DE69720176T2

DE69720176T2 - Stromversorgungsschaltung

Info

Publication number: DE69720176T2
Application number: DE69720176T
Authority: DE
Inventors: Hideaki Abe; Hideki Tamura
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1996-12-24
Filing date: 1997-12-23
Publication date: 2003-10-23
Anticipated expiration: 2017-12-24
Also published as: CN1070004C; EP0853372B1; JPH10191575A; JP3391999B2; EP0853372A1; CN1186377A; DE69720176D1; US6016259A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Stromversorgungsschaltung.
Aus der US-Patentschrift 5 333 104 ist eine Ladeschaltung zur Aufladung einer Batterie bekannt, die in Verbindung mit dem Gegenstand der Erfindung als Stromversorgungsschaltung des zugehörigen Standes der Technik in Betracht gezogen werden kann. Gemäß Fig. 8 stellt diese Schaltungsanordnung des Standes der Technik einen Gleichspannungswandler oder Wechselrichter dar und umfasst eine mit einer Gleichstromquelle E verbundene Reihenschaltung aus einem von einer Parallelschaltung eines Resonanzkondensators C&sub1; und einer Primärwicklung L&sub1; gebildeten LC-Schwingkreis, einer Parallelschaltung einer Diode D&sub1; mit einem Widerstand R&sub1; und einem ein spannungsgesteuertes Schaltelement bildenden Feldeffekttransistor Q&sub1;; eine mit der Gleichstromquelle E verbundene Reihenschaltung eines Widerstands R&sub2; mit einem Kondensator C&sub2;; eine mit der Primärwicklung L&sub1; magnetisch gekoppelte Rückkopplungswicklung L&sub3;, die zur Bildung eines Schwingkreis-Transformators (Resonanztransformators) zwischen einen Verbindungspunkt des Widerstands R&sub2; und des Kondensators C&sub2; und die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q&sub1; geschaltet ist; und eine Reihenschaltung aus einem Widerstand R&sub3; und einer Diode D&sub2;, über die ein Verbindungspunkt des Widerstands R&sub2; und des Kondensators C&sub2; mit einem Verbindungspunkt der Primärwicklung L&sub1; und einer Diode D&sub1; verbunden ist. Die Widerstände R&sub2; und R&sub3;, der Kondensator C&sub2; und die Diode D&sub2; bilden einen Startkreis für die Schwingungsstabilisierung, einen Vorspannungskreis sowie eine Vorspannungssteuerschaltung.
Eine Sekundärwicklung L&sub2;, die einen mit dem Schwingkreistransformator T magnetisch gekoppelten Mittelabgriff zur Erzeugung einer Sekundärspannung aufweist, ist mit ihren beiden Endanschlüssen über Dioden D&sub3;, D&sub4; mit dem Pluspol einer aufzuladenden Sekundärbatterie B verbunden, während der Mittelabgriff mit dem Minuspol der aufzuladenden Sekundärbatterie B verbunden ist, sodass die aufzuladende Sekundärbatterie B mit Hilfe der Sekundärspannung aufgeladen wird.
Nachstehend wird näher auf Betrieb und Wirkungsweise dieser als Beispiel angeführten Schaltungsanordnung des Standes der Technik eingegangen.
Wenn die Gleichstromquelle E eingeschaltet wird, wird der Kondensator C&sub2; von einem über den Widerstand R&sub2; fließenden Strom Is&sub1; aufgeladen. Durch diesen Aufladevorgang steigt die Spannung am Kondensator C&sub2; an, und wenn diese Spannung eine Schwellenspannung des Feldeffekttransistors Q&sub1; erreicht, wird der Feldeffekttransistor Q&sub1; durchgeschaltet und damit wirksam. Im durchgeschalteten Zustand des Feldeffekttransistors Q&sub1; fließt der in Fig. 9(b) dargestellte Strom IL&sub1; durch die Primärwicklung L&sub1;, was dazu führt, dass in der Rückkopplungswicklung L&sub3; eine Spannung induziert wird und ein Rückkopplungsvorgang zur Erzeugung von Schwingungen einsetzt. Hierbei fließt während einer Periode, in der die Drain-Spannung VD des Feldeffekttransistors Q&sub1; kleiner als die Spannung am Kondensator C&sub2; ist, die Ladung des Kondensators C&sub2; über eine Schaltungsanordnung ab, die den Kondensator C&sub2;, den Widerstand R&sub3;, die Diode D&sub2;, die Diode D&sub2; und den Widerstand R&sub1;, den Feldeffekttransistor Q&sub1; und den Kondensator C&sub2; umfasst, sodass ein Entladungsstrom Is&sub2; fließt, wie er in Fig. 8 dargestellt ist. Durch diesen Entladungsstrom Is&sub2; fällt die Spannung am Kondensator C&sub2; unter die Schwellenspannung an der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q&sub1; ab, wodurch sich die Durchschaltperiode verkürzt. Bei verkürzter Durchschaltperiode verringert sich der die Ladung des Kondensators C&sub2; abführende Strom Is&sub2;, sodass die Spannung am Kondensator C&sub2; ansteigt und eine Gegenkopplung in einer Richtung herbeiführt, in der eine Vorspannung VG2 stabilisiert wird, wie dies in Fig. 9(g) dargestellt ist, wodurch ein stabiler selbsterregter Schwingungsvorgang erzielt wird. Fig. 9(a) zeigt eine Spannung VC an den beiden Enden des Resonanzkondensators C&sub1;, während Fig. 9(b) einen über die Primärwicklung L&sub1; fließenden Strom IL&sub1; veranschaulicht. Fig. 9(c) zeigt eine Spannung VF am Verbindungspunkt des von der Parallelschaltung des Kondensators C&sub1; und der Primärwicklung L&sub1; gebildeten Schwingkreises mit der Diode D&sub1;.
Die zwischen dem Feldeffekttransistor Q&sub1; und dem LC- Schwingkreis angeordnete Diode D&sub1; dient zum Sperren eines über eine parasitäre Diode des Feldeffekttransistors Q&sub1; fließenden Gegenstroms bzw. Rückstroms.
Bei dieser als Beispiel angeführten Schaltungsanordnung des Standes der Technik gemäß Fig. 8 wird eine durch die Rückkopplungswicklung L&sub3; induzierte sinusartige Spannung VG der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors Q&sub1; in der in Fig. 9(f) veranschaulichten Weise zugeführt, wobei der Spitzenwert der sinusartigen Spannung in der Nähe der Schwellenspannung des Feldeffekttransistors Q&sub1; liegt. Ein in Fig. 9(e) dargestellter, über den Feldeffekttransistor Q&sub1; fließender Strom ID beginnt zu fließen, bevor die in Fig. 9(d) dargestellte Drain-Spannung VD des Feldeffekttransistors Q&sub1; 0 Volt erreicht, wobei der Strom ID auch noch nicht auf 0 abgefallen ist, nachdem die Drain- Spannung VD des Feldeffekttransistors Q&sub1; wieder anzusteigen beginnt. Auf diese Weise entstehen problematische Schaltverluste im Feldeffekttransistor Q&sub1;.
Aus der JP-A-2 241 362 ist eine Treiberschaltung für einen selbsterregten monostabilen Wandler bekannt, bei dem ein Basiswiderstand R&sub1; in Verbindung mit einer Induktivität L zur Umformung des Verlaufs des Basisstroms von einer Rechteckform in eine Dreieckform verwendet wird, um auf diese Weise die Verluste am Basiswiderstand durch Verringerung des effektiven Basisstroms zu reduzieren.
Außerdem ist in dieser Druckschrift ein stromgesteuertes Schaltelement in Form eines bipolaren Transistors offenbart, bei dem der Treiberstrom verringert wird, um die Verluste am Basiswiderstand R&sub1; zu reduzieren. Ein solcher Basiswiderstand ist jedoch als strombegrenzendes Bauelement für ein stromgesteuertes Schaltelement unbedingt erforderlich. Außerdem wird gemäß diesem Stand der Technik die Verwendung einer Induktivität L vorgeschlagen, um den Verlauf des über den Basiswiderstand fließenden Basisstroms zu ändern und auf diese Weise die Verluste am Basiswiderstand zu verringern.
Ferner ist aus der JP-A-60 204 261 eine selbsterregte Oszillatorschaltung bekannt, bei der Leistungsverluste verringert sind und die Beschädigung eines Schalttransistors verhindert wird, indem der Vorspannungsbetrag für den Basisstrom des Transistors vergrößert wird, wenn der Kollektorstrom des Transistors ansteigt.
Angesichts der vorstehend beschriebenen Probleme liegt der Erfindung die Aufgabe zu Grunde, eine Stromversorgungsschaltung mit einer sehr effizienten und zuverlässigen Wechselrichterschaltung anzugeben, bei der die Schaltverluste eines spannungsgesteuerten Schaltelementes unterdrückt werden können.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch eine Stromversorgungsschaltung gemäß Patentanspruch 1 gelöst.
Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den zugehörigen Unteransprüchen wiedergegeben.
Durch die Erfindung wird somit eine Stromversorgungsschaltung angegeben, die einen LC- Schwingkreis, eine Rückkopplungswicklung, ein spannungsgesteuertes Schaltelement, eine Vorspannungsschaltung zur Zuführung einer Vorspannung zu einem Steueranschluss des Schaltelements und eine Vorspannungssteuerschaltung zur Steuerung der Vorspannung aufweist und auf diese Weise einen Wechselrichter bildet, der in einem selbsterregten Schwingungszustand betrieben werden kann, wobei ein erster Widerstand zur Verzögerung der Phase einer in der Rückkopplungswicklung erzeugten Wechselspannung zwischen die Rückkopplungswicklung und den Steueranschluss des Schaltelements geschaltet ist, wodurch sich eine sehr effiziente und zuverlässige Stromversorgungsschaltung effektiv realisieren lässt, bei der Schaltverluste des Schaltelements beseitigt und unerwünschte Verluste unterdrückt sind.
Erfindungsgemäß ist außerdem eine Reihenschaltung aus einem zweiten Widerstand mit einer ersten Diode vorgesehen, die als Vorspannungssteuerschaltung zwischen einen Verbindungspunkt des LC-Schwingkreises mit dem Schaltelement und die Vorspannungsschaltung geschaltet ist, sodass durch die Vorspannungssteuerschaltung stabilere Schwingungen erzielbar sind, während gleichzeitig unerwünschte Verluste unterdrückt werden.
Erfindungsgemäß kann weiterhin eine Schaltungsanordnung zur Steuerung der Vorspannung mit einem über das Schaltelement fließenden Strom als Vorspannungssteuerschaltung vorgesehen werden, sodass durch eine solche Vorspannungssteuerschaltung stabile Schwingungen erzielbar sind, während unerwünschte Verluste unterdrückt werden.
Erfindungsgemäß kann außerdem eine zweite Diode dem ersten Widerstand parallel geschaltet werden, wodurch die Möglichkeit besteht, eine verzögerte Spannung am Steueranschluss des Schaltelements bei dessen Abschaltung durch eine Durchlassspannung der zweiten Diode zu unterdrücken und damit einen Anstieg der Verluste des Schaltelements zu verhindern.
Erfindungsgemäß ist weiterhin ein Transistor vorgesehen, der zur Steuerung der Vorspannung durchgeschaltet wird, wenn ein über das Schaltelement fließender Strom einen vorgegebenen Wert erreicht, wobei mit der Basis des Transistors ein Verzögerungskondensator zur Verzögerung eines Sperrvorgangs des Transistors verbünden ist, sodass der Sperrvorgang des Transistors zur schnellen Verringerung eines über das Schaltelements fließenden Stroms verzögert werden kann und sich auf diese Weise die Verluste des Schaltelements unterdrücken lassen.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von mehreren Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 2(a) bis 2(d) Signalverläufe zur Veranschaulichung von Betrieb und Arbeitsweise des ersten Ausführungsbeispiels,
Fig. 3(a) bis 3(d) Signalverläufe zur Veranschaulichung von Betrieb und Arbeitsweise des ersten und eines dritten Ausführungsbeispiels,
Fig. 4 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 5 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 6 ein Schaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 7(a) und 7(b) Signalverläufe zur Veranschaulichung von Betrieb und Arbeitsweise des vierten Ausführungsbeispiels,
Fig. 8 ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels des Standes der Technik, und
Fig. 9(a) bis 9(g) Signalverläufe zur Veranschaulichung von Betrieb und Arbeitsweise des Ausführungsbeispiels des Standes der Technik.

1. Ausführungsbeispiel:

Fig. 1 zeigt ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels. Dieses Ausführungsbeispiel ist durch einen Widerstand R&sub4; gekennzeichnet, der zur Unterdrückung von Schaltverlusten zwischen die Gate-Elektrode eines ein spannungsgesteuertes Schaltelement bildenden Feldeffekttransistors Q&sub1; und eine Rückkopplungswicklung L&sub3; geschaltet ist, und unterscheidet sich somit in dieser Beziehung von der als Beispiel angeführten Schaltungsanordnung gemäß Fig. 8 des Standes der Technik. In Fig. 1 sind Bauelemente, Spannungen und Ströme, die mit denjenigen der Schaltungsanordnung der Standes der Technik identisch sind, mit gleichen Bezugszahlen und Bezugszeichen bezeichnet.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf die Fig. 2(a) bis 2(d) und 3(a) bis 3(d) näher auf Betrieb und Wirkungsweise dieses Ausführungsbeispiels eingegangen. Die Fig. 3(a) bis 3(d) stellen vergrößerte Ansichten der wesentlichen Signale gemäß den Fig. 2 (a) bis 2 (d) dar. Da die Schaltungsanordnung gemäß diesem Ausführungsbeispiel grundsätzlich in der gleichen Weise wie die Schaltungsanordnung des Standes der Technik arbeitet, wird nachstehend nur auf die charakteristische Betriebsweise näher eingegangen.
Durch die Einfügung des Widerstands R&sub4; zwischen die Gate- Elektrode des Feldeffekttransistors Q&sub1; und die Rückkopplungswicklung L&sub3; tritt bei diesem Ausführungsbeispiel zunächst eine Verzögerung bei einer der Gate-Elektrode zugeführten Spannung VG (in den Fig. 2(d) und 3(c) gestrichelt dargestellt) im Vergleich zu einer Spannung VG' (in den Fig. 2(d) und 3(c) durchgezogen dargestellt) der Rückkopplungswicklung L&sub3; auf, was auf dem Einfluss einer am Gate des Feldeffekttransistors Q&sub1; existierenden Eingangskapazität beruht. Wie in Fig. 2(c) (oder in Fig. 3(d) durch eine gestrichelte Linie) veranschaulicht ist, fließt somit nicht länger ein Strom ID, bevor die in Fig. 2(b) oder Fig. 3(b) dargestellte Drain-Spannung VD des Feldeffekttransistors Q&sub1; den Wert 0 erreicht, wodurch die Schaltverluste verringert werden können. Der in Fig. 3(c) dargestellte flache Bereich der Gate-Spannung VG entsteht unter dem Einfluss eines Spiegeleffektes. Fig. 2(a) und Fig. 3(a) zeigen eine Spannung VF am Verbindungspunkt des vom Kondensator C&sub1; und der Primärwicklung L&sub1; gebildeten LC-Schwingkreises mit der Parallelschaltung der Diode D&sub1; und des Widerstands R&sub1;. Das Bezugszeichen X bezeichnet in Fig. 2(d) einen Schwellenwert für das Gate des Feldeffekttransistors Q&sub1;.

2. Ausführungsbeispiel:

Bei diesem Ausführungsbeispiel, das in Fig. 4 dargestellt ist, ist die von dem Widerstand R&sub3; und der Diode D&sub2; gebildete Vorspannungssteuerschaltung des ersten Ausführungsbeispiels durch eine Vorspannungssteuerschaltung ersetzt, die gebildet wird, indem eine Reihenschaltung aus Widerständen R&sub5;, R&sub6; mit der Source-Elektrode eines Feldeffekttransistors Q&sub1; verbunden, eine Reihenschaltung aus einer Diode D&sub5; und einem Transistor Q&sub2; einer die Gate- Source-Strecke des Feldeffekttransistors Q&sub1; und die Widerstände R&sub5;, R&sub6; umfassenden Schaltungsanordnung parallel geschaltet und der Verbindungspunkt der beiden Widerstände R&sub5;, R&sub6; mit der Basis des Transistors Q&sub2; verbunden werden. Da der weitere Aufbau der gleiche wie im Falle des ersten Ausführungsbeispiels ist, sind gleiche Bauelemente, Ströme und Spannungen mit den gleichen Bezugszeichen und Bezugszahlen bezeichnet.
Nachstehend wird näher auf Betrieb und Arbeitsweise dieses Ausführungsbeispiels eingegangen. Da die Schaltungsanordnung gemäß diesem Ausführungsbeispiel mit Ausnahme einer Schaltungsanordnung zur Steuerung einer Vorspannung grundsätzlich in der gleichen Weise betrieben wird, wie die Schaltungsanordnung des ersten Ausführungsbeispiels, wird nachstehend nur die charakteristische Arbeitsweise näher beschrieben.
Wenn bei der Schaltungsanordnung dieses Ausführungsbeispiels die am Verbindungspunkt der Widerstände R&sub5;, R&sub6; gebildete Spannung durch einen über den Feldeffekttransistor Q&sub1; fließenden Strom ID auf einen vorgegebenen Wert ansteigt, beginnt der Transistor Q&sub2; zu leiten und im Vorspannungskondensator C&sub2; gespeicherte Ladungen über eine den Kondensator C&sub2;, die Rückkopplungswicklung L&sub3;, den Widerstand R&sub4;, die Diode D&sub5;, den Transistor Q&sub2; und den Kondensator C&sub2; umfassende Strecke zur Steuerung einer Vorspannung VG2 des Feldeffekttransistors Q&sub1; abzuführen. Hierbei sind die Schaltungskonstanten der Widerstände R&sub5;, R&sub6; usw. auf Werte eingestellt, die ein ausgeglichenes Aufladen und Entladen des Vorspannungskondensators C&sub2; ermöglichen.
Der Widerstand R&sub4; dient wie im Falle des ersten Ausführungsbeispiels zur Verringerung von Schaltverlusten im Feldeffekttransistor Q&sub2;.

3. Ausführungsbeispiel:

Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung des ersten Ausführungsbeispiels dahingehend, dass eine Diode D&sub6; einem Widerstand R&sub4; zur Verringerung von Schaltverlusten parallel geschaltet ist, wie dies in Fig. 5 veranschaulicht ist. Da die weitere Konfiguration die gleiche wie im Falle des ersten Ausführungsbeispiels ist, sind gleiche Bauelemente, Ströme und Spannungen mit den gleichen Bezugszeichen und Bezugszahlen bezeichnet.
Während bei der Schaltungsanordnung des ersten Ausführungsbeispiels die Schaltverluste des Feldeffekttransistors Q&sub1; bei dessen Durchschalten durch Hinzufügen des Widerstands R&sub4; vermieden werden, entstehen demgegenüber beim Sperren des Feldeffekttransistors Q&sub1; höhere Schaltverluste, da die Gate-Spannung VG mit einer Verzögerung abfällt. Zur Lösung dieses Problems ist bei diesem Ausführungsbeispiel die Diode D&sub6; dem Widerstand R&sub4; parallel geschaltet, um die Verzögerung der Gate-Spannung durch die Durchlassspannung der Diode D&sub6; beim Sperren des Feldeffekttransistors Q&sub1; zu unterdrücken, wodurch sich ein Anstieg der Schaltverluste vermeiden lässt. Die bei diesem Ausführungsbeispiel auftretende Gate-Spannung VG ist in Fig. 3(c) durch VG" veranschaulicht, während der Strom ID in Fig. 3(d) durch eine strichpunktierte Linie dargestellt ist.

4. Ausführungsbeispiel:

Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von der Schaltungsanordnung des zweiten Ausführungsbeispiels dahingehend, dass in der in Fig. 6 dargestellten Weise ein Kondensator C&sub3; einem Widerstand R&sub6; parallel geschaltet ist, während eine Diode D&sub6; wie im Falle des dritten Ausführungsbeispiels einem Widerstand R&sub4; parallel geschaltet ist.
Da die Widerstände R&sub5;, R&sub6; mit der Source-Elektrode des Feldeffekttransistors Q&sub1; verbunden sind, erreicht der über den Feldeffekttransistor Q&sub1; fließende Strom einen bestimmten Wert und der Transistor Q&sub2; beginnt zur Durchführung der Vorspannungssteuerung zu leiten. Wenn somit der Feldeffekttransistor Q&sub1; sperrt, verringert sich auch der Strom, sodass die Basisspannung Vs des Transistors Q&sub2; abfällt und damit auch die Schwellenspannung des Feldeffekttransistors Q&sub1; in Bezug auf das Massepotential kleiner wird. Anders ausgedrückt, da die Schwellenspannung sinkt, um ein Sperren des Feldeffekttransistors Q&sub1; auch bei kleiner werdender Gate-Spannung VG zu verhindern, wird der Strom ID allmählich kleiner, wie dies in den Fig. 2 und 3 veranschaulicht ist. Dieser allmähliche Abfall des Stroms ID führt zu Schaltverlusten.
Bei diesem Ausführungsbeispiel wird durch die Parallelschaltung des Kondensators C&sub3; mit dem Widerstand R&sub6; die Basisspannung Vs des Transistors Q&sub2; zeitlich verzögert, bis die Ladungen des Kondensators C&sub3; abgeführt sind. Dies hat zur Folge, dass die scheinbare Schwellenspannung in Bezug auf Massepotential nicht abfällt, was zu dem in Fig. 7(b) durch eine durchgezogene Linie veranschaulichten vertikalen Abfall des Stroms ID führt, sodass das Auftreten von Schaltverlusten verhindert werden kann. In Fig. 7(a) ist die Spannung VF veranschaulicht.
Obwohl bei den vorstehend beschriebenen jeweiligen Ausführungsbeispielen die Gleichstromquelle E zur Stromversorgung Verwendung findet, kann auch jede Spannung von einer üblichen Netzstromversorgung gleichgerichtet werden, um die im Rahmen der Erfindung verwendbare gleichmäßige Spannung zu erzeugen. Außerdem lässt sich eine ähnliche Wirkung erzielen, wenn anstelle eines Feldeffekttransistors ein spannungsgesteuertes Schaltelement, wie ein IGBT-Bauelement, verwendet wird.
Erfindungsgemäß ist somit ein Widerstand zwischen der Gate- Elektrode eines Feldeffekttransistors und einer Rückkopplungswicklung angeordnet, um eine Verzögerung einer an der Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors anliegenden Spannung im Vergleich zu der Spannung an der Rückkopplungswicklung auf Grund des Einfusses einer am Gate des Feldeffekttransistors existierenden Eingangskapazität herbeizuführen. Auf diese Weise fließt kein Strom, bevor nicht die Drain-Spannung des Feldeffekttransistors auf 0 Volt abgefallen ist, wodurch sich Schaltverluste verringern lassen.

Claims

1. Stromversorgungsschaltung, mit:

einer Stromquelle (E),

einem Leistungstransformator (T), dessen Sekundärseite (L2) mit einer von der Stromversorgungsschaltung zu versorgenden Schaltungsanordnung (D3, D4, B) verbunden ist,

einem spannungsgesteuerten Schaltelement (Q1) mit einem Steueranschluss,

einem mit dem Schaltelement (Q¹) in Reihe geschalteten LC-Schwingkreis (L1, C1), dessen Induktivität die erste Wicklung des Leistungstransformators (T) bildet,

einer Rückkopplungswicklung (L3) zur Zuführung einer einem hochfrequenten Strom des LC-Schwingkreises (L1, C1) entsprechenden Rückkopplungsspannung zum Steueranschluss des Schaltelementes (Q1),

einer der Reihenschaltung des LC-Schwingkreises (L1, C1) und des Schaltelementes (Q1) parallel geschalteten Vorspannungsschaltung (R2, C2), die mit der Rückkopplungswicklung (L3) verbunden ist, um dem Steueranschluss über die Rückkopplungswicklung (L3) eine Vorspannung zuzuführen, und

einer Vorspannungssteuerschaltung (R3, D2; R5, R6, Q2, D5) zur Steuerung der Vorspannung, die zwischen die Vorspannungsschaltung (R2, C2) und die Reihenschaltung des LC-Schwingkreises (L1, C1) mit dem Schaltelement (Q1) geschaltet ist,

gekennzeichnet durch

einen mit dem Steueranschluss des Schaltelements (Q1) verbundenen Widerstand (R4), wobei die Vorspannung und die Rückkopplungsspannung dem Steueranschluss des Schaltelements (Q1) über den Widerstand (R4) zugeführt werden, und

wobei der Widerstand (R4) zur Verzögerung der Rückkopplungsspannung um eine vorgegebene Zeitdauer ausgewählt ist.

2. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1,

gekennzeichnet durch

eine Diode (D&sub6;), die dem Widerstand (R&sub4;) parallel geschaltet ist.

3. Stromversorgungsschaltung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass

die Vorspannungssteuerschaltung einen Transistor (Q2) aufweist, der zur Steuerung der Vorspannung leitend wird, wenn ein über das Schaltelement (Q1) fließender Strom einen vorgegebenen Wert erreicht, und

ein Verzögerungskondensator (C3) mit der Basis des Transistors (Q2) zur Verzögerung des Sperrvorgangs des Transistors (Q2) verbunden ist.