DE69617635T2 - Zwischenfrequenzverstärker und verfahren zum erzeugen eines die empfangsstärke anzeigenden signals - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf logarithmische Verstärker zur Anzeige der empfangenen Signalstärke (received signal strength indication, RSSI) in Zellulartelefonie- und Telekommunikationsanwendungen, und insbesondere auf logarithmische Verstärker für RSSI, die ein Großsignal-Ende einer Signalstärkekurve erweitern, indem Gleichrichter zum Eingang eines ersten Zwischenfrequenzverstärkers (ZF) hinzugefügt werden, ohne die Rauschzahl (noise figure, NF) oder die Impedanzeigenschaften der logarithmischen Verstärker zu beeinträchtigen.
• Ein fünfstufiger Zwischenfrequenzverstärker (ZF) mit einem Zwischenstufenfilter empfängt ein eintreffendes analoges Signal, versieht es mit Verstärkung und gibt eine verstärkte Version des empfangenen analogen Eingangssignals als analoges Ausgangssignal aus. Der obengenannte fünfstufige Zwischenfrequenzverstärker (ZF) mit einem Zwischenstufenfilter bringt die Verstärkung mittels fünf Verstärkern ein, wobei jeder Verstärker einer der fünf Stufen entspricht. Darüber hinaus ermittelt ein fünfstufiger Zwischenfrequenzverstärker (ZF) mit einem Zwischenstufenfilter die Signalstärke des empfangenen, eintreffenden Analogsignals und gibt ein Signal zur Anzeige der Empfangsstärke (Received signal strenght indication, RSSI) aus.
• Ein fünfstufiger Zwischenfrequenzverstärker (ZF) kann auf verschiedene Weise implementiert werden. Ein Beispiel für einen fünfstufigen Zwischenfrequenzverstärker (ZF) mit einem Zwischenstufenfilter ist in der US-amerikanischen Patentschrift Nr. 5.338.985 auf den Namen von Fotowat-Ahmady et al., herausgegeben am 16. August 1994, und in der US-amerikanischen Patentschrift Nr. 5.296.761 auf Fotowat-Ahmady et al., herausgegeben am 22. März 1994, beschrieben.
• Fig. 1 zeigt ein Blockschaltbild eines ersten Beispiels für einen herkömmlichen fünfstufigen Zwischenfrequenzverstärker (ZF) 10 mit einem Zwischenstufenfilter und einem logarithmischen Signalpegeldetektor. In dem fünfstufigen Zwischenfrequenzverstärker (ZF) 10 mit Zwischenstufenfilter und logarithmischem Signaldetektor aus Fig. 1 sind die konventionellen Begrenzer/Verstärker 12, 14, 18, 20 und 22 miteinander in Reihe geschaltet und bilden dadurch fünf Stufen. Außerdem ist der Bandpass 16 in Reihe mit und zwischen die Verstärker 14 und 18 geschaltet. Die Verstärker 12, 14, 18, 20 und 22 erhöhen die Stärke des Eingangssignals Eingang 1 in fünf Stufen von jeweils 20 Dezibel (db) Verstärkung und beaufschlagen dadurch Eingang 1 mit einer Verstärkung von insgesamt 100 db. Der Bandpass 16 entfernt die niederfrequenten und hochfrequenten Komponenten aus Eingang 1. Eingang 1 wird dann von den fünfstufigen Begrenzern/Verstärkern 12, 14, 18, 20 und 22 als analoges Signal Ausgang 1 ausgegeben.
• In Fig. 1 ist ebenfalls zu sehen, dass ein zweites Ausgangssignal von jedem der Verstärker 12 und 14 an die Schaltung 21 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" weitergeleitet wird. Darüber hinaus wird ein zweites Ausgangssignal von jedem der Verstärker 18, 20 und 22 an die Schaltung 23 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" übertragen. Die obengenannte Schaltung 21 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" justiert den Wert des zweiten Ausgangssignals von jedem der Verstärker 12 und 14, um die durch den Bandpass eingeführten Verluste im Inband-Signal zu kompensieren.
• Nach der Schaltung 21 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" wird das analoge Signal irec1 an die Temperaturkorrekturschaltung 28 weitergeleitet. Beispiele für spezielle Implementierungen der beschriebenen Funktionen sind in der US-amerikanischen Patentschrift Nr. 5.338.985 geschildert. Die Schaltung 21 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" ist mit der Temperaturkorrekturschaltung 28 gekoppelt, die den Einfluss der Temperatur auf irec1 korrigiert. Die Temperaturkorrekturschaltung 28 gibt den Strom icor1 aus, dessen Wert unabhängig von den Temperaturschwankungen ist. Die Übertragungsfunktion der Temperaturkorrekturschaltung 28 ist IF/RIptac. Ipcac wird als "PTAT"-Strom bezeichnet und ist ein Strom, der durch eine Stromquelle (nicht in Fig. 1 dargestellt) erzeugt wurde und proportional zur absoluten Temperatur ist; wenn die Temperatur ansteigt, nimmt daher der Wert von Iptat zu. IF ist ein fester Strom, der durch eine Stromquelle (nicht in Fig. 1 dargestellt) geliefert wird, wobei dieser Strom in Bezug auf die Temperatur konstant ist. Irec1 wird durch Temperaturkorrekturschaltung 28 mit der obengenannten Übertragungsfunktion multipliziert. Dementsprechend wandelt die Temperaturkorrekturschaltung 28 das Signal irec1 in ein Signal um, das bei Temperaturänderungen relativ konstant bleibt. Beispiele für Temperaturkorrekturschaltungen werden in den US-amerikanischen Patentschriften 5.338.985 und 5.296.761 von Fotowat-Ahmady et al. beschrieben.
• Auf ähnliche Weise werden die zweiten Ausgangssignale von jedem der Verstärker 18, 20 und 22 einer Schaltung 23 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" zugeführt. Die Schaltung 23 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" justiert den Wert des zweiten Ausgangssignals von jedem der Verstärker 18, 20 und 22, sorgt für eine Vollwellen-Gleichrichtung und gibt den Gleichstromanteil der obengenannten zweiten Ausgangssignale der Verstärker 18, 20 bzw. 22 aus. Nach der Schaltung 23 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" wird das analoge Signal irec2 an die Temperaturkorrekturschaltung 30 ausgegeben. Die Temperaturkorrekturschaltung 30 führt für irec2 die gleiche Funktion durch wie die Temperaturkorrekturschaltung 28 für das Signal irec 1. Die Temperaturkorrekturschaltung 30 gibt das Signal icor2 aus.
• Wie in Fig. 1 dargestellt, werden icor1 und icor2 jeweils dem Umformer 32 zugeführt. Der Umformer 32 addiert icor1 und icor2 und konvertiert den kumulativen Strom in eine Spannung, die das Signal zur Anzeige der Empfangsstärke (received signal strength indication, RSSI) ist. Der Umformer 32 ist konventionell ausgeführt. Der Umformer 32 gibt schließlich das RSSI-Signal aus. Das RSSI-Signal ist eine Spannung, deren Wert sich auf den Logarithmus der Stärke des Eingangssignals Eingang 1 bezieht. Das RSSI-Signal ist eine Angabe für die Stärke des von einer Basisstation empfangenen Signals und wird zum Beispiel benutzt, um zu bestimmen, wann bei einem Zellulartelefonanruf zwischen den Zellen umgeschaltet wird.
• Ein Beispiel für eine Verstärkerstufe 18 der fünf Stufen des fünfstufigen Zwischenfrequenzverstärkers (ZF) 10 mit einem Zwischenstufenfilter und logarithmischem Signalpegeldetektor ist in Fig. 2 dargestellt.
• Wie in Fig. 2 abgebildet, verstärkt die Verstärkerstufe 18, und die Schaltung 23 "Gewichtungsfaktor und Gleichrichtung" sorgt für eine Vollwellen-Gleichrichtung und extrahiert einen Gleichstromanteil proportional zur Amplitude des Eingangssignals Vin. Ein Beispiel für Vin ist das Eingangssignal F01 zum Verstärker 18 aus Fig. 1. Ein Beispiel für Vout ist das Signal A03 aus Fig. 1.
• Wenn in Fig. 2 der nicht-invertierende (+) Eingang zur Verstärkerstufe 18 positiver in Bezug auf den invertierenden Eingang (-) ist, wird der NPN-Transistor Q1 P eingeschaltet und der nicht-invertierende (+) Ausgang von Vout wird weniger positiv in Bezug auf den invertierenden (-) Ausgang Vout. Wenn außerdem der invertierende (-) Eingang zur Verstärkerstufe 23 positiver in Bezug auf den nicht-invertierenden Eingang (+) ist, wird der NPN-Transistor Q2P eingeschaltet und der invertierende (-) Ausgang von Vout wird positiver in Bezug auf den nicht-invertierenden (+) Ausgang Vout.
• Darüber hinaus und auch in Fig. 2 abgebildet wird der Transistor Q3P in der Gewichtungs- und Gleichrichtungsschaltung 23 eingeschaltet und lädt den mit dem Emitter des Transistors Q3P verbundenen Kondensator C1 auf den Spitzenwert eines Signals, das am Emitter von Q3P erscheint, wenn der nicht-invertierende (+) Eingang von Vin positiver ist als der invertierende Eingang.
• Der nutzbare Dynamikbereich des fünfstufigen ZF-Verstärkers 10 aus Fig. 1 kann dann bei einem gegebenen Eingangssignal von ca. -100 Dezibel pro Milliwatt (dbm) bis -20 dbm reichen.
• In Fig. 3 ist das RSSI-Verhalten des fünfstufigen ZF-Verstärkers aus Fig. 1 dargestellt. Wie in Fig. 3 abgebildet, beträgt das RSSI-Signal 100 Millivolt (mv), wenn die Amplitude der Signalstärke von Eingang 1 zwischen -120 und -100 dbm liegt. Wenn die Amplitude der Signalstärke von Eingang 1 zwischen -100 dbm und ca. -20 dbm liegt, ist die RSSI-Spannung linear-abhängig, mit einer konstanten Steigung zum Logarithmus der Amplitude der Signalstärke von Eingang 1. Wenn die Signalstärke von Eingang 1 weiter zunimmt, beginnt die Steigung der RSSI-Kurve jedoch abzunehmen. Die Steigung der RSSI-Kurve nimmt auf 0 Grad ab, wenn die Amplitude der Signalstärke von Eingang 1 auf ca. -20 dbm ansteigt. Nach -20 dbm beginnt RSSI abzunehmen.
• Die betreffende Technik hat den Nachteil, dass sie einen begrenzten Dynamikbereich hat. Wenn das Eingangssignal, Eingang 1, zu groß ist, wird das RSSI-Signal nicht angemessen mit dem Eingangssignal in Beziehung gesetzt.
• Die vorliegende Erfindung hat zur Aufgabe, den nutzbaren Dynamikbereich eines fünfstufigen ZF-Verstärkers mit einem Zwischenstufenfilter und logarithmischem Signalpegeldetektor (auch als fünfstufiger ZF-Verstärker bezeichnet) beispielsweise um ca. 10 dB am oberen Ende des Dynamikbereiches zu vergrößern.
• Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, den nutzbaren Dynamikbereich mit geeigneter Temperatur- und Prozesskompensation zu vergrößern.
• Ferner hat die vorliegende Erfindung zur Aufgabe, eine Gleichrichterschaltung am Eingang des fünfstufigen ZF-Verstärkers vor der Verstärkung des Eingangssignals hinzuzufügen.
• Die vorliegende Erfindung stellt eine Erweiterung des Dynamikbereichs eines herkömmlichen logarithmischen Verstärkers, wie weiter oben beschrieben, mit Temperatur- und Prozesskompensation dar. Die vorliegende Erfindung erfasst die sehr große Signalkomponente des Eingangssignals zum herkömmlichen Begrenzer/Verstärker durch eine Gleichrichterstruktur, die im folgenden als "Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende" bezeichnet wird. Nachdem die anderen, weiter oben beschriebenen Gleichrichterschaltungen funktionell geworden sind, wird die erfindungsgemäße Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende funktionell, wodurch das RSSI-Signal (received signal strength indication) am oberen Ende der Amplitude des Dynamikbereichs des herkömmlichen logarithmischen Detektorausgangs vergrößert wird. Die Gleichrichterstruktur richtet das Eingangssignal aus Rauschzahlüberlegungen der Begrenzer/Verstärkerschaltung im empfindlichsten Teil des Zwischenfrequenzverstärkers gleich.
• Gemäß der erfindungsgemäßen Gleichrichterstruktur wird das Eingangssignal "gleichgerichtet", wie weiter unten beschrieben, bevor das Eingangssignal durch einen Begrenzer/Verstärker mit einer Verstärkung beaufschlagt wird. Der Gleichspannungspegel des Eingangssignals und das "gleichgerichtete" Signal plus Gleichspannungspegel des Eingangssignals werden dann pegelverschoben und Spitzenwerte werden erkannt. Anschließend wird die Spannungsdifferenz zwischen den vorhergehenden Signalen bestimmt, und diese Spannungsdifferenz ist proportional zur Amplitude des Eingangssignals. Die Spannungsdifferenz wird in einen Strom umgewandelt, der durch einen Umformer zu den weiter oben beschriebenen temperaturkorrigierten Strömen addiert wird, welcher dann das RSSI-Signal (received signal strength indication) als Spannungswert ausgibt. Aus diesem Grunde steht das RSSI-Signal erfindungsgemäß bei sehr großen Signalen in linearem Zusammenhang zum Eingangssignal. Da die erfindungsgemäße Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende unabhängig vom oben beschriebenen IPTAT ist, wird bei der vorliegenden Erfindung keine Temperaturkompensation benötigt. Aus diesem Grunde wird die Gewichtung des "gleichgerichteten" Ausgangssignals der erfindungsgemäßen Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende mit der Spannung-zu-Strom- Umwandlung des "gleichgerichteten" Ausgangssignals kombiniert. Die vorliegende Erfindung erweitert dann das RSSI-Signal von herkömmlichen Begrenzer/Verstärker- Schaltungen am oberen Ende des Dynamikbereichs um mehr als 10 dB.
• Diese und andere Aufgaben und Vorteile der Erfindung, die aus der nachstehenden Beschreibung ersichtlich sind, liegen in den Konstruktions- und Funktionsdetails, die im folgenden ausführlicher geschildert und beansprucht werden, wobei auf die begleitenden Zeichnungen verwiesen wird, die einen Teil hiervon bilden und in denen gleiche Teile durchgängig mit gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet sind.
• Weitere Einzelheiten der vorliegenden Erfindung werden im folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:
• Fig. 1 ein Blockschaltbild einer fünfstufigen ZF-Verstärkerschaltung nach dem Stand der Technik;
• Fig. 2 ein Schaltbild einer Verstärkerstufe in der fünfstufigen ZF- Verstärkerschaltung nach dem Stand der Technik;
• Fig. 3 ein Diagramm des RSSI-Verhaltens der fünfstufigen ZF- Verstärkerschaltung nach dem Stand der Technik;
• Fig. 4 ein Blockschaltbild eines erfindungsgemäßen fünfstufigen ZF- Verstärkers;
• Fig. 5a ein Diagramm eines standardmäßigen Vollwellen- Gleichrichters/Spitzenwertdetektors, der am Eingang des Verstärkers verwendet wird;
• Fig. 5b ein Schaltbild für das in der vorliegenden Erfindung zur Anwendung kommende Prinzip;
• Fig. 6 ein Diagramm des RSSI-Verhaltens der erfindungsgemäßen fiinfstufigen ZF-Verstärkerschaltung;
• Fig. 7 ein Schaltbild der Implementierung eines erfindungsgemäßen Vollwellen-Gleichrichters;
• Fig. 8 ein Schaltbild des erfindungsgemäßen differentiellen Spitzenwertdetektors und Spannung-zu-Strom-Umformers; und
• Fig. 9 ein Schaltbild für das Hinzufügen des Ausgangssignals des differentiellen Spitzenwertdetektors der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung des RSSI-Signals.
• Fig. 4 zeigt einen erfindungsgemäßen fünfstufigen ZF-Verstärker mit einem Zwischenstufenfilter und logarithmischem Signalpegeldetektor 34. Der fünfstufige ZF- Verstärker mit einem Zwischenstufenfilter und logarithmischem Signalpegeldetektor 34 umfasst wie in Fig. 4 dargestellt die Verstärker 12 bis 22, den Bandpass 16, die Gewichtungsfaktor- und Gleichrichterschaltungen 24 und 25, die Temperaturkorrekturschaltungen 28 und 30 sowie den zuvor beschriebenen Umformer 32. Die vorliegende Erfindung umfasst die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36.
• Durch Erfassen des Eingangssignals zum logarithmischen Verstärker 12 durch die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 für sehr große Signale wird die erfindungsgemäße Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 funktionell, nachdem die Gewichtungsfaktor- und Gleichrichtungsschaltungen 24 und 25 funktionell geworden sind. Wenn die erfindungsgemäße Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 funktionell wird, vergrößert sie den Dynamikbereich der fünfstufigen logarithmischen ZF-Verstärkerschaltung 34 am oberen Ende des Eingangssignals Eingang 1 durch die Erweiterung einer linearen Reaktion des RSSI-Signals auf die Eingangssignalstärke.
• Wie in Fig. 4 dargestellt, ist die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 mit dem Eingang des Verstärkers 12 verbunden und erhält dadurch das Signal Eingang 1. Die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 umfasst die Gleichrichterschaltung 38, die Eingang 1 empfängt und mit dem Eingang des Verstärkers 12 gekoppelt ist. Die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 umfasst auch die differentielle Spitzenwertdetektorschaltung 40, die in Fig. 8 dargestellt ist und nachfolgend ausführlich beschrieben wird. Die differentielle Spitzenwertdetektorschaltung 40 ist mit dem Ausgang der Gleichrichterschaltung 38 verbunden und liefert ein Eingangssignal an den Umformer 32.
• In der vorliegenden Erfindung gibt die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 ein Ausgangssignal Ilin aus, das sich linear zu Eingang 1 verhält, wodurch eine Gleichrichterschaltung am Eingang des fünfstufigen ZF-Verstärkers 34 vor der Verstärkung von Eingang 1 hinzugefügt wird und ein nutzbarer Dynamikbereich für die fünfstufige ZF-Verstärkerschaltung 34 zwischen -100 dbm und 0 dbm geschaffen wird. Wie in Fig. 4 dargestellt, wird das Eingangssignal Eingang 1 durch die Gleichrichterschaltung 38 empfangen.
• Eine Implementierung einer herkömmlichen Vollwellen- Gleichrichterschaltung ist in Fig. 5a abgebildet. Wie in Fig. 5a gezeigt, können die Dioden D1 und D2, da sie direkt an den Eingangsanschlüssen (Vin) angeordnet sind, das Rauschen und die Eingangsimpedanz der ersten Stufe mit den Transistoren Q1 und Q2 beeinflussen.
• In Fig. 5b ist das Prinzip der erfindungsgemäßen Gleichrichterschaltung 38 dargestellt. Wie in Fig. 5b abgebildet, sind die Lastwiderstände R1, R2 und R3 mit Vcc verbunden. In einer bevorzugten Ausführungsform könnten die Lastwiderstände R1, R2 und R3 jeweils eine Kombination von spezifischen Widerstandswerten und aktiven Lasten sein, wie im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben. Wie in Fig. 5b dargestellt, ist Widerstand R1 mit dem Kollektor des NPN-Transistors Q1 verbunden, Widerstand R2 ist mit dem Kollektor des NPN-Transistors Q2 verbunden und Widerstand R3 ist mit den Kollektor-Elektroden der beiden NPN-Transistoren Q3 und Q4 verbunden. Die Basis des NPN-Transistors Q1 ist mit Vin gekoppelt, das Eingang 1 entspricht. Die Basis des NPN-Transistors Q2 ist mit der Basis des NPN-Transistors Q3 gekoppelt, die über den Kondensator C2 mit Masse verbunden ist. Der Emitter des NPN-Transistors Q 1 ist mit dem Emitter des NPN-Transistors Q2 gekoppelt, und diese Kombination erzeugt das Signal RSSI0. Der Emitter des NPN-Transistors Q3 ist mit dem Emitter des NPN-Transistors Q4 gekoppelt, und diese zusätzliche Kombination erzeugt das Signal RSSI10. Wie nachfolgend beschrieben, ist RSSI0 die vollwellen-gleichgerichtete Version von Eingang 1 und umfasst dessen Gleich- und Wechselspannungsanteile; außerdem ist RSSI10 das Ausgangssignal der vollwellen-gleichgerichteten "Dummy"-Version von Eingang 1 und umfasst nur die Gleichspannungsanteile dieses Signals.
• Gemäß Fig. 5b wird Q1 eingeschaltet, wenn Vin positiver wird, und erhöht somit seinen Stromfluss. Wenn die Vorspannung von Q1 steigt, fließt schließlich der gesamte Strom zu Q1 und kein Strom fließt zu Q2. Wenn die Basisspannung von Q1 steigt, folgt der Emitter von Q1 der Spannung an der Basis von Q1. Der gleiche Effekt tritt bei Q2 auf, wenn die Spannung an der Basis von Q2 größer ist als die Spannung an der Basis von Q1. Daher funktionieren Q1 und Q2, die als Verstärker arbeiten, auch als Gleichrichter am gemeinsamen Emitter-Anschluss von Q1 und Q2. 12 und 13 sind konstante, zur Temperatur proportionale Stromquellen, die in Form eines herkömmlichen Vorspannungsgenerators ausgeführt sind (nicht abgebildet).
• Fig. 7 zeigt einen detaillierten Schaltplan eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der Gleichrichterschaltung 38 der vorliegenden Erfindung. Eine vereinfachte Gleichrichterschaltung war in Fig. 5b abgebildet. Die Transistoren, Widerstände und Kondensatoren aus Fig. 7 sind konventionelle Bauelemente und wie beschrieben verbunden. Bei Fig. 7 wird Eingang 1 als Vin zugeführt. Vin ist mit der Basis des NPN- Transistors Q1 gekoppelt. Die Transistoren Q1 und Q2 umfassen ein differentielles Verstärkerpaar. Die Basis von Q1 ist durch das Netzwerk Vorspannung 1 vorgespannt und die Basis von Q2 ist durch das Netzwerk Vorspannung 2 vorgespannt. Die Basis von Q2 wird außerdem für Wechselspannungssignale über den Kondensator C2 gegen Masse umgangen. Q91 und 92 sind Kaskodentransistoren für eine verbesserte Bandbreite der aus Q1 und Q2 bestehenden Verstärkungsstufe. Vref1 und Vref2 sind DC-Vorspannungsquellen, die durch einen konventionellen Referenzgenerator (nicht abgebildet) geschaffen werden, welcher die obengenannte DC-Vorspannung erzeugt. Der Kollektor von Q91 und der Kollektor von Q92 sind die Verstärkerausgänge. Der Vorstrom für die Stufe 11 ist eine PTAT-Stromquelle (proportional zur absoluten Temperatur) zur Kompensation der Verstärkung von Stufe 11. Die Transistoren Q11 und Q12 fungieren wirksam als niederohmige Spannungsquellen und ermöglichen das Erfassen des Stroms in jedem Zweig des Ausgangs der Q1-Q2- Verstärkerstufe im Kollektor von Q1 und Q2, ohne die Funktion der Q1-Q2-Verstärkerstufe zu stören. Die Ströme RSSI1 und RSSI2 werden nach der Gleichrichtung addiert und in der RSSI-Schaltung verarbeitet, um das RSSI-Signal für die Empfangsstärke (received signal strength indication) zu erzeugen.
• Die aus den Verstärkern Q3 und Q4, Q93 und Q94 sowie Q15 und Q16 bestehende Stufe ist eine Nachbildung der Q1-Q2-Verstärkerstufe mit dem Unterschied, dass die Basis von jedem der Transistoren Q3 und Q4 über den Kondensator C2 gegen Masse umgangen wird. Aus diesem Grunde funktioniert die Q3-Q4-Stufe als "Dummy"-Stufe, die die Vorspannungsreferenzen für die RSSI-Schaltung erzeugt. Rdummy ist ein Referenzstrom für die Signale RSSI1 und RSSI11. Auf ähnliche Weise ist RSSI10 eine Referenzspannung für RSSI0. Der gemeinsame Emitter von Q1 und Q2 funktioniert als Gleichrichter, der die Vorspannung und das gleichgerichtete Signal ausgibt. Der gemeinsame Emitter von Q3-Q4 gibt hingegen das reine Vorspannungssignal aus. Durch Subtrahieren des Ausgangssignals RSSI0 von RSSI10 ergibt sich die Signalstärke.
• Die Gleichrichterschaltung 38, die ein erfindungsgemäßer Vollwellen-Gleichrichter ist, ist in Fig. 7 detailliert dargestellt. In Fig. 7 gibt die Gleichrichterschaltung 38 die Signale RSSI0 und RSSI10 an die differentielle Spitzenwertdetektorschaltung 40 aus. RSSI0 ist eine vollwellen-gleichgerichtete Version von Eingang 1 einschließlich der Gleichspannungskomponente. RSSI10 ist eine vollwellen-gleichgerichtete Version der Gleichspannungskomponente von Eingang 1. RSSI10 dient zum Verfolgen der Gleichspannungskomponente von RSSI0 und wird als "Dummy-Referenzgenerator" bezeichnet. RSSI0 und RSSI10 haben jeweils die gleiche Gleichspannungskomponente, jedoch hat RSSI10 keine Wechselspannungskomponente. Q und Q2 funktionieren auch als Eingangsverstärker. Die differentielle Spitzenwertdetektorschaltung 40 erkennt zusätzlich zu der Pegelverschiebung den Spitzenwert des gleichgerichteten Signals und wandelt auch die Eingangsspannungen RSSI0 und RSSI10 in einen Ausgangsstrom proportional zur Spannungsdifferenz um. Die Spannungsdifferenz wird dann in einen Strom Ilin umgewandelt, der an den Umformer 32 ausgegeben wird.
• Wie in Fig. 4 abgebildet, formt der Umformer 32 Ilin und die Eingangsströme, die von der Temperaturkorrekturschaltung 38 und der Temperaturkorrekturschaltung 32 ausgegeben wurden, dann in die Ausgangsspannung RSSI um. RSSI aus Fig. 4 weist eine lineare Reaktion auf das Eingang 1 auf, wenn die Signalstärke von Eingang 1 zwischen ca. -20 dbm und 0 dbm liegt.
• Da die erfindungsgemäße Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 unabhängig von den "PTAT"-Strömen ist, die weiter oben beschrieben wurden, ist keine Kompensation für den "PTAT"-Strom erforderlich. Daher wird die Funktion der "Gewichtung" des Eingangssignals in der vorliegenden Erfindung mit der beschriebenen Umwandlung der Spannung in Strom in der differentiellen Spitzenwertdetektorschaltung 40 kombiniert. Dementsprechend erweitert die Schaltung für lineares Verhalten am oberen Ende 36 das RSSI-Signal des fünfstufigen ZF-Verstärkers mit einem Zwischenstufenfilter und logarithmischem Signalpegeldetektor 34 um mehr als 10 db am oberen Ende der Amplitude des Eingangssignals.
• Fig. 6 zeigt ein Diagramm einer RSSI-Kurve für den fünfstufigen ZF- Verstärker 34 der vorliegenden Erfindung. Wie in Fig. 6 abgebildet, beträgt das RSSI- Signal 100 mV, wenn die Amplitude der Signalstärke von Eingang 1 zwischen -120 dbm und -100 dbm liegt. Wenn die Amplitude der Signalstärke von Eingang 1 zwischen -100 dbm und ca. 0 dbm liegt, besteht ein linearer Zusammenhang zwischen der RSSI-Spannung und dem Logarithmus der Amplitude der Signalstärke von Eingang 1. Erst wenn sich die Amplitude der Signalstärke von Eingang 1 0 dbm nähert, beginnt die RSSI-Kurve abzufallen und vom Logarithmus der Amplitude abzuweichen. Wie in Fig. 6 darstellt, erweitert die vorliegende Erfindung daher den nutzbaren Dynamikbereich, wenn die Amplitude von Eingang 1 auf ca. 0 dbm ansteigt.
• In Fig. 8 ist ein Schaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der differentiellen Spitzenwertdetektorschaltung 40 dargestellt. Die obengenannte Subtraktion wird in der differentiellen Spitzenwertdetektorschaltung 40 aus Fig. 8 durchgeführt. Wie in Fig. 8 dargestellt, werden die Eingangssignale RSSI0 und RSSI10 einer sehr symmetrischen Schaltung zugeführt. RSSI0 wird der Basis von Transistor Q5 zugeführt, und RSSI10 wird der Basis von Transistor Q6 zugeführt. Die Transistoren QS51 und Q561 verschieben den Signalpegel um einen Diodenspannungsabfall nach oben. QS58 und QS57 sind Emitterfolger, die durch sehr kleine Ströme IBLD5 und IBLD6 vorgespannt werden.
• Die Kondensatoren CS4 und CS3 werden durch positive Signale von den Emittern von Q558 und QS57 geladen. Da der Entladungspfad für die Kondensatoren CS4 und CS3 auf die kleinen Ströme IBLD5 und IBLD6 und die Basisströme von SQ60 und QSSO begrenzt ist, bleiben die Kondensatoren CS4 und CS3 mit dem positiven Spitzenwert des Eingangsignals geladen; die Kondensatoren CS4 und CS3 sind also Spitzenwertdetektoren. Die positiven Spitzenwerte der Signale RSSI0 und RSSI10 werden daher erkannt und in den Kondensatoren CS4 bzw. CS3 gespeichert.
• Die Stufe mit QS60 und QS59 ist ein Umformer der Differenzspannung in Strom. Jede Spannungsdifferenz an den Basis-Elektroden von QS60 und QS59 wird in einen Strom in Widerstand R27 umgeformt. Die Werte für die Vorspannung (10) und den Widerstand R27 werden so gewählt, dass der Strom durch R27 proportional zur Eingangsdifferenz zwischen den Basis-Elektroden von QS60 und QS59 ist. Wenn die Empfängerschaltung ein Großsignal empfängt, nimmt die Basis von QS60 zu, was einen Anstieg des Kollektorstroms von QS60 und eine Abnahme des Kollektorstroms von QS59 zur Folge hat. Der Stromspiegel mit den Transistoren QS55, QS56 und QS66 gleicht den Kollektorstrom von Q555 an den Kollektorstrom von QS59 an. Der überschüssige Strom im Kollektor von QS60 muss vom Ilin-Zweig gezogen werden. Der überschüssige Strom in QS60 ist genau proportional zum Spitzenwert des empfangenen Signals und entspricht der Signalstärke des empfangenen Signals.
• Fig. 9 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform des Umformers 32 und eine spezielle Schaltung, die Ilin zu der Kombination von Icor1 und Icor2 im Umformer 32 addiert. Der Umformer 32 addiert die Ströme Ilin, Icor1 und Icor2 und wandelt die Summe in die Ausgangsspannung RSSI um.
• Wie in Fig. 9 dargestellt, bilden die PNP-Transistoren QS47, QS48 und QS49 einen Stromspiegel. Der Wert des Stroms von Vcc durch den Emitter und in den Kollektor des PNP-Transistors Q547 entspricht daher dem Wert des Stroms von Vcc durch den Emitter und in den Kollektor des PNP-Transistors QS48. Wenn der Wert von Ilin ansteigt, nimmt zusammen mit den Werten von Icor1 und Icor2 auch der Wert des Stroms im Kollektor des Transistors QS48 zu, so dass Strom in den Widerstand R26 fließt, was zu einem Spannungsabfall am Widerstand R26 führt, der RSSI entspricht. In einer bevorzugten Ausführungsform hat der Widerstand R26 einen Wert von 82 Kiloohm.
• Wie in den Fig. 8 und 9 abgebildet, wandeln die NPN-Transistoren 59 und 60 die Spannungsdifferenz, eine Gleichspannung, an den Basis-Elektroden der NPN- Transistoren 59 und 60 in einen Strom Ilin um, der in den Kollektor des PNP-Transistors QS47 summiert wird. Da die Gleichrichterschaltung der vorliegenden Erfindung unabhängig von den "PTAT"-Strömen ist, ist keine Kompensation des "PTAT"-Stroms erforderlich, so dass die "Gewichtungs"-Funktion mit der Umwandlung von Spannung in Strom kombiniert werden kann, wodurch die lineare RSSI-Reaktion auf das Eingangssignal um mehr als 10 db am oberen Ende der Amplitude des Eingangssignals erweitert wird.
• Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern umfasst auch Variationen und Abwandlungen hiervon.

Claims (8)

1. Zwischenfrequenzverstärker 34, der ein Eingangssignal empfängt und ein Ausgangssignal ausgibt, wobei der genannte ZF-Verstärker (34) folgendes umfasst:

Begrenzer/Verstärker-Mittel (12, 14, 18, 20, 22), um das Eingangssignal zu empfangen, um das Eingangssignal zu verstärken und ein verstärktes Eingangssignal zu erhalten, um das verstärkte Eingangssignal zu gewichten und ein gewichtetes Signal zu erhalten, um das gewichtete Signal gleichzurichten und ein gleichgerichtetes Signal zu erhalten, um das gleichgerichtete Signal in Bezug auf Temperatureffekte zu korrigieren und ein korrigiertes Signal zu erhalten, und um das korrigierte Signal auszugeben;

eine Schaltung für lineares Verhalten (36), die das Eingangssignal empfängt und ein Signal mit linearem Verhalten ausgibt, das in linearem Zusammenhang mit dem Eingangssignal steht; und

eine Umformerschaltung (32), die mit der Schaltung für lineares Verhalten (36) und den Verstärkermitteln (12, 14, 18, 20, 22) gekoppelt ist, das korrigierte Signals und das Signal mit linearem Verhalten addiert, um ein Signal zur Anzeige der Signalstärke zu erzeugen, und um ein Signal zur Anzeige der empfangenen Signalstärke auf der Basis des Signals zur Anzeige der Signalstärke auszugeben, wobei die Schaltung für lineares Verhalten (36) folgendes umfasst:

eine Gleichrichterschaltung (38), die das Eingangssignal empfängt und ein erstes Signal mit einer ersten Gleichspannungskomponente und einer ersten Wechselspannungskomponente sowie ein zweites Signal mit einer zweiten Gleichspannungskomponente ausgibt, wobei die erste Gleichspannungskomponente der zweiten Gleichspannungskomponente entspricht; und

eine differentielle Spitzenwertdetektorschaltung (40), die mit der Gleichrichterschaltung (38) verbunden ist und das erste sowie das zweite Signal empfängt und das erste Signal sowie das zweite Signal in ein Signal mit linearem Verhalten umwandelt.

2. Zwischenfrequenzverstärker (34) nach Anspruch 1, wobei die differentielle Spitzenwertdetektorschaltung (40) folgendes umfasst:

erste Spitzenwerterkennungsmittel (QS57) zum Erkennen eines ersten Spitzenwertes des ersten Signals;

zweite Spitzenwerterkennungsmittel (QS58) zum Erkennen eines zweiten Spitzenwertes des zweiten Signals; und

Mittel (QS59, QS60) zum Bestimmen einer Spitzenwertdifferenz zwischen dem ersten Spitzenwert und dem zweiten Spitzenwert proportional zu einer Amplitude des Eingangssignals und zum Erzeugen des Signals mit linearem Verhalten auf der Basis der Spitzenwertdifferenz.

3. Zwischenfrequenzverstärker (34) nach Anspruch 1, wobei die Gleichrichterschaltung (38) einen ersten Stromspiegel (12) zum Erzeugen des ersten auf dem Eingangssignal basierenden Signals und einen zweiten Stromspiegel (13) zum Erzeugen des zweiten auf dem Eingangssignal basierenden Signals umfasst.

4. Zwischenfrequenzverstärker (34) nach Anspruch 1, wobei das korrigierte Signal in linearem Zusammenhang mit dem Logarithmus der Amplitude des Eingangssignals zwischen -100 dbm und -10 dbm steht und das Signal mit linearem Verhalten in linearem Zusammenhang mit der Amplitude des Eingangssignals zwischen -10 dbm und 0 dbm steht.

5. Zwischenfrequenzverstärker (34) nach Anspruch 1, wobei der Umformer (32) folgendes umfasst:

einen Stromspiegel (Q547, QS48, QS49), der das Signal mit linearem Verhalten empfängt, das Signal mit linearem Verhalten 10 zum korrigierten Signal addiert und ein addiertes Signal erzeugt, und

einen Widerstand (R26), der mit dem Stromspiegel (QS47, Q548, Q549) gekoppelt ist und auf der Basis des addierten Signals die Spannung erzeugt, die in linearem Zusammenhang mit der Amplitude des Eingangssignals steht.

6. Verfahren zum Erzeugen eines die Empfangsstärke anzeigenden Signals, das in linearem Zusammenhang mit der Signalstärke eines Eingangssignals steht, wobei das genannte Verfahren die folgenden Schritte umfasst:

(a) Erhalten des Eingangssignals, Gleichrichten des Eingangssignals ohne Verstärkung, Erzeugen eines ersten Signals mit einer ersten Gleichspannungskomponente und einer ersten Wechselspannungskomponente und eines zweiten Signals mit einer zweiten Gleichspannungskomponente, wobei die genannte erste Wechselspannungskomponente der genannten zweiten Gleichspannungskomponente entspricht, und Durchführen einer differentiellen Spitzenwerterkennung für die beiden Signale, um ein Signal mit linearem Verhalten zu erzeugen, das linear auf das Eingangssignal reagiert;

(b) Verstärken des Eingangssignals, um ein verstärktes Signal zu erzeugen, Gleichrichten des verstärkten Signals, um ein gleichgerichtetes und verstärktes Signal zu erzeugen, und Korrigieren des gleichgerichteten und verstärkten Signals in Bezug auf Temperatureffekte, um ein temperaturkorrigiertes Signal zu erzeugen; und

(c) Addieren des Signals mit lineare Verhalten und des temperaturkorrigierten Signals, um ein addiertes Signal zu erhalten, und Umwandeln des addierten Signals in eine Spannung, die in linearem Zusammenhang mit der Signalstärke des Eingangssignals steht.

7. Verfahren nach Anspruch 6, wobei Schritt (b) weiterhin den Schritt der Korrektur des gleichgerichteten und verstärkten Signals hinsichtlich Temperaturschwankungen enthält.

8. Verfahren nach Anspruch 6, wobei das korrigierte Signal in linearem Zusammenhang mit einer Amplitude des Eingangssignals zwischen -100 dbm und -10 dbm steht und das Signal mit linearem Verhalten in linearem Zusammenhang mit der Amplitude des Eingangssignals zwischen -10 dbm und 0 dbm steht.