
ist es nicht erforderlich, die restlichen Schritte zu durchlaufen.
In 3c wählt
der Empfänger
den Durchschnitt der Orte der Schätzwerte 35 und 38 als
einen so genannten Rahmensynchronisationspunkt. Darüber hinaus
berechnet der Empfänger den
Durchschnitt der Empfangsleistung, die durch diese zwei Schätzwerte
angegeben ist, und stellt die automatische Verstärkungssteuerung (AGC), die
in bekannter Weise in den Empfängerschaltungen
enthalten ist, ein, so dass der Durchschnitt der Empfangsleistung,
wenn er durch die festgelegte Verstärkungssteuerung verstärkt wurde,
im Ergebnis eine bestimmte bezeichnete Leistung ergibt. Der Empfänger berechnet
ferner die Signalleistung, die Rauschleistung und das Signal/Rausch-Verhältnis gemäß der oben
beschriebenen Prozedur oder gemäß einem
anderen geeigneten Berechnungsverfahren.
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Tabelle
1 veranschaulicht Ergebnisse einer Berechnungssimulation, bei welcher
dem Signal additives weißes
Gaußsches
Rauschen (AWGN) mit solchen Beträgen
beigefügt
wurde, die verschiedenen Signal/Rausch-Verhältnissen (S/N) entsprechen, wobei
geprüft
wird, wie groß bei
allen Versuchen der prozentuale Anteil ist, dass die Signalrahmensynchronisation
fehlschlägt
oder falsch ist. Als Abstand P1 wird der Wert 50 verwendet und als
Abstand P2, der beschreibt, wie weit der berechnete Rahmensynchronisationspunkt
von dem wirklichen Rahmensynchronisationspunkt entfernt sein darf,
damit die Rahmensynchronisation als erfolgreich betrachtet wird, werden
die Werte 50 und 30 verwendet.
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Im
Schritt 23 des erfindungsgemäßen Verfahrens, in dem der
Empfänger
unter Verwendung der in dem empfangenen Signal enthaltenen Frequenzdaten
die Frequenzkorrektur berechnet, ist der Abstand P2 wichtig. Wenn
der Fehler des Rahmensynchronisationspunkts nicht größer als
P2 Symbole ist und die Frequenzdaten in bekannter Weise in einer
gegebenen Empfangssymbolfolge enthalten sind, wird empfohlen, an
beiden Enden der Folge P2 Symbole zu ignorieren. Eine Frequenzkorrektur
wird aus den empfangenen Abtastwerten und nicht aus den Schätzwerten
berechnet, da eine Abschätzung Frequenzdaten
zerstört.
Der Empfänger
hat im Speicher Abtastwerte von zwei Rahmen und einem Schlitz aufgezeichnet,
d. h. insgesamt 6120 Abtastwerte. Es kann angenommen werden, dass
davon der erste Abtastwert an der Speicheradresse E angeordnet ist
und die berechnete Adresse des Rahmensynchronisationspunkts sich
in einem Abstand von D Symbolen vom Anfang der aufgezeichneten Folge befindet.
Die Adresse einer ersten Speicherstelle, von der ein Abtastwert
zum Berechnen der Frequenzkorrektur gelesen wird, lautet nun: E
+ D + die Länge
eines Schlitzes (d. h. 120) + Fehlerbereich P2. Wenn der berechnete
Rahmensynchronisationspunkt sehr nahe am Mittelpunkt der im Speicher
aufgezeichneten Abtastwertfolge liegt (der Abstand des Rahmensynchronisationspunkts
vom Anfang der gespeicherten Abtastwertfolge ist größer als
die Rahmenlänge
minus die Länge
eines Schlitzes), kann daraus geschlossen werden, dass sich am Anfang der
Abtastwertfolge tatsächlich
bereits ein FCH-Datenblock befindet. Nun wird das Lesen an einer
Speicherstelle mit der folgenden Adresse begonnen: E + D + die Länge eines
Schlitzes (d. h. 120) + Fehlerbereich P2 – die Länge eines Rahmens (d. h. 3000).
Da die Länge
eines FCH-Datenblocks 240 Symbole beträgt, werden zum Berechnen der
Fehlerkorrektur 240 – (2
_ P2) Abtastwerte beginnend von der anfänglichen Speicherstelle gelesen.
Da die aufgezeichnete Abtastwertfolge eine Länge von zwei Rahmen besitzt,
enthält
sie außerdem
einen weiteren FCH-Datenblock, wobei das Lesen dieses Datenblocks
eine Rahmenlänge
später
begonnen wird.
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Bei
dem erfindungsgemäßen Verfahren
entspricht eine Speicherstelle einem Abtastwert und somit einem
Symbol (wenn das Abtastverhältnis
1/1 beträgt);
deswegen ist es für
einen Fachmann offensichtlich, dass Abstände zwischen Abtastwerten als Zeiteinheiten
sowie als Speicheradressen behandelt werden können. Der zeitliche Abstand
von zwei Abtastwerten ist gleich der Differenz der entsprechenden
Speicheradressen, multipliziert mit der bekannten Dauer eines Symbols.
Das Gleiche gilt für
die oben erwähnten
Schätzwerte.
Wenn die Empfängervorrichtung
die Speicherstellen nicht in einer direkt aufeinander folgenden
Reihenfolge behandelt, muss das berücksichtigt werden, wenn Abstände zwischen Speicherstellen
in zeitliche Abstände
oder umgekehrt transformiert werden.
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Aus
Tabelle 1 ist ersichtlich, dass mit dem Wert 30 für P2 gute
Ergebnisse erzielt werden, selbst wenn das Signal/Rausch-Verhältnis etwas
unter Null dB fällt,
und deswegen wird der Wert P2 = 30 im Folgenden verwendet. Nun liest
der Empfänger
zum Berechnen der Frequenzkorrektur 180 Abtastwerte beginnend von
der oben erläuterten
Speicherstelle und einen weiteren Satz von 180 Abtastwerten beginnend
bei einem um eine Rahmenlänge
entfernten Punkt. Die diskrete Fourier-Transformation, die bei der
Berechnung der Frequenzkorrektur verwendet wird, kann in bekannten
Schaltungsanordnungen mit 128 oder 256 Abtastwerten ausgeführt werden;
somit bestehen die Alternativen darin, entweder gelesene Abtastwerte
zu eliminieren, so dass lediglich 128 Abtastwerte aus jeder Folge übrig bleiben,
oder den Rest der Werte bei der Fourier-Transformation mit 256 Abtastwerten
aufzufüllen.
Die Simulation hat gezeigt, dass die zuletzt genannte Alternative,
d. h. das Auffüllen
von Nullen, die als Abtastwerte 181 bis 256 dienen, bessere Ergebnisse
liefert.
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Der
Empfänger
berechnet die Fourier-Transformation separat für beide FCH-Abtastwertfolgen, die aus dem Speicher
gelesen werden. Bei der Simulation ist festgestellt worden, dass
dann, wenn das Signal/Rausch-Verhältnis unter Null dB liegt,
die Zuverlässigkeit
der Frequenzkorrektur bemerkenswert verbessert werden kann, indem
eine weitere zusätzliche Abtastwertfolge
empfangen und in das Grundband gemischt wird, aus der die 180 Abtastwerte,
die einem FCH-Datenblock entsprechen, in ähnlicher Weise wie oben beschrieben
wurde in Bezug auf früher aufgezeichnete
Abtastwertfolgen gelesen werden. Aus der dritten Abtastwertfolge
wird gleichfalls wie oben eine separate Fourier-Transformation berechnet.
Bei besonders guten Kommunikationsbedingungen kann jedoch sogar
eine Fourier-Transformation ausreichend sein. Wenn mehr als eine
Fourier-Transformation berechnet wird, werden sie komponentenweise
frequenzgemittelt, um die Wirkung von willkürlichen Fehlern zu verringern.
Darüber
hinaus können die
Ergebnisse der Fourier-Transformationen gleitend durch 2 gemittelt
werden, um deutlicher als zuvor hervorzuheben, dass die FCH-Frequenz
möglicherweise
auf benachbarte Frequenzkomponenten gleichmäßig verteilt ist, das schien
jedoch in Verbindung mit der Fourier-Transformation bei 256 Abtastwerten
nicht besonders nützlich
zu sein.
-
Wie
oben erwähnt
wurde, können
bei der Berechnung der Frequenzkorrektur Fourier-Transformationen
verwendet werden, die aus einem, zwei oder drei FCH-Datenblöcken berechnet
werden. Die Werte des Signal/Rausch-Verhältnisses, auf deren Basis der
Empfänger
die Anzahl der zu definierenden Fourier-Transformationen festlegt, wird am vorteilhaftesten
durch Experimentieren gefunden, in Tabelle 2 wird jedoch lediglich
beispielhaft ein Vorschlag gegeben. Der AWGN-Kanal ist ein Kanal,
bei dem der Einfluss der Mehrweg-Übertragungsausbreitung nicht wesentlich
ist, die Störung
jedoch hauptsächlich
infolge Gaußschens
Rauschens erfolgt. Bei dem Kanal des Ricean-Typs ist die Mehrweg-Übertragungsausbreitung
ein bedeutender Störungsfaktor.
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Das
Ergebnis der Fourier-Transformation und einer möglichen Mittelwertbildung ist
ein diskretes Frequenzspektrum von –9 kHz bis 9 kHz. Der Empfänger erfasst
in dem Spektrum die Frequenzkomponente mit dem größten Leistungswert.
Diese Frequenz repräsentiert
die Frequenzabweichung zwischen der wirklichen FCH-Frequenz und
der Frequenz, die bei der Grundbandmischung verwendet wird. Wenn
die Abweichung kleiner ist als 1% der Symbolrate, kann die Berechnung
auf der Grundlage aufgezeichneter Abtastwerte ohne Berechnungskorrekturen
fortgesetzt werden. Der Grenzwert von einem Prozent ist durch Experimente
definiert und kann durch einen anderen kritischen Wert ersetzt werden.
Wenn die Abweichung im Bereich von 1% bis 10% der Symbolrate liegt,
berechnet der Empfänger
den resultierenden Phasenfehler pro Symbol im Bogenmaß, indem
die Frequenzabweichung mit 2π multipliziert
wird und das erhaltene Produkt durch die Symbolrate dividiert wird.
Somit kann der Phasenfehler, der in den aufgezeichneten Symbolen
enthalten ist und durch die Frequenzabweichung verursacht wird,
durch Berechnungsmittel korrigiert werden. Der Grenzwert von 10%
ist ebenfalls experimentell ermittelt worden und kann durch einen
anderen kritischen Wert ersetzt werden. Informationen, die in Abtastwerten
enthalten sind, die mit größeren Abweichungen aufgezeichnet
wurden, sind auf Grund fehlerhafter Mischfrequenzen für eine weitere
Verarbeitung zu stark verzerrt, deswegen muss der Empfänger die Mischfrequenz
korrigieren (indem von der ursprünglichen
Mischfrequenz die Frequenzabweichung subtrahiert wird, die durch
das Fourier-Spektrum gegeben ist) und eine Anzahl von Abtastwerten,
die zwei neuen Referenzfolgen des BCCH-Datenblocks entsprechen,
empfangen, mischen und aufzeichnen. Auf Grund des Fehlerbereichs,
der bei der Berechnung des Rahmensynchronisationspunkts beobachtet
wurde, müssen
neue Daten für
die Menge von P2 Abtastwerten zusätzlich zu den Referenzfolgen
der angenommenen BCCH-Datenblöcke
sowohl am Anfang als auch am Ende dieser Datenblöcke aufgezeichnet werden.
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Im
Schritt 24 der Erfindung versucht der Empfänger, den
Synchronisationsfehler von P2 (30 Symbole) auf den geforderten Wert
von ±_
Symbol zu reduzieren, indem in den aufgezeichneten BCCH-Datenblöcken ein
Punkt gesucht wird, der mit der bekannten Referenzfolge am besten
korreliert. Wie oben in der Beschreibug des Standes der Technik
erwähnt
wurde, ist die Referenzfolge eine bestimmte wiederholte Symbolfolge
der Länge
32 Symbole mit einem bekannten Ort in dem BCCH-Datenblock. Die korrekte
Form der Referenzfolge ist als eine Folge der Länge 32 Symbole in dem nicht
flüchtigen
Speicher des Empfängers
gespeichert. Unabhängig
davon, ob der Empfänger
Abtastwerte verwendet, die früher
aufgezeichnet wurden, oder nach der Frequenzkorrektur neue Abtastwerte
empfangen hat, erfasst er auf der Grundlage des bekannten Ortes
des berechneten Rahmensynchronisationspunkts und der Referenzfolge
den angenommenen Anfangspunkt der Referenzfolge in jedem BCCH-Datenblock.
In den 4a bis 4c ist
ein Teil der Abtastwertfolge als eine Linie 40 dargestellt
und der angenommene Anfangspunkt der Referenzfolge ist als ein Pfeil 41 dargestellt.
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Da
der Fehlerbereich des berechneten Rahmensynchronisationspunkts trotzdem ±P2 Symbole beträgt, wird
der Korrelationsvergleich gemäß 4a vom
Abtastwert 42 begonnen, der sich P2 Symbole vor dem angenommen
Anfangspunkt 41 der Referenzfolge befindet. In dem ersten
Korrelationsschritt multipliziert der Empfänger gemäß 4a diesen
komplexen Abtastwert 42 mit dem ersten Symbol 43a der
bekannten Referenzfolge 43, den nächsten Abtastwert mit dem nächsten Symbol
der bekannten Referenzfolge usw. über die gesamte Länge der
bekannten Referenzfolge. Die erhaltenen komplexen Produkte werden summiert
und die Leistung dieser Summe wird berechnet und gespeichert. Im
nächsten
Korrelationsschritt wird die bekannte Referenzfolge gemäß 4b um
eine Symbollänge in
Bezug auf die Abtastwertfolge 40 verschoben und die gleiche
Prozedur aus Multiplikation, Addition und Leistungsberechnung wird
wiederholt. Die gleiche Prozedur wird bis zum Abtastwert 44 angewendet, der
sich gemäß 4c P2
Symbole nach dem angenommenen Anfangspunkt der Referenzfolge befindet.
Das erhaltene Ergebnis sind 2 _ P2 + 1 Leistungswerte, die die Korrelation
der bekannten Referenzfolge mit der empfangenen Abtastwertfolge
bei ±P2
Symbolen auf beiden Seiten des angenommenen Anfangspunkts der Referenzfolge
beschreiben.
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Die
Korrelationsberechnungen gemäß den 4a bis 4c werden
separat für
beide aufgenommene BCCH-Datenblöcke
ausgeführt.
Bei beiden Datenblöcken
entspricht der größte Wert
der erhaltenen Leistungswerte dem Punkt in der Abtastwertfolge 40,
an dem eine Folge von 32 aufeinander folgenden Abtastwerten einer
bekannten Referenzfolge am besten entspricht. Der Abstand dieses Punkts
von dem früher
berechneten bezeichneten Anfangspunkt der Referenzfolge sollte bei
beiden aufgenommenen BCCH-Datenblöcken gleich sein. Wenn die
Differenz der Abstände,
die auf der Grundlage separater Datenblöcke berechnet wurden, –1, 0 oder
1 Symbol beträgt,
kann angenommen werden, dass der korrekte Ort der Referenzfolge
gefunden wurde. Der Wert 0 der Differenz bedeutet natürlich, dass
eine Folge mit dem größten Leistungswert
in beiden Datenblöcken
an exakt dem gleichen Punkt in Bezug auf den berechneten Rahmensynchronisationspunkt
gefunden wurde. Die Differenz –1
oder 1 entspricht einer Situation, bei der die Orte der Referenzfolge,
die auf der Grundlage separater BCCH-Datenblöcke berechnet wurde, um ein
Symbol in jede Richtung abweichen. Das kann infolge der Tatsache
der Fall sein, dass bei der A/D-Umsetzung, die mit der bekannten
Verarbeitung des empfangenen Signals verbunden ist, die Grenze des
digitalen Abtastungsfensters sehr nahe am Mittelpunkt eines empfangenen
wirklichen Symbols liegt, wobei in diesem Fall zufällige Fehlerfaktoren
definieren, zu welcher Seite der Grenze des Abtastungsfensters die Leistung,
die zum Übertragen
des wirklichen Symbols verwendet wird, vorrangig gerichtet ist.
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Wenn
die Differenz der Werte, die den Abstand zwischen dem wirklichen
und dem bezeichneten Ort der Referenzfolge beschreiben und aus den BCCH-Datenblöcken berechnet
wurden, einen absoluten Wert besitzt, der größer oder gleich zwei Symbolen
ist, ist die Rahmensynchronisation misslungen. Die Ursache im Hintergrund
kann eine der Folgenden sein:
- – die untersuchte
Frequenz befördert überhaupt kein
wirkliches Signal, sondern bei der zuvor erfolgten Rahmen-Grobsynchronisation
wurde eine fehlerhafte Entscheidung getroffen,
- – der
zuvor berechnete Rahmensynchronisationspunkt befindet sich weiter
als P2 Symbole vom wirklichen Rahmensynchronisationspunkt entfernt,
- – die
Fehlerkorrektur, die mittels der Fourier-Transformationen berechnet
wurde, war falsch, oder
- – die
Symbolsynchronisationsberechnung auf der Grundlage der Referenzfolge
ist misslungen.
-
Davon
ist die erste Alternative die wahrscheinlichste.
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In
der obigen Beschreibung wurde hauptsächlich eine bevorzugte Ausführungsform
des erfindungsgemäßen Verfahrens
erläutert,
für einen
Fachmann ist jedoch offensichtlich, dass daran Modifikationen und
Zusätze
ausgeführt
werden können,
ohne dass weder von der erfinderischen Idee, die in dieser Anmeldung
eingeführt
wird, noch vom Umfang der nachfolgend aufgeführten Ansprüche abgewichen wird. Eine Möglichkeit
der Modifikation ist mit den Leistungspeakwerten, die bei der Rahmen-Grobsynchronisation
(Schritt 20 von 2) ausgewählt werden, und ihrer Behandlung
verbunden. Bei günstigen Empfangsbedingungen
kann eine so genannte einmalige Erfassung verwendet werden, bei
der der Empfänger
lediglich eine Abtastwertfolge mit der Länge eines Rahmens plus ein
Schlitz aufzeichnet und die Schätzwerte
auf deren Grundlage gemäß der oben
beschriebenen Prozedur berechnet. Der Schätzwert, der dem größten Leistungswert
entspricht, wird als Rahmensynchronisationspunkt gewählt und
mit Hilfe dieses Punkts wird ein bezeichneter Anfangspunkt für den FCH-Datenblock
erfasst; wobei ausgehend von diesem Anfangspunkt (verringert um
den Sicherheitsbereich P2) die Frequenzabtastwerte gelesen werden,
um die Fourier-Transformation zu berechnen. Wenn sich herausstellt,
dass der berechnete Frequenzfehler größer als 1% der Symbolrate ist,
korrigiert der Empfänger
die Mischfrequenz und empfängt
einen neuen BCCH-Datenblock. Daraufhin berechnet der Empfänger aus
dem Rahmensynchronisationspunkt den Anfangspunkt der Referenzfolge
und erfasst eine genauere Rahmensynchronisation, indem die Korrelation
von aufeinander folgenden Symbolfolgen mit der bekannten Referenzfolge
untersucht wird. Die einmalige Erfassung spart Zeit und Signalverarbeitungskapazität, wenn
die Empfangsbedingungen ausreichend gut sind. Wenn der Empfänger zunächst eine
einmalige Erfassung versucht, dann jedoch entscheidet, dass das
Signal/Rausch-Verhältnis
zu schlecht ist, muss er neue Abtastwertfolgen empfangen, filtern,
mischen und aufzeichnen, was bedeutet, dass mehr Zeit erforderlich
ist als dann, wenn bereits in dem ersten Versuch wenigstens zwei
Datenblöcke
als Grundlage für
die Berechnungen verwendet werden.
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Bei
der Rahmen-Grobsynchronisation kann das Ziel der Überwachung
außerdem
eine andere Menge von Leistungspeakwerten sein als die oben erwähnten zwei
Werte pro Rahmen. Aus der Schätzwertfolge
mit der Länge
von zwei Rahmen kann der Empfänger
nahezu jede Anzahl von Spitzenwerten auswählen und in Kombination verwenden,
um ein Paar zu finden, bei dem die gegenseitige Anordnung der Werte
mit gewünschter
Genauigkeit der Länge
eines Rahmens entspricht. Es wird jedoch hervorgehoben, dass gilt:
je größer die
Gruppe von Werten ist, die als Anfangspunkt bei der Auswahl des
Rahmensynchronisationspunkts gewählt
wird, desto größer ist
die Wahrscheinlichkeit, dass ein plötzlicher Leistungspeak, der
durch Rauschen verursacht wird, fehlerhaft als ein BCCH-Datenblock
interpretiert wird.
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Wenn
die verfeinerte Rahmensynchronisation (Schritt 24 von 2)
den berechneten Ort der Referenzfolge in aufeinander folgenden Datenblöcken ergibt,
so dass die Differenz in eine Richtung oder die andere ein Symbol
beträgt,
kann die zu Grunde liegende Mehrdeutigkeit, die durch die Abtastungstechnik
verursacht wird, auf viele unterschiedliche Arten geklärt werden.
Der Empfänger kann
z. B. zuerst auf jeder Seite zwei unterschiedliche Signale verarbeiten,
die gemäß unterschiedlichen
Rahmensynchronisationspunkten synchronisiert sind, woraufhin der
Rahmensynchronisationspunkt, der bessere Ergebnisse liefert, als
der endgültige
Punkt gewählt
wird. Eine weitere Alternative besteht darin, das oben erwähnte digitale
Abtastungsfenster um ein halbes Symbol vor oder zurück zu schieben
und dann zu untersuchen, ob sich dadurch die Signalqualität verbessert.
Wenn die Verschiebung in einer falschen Richtung stattgefunden hat, wird
der Rahmensynchronisationspunkt in die entgegengesetzte Richtung
um die Länge
eines ganzen Symbols verschoben.
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Nun
wird ein beispielhafter Funkempfänger beschrieben,
der zum Realisieren des erfindungsgemäßen Verfahrens verwendet werden
kann. 5 veran schaulicht in einem Blockschaltplan einen Funkempfänger 50,
wobei die Hochfrequenz- und Zwischenfrequenzabschnitte den Stand
der Technik repräsentieren
und lediglich als ein Block 51 dargestellt sind. Der Zwischenfrequenzabschnitt
erzeugt an seinem Ausgang ein Signal, das in dem Abwärtsumsetzungsblock 52,
der im Wesentlichen einen A/D-Umsetzer und einen digitalen Mischer
(die in der Zeichnung nicht separat dargestellt sind) enthält, in das
Grundband gemischt wird. Bei der Abwärtsumsetzung wird vorteilhaft
eine achtfache Überabtastung
angewendet, so dass der Ausgang des Blocks 52 eine achtfache
Anzahl von Abtastwerten im Vergleich zu der bekannten Symbolrate
des Signals enthält.
Die Blöcke 53 und 54 umfassen
Abschnitte zur Bereichspassfilterung und Untersetzung, die Störfrequenzen
auf dem Signal entfernen und die Überabtastung verringern, bis
lediglich ein Abtastwert pro Symbol im Signal übrig bleibt. Der Rahmensynchronisationsblock 55 umfasst
Abschnitte, die den oben (in 2) beschriebenen
Schritten 20, 21, 24 und 25 entsprechen,
wobei diese Abschnitte die Rahmensynchronisation implementieren.
Der Taktblock 56 steuert die Synchronisation der Operation
und zählt z.
B. empfangene Symbole, selbst wenn sie auf Grund der Zeit, die im
Synchronisationsprozess benötigt
wird, nicht richtig verarbeitet werden, so dass der Ort des Rahmensynchronisationspunkts
nach der Erfassung unabhängig
von der Zeitdauer, die bei der Rahmensynchronisation benötigt wird,
in Bezug auf den empfangenen Signalstrom aktuell ist.
-
Der
Taktblock 56 liefert außerdem die Synchronisationsdaten
für den
Fensterbildungsblock 57, der festlegt, welche Abtastwerte
als Grundlage für
die Berechnung der Fourier-Transformationen ausgewählt werden.
Der Block 58 berechnet in geeigneter Weise die Fourier-Transformationen
(FFT) und auf der Grundlage der erhaltenen Ergebnisse wird die Mischfrequenz
im Block 59 eingestellt. Die Bildung der Mischfrequenz
ist Teil der Kanalauswahl, die durch den Steuerblock CTRL des gesamten
Systems unter Mitwirkung des Kanalauswahlblocks 60 gesteuert
wird. Das zu demodulierende Signal wird nach dem Finden der Rahmensynchronisation
zwischen dem Untersetzungsblock 54 und dem Rahmensynchronisationsblock 55 entnommen.
Da die Signalverarbeitungsoperationen, die in 5 dargestellt
sind, auf das digitale Signal gerichtet sind, das der A/D-Umsetzung
nach der Abwärtsumsetzung
folgt, werden sie vorteilhaft als Programmprozesse realisiert, die
durch einen digitalen Signalprozessor (DSP) ausgeführt werden.
Sowohl die DSP-Programmierung als auch die Planung der Prozesse,
die den Blöcken
von 5 entsprechen, repräsentieren Technologie des Standes
der Technik, die einem Fachmann an sich bekannt ist.
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Das
erfindungsgemäße Verfahren
führt eine schnelle
und zuverlässige
Art zur Signalerfassung in einem System ein, bei dem der Empfänger das
Signal aus einer Gruppe von mehreren Frequenzen finden muss und
mit Hilfe des rhythmischen Musters der Übertragung in einem bekannten
Steuersignal auf das Signal synchronisieren muss. Das Verfahren erfordert,
dass lediglich etwa 6000 Abtastwerte für die Verarbeitung aufgezeichnet
werden, was keine außergewöhnliche
Anforderung an die Ausrüstung darstellt.
Das erfindungsgemäße Verfahren
ist außerdem
in einfacher Weise für
mehrere unterschiedliche Empfangsumgebungen geeignet, da die Anzahl
der aufgezeichneten und behandelten Signalrahmen gemäß dem vorherrschenden
Signal/Rausch-Verhältnis variiert
werden kann.