DE69634711T2

DE69634711T2 - VBB-Referenz für spannungsgepümptes Substrat

Info

Publication number: DE69634711T2
Application number: DE69634711T
Authority: DE
Inventors: James Gorecki; Ravindar Lall; Robert B. Lefferts
Original assignee: Lattice Semiconductor Corp
Current assignee: Lattice Semiconductor Corp
Priority date: 1995-03-14
Filing date: 1996-03-08
Publication date: 2006-01-19
Anticipated expiration: 2016-03-09
Also published as: EP0732796B1; US5670907A; EP0732796A2; JPH0951266A; EP0732796A3; JP3765433B2; DE69634711D1

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Diese Erfindung bezieht sich auf integrierte Schaltungen und insbesondere auf integrierte Schaltungen mit gepumpten Substraten.
ALLGEMEINER STAND DER TECHNIK
Einige integrierte MOS- und CMOS-Schaltungen haben eine kapazitive Pumpschaltung, um die Spannung („VBB") des Substrats der integrierten Schaltung zu steuern, um die Leistung zu verbessern. Dieses System wird manchmal eine „gepumptes Substrat" Technik genannt. Das gepumpte Substratsystem bewirkt ein Vorspannen des Substrats in Sperrrichtung, um den Volumeneffekt zu verringern und parasitäre Kapazität zu reduzieren, so dass die Schwellenspannung (Vt) der Vorrichtungen abnimmt, ohne, dass der Sättigungsstrom (Idsat) der Vorrichtung abnimmt.
1 zeigt ein gepumptes Substratsystem 100, das einen Oszillator 110, ein UND-Gatter 120, eine kapazitive Pumpe 130, einen Komparator 140, eine Spannungsreferenz 150 und eine Abtastschaltung 160 umfasst, die ein herkömmliches gepumptes Substratsystem bilden, wie allgemein durch US-A-4,229,667 offenbart. Die Spannungsreferenz 150 liefert eine Spannung Vref an den negativen Eingangsanschluss des Komparators 140. Die Spannung Vref ist negativ, so dass das Substrat in Sperrrichtung vorgespannt wird, wie untenstehend beschrieben. Die Abtastschaltung 160 tastet die Substratspannung VBB ab und liefert eine Spannung, die dazu bestimmt ist, gleich der Substratspannung VBB zu sein, an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 140. Die Ausgangsleitung des Komparators 140 ist mit einer Eingangsleitung des UND-Gatters 120 verbunden. Die andere Eingangsleitung des UND- Gatters 120 ist an die Ausgangsleitung des Oszillators 110 gekoppelt.
Folglich gibt der Komparator 140, wenn die Substratspannung VBB niedriger ist (d. h. negativer) als die Spannung Vref, ein logisches 0-Signal an das UND-Gatter 120 aus. Das UND-Gatter 120 empfängt dieses logische 0-Signal vom Komparator 140. Demzufolge gibt das UND-Gatter 120 ein logisches 0-Signal aus, ganz gleich, wie der Eingang in die andere Eingangsleitung des UND-Gatters 120 ist. Folglich wird das Taktsignal, das durch den Oszillator 110 erzeugt wird, nicht an die kapazitive Pumpe 130 übertragen. Die kapazitive Pumpe 130 ist eine herkömmliche kapazitive Ladungspumpe, welche als Reaktion auf das Taktsignal des Oszillators 110 negative Ladung zum Substrat hinzufügt. Demzufolge fügt die kapazitive Pumpe 130 dem Substrat keine negative Ladung hinzu, wenn die Substratspannung VBB niedriger ist als die Spannung Vref.
Andererseits gibt der Komparator 140, wenn die Substratspannung VBB höher (d. h. positiver) ist als Vref, ein logisches 1-Signal an das UND-Gatter 120 aus. Folglich wird das Taktsignal, das durch den Oszillator 110 erzeugt wird, durch das UND-Gatter 120 zur kapazitiven Pumpe 130 aufgetastet. Als Reaktion auf das Taktsignal wird durch die kapazitive Pumpe 130 dem Substrat negative Ladung hinzugefügt, wodurch verursacht wird, dass die Substratspannung VBB abnimmt.
Die negative Ladung, die in das Substrat gepumpt wird, wird indes vom Substrat abgeleitet, wodurch ein Anstieg der Spannung VBB verursacht wird. Der Komparator 140, das UND-Gatter 120 und die kapazitive Pumpe 130 bilden einen negativen Rückkopplungsschleife, um dem Substrat negative Ladung hinzuzufügen, um die Spannung VBB im Wesentlichen gleich der Spannung Vref zu halten.
Ein Problem des gepumpten Substratsystems 100 ist das Abtasten der Substratspannung VBB, so, dass die Spannung VBB mit der Spannung Vref verglichen werden kann. In diesem herkömmlichen System ist die Abtastschaltung 160 eine komplexe Schaltung, die empfindlich auf Prozess-, Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen ist. Ferner wird die Spannungsreferenz 150 für gewöhnlich unter Verwendung von P-Kanaleinheiten ausgeführt, wenn das Substrat ein p-Typ-Halbleitermaterial ist. Diese P-Kanaleinheiten, sind ebenfalls empfindlich auf die oben genannten Schwankungen. Demzufolge kann die Substratspannung VBB im gepumpten Substratsystem 100 von –0.5 V bis –2.5 V variieren, was in vielen Anwendungen nicht akzeptabel ist.
KURZDARSTELLUNG
Gemäß der vorliegenden Erfindung, wird ein Verfahren gemäß dem unabhängigen Anspruch 1 zum Beibehalten der Spannung eines Substrats bei einem gewünschten Pegel sowie eine Struktur gemäß dem unabhängigen Anspruch 9 zum Ausführen des Verfahrens bereitgestellt. Das Verfahren verwendet einen Pegel-Shifter zum Verstellen der Spannung des Substrats im Vergleich zu einer geeigneten Spannung.
Gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, umfasst ein gepumptes Substratsystem einen Oszillator, eine kapazitive Pumpe, eine Vergleichsschaltung und einen Pegel-Shifter. Der Pegel-Shifter wird zwischen das Substrat und die positive Eingangsleitung der Vergleichsschaltung gekoppelt und verstellt die Substratspannung um eine Spannung Vbg. Die negative Eingangsleitung des Komparators wird mit einer Quelle für Erdpotential verbunden. Folglich besteht für eine komplexe Abtastschaltung keine Notwendigkeit, die Substratspannung VBB abzutasten. Die Vergleichsschaltung vergleicht das Erdpotential mit einer Spannung, die im Wesentlichen gleich der Summe der Spannung Vbg und der Substratspannung VBB (d. h. Vsense) ist. Der Oszillator, die kapazitive Pumpe, der Pegel-Shifter und die Vergleichsschaltung bilden eine negative Rückkopplungsschleife, welche bewirkt, dass die Spannung Vsense im Wesentlichen gleich dem Erdpotential gehalten wird. Demzufolge wird die Substratspannung VBB bei einer Spannung beibehalten, die im Wesentlichen gleich –Vbg ist.
In dieser Ausführungsform umfasst der Pegel-Shifter eine Bandabstandsreferenz zum Erzeugen der Spannung Vbg. Folglich ist die Spannung Vbg relativ unempfindlich auf Ablauf-, Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen. Demzufolge wird die Substratspannung VBB bei einer gewünschten Spannung beibehalten, die ebenfalls relativ unempfindlich auf Prozess-, Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen ist.
In dieser Ausführungsform umfasst die Bandabstandsreferenz-Ausführung PNP-Transistoren. Demzufolge wird diese Ausführungsform vorteilhafterweise in integrierten Schaltungen, die das „N-Well"-Verfahren verwenden, verwendet, so dass die Bandabstandsreferenz unter Verwendung der parasitären vertikalen PNP-Transistoren, die in allen N-Well-Verfahren verfügbar sind, implementiert werden kann.
Weitere Ausführungsformen des Verfahrens und der Struktur der vorliegenden Erfindung werden in den abhängigen Ansprüchen bereitgestellt.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 zeigt ein Blockdiagramm eines herkömmlichen gepumpten Substratsystems.
2 zeigt ein Blockdiagramm eines gepumpten Substratsystems gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
3 zeigt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform der in 2 dargestellten Pegel-Shifter-Schaltung.
4 zeigt eine Querschnittsansicht der in 3 dargestellten PNP-Transistoren.
5 zeigt ein schematisches Diagramm einer anderen Ausführungsform der in 2 dargestellten Pegel-Shifter-Schaltung.
6 zeigt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform der in 2 dargestellten kapazitiven Pumpe.
7 zeigt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des in 2 dargestellten Oszillators.
8 zeigt ein schematisches Diagramm einer Ausführungsform des in 2 dargestellten Komparators.
9 zeigt ein Blockdiagramm von einem gepumpten Substratsystem gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
2 zeigt ein gepumptes Substratsystem 200, das einen Oszillator 110, ein UND-Gatter 120, eine kapazitive Pumpe 130, einen Komparator 140 und einen Pegel-Shifter 210 umfasst. Die gleichen numerischen Bezugszeichen werden in den Zeichnungen für gleiche Elemente verwendet.
Der Pegel-Shifter 210 umfasst eine Bandabstandsreferenz 215, die eine Spannung Vbg ausgibt. In dieser Ausführungsform ist die Spannung Vbg darauf ausgerichtet, ungefähr 1.5 V zu betragen. Obwohl in dieser Ausführungsform 1.5 V verwendet werden, kann die Bandabstandsreferenz (die nachstehend in Verbindung mit 3 beschrieben wird) darauf ausgerichtet sein, eine willkürliche Spannung zwischen ungefähr VBE_ON über Erdpotential und einer Schwellenspannung Vt unter VCC zu liefern. Die Bandabstandsreferenz 215 ist zwischen dem Ausgangsanschluss des Pegel-Shifters 210 und dem Substrat gekoppelt. Demzufolge erzeugt der Pegel-Shifter 210 eine Spannung Vsense, die in dieser Ausführungsform durch die folgende Gleichung gegeben ist: Vsense = VBB + Vbg oder Vsense = VBB + 1.5 V (1)
Die Ausgangsleitung des Pegel-Shifters 210 ist mit der positiven Eingangsleitung des Komparators 140 gekoppelt. Die andere Eingangsleitung des Komparators 140 ist an eine Erdpotentialquelle gekoppelt. Folglich ist, wenn die Substratspannung VBB unter –1.5 V ist, die Spannung Vsense negativ, wodurch beim Komparator 140 die Ausgabe eines logischen 0-Signals verursacht wird. Die Ausgangsleitung des Komparators 140 ist an eine Eingangsleitung des UND-Gatters 120 gekoppelt. Folglich gibt das UND-Gatter 120 ebenfalls ein logisches 0-Signal aus. Die andere Eingangsleitung des UND-Gatters 120 ist an die Ausgangsleitung des Oszillators 110 gekoppelt. Infolgedessen tastet das UND-Gatter 120 das Taktsignal, das durch den Oszillator 110 erzeugt wird, nicht zur kapazitiven Pumpe 130, die an die Ausgangsleitung des UND-Gatters 120 gekoppelt ist, auf. In dieser Ausführungsform, gibt der Oszillator 110 ein Taktsignal aus, das eine Frequenz von ungefähr 40 MHz hat.
Obwohl in dieser Ausführungsform ein UND-Gatter verwendet wird, um das Taktsignal zur kapazitiven Pumpe 130 aufzutasten, können andere Ausführungsformen unterschiedliche Torschaltungen, wie beispielsweise ein NAND-Gatter, einen Multiplexer oder einen Schalter (sofern der Ausgangsleitung des Schalters, die an die kapazitive Pumpe 130 gekoppelt ist, kein Gleiten erlaubt wird) verwenden.
Die kapazitive Pumpe 130 ist eine herkömmliche Ladungspumpe, die eine an das Substrat gekoppelte Ausgangsleitung hat und bewirkt als Reaktion auf das Taktsignal, das vom Oszillator 110 empfangen wird, dass negative Ladung in das Substrat gepumpt wird. Dementsprechend gibt der Komparator 140, wenn die Spannung Vsense niedriger als Erdpotential ist, ein logisches 0-Signal aus. Infolgedessen tastet das UND-Gatter 120 das Taktsignal vom Oszillator 110 nicht auf, wodurch verursacht wird, dass die kapazitive Pumpe 130 nicht arbeitet.
Andererseits gibt der Pegel-Shifter 210 eine positive Spannung Vsense aus, wenn die Substratspannung VBB größer ist als –1.5 V. Demzufolge gibt der Komparator 140 ein logisches 1-Signal aus, wodurch verursacht wird, dass das UND-Gatter 120 das Taktsignal, das durch den Oszillator 110 erzeugt wird, zur kapazitiven Pumpe 130 auftastet. Die kapazitive Pumpe 130 bewirkt, als Reaktion auf das Taktsignal, das vom Oszillator 110 empfangen wird, dass negative Ladung in das Substrat gepumpt wird, wodurch eine Verringerung der Substratspannung VBB verursacht wird.
Die kapazitive Pumpe 130 fährt mit dem Pumpen negativer Ladung in das Substrat fort, bis die Substratspannung VBB auf unter –1.5 V abnimmt. Dann verursacht, wie vorhergehend beschrieben, der Komparator 140, dass das UND-Gatter 120 das Auftasten des Taktsignals zur kapazitiven Pumpe 130 beendet. Da die negative Ladung indes vom Substrat abfließt, wird die Substratspannung VBB letztendlich über –1.5 V steigen, was durch den Komparator 140 ermittelt wird, was wiederum verursacht, dass das UND-Gatter 120 das Taktsignal vom Oszillator 110 auftastet, um die kapazitive Pumpe 130 zu betreiben. Folglich bewirkt die Rückkopplungsschleife, die durch den Pegel-Shifter 210, den Komparator 140, das UND-Gatter 120 und die kapazitive Pumpe 130 gebildet wird, dass die Substratspannung VBB im Wesentlichen bei –1.5 V gehalten wird.
Der Pegel-Shifter 210 und der Komparator 140, die gekoppelt sind wie in 2 gezeigt, stellen eine weniger komplexe Schaltung für das Ermitteln der Substratspannung VBB und ihren Vergleich mit der gewünschten Spannung (in diesem Fall –1.5 V) bereit, als die gekoppelte Abtastschaltung 160 und der Komparator 140, die, wie in 1 gezeigt, gekoppelt sind. Folglich ist der Pegel-Shifter 210 einfacher und kostengünstiger zu implementieren als die Abtastschaltung 160.
Außerdem ist der Pegel-Shifter 210, da der Pegel-Shifter 210 die Bandabstandsreferenz 215 umfasst, weniger empfindlich auf Prozess-, Temperatur- und Stromversorgungsschwankungen als die Abtastschaltung 160, wodurch es dem gepumpten Substratsystem 200 ermöglicht wird, die Substratspannung VBB genauer auf dem gewünschten Spannungspegel zu halten.
Diese Ausführungsform kann vorteilhafterweise in CMOS E² Technologieanwendungen, wie beispielsweise in elektrisch löschbaren, programmierbaren Logikbausteinen (PLD) mit Zellanordnungen mit Gatter-Oxiden von einer Dicke von weniger als 100 Å verwendet werden. Der Begriff CMOS wird hierin verwendet, um Siliziumgate-Technologien einzuschließen. Der Abtaststrom (Idsat) und die Vt der Zellen sind zwei wichtige Parameter, die die Leistung dieser PLDs beeinträchtigen. Es ist wünschenswert, einen großen Idsat und einen niedrigen Vt zu haben, um die Geschwindigkeit des PLDs zu steigern. Durch Vorspannen des Substrats in Sperrrichtung wird die parasitäre Kapazität reduziert und die Mobilität gesteigert. Folglich ermöglicht die Vorspannung in Sperrrichtung es dem Konstrukteur, die Kanaldotierung zu steigern, um Idsat zu vergrößern, während eine akzeptable Vt erreicht wird.
Im Allgemeinen verbessern sich sowohl Vt als auch Idsat bei abnehmender Substratspannung VBB. In diesen PLD-Anwendungen hat die Substratspannung VBB indes eine tiefere Grenze, die durch Sperrschichtdurchbruch der Substrat-N+-Sperrschicht und der Programmbeibehaltung der elektrisch löschbaren Zellen der Anwendung bestimmt wird. Da die Zellen mit einer hohen positiven Spannung durch N+-Diffusionen einer Zelle programmiert sind, steigert eine große negative Substratspannung das Risiko eines Sperrschichtdurchbruchs. Ferner erzeugt die negative Substratspannung ein elektrisches Feld zwischen dem Substrat und dem Kanal der Zellen, welches Ladung, die zum Programmieren der Zellen verwendet wird, entfernen kann. Folglich können die Zellen gelöscht werden, wenn die Substratspannung VBB zu negativ ist. Für diese Anwendungen stellt eine Substratspannung im Bereich von –1.5 V ± 200 mV relativ gute Vt und Idsat bereit, ohne bedeutendes Risiko eines Sperrschichtdurchbruchs und/oder Löschens der Zelle.
3 zeigt eine Ausführungsform des Pegel-Shifters 210, die einen P-Kanal-Stromspiegel 310, einen N-Kanal-Stromspiegel 320, die Widerstände R1 und R2 und die PNP-Transistoren Q1–Q3 umfasst.
Der P-Kanal-Stromspiegel 310 umfasst die im Wesentlichen identischen P-Kanal-Transistoren P1–P3. Dementsprechend sind die Ströme, die durch die Transistoren P1–P3 geleitet werden, im Wesentlichen identisch. Die Transistoren P1–P3 des P-Kanal-Stromspiegels 310 leiten jeweils den Strom Iptat. Die Kanäle der Transistoren P1 und P2 sind an die Kanäle der im Wesentlichen identischen N-Kanal-Transistoren N1 und N2 des N-Kanal-Stromspiegels 320 gekoppelt. Folglich leiten die N-Kanal-Transistoren N1 und N2 ebenfalls den Strom Iptat.
Die Source des Transistors N1 ist mit dem Emitter des PNP-Transistors Q1 verbunden. Die Basis des Transistors Q1 ist an eine Erdpotentialquelle gekoppelt und der Kollektor des Transistors Q1 ist an das Substrat gekoppelt. Folglich leitet der Transistor Q1 den Strom vom Transistor N1 zum Substrat.
Die Source des Transistors N2 ist durch den Widerstand R1 an den Emitter des Transistors Q2 gekoppelt. Die Basis des Transistors Q2 ist an eine Erdpotentialquelle gekoppelt und der Kollektor des Transistors Q2 ist an das Substrat gekoppelt. Folglich leitet der Transistor Q2 den Strom vom Transistor N2 zum Substrat.
Der Strom, der durch die Transistoren des N-Kanal-Stromspiegels 320 geleitet wird, wird wie folgt bestimmt. Da die Basen der Transistoren Q1 und Q2 an eine Erdpotentialquelle gekoppelt sind, ist die Gleichung des Spannungskreises von der Basis des Transistors Q1 zur Basis des Transistors Q2: VBEQ1 + (Iptat)(R1) – VBEQ2 = 0, oder Iptat = (VBEQ2 – VBEQ2)/R1 (2)wobei R1 der Widerstand des Widerstands R1 ist, VBE_Q1 die Basis-Emitterspannung des Transistors Q1 ist, und VBE_Q2 die Basis-Emitterspannung des Transistors Q2 ist. Die Basis-Emitterspannung eines PNP-Transistors ist: VBE = (–VT)(ln[Ic/Is] (3)wobei V_T die Temperaturspannung ist, I_c der Kollektorstrom ist, und I_s der Sättigungsstrom des Transistors ist. Das Kombinieren von Gleichung (3) und Gleichung (2) ergibt das folgende Ergebnis: Iptat = (VT)(ln[ICQ1/ISQ1] – ln[ICQ2/ISQ2])/R1 oder Iptat = (VT)(ln[ISQ2/ISQ1])/R1 (4)weil die Kollektorströme der Transistoren Q1 und Q2 im Wesentlichen gleich sind.
Da I_s proportional zum Querschnittsbereich des Emitters des Transistors ist, reduziert sich die Gleichung (4) für einen bestimmten Ablauf auf: Iptat = (VT)(ln[A])/R1 (5)wobei A das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors Q2 zur Emitterfläche des Transistors Q1 ist. Des Weiteren ist die Spannung V_T gegeben durch: VT = kT/q (6)wobei k die Boltzmann-Konstante ist, T die Temperatur in °K ist, und q die Ladung eines Elektrons ist. Somit kann die Gleichung (5) durch Kombinieren der Gleichungen (5) und (6) wie folgt umgeschrieben werden: Iptat = (kT/q)(ln[A])/R1 (7)
Die Gleichung (7) zeigt, dass der Strom Iptat proportional zur absoluten Temperatur ist.
Erneut Bezug nehmend auf 3, ist das Drain des P-Kanal-Transistors P3 durch den Widerstand R2 an den Emitter des als Diode verbundenen PNP-Transistors Q3 gekoppelt. Der Kollektor des Transistors Q3 ist an das Substrat gekoppelt. Folglich leitet der Transistor P3 des P-Kanal-Stromspiegels 310 den Strom Iptat durch den Widerstand R2 und den PNP-Transistor Q3 zum Substrat. Daher ist der Spannungsabfall durch den Widerstand R2 und den Transistor Q3 gegeben durch: Vsense – VBB = (Iptat)(R2) + VBEQ3, oder Vsense – VBB = (kT/q)(ln[A])(R2/R1) + VBEQ3 (8)wobei R2 der Widerstand des Widerstands R2 ist, und die Spannung Vsense die Spannung ist, die an den positiven Eingangsanschluss des Komparators 140 geliefert wird. Die Gleichung (8) definiert eine Spannung in der Form der Summe einer Basis-Emitterspannung und dem Produkt der Temperaturspannung und einer Konstante, was das Standardverhältnis für eine Bandabstandsreferenz ist. Somit können das Emitterflächenverhältnis der Transistoren Q2 zu Q1, das Widerstandsverhältnis der Widerstände R2 zu R1 und die Schwellenspannung des Transistors Q3 bestimmt werden, derart, dass der Spannungsabfall durch den Widerstand R2 und den Transistor Q3 im Wesentlichen gleich 1.5 V ist. Die positive Proportionalität des Stroms Iptat verschiebt den negativen Temperaturkoeffizienten der Basis-Emitterspannung des PNP-Transistors Q3, um eine relativ temperaturunempfindliche Referenz zu bilden.
In dieser Ausführungsform des Pegel-Shifters 210 ist A darauf ausgerichtet, um ungefähr 10 zu betragen, das Verhältnis des Widerstands R2 zum Widerstand R1 ist ungefähr 12 und VBE_Q3 ist ungefähr 700 mV. Typischerweise wird VBE_Q3 durch den Prozess eingestellt, und A und das Widerstandsverhältnis werden variiert, um die gewünschte Spannung zu erreichen. Es versteht sich, dass A für die beabsichtigte Funktion der Bandabstandsreferenz nicht gleich 1 sein kann.
Diese Ausführungsform des Pegel-Shifters 210 ergibt einen anteiligen Temperaturkoeffizienten (TC_F) von ±300 ppm/°C. Somit beträgt die Spannungsänderung über einen Temperaturbereich von 100°C niedriger als 100 mV, was gut in den Spannungsgrenzen (d. h., 1.5 V ± 200 mV) dieser Anwendung liegt.
Obwohl die Ausführungsform der Bandabstandsreferenz 215 von 3 die Basen der Transistoren Q1 und Q2, die an eine Erdpotentialquelle gekoppelt sind, hat, könnten diese Transistoren genauso gut als Diode verbunden werden, ohne, dass dies die Funktionsweise der Schaltung beeinträchtigen würde. Des Weiteren können die Spannungsspiegel 310 und 320 skaliert werden, was wiederum den Spannungsabfall durch den Widerstand R2 skalieren würde. Außerdem können die Stromspiegel 310 und 320 mit Wilson- oder in Reihe geschalteten Stromquellen ausgeführt werden.
Die Stromspiegel 310 und 320 haben zwei stabile Zustände. Der gewünschte stabile Zustand, der vorhergehend beschrieben wurde, ist der Zustand, bei dem die Stromspiegel 310 und 320 den Strom Iptat leiten. Der andere stabile Zustand ist, derjenige, bei dem die Stromspiegel 310 und 320 keinen Strom leiten. Der Pegel-Shifter 210 umfasst eine Start-up-Schaltung 330, um zu gewährleisten, dass die Stromspiegel 310 und 320 den Strom Iptat nach dem Empfangen von Spannung leiten.
Die Start-up-Schaltung 330 umfasst einen N-Kanal-Transistor 332, dessen Gatter an die Spannungsquelle VCC gekoppelt ist und dessen Source an eine Erdpotentialquelle gekoppelt ist. Kurz nachdem die VCC-Spannungsquelle mit der Lieferung von Spannung beginnt (d. h. wenn die Spannung VCC die Schwellenspannung des Transistors 322 erreicht), wird der Transistor 332 angeschaltet und zieht die Spannung bei einem Knoten S1 auf ungefähr Erdpotential. Ein Kondensator C1 kann wahlweise zwischen den Knoten S1 und einer Erdpotentialquelle gekoppelt werden, was dazu dient, eine kleine Verzögerung hinzuzufügen, um einen korrekten Start-up zu gewährleisten.
Der Knoten S1 ist mit einem Gatter von einem P-Kanal-Transistor 334 verbunden. Die Source des Transistors 334 ist an eine Spannungsquelle VCC gekoppelt. Demzufolge, wird der Transistor 334 eingeschaltet, wenn der Transistor 332 die Spannung am Knoten S1 unter die Spannung VCC minus einer Schwellenspannung zieht. Der Drain des Transistors 334 ist mit den Gattern der Transistoren N1 und N2 verbunden, was dazu führt, dass die Transistoren N1 und N2 leitend werden. Der Strom im Drain des Transistors N2 schaltet die Transistoren P2 und P1 ein, wodurch dann Strom an den Transistor N1 geliefert wird. Der Strom im Transistor N1 stützt dann den Strom im Transistor N2 und die Schaltung arbeitet nun normal.
Die Start-up-Schaltung 330 umfasst des Weiteren einen P-Kanal-Transistor 336. Der Transistor 336 hat ebenfalls ein Gatter, das an den Drain des Transistors P2 gekoppelt ist und infolgedessen wird der Transistor 336 leitend, da der Strom in den Transistoren N1, N2, Q1 und Q2 bei den Transistoren P1 und P2 das Leiten von Strom verursacht. Da der Transistor 336 viel größer ist als der Transistor 332, zieht der Transistor 336 die Spannung am Knoten S1 herauf, so dass sie ungefähr gleich ist wie die Spannung VCC. Daher wird der Transistor 334 abgeschaltet, wodurch die Start-up-Schaltung 330 von den Stromspiegeln 310 und 320 isoliert wird.
4 zeigt ein Diagramm der Ausführung des PNP-Transistors Q1. Die PNP-Transistoren Q2 und Q3 werden im Wesentlichen auf die gleiche Art ausgeführt. Wie vorhergehend erwähnt, wird das gepumpte Substratsystem 200 (2) in einer CMOS-Anwendung verwendet. In dieser CMOS-Anwendung, werden die P-Kanalvorrichtungen mit einem „N-Well" in einem P-Substrat ausgeführt. Die PNP-Transistoren werden unter Verwendung der zum N-Well-Verfahren gehörenden parasitären vertikalen PNP-Transistoren ausgeführt. Die N-Kanal-Vorrichtung, die Gatter, und die Gatter-Oxide der CMOS-Vorrichtung werden in der PNP-Transistorausführung nicht verwendet und müssen nicht gebildet werden. Die Sourcediffusion 410 bildet den Emitter des PNP-Transistors. Der N-Well 420 bildet die Basis des PNP-Transistors. Die N+-Diffusion 430 koppelt die Basis an eine Erdpotentialquelle. Das P-Substrat 440 bildet den Kollektor.
5 zeigt eine Ausführungsform des programmierbaren Pegel-Shifters 215' mit den FET 510–513 abgreifenden Widerstand R2. Der Pegel-Shifter 215' ist gleichartig wie der Pegel-Shifter 215 (3), außer, dass der Widerstand R2 des Pegel-Shifters 215 durch den programmierbaren Widerstand R2' ersetzt wird. Der Widerstand des Widerstands R2' wird programmiert, indem Steuersignale an die Gatter der FET 510–513 geliefert werden, um die FET 510–513 EIN oder AUS zu schalten. Da der Widerstand R2' „getrimmt" werden kann, wird diese Ausführungsform vorteilhafterweise in Anwendungen verwendet, wobei die VBE des Transistors Q3 beim Ablauf variiert wird, so dass der Spannungsabfall durch den Widerstand R2' angepasst werden kann, um die Spannung Vbg im Wesentlichen gleich 1.5 V einzustellen. Obwohl der Widerstand R2' in dieser Ausführungsform programmierbar ist, können die Widerstände R1 und/oder R2' in anderen Ausführungsformen programmiert werden.
6 zeigt eine Ausführungsform der kapazitiven Pumpe 130 die die N-Kanal-Transistoren 601 und 602 umfasst, deren Kanäle zwischen einer Erdpotentialquelle und dem Substrat in Reihe geschaltet sind. Die N-Kanal-Transistoren 601 und 602 sind als Diode mit der Source des Transistors 601 verbunden, der an eine Erdpotentialquelle gekoppelt ist und der Drain des Transistors 601 ist an die Source des Transistors 602 gekoppelt. Der Drain des Transistors 602 ist an das Substrat gekoppelt. Da die Transistoren 601 und 602 Dioden bilden, kann positive Ladung während dem normalen Betrieb nur vom Substrat an die Erdpotentialquelle fließen.
Der Taktanschluss 610 ist durch den Widerstand 630 an den Knoten 620 gekoppelt. Der Knoten 620 ist an der Anode der durch den Transistor 601 gebildeten Diode und der Kathode der durch den Transistor 602 gebildeten Diode angeordnet. In dieser Ausführungsform hat der Kondensator 630 eine Kapazität von ungefähr 20 pF. Die kapazitive Pumpe 130 empfängt das Taktsignal, das durch den Oszillator 110 am Taktanschluss 610 erzeugt wird. Folglich koppelt der Kondensator 630, wenn das Taktsignal sich seinem Höchstwert an positiver Spannung nähert, diese positive Spannung an den Knoten 620, wodurch verursacht wird, dass der Transistor 601 leitend wird und der Transistor 602 nicht leitend wird. Demzufolge leitet der Transistor 601 Ladung vom Kondensator 630 an die Erdpotentialquelle.
Umgekehrt koppelt der Kondensator 630 in der zweiten Hälfte des Taktzyklus den Knoten 620 an seinen am meisten negativen Wert, wodurch verursacht wird, dass der Transistor 601 nicht leitend wird und der Transistor 602 leitend wird. Infolgedessen leitet der Transistor 602 positive Ladung vom Substrat zum Kondensator 630. Die Ladungspumpe 130 kann die Substratspannung VBB auf ungefähr –VCC + zwei Diodenabfälle (d. h. –VCC + 2V_TN) variieren. Folglich wird, da das Taktsignal vom Oszillator 110 von hoch zu tief und tief zu hoch übergeht, positive Ladung vom Substrat zur Erdpotentialquelle gepumpt. Dieser Ablauf entspricht dem Pumpen negativer Ladung in das Substrat.
7 zeigt ein schematisches Diagramm von einer Ausführungsform des Oszillators 110 (2). Der Oszillator 110 ist ein einfacher Ringoszillator mit drei in Reihe geschalteten Invertern 701–703, wobei die Ausgangsleitung des Inverters 703 mit der Eingangsleitung des Inverters 701 verbunden ist. Das Ausgangssignal von einem der Inverter 701–703 nähert sich einer Rechteckwelle. In dieser Ausführungsform beträgt die durchschnittliche Verteilungsverzögerung der Inverter ungefähr 4.16 ns. Demzufolge hat der Oszillator 110 eine Zykluszeit von ungefähr 25 ns, wodurch ein Taktsignal von ungefähr 40 MHz bereitgestellt wird.
8 zeigt ein schematisches Diagramm von einer Ausführungsform des Komparators 140 (2). Der Komparator 140 umfasst eine Eingangsstufe 810, die die Eingangsleitungen 812 und 814 umfasst, die jeweils an eine Erdpotentialquelle bzw. die Ausgangsleitung des Pegel-Shifters 210 (2) gekoppelt sind. Die Eingangsstufe 810 hat die Ausgangsleitungen 816 und 818, die jeweils an die Eingangsleitungen 822 bzw. 824 einer zweiten Verstärkungsstufe 820 gekoppelt sind. Eine Ausgangsleitung 826 der Wirklaststufe 820 ist mit der Eingangsleitung 832 einer Ausgangsstufe 830 gekoppelt.
Die Eingangsstufe 810 umfasst den P-Kanal-Transistor P4, der ein Gatter hat, das an den P-Kanal-Stromspiegel 310 (3) gekoppelt ist. Der Transistor P4 ist im Wesentlichen identisch mit den Transistoren P1–P3 und dient als Stromquelle für die Eingangsstufe 810, indem er einen vom P-Kanal-Stromspiegel 310 gespiegelten Strom, der im Wesentlichen gleich ist wie der Strom Iptat, bereitstellt.
Der Drain des Transistors P4 ist an das an die Source gekoppelte Paar, das durch die P-Kanal-Transistoren P6 und P7 gebildet wird, gekoppelt. Das Gatter von Transistor P6 dient als der positive Eingangsanschluss des Komparators 140 und ist gekoppelt, um die Spannung Vsense vom Pegel-Shifter 210 (2) zu erhalten. Das Gatter des Transistors P7 dient als der negative Eingangsanschluss des Komparators 140 und ist an eine Erdpotentialquelle gekoppelt. Die Drains der Transistoren P6 und P7 sind jeweils an die negative Ausgangsleitung 816 bzw. die positive Ausgangsleitung 818 gekoppelt. Die Drains der Transistoren P6 und P7 sind ebenfalls jeweils an die Drains der als Diode verbundenen N-Kanal-Transistoren N6 bzw. N7 gekoppelt. Demzufolge wird, wenn die Spannung Vsense niedriger ist als Erdpotential, der Transistor P6 leitender, wodurch verursacht wird, dass der Transistor P7 weniger Strom vom Transistor P4 leitet. Somit wird die Spannung an der negativen Ausgangsleitung 816 nach oben gezogen, wohingegen die Spannung an der positiven Ausgangsleitung 818 nach unten gezogen wird.
Umgekehrt, wird, wenn die Spannung Vsense höher ist als Erdpotential, der Transistor P6 weniger leitend, wodurch verursacht wird, dass der Transistor P7 mehr Strom vom Transistor P4 leitet. Demzufolge wird die Spannung bei der negativen Ausgangsleitung 816 nach unten gezogen, wohingegen die Spannung an der positiven Ausgangsleitung 818 nach oben gezogen wird. Dementsprechend wirkt die Eingangsstufe 810 als ein Differenzverstärker, der bei den Ausgangsleitungen 816 und 818 ein Differenzausgangssignal erzeugt.
Die zweite Verstärkungsstufe 820 ist ein an die Source gekoppeltes Paar mit einer Wirklast. Die Stromquelle für das an die Quelle gekoppelte Paar umfasst den P-Kanal-Transistor P5, der ein Gatter hat, das an den P-Kanal-Stromspiegel 310 (3) gekoppelt ist. Der Transistor P5 ist im Wesentlichen identisch mit den Transistoren P1–P3 und liefert einen vom Stromspiegel 310 gespiegelten Strom, der im Wesentlichen gleich dem Strom Iptat ist. Der Drain des Transistors P5 ist an die Source der P-Kanal-Transistoren P8 und P9 gekoppelt, wobei die Transistoren P8 und P9 im Wesentlichen gleich sind. Die Gatter der Transistoren P8 und P9 sind in dieser Reihenfolge an die positive Eingangsleitung 824 und die negative Eingangsleitung 822 gekoppelt, wodurch sie das Differenzausgangssignal, das durch die Eingangsstufe 810 erzeugt wird, empfangen. Die Drains der Transistoren P8 und P9 sind jeweils an die Drains der im Wesentlichen identischen N-Kanal-Transistoren N8 bzw. N9 gekoppelt.
Die zweite Verstärkungsstufe 820 hat eine Struktur, die gleichartig ist, wie die Eingangsstufe 810, außer, dass die N-Kanal-Transistoren (d. h. N8 und N9), die das an die Source gekoppelte Paar (d. h. die P-Kanal-Transistoren P8 und P9) laden, eine Stromquelle bilden, anstatt der Dioden, die das an die Source gekoppelte Paar in der Eingangsstufe 810 belasten. Nur der Transistor N8, ist als Diode verbunden, wobei das Gatter des Transistors N9 an das Gatter des Transistors N8 gekoppelt ist. Die Sourcen der Transistoren N8 und N9 sind beide mit einer Erdpotentialquelle gekoppelt, wodurch verursacht wird, dass die Transistoren N8 und N9 die gleiche Gatter-Sourcespannung haben. Eine Ausgangsleitung 826 ist an die Drains der Transistoren P9 und N9 gekoppelt. Die negative Eingangsleitung 822 und die positive Eingangsleitung 824 der zweiten Verstärkerstufe 820 sind in dieser Reihenfolge an die negative Ausgangsleitung 818 und die positive Ausgangsleitung 816 der Eingangsstufe 810 gekoppelt.
Infolgedessen wird der Transistor P8, wenn die Spannung auf der positiven Eingangsleitung 824 steigt (die Spannung auf der negativen Eingangsleitung 822 nimmt aufgrund des Differenzausgangs der Eingangsstufe 810 ab), weniger leitend, während der Transistor P9 leitender wird. Folglich wird die Spannung am Drain des Transistors P9 nach oben gezogen, während die Spannung am Drain des Transistors P8 abnimmt.
Umgekehrt wird der Transistor P8, wenn die Spannung auf der positiven Eingangsleitung 824 abnimmt (die Spannung auf der negativen Eingangsleitung 822 steigt aufgrund des Differenzausgangs der Eingangsstufe 810) leitender, während der Transistor P9 weniger leitend wird. Dementsprechend leitet der Transistor N9 mehr Strom als der Transistor N8. Da die Transistoren N8 und N9 die gleiche Gatter-Quellenspannung haben, tritt der Transistor N8 in den ohmschen Betriebsbereich ein (d. h. eine viel niedrigere V_DS), um den kleineren Strom zu leiten, was die Spannung an der Ausgangsleitung 826 nach unten zieht. Dementsprechend wirkt die zweite Verstärkungsstufe 820 als ein Differenzverstärker, der ein Ausgangssignal an der Ausgangsleitung 826 erzeugt.
Die Ausgangsleitung 826 der zweiten Verstärkerstufe 820 ist mit einer Eingangsleitung 832 der Ausgangsstufe 830 verbunden, die zwei Inverter umfasst. Ein Inverter 834 hat eine Eingangsleitung, die an die Eingangsleitung 832 gekoppelt ist. Im Inverter 834 ist das B/L-Verhältnis des P-Kanal-Transistors ungefähr ½ des B/L-Verhältnisses des N-Kanal-Transistors. Dieses Verhältnis von B/L-Verhältnissen verringert die „Erkennungsspannung" des Inverters 834 (d. h., die Spannung, über der der Inverter das Eingangssignal als ein logisches 1-Eingangssignal betrachtet und unter dem der Inverter das Eingangssignal als ein logisches 0-Eingangssignal betrachtet), um dem Spannungsbereich des Ausgangssignals, das durch die zweite Verstärkungsstufe 820 bei der Ausgangsleitung 826 erzeugt wird, zu entsprechen. Die Eingangsleitung des Inverters 836 ist an die Ausgangsleitung des Inverters 834 gekoppelt, wodurch das durch den Inverter 834 erzeugte Ausgangssignal invertiert wird. Daher hat der Komparator 140 eine gerade Anzahl von Inversionen, mit dem Ergebnis eines nicht invertierten Ausgangssignals, das an der Ausgangsleitung 838 erzeugt wird.
9 zeigt das gepumpte Substratsystem 900, das einen spannungsgesteuerten Oszillator 910, eine kapazitive Pumpe 130, einen Pegel-Shifter 210 und einen Verstärker 940 umfasst. Der Pegel-Shifter 210 und die kapazitive Pumpe 130 wirken wie vorhergehend für das gepumpte Substratsystem 200 (2) beschrieben und daher gibt der Pegel-Shifter 210 eine Spannung Vsense aus, die eine Spannung Vbg hat, die höher ist als die Substratspannung VBB.
Der Verstärker 940 arbeitet in einer Art, die gleichartig ist, wie diejenige des Komparators 140 (2), außer, dass der Verstärker 940 eine Spannung Vdif ausgibt, die proportional zur Spannungsdifferenz zwischen der Spannung Vbg und der Substratspannung VBB anstatt dem Digitalausgang des Komparators 140 ist. Demzufolge gibt der Verstärker 940, wenn die Substratspannung VBB leicht höher ist als die Spannung Vbg, eine relativ kleine positive Spannung Vdif aus, wohingegen der Verstärker 940, wenn die Substratspannung VBB viel höher ist als die Spannung Vbg, eine relativ große positive Spannung Vdif ausgibt. Die Ausgangsleitung des Verstärkers 940 ist an die Eingangsleitung des spannungsgesteuerten Oszillators 910 gekoppelt.
Der spannungsgesteuerte Oszillator 910 gibt ein Taktsignal aus, das eine Frequenz hat, die proportional zum Wert von Vdif ist. Der spannungsgesteuerte Oszillator 910 ist ein herkömmlicher spannungsgesteuerter Oszillator. Die Ausgangsleitung des spannungsgesteuerten Oszillators 910 ist an die Eingangsleitung der kapazitiven Pumpe 130 gekoppelt. Die kapazitive Pumpe 130 bewirkt, dass negative Ladung in das Substrat zu gepumpt wird. Die Rate, mit der die kapazitive Pumpe 130 negative Ladung in das Substrat pumpt, ist proportional zur Frequenz des Taktsignals, das vom spannungsgesteuerten Oszillator 910 geliefert wird.
Der Verstärker 940, der spannungsgesteuerte Oszillator 910, die kapazitive Pumpe 130 und der Pegel-Shifter 210 bilden eine Rückkopplungsschleife, die bewirkt, dass die Substratspannung VBB auf ungefähr –1.5 V gehalten wird. Wie vorhergehend in Verbindung mit 2 beschrieben wird, fließt die negative Ladung, die in das Substrat gepumpt wird, ab, wodurch verursacht wird, dass die Substratspannung VBB steigt. Je höher die Substratspannung VBB über –1.5 V ist, desto höher ist der Wert der Spannung Vdif. Demzufolge erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator 910 ein Taktsignal mit höherer Frequenz, welches wiederum verursacht, dass die kapazitive Pumpe 130 mit einer höheren Rate negative Ladung in das Substrat pumpt. Somit wird die Substratspannung schneller auf die erwünschte Spannung von –1.5 V getrieben. In dem Maß, in dem die Substratspannung VBB sich –1.5 V annähert, nimmt die Spannung Vdif ab, wodurch verursacht wird, dass der spannungsgesteuerte Oszillator 910 ein Taktsignal mit niedrigerer Frequenz erzeugt, was wiederum verursacht, dass die kapazitive Pumpe 130 mit einer niedrigeren Rate negative Ladung in das Substrat pumpt. Wenn die Spannung Vdif gleich 0 V ist, beendet der spannungsgesteuerte Oszillator 910 die Erzeugung eines Taktsignals. Da indes negative Ladung aus dem Substrat abfließt, wird die Spannung über 0 V steigen, wodurch beim spannungsgesteuerten Oszillator 910 die Ausgabe eines Taktsignals verursacht wird. Daher bewirkt die Rückkopplungsschleife, dass die Substratspannung VBB ständig auf dem erwünschten Pegel von –1.5 V gehalten wird.
Das Vorhergehende ist eine Beschreibung der Grundsätze und bevorzugten Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Die Erfindung sollte indes nicht als auf die einzelnen beschriebenen Ausführungsformen beschränkt aufgefasst werden. Zum Beispiel können unterschiedliche Ausführungen der kapazitiven Ladungspumpe und/oder Verstärker und/oder Bandabstandsreferenzen verwendet werden. Des Weiteren können andere Ausführungsformen in Anwendungen verwendet werden, die unterschiedlich von der hierin beschriebenen CMOS E² Anwendung sind. Außerdem können die Ausführungsformen für N-Substrate angepasst werden. Folglich sollten die vorhergehend beschriebenen Ausführungsformen vielmehr als veranschaulichend, als einschränkend angesehen werden. Variationen können für diese Ausführungsformen durch Fachleute vorgenommen werden, ohne vom Anwendungsbereich der vorliegenden Erfindung, wie sie in den nachfolgenden Ansprüchen definiert ist, abzuweichen.

Claims

Verfahren zum Beibehalten einer Spannung (VBB) eines Substrats auf einem vorbestimmten Pegel, gekennzeichnet durch die folgenden Schritte: Bereitstellen einer ersten Spannung (Vbg), die im Wesentlichen gleich der Summe einer Basis-Emitterspannung eines Transistors und des Produkts aus einer Temperaturspannung und einer Konstante ist; Anlegen dieser ersten Spannung (Vbg) zwischen dem Substrat und einem ersten Knoten; und Variieren der Ladung in dem Substrat zum Beibehalten einer Spannung des ersten Knotens (Vsense) bei einer zweiten Spannung, wobei die Spannung des Substrats auf dem vorbestimmten Pegel (VBB) beibehalten wird.
Verfahren nach Anspruch 1, wobei der Schritt des Variierens der Ladung die folgenden Schritte umfasst: Vergleichen der zweiten Spannung (Vsense) mit der Spannung des ersten Knotens; Erzeugen eines ersten Signals, wenn die Spannung des ersten Knotens positiver ist als diese zweite Spannung (Vsense).
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Schritt des Variierens der Ladung des Weiteren den Schritt des Pumpens negativer Ladung in das Substrat umfasst.
Verfahren nach Anspruch 3, wobei der Schritt des Pumpens die folgenden Schritte umfasst: Bereitstellen eines oszillierenden Signals (110; 910); und Auftasten des oszillierenden Signals (110; 910) zu einer kapazitiven Ladungspumpe (130).
Verfahren nach Anspruch 4, wobei der Schritt des Auftastens die folgenden Schritte umfasst: Empfangen des ersten Signals (110) auf einer ersten Eingangsleitung eines UND-Gatters (120); und Empfangen des oszillierenden Signals (110) auf einer zweiten Eingangsleitung des UND-Gatters (120).
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Konstante ein Produkt aus einem Verhältnis von Widerständen (R1, R2: 3) und einem natürlichen Logarithmus eines Verhältnisses von Emitterbereichen (Q1, Q2: 3) ist.
Verfahren nach Anspruch 6, wobei der Schritt des Bereitstellens den Schritt des Variierens eines Widerstandsverhältnisses (R1, R2: 3) umfasst, wobei eine Änderung in diesem Widerstandsverhältnis (R1, R2: 3) eine proportionale Änderung in der Konstante verursacht.
Verfahren nach Anspruch 6 oder 7, wobei der Schritt des Bereitstellens den Schritt des Variierens eines Emitterbereichsverhältnisses (Q1, Q2: 3) umfasst.
Struktur zum Beibehalten einer Spannung eines Substrats auf einem vorbestimmten Pegel (VBB), gekennzeichnet durch: Mittel (210) zum Bereitstellen einer ersten Spannung (Vbg), die im Wesentlichen gleich der Summe einer Basis-Emitterspannung eines Transistors und des Produkts aus einer Temperaturspannung und einer Konstante ist; Mittel zum Anlegen dieser ersten Spannung zwischen dem Substrat und einem ersten Knoten; und Mittel (110, 120, 130, 140; 130, 910, 940) zum Variieren der Ladung in dem Substrat zum Beibehalten einer Spannung des ersten Knotens bei einer zweiten Spannung (Vsense), wobei die Spannung des Substrats auf dem vorbestimmten Pegel (VBB) beibehalten wird.
Struktur nach Anspruch 9, wobei das Mittel (110, 120, 130, 140; 130, 910, 940) zum Variieren folgendes umfasst: Mittel (140; 940) zum Vergleichen der zweiten Spannung (Vsense) mit der Spannung des ersten Knotens und; Mittel (110, 120, 130; 130, 940) zum Erzeugen eines ersten Signals wenn die Spannung des ersten Knotens positiver ist als die zweite Spannung (Vsense).
Struktur nach Anspruch 9 oder 10, wobei das Mittel (110, 120, 130, 140; 130, 910, 940) zum Variieren des weiteren Mittel (130) zum Pumpen negativer Ladung in das Substrat umfasst.
Struktur nach Anspruch 11, wobei das Mittel (130) zum Pumpen folgendes umfasst: Mittel (110; 910) zum Bereitstellen eines oszillierenden Signals; und Mittel zum Auftasten des oszillierenden Signals zu einer kapazitiven Ladungspumpe (130).
Struktur nach Anspruch 12, wobei das Mittel zum Auftasten folgendes umfasst: Mittel zum Empfangen des ersten Signals auf einer ersten Eingangsleitung eines UND-Gatters (120); und Mittel zum Empfangen des oszillierenden Signals (110) auf einer zweiten Eingangsleitung des UND-Gatters (120).
Struktur nach einem der Ansprüche 9–13, wobei die Konstante ein Produkt aus einem Verhältnis von Widerständen (R1, R2: 3) und einem natürlichen Logarithmus eines Verhältnisses von Emitterbereichen (Q1, Q2: 3) ist.
Struktur nach Anspruch 14, wobei das Mittel (210) zum Bereitstellen Mittel zum Variieren eines Widerstandsverhältnisses (R1, R2: 3) umfasst, wobei eine Änderung in dem Widerstandsverhältnis (R1, R2: 3) eine proportionale Änderung in der Konstante verursacht.
Struktur nach Anspruch 14 oder 15, wobei das Mittel zum Bereitstellen (210) Mittel zum Variieren eines Emitterbereichsverhältnisses (Q1, Q2: 3) umfasst.
Struktur nach einem der Ansprüche 12–15, die folgendes umfasst: einen Oszillator (110; 940); eine Torschaltung, die eine Eingangsleitung hat, die an eine Ausgangsleitung dieses Oszillators (110; 940) gekoppelt ist; eine Pumpschaltung (130), die eine Eingangsleitung, die an eine Ausgangsleitung dieser Torschaltung gekoppelt ist und eine Ausgangsleitung, die an das Substrat gekoppelt ist, hat; einen Pegel-Shifter (210), der zwischen dem Substrat und einem Knoten gekoppelt ist; und eine Vergleichsschaltung (140; 940), die eine erste an den Knoten gekoppelte Eingangsleitung, eine zweite an eine Spannungsquelle gekoppelte Eingangsleitung und eine an eine Steuerleitung der Torschaltung gekoppelte Ausgangsleitung hat.
Struktur nach Anspruch 17, wobei der Pegel-Shifter (210) eine Bandabstandsreferenz (215) umfasst.
Struktur nach Anspruch 17 oder 18, wobei die Spannungsquelle eine Quelle von Erdpotential (VBB) ist.
Struktur nach Anspruch 17, 18 oder 19, wobei die Torschaltung ein UND-Gatter (120) umfasst.
Struktur nach Anspruch 17, 18, 19 oder 20, wobei die Vergleichsschaltung einen Komparator (140) umfasst.
Struktur nach Anspruch 17, 18, 19 oder 20, wobei der Oszillator ein spannungsgesteuerter Oszillator (910) ist und die Vergleichsschaltung ein Verstärker (940) ist, wobei der spannungsgesteuerte Oszillator (910) eine Eingangsleitung hat, die an eine Ausgangsleitung des Verstärkers (940) gekoppelt ist.