ES2255056T3 - Convertidor para caudalimetro masico. - Google Patents
Convertidor para caudalimetro masico.Info
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Abstract
SE PRESENTA UN CONVERTIDOR DE UN MEDIDOR DE CORRIENTE DE MASA QUE DETECTA LA FUERZA CORIOLIS QUE ACTUA SOBRE UN TUBO DE CORRIENTE QUE ESTA CONDUCIDA ALTERNATIVAMENTE CON UNA FRECUENCIA CONSTANTE ALREDEDOR DE SUS PUNTOS DE APOYO COMO UNA DIFERENCIA DE TIEMPO {DE}T ENTRE LAS SEÑALES DE DESPLAZAMIENTO ACOPLADAS DETECTADAS EN POSICIONES SIMETRICAMENTE OPUESTAS, Y DETERMINA UNA CORRIENTE DE MASA PROPORCIONAL A LA DIFERENCIA DE TIEMPO {DE}T. LAS SEÑALES DE ONDAS DE SENO QUE TIENEN FASES DIFERENTES CON UNA AMPLITUD CONSTANTE, LAS CUALES SON EMITIDAS POR UNAS BOBINAS DE DETECCION ACOPLADAS, SON UTILIZADAS PARA FORMAR SEÑALES DE ENTRADA RESPECTIVAS, LAS CUALES SON IMPULSOS QUE TIENEN UNOS VALORES DE ANCHO DEL IMPULSO ESPECIFICADOS IGUALES AL TIEMPO DE CONDUCCION (T+{DE}T) Y EL TIEMPO DE REVESTIMIENTO (T+{DE}T) Y TIENEN UNOS VALORES DE ALTURA DE ONDA ESPECIFICADOS (T+{DE}T) Y (T-{DE}T) RESPECTIVAMENTE, Y SON DETERMINADAS COMO IMPULSOS DE ENTRADA. LAS PIEZAS N DE LOS IMPULSOS (T+{DE}T) Y LAS PIEZAS NDE LOS IMPULSOS (T-{DE}T) SON MOSTRADAS SIMULTANEAMENTE EN INTEGRADORES RESPECTIVOS QUE TIENEN QUE TIENEN LA MISMA CONSTANTE DE TIEMPO. LA CARGA RESPECTIVA DESPUES DE SER CARGADA ES DESCARGADA MEDIANTE LA UTILIZACION DE UNA FUENTE DE ENERGIA DE REFERENCIA CON MEDICION DE UNA DIFERENCIA DE TIEMPO DE VOLTAJES QUE ATRAVIESAN CERO, Y SE DETECTA UNA SEÑAL DE DIFERENCIA DE TIEMPO PROLONGADA 2N VECES. POR LO QUE UNA VELOCIDAD DE CORRIENTE DE MASA CON SENSIBILIDAD APROPIADA ES ALCANZADA SIN LA UTILIZACION DE IMPULSOS DE RELOJ ESPECIALES. ADEMAS, UN PEQUEÑO ERROR EN LA MEDIDA DEL TIEMPO DEBIDO A LA DERIVACION DE LOS CIRCUITOS DE CARGA Y DESCARGA QUE SON CARGADOS CON CADA UNA DE LAS PIEZAS N DE LOS IMPULSOS RESPECTIVOS DE (T+{DE}T) Y (T-{DE}T) PUEDE SER COMPENSADO MEDIANTE CONMUTAR LOS CIRCUITOS DE CARGA Y DESCARGA EN CADA CICLO DE CARGA Y DESCARGA PARA PERMITIR A LOS IMPULSOS N DE (T+{DE}) Y LOS IMPULSOS N DE (T-{DE}T) ENTRAR EN CIRCUITOS DIFERENTES EN CADA CICLO, POR LO QUE SE PUEDEN CONDUCIR MEDIADA DE TIEMPO CON UNA DIFERENCIA DE TIEMPO ADECUADA Y ESTABLE DURANTE UN LARGO TIEMPO.
Description
Convertidor para caudalímetro másico.
La presente invención se refiere a un convertidor
para caudalímetro másico y, más particularmente, a un convertidor
que está adaptado para su uso en un caudalímetro másico de baja
sensibilidad de detección, como un caudalímetro de tubo recto de
tipo Coriolis, y que puede medir una fuerza de Coriolis que actúa
sobre un tubo de flujo de un caudalímetro de Coriolis, que es
proporcional a un caudal másico, como una diferencia de tiempos de
alta sensibilidad sin cambio en el tiempo de tránsito debido a una
deriva de un circuito operacional.
Un caudalímetro de Coriolis es un caudalímetro
másico bien conocido que se basa en el hecho de que, cuando circula
un fluido en un tubo de flujo soportado en ambos extremos por
miembros de apoyo y dicho tubo está excitado con una oscilación
alterna en su parte central en la dirección perpendicular a su eje,
se produce una diferencia de fase entre dos posiciones opuestas
simétricamente del tubo de flujo, y dicha diferencia de fase es
proporcional a un caudal másico. En la práctica, una bobina de
excitación, a excitar mediante un circuito excitador, está dispuesta
en el centro de un tubo de flujo soportado en ambos extremos por
medios de apoyo, y dos bobinas de detección están dispuestas en
posiciones simétricamente opuestas entre la posición central y
ambos extremos del tubo de flujo. Se detecta una señal de una
diferencia de fase proporcional a un caudal másico, que se produce
por acción de una fuerza de Coriolis, y se determina un flujo másico
a partir del valor de la diferencia de fase. Si se supone que la
frecuencia de oscilación de excitación es constante, se puede
detectar una señal de diferencia de fase como una señal de
diferencia de tiempos obtenida cuando el tubo de flujo pasa una
línea estándar en posiciones simétricas.
El documento EP 0 275 367 A describe una
estructura de sensor para uso en un caudalímetro másico de Coriolis,
a fin de determinar el flujo másico relativo de un fluido. La
estructura de sensor utiliza un procesamiento de señal de tipo
fotoóptico e interconecta la señal con un procesador tal, que la
señal es calibrada continuamente para eliminar errores menores. La
interfaz electrónica comprende circuitería para determinar la
diferencia instantánea de amplitudes entre las señales desde los
sensores del caudalímetro en una pluralidad de intervalos discretos
y adyacentes, circuitería para determinar el producto del valor
absoluto de la diferencia instantánea de amplitudes y la anchura de
intervalo para cada intervalo, circuitería para determinar la suma
del producto para cada intervalo por un ciclo de oscilación y
circuitería para generar, a partir de la suma, una señal
representativa del flujo másico.
El documento WO 88/03642 A describe un
caudalímetro másico de Coriolis que incluye un mecanismo
ferromagnético de excitación y unos sensores ferromagnéticos de
velocidad. El mecanismo de excitación incluye una bobina excitadora,
un contacto excitador ferromagnético fijado a un conducto de flujo
del medidor, un imán y unos medios para aplicar una señal
excitadora a la bobina excitadora. El sensor de velocidad incluye
una bobina de sensor, un contacto ferromagnético de sensor fijado al
conducto de flujo, un imán y unos medios para detectar una corriente
inducida en la bobina de sensor mediante cambios en la posición del
contacto de sensor. El mecanismo excitador hace oscilar el conducto
de flujo en respuesta al campo magnético variable producido por la
señal excitadora. Mientras una pata lateral del conducto de flujo
oscila, el campo magnético que pasa a través de la bobina de sensor
varía y se induce una señal en ésta, la cual proporciona una medida
de la velocidad de la pata lateral del conducto de flujo.
Cuando un tubo de flujo, soportado en ambos
extremos sobre unos medios de apoyo, es excitado con oscilación
natural alterna en su porción central en la dirección perpendicular
a su eje, se obtiene una frecuencia de excitación constante que
corresponde a un tamaño y material del tubo de flujo y a una
densidad del fluido medible, con una energía de excitación pequeña
y, por lo tanto, se determina la densidad de fluido que corresponde
a la frecuencia de excitación. Por esta razón, se adopta usualmente
excitar el tubo de flujo con su frecuencia de oscilación
natural.
Un circuito para excitar el tubo de flujo con su
oscilación natural es un circuito de realimentación positiva que
controla una señal de entrada a un nivel constante, introduciendo
una señal de onda de seno proporcionada a la salida desde una bobina
de detección en un circuito de excitación.
Las medidas precisas de un flujo másico mediante
un caudalímetro másico de Coriolis así construido dependen de la
medida estable y precisa de una señal de diferencia de tiempos. La
diferencia de tiempos se mide contando los pulsos de reloj de una
frecuencia especificada durante la diferencia de tiempos. Por
ejemplo, en caso de un caudalímetro de tipo Coriolis de tubo recto
que tenga una rigidez elevada de su tubo recto, la señal de
diferencia de fase producida por la acción de una fuerza de Coriolis
es pequeña y, por lo tanto, el valor de diferencia de tiempos de la
señal de diferencia de tiempos proporcional a la señal de diferencia
de fase es, correspondientemente, pequeño. Tal pequeña diferencia
de tiempos se puede detectar con una precisión necesaria para la
medida adicional en el caudalímetro másico de Coriolis, usando un
generador de pulsos de reloj de 100 MHz y de nivel semejante, que
es, sin embargo, caro de usar. Para medir de manera estable un valor
pequeño de diferencia de tiempos a una precisión elevada, hay
todavía un problema en lo que se refiere a la estabilidad del propio
circuito de detección de diferencia de tiempos, por ejemplo, la
incidencia de una deriva a cero puede reducir la precisión de
detección. Además, el propio caudalímetro de Coriolis puede estar
afectado por una expansión de fluido medible, debido a un cambio de
temperaturas.
Según una realización ilustrativa de la presente
invención, los problemas anteriormente identificados se resuelven
mediante un convertidor para caudalímetro másico, como se define en
la reivindicación 1.
Según otra realización ilustrativa de la presente
invención, los problemas anteriormente identificados se resuelven
mediante un convertidor para caudalímetro másico, como se define en
la reivindicación 4.
Según aún otra realización ilustrativa de la
presente invención, los problemas anteriormente identificados se
resuelven mediante un caudalímetro másico, como se define en la
reivindicación 5.
La figura 1 es un diagrama de bloques para
explicar la construcción de un caudalímetro másico convencional.
La figura 2 es una vista para explicar un ejemplo
de medición de una diferencia de tiempos mediante un caudalímetro de
Coriolis.
La figura 3 es un diagrama de bloques de un
convertidor para caudalímetro másico convencional para determinar
una diferencia de tiempos \DeltaT.
La figura 4 es un diagrama de circuito para
explicar una realización de un convertidor para caudalímetro másico,
según la presente invención.
La figura 5 es un gráfico de tiempos para
explicar el convertidor para caudalímetro másico mostrado en la
figura 4.
La figura 6 es un diagrama de circuito para
explicar otra realización de un convertidor para caudalímetro
másico, según la presente invención.
Las figuras 7A y 7B son características de
voltaje de salida para explicar el funcionamiento del circuito del
convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 6.
La figura 8 muestra una relación entre una
diferencia de tiempos \DeltaT y un caudal másico Q_{M}.
La figura 9 es un diagrama de circuito para
explicar otra realización de un convertidor para caudalímetro
másico, según la presente invención.
La figura 10 es un gráfico de tiempos de un tren
de pulsos para explicar el funcionamiento del convertidor para
caudalímetro másico mostrado en la figura 9.
La figura 11 muestra una característica de
voltaje-tiempo del voltaje de
carga-descarga durante un intervalo de tiempo desde
t_{1} hasta t_{2} y un intervalo de tiempo desde t_{2} hasta
t_{3} de la gráfica de tiempos mostrada en la figura 10.
En un caudalímetro de Coriolis, que comprende un
tubo de flujo asegurado en ambos extremos sobre los soportes con
unos medios de excitación dispuestos en su centro y unas bobinas de
detección dispuestas en lados opuestos simétricamente de los medios
de excitación sobre el tubo de medida de flujo, un convertidor para
caudalímetro másico usado en éste tiene un circuito que, cuando se
hace oscilar un tubo de circulación de fluido a una frecuencia
constante con una amplitud especificada, por ejemplo, con una
frecuencia natural, mediante medios de excitación, recibe unas
señales de detección desde las bobinas de detección, detecta una
señal de diferencia de fase proporcional a una fuerza de Coriolis y
proporciona a la salida una señal de detección de flujo másico.
La figura 1 es un diagrama de bloques para
explicar una construcción de un convertidor para caudalímetro másico
convencional, en el que una porción de excitación está dispuesta en
la parte media del tubo de flujo (no mostrado), en el que circula
fluido medible, y una carcasa exterior (no mostrada). La porción de
excitación consiste en, por ejemplo, una bobina de excitación 102,
un núcleo (no mostrado) que recibe una fuerza magnética desde la
bobina de excitación 102. Cada una de las bobinas de detección 103 y
104 están compuestas por una bobina de detección y un electroimán
(no mostrado), dispuestas simétricamente entre un tubo de flujo y en
posiciones simétricas en el mismo, entre la porción de excitación y
las paredes de apoyo de la carcasa exterior.
La bobina de excitación 102 está conectada a un
extremo de salida de un circuito excitador 101, cuyo extremo de
entrada está conectado a una señal de corriente continua, que es una
señal de onda de seno detectada por la bobina de detección 103 y
rectificada por un circuito rectificador de onda completa. Un
circuito de realimentación positiva, formado por la bobina de
detección 103, el circuito 106 rectificador de onda completa, el
circuito excitador 101 y la bobina de excitación 102 constituyen un
circuito oscilador de onda de seno para generar una frecuencia
natural del tubo de flujo. La bobina de detección proporciona a la
salida una señal de detección en un punto P y la transfiere al
circuito 106 rectificador de onda completa que, a su vez, convierte
la señal de detección recibida en un voltaje de corriente continua.
El circuito excitador 101 compara el valor de voltaje de corriente
continua con un valor de voltaje de referencia y controla la bobina
de detección para obtener una señal de onda de seno constante en el
punto P. En este caso, las señales de onda de seno proporcionadas a
la salida de las bobinas de detección 103 y 104 son señales de
velocidad que se introducen, por lo tanto, en un circuito 104 de
detección de fase en el que son integradas y convertidas en señales
de posición. Por consiguiente, el voltaje detectado de la bobina de
detección 104 llega a ser una señal de onda de seno de amplitud
constante que tiene una diferencia de fase con relación a la señal
de onda de seno de la bobina de detección 103, que es proporcional a
una fuerza de Coriolis. La diferencia de fase se convierte en una
diferencia de tiempos, se detecta y se transfiere mediante un
circuito 105 de detección de fase a una CPU (unidad central de
procesamiento) que, a su vez, convierte la señal de diferencia de
tiempos en una señal de caudal másico y la proporciona a la salida.
Haciendo referencia a la figura 2, el funcionamiento del circuito
105 de detección de fase se describirá en lo que sigue.
La figura 2 es ilustrativa de un ejemplo de
medida de una diferencia de tiempos mediante un caudalímetro de
Coriolis. En la figura 2-(a), se muestra un gráfico que presenta una
señal de onda trapezoidal, que se obtiene amplificando y conformando
una señal de onda de seno de amplitud constante que tiene una
diferencia de fase con una amplitud constante, y detectada en una
posición de detección sobre un tubo de flujo, que etiqueta el eje
horizontal con el tiempo y el eje vertical con el voltaje. Un
trapezoide ABCD ... y un trapezoide A_{1}B_{1}C_{1}D_{1} ...
son señales de desplazamiento del tubo de flujo, que están
representados mediante voltajes que son diferentes en fase y que
tienen los mismos picos absolutos en direcciones positivas y
negativas (\pmE), con relación a la base de tiempos
X-X. Estas señales de desplazamiento son las mismas
ondas trapezoidales continuas en la base de tiempos. Un tiempo de
referencia para especificar una diferencia de fase, por ejemplo, es
un tiempo T entre un valor de pico C(+E) o D(-E) de un lado oblicuo
CD de la onda trapezoidal ABCD y un punto O en el que dicho lado
interseca la base de tiempos. En el caso de las señales de
desplazamiento de los trapezoides ABCD y
A_{1}B_{1}C_{1}D_{1}, que son diferentes en fase entre sí,
las señales de diferencia de fase referentes a los lados oblicuos CD
y C_{1}D_{1} se describirán en lo que sigue.
Un cuadrado CC_{1}DD_{1} es un paralelogramo
y una diferencia de tiempos \DeltaT entre los lados paralelos CD y
C_{1}D_{1} es una señal de diferencia de fase. Los lados
CC_{1} y DD_{1} tienen una longitud igual a la longitud de un
segmento de la base de tiempos OO_{1}. Cuando los puntos se
proyectan desde los puntos C_{1} y D_{1} sobre la base de
tiempos se expresan por O_{2} y O_{3}, respectivamente, y un
lado O_{2}O indica un tiempo (T-\DeltaT) y un
lado OO_{3} indica (T+\DeltaT).
El tiempo (T-\DeltaT) está
expresado mediante el pulso de la figura 2-(c) y el tiempo
(T+\DeltaT) está expresado mediante el pulso de la figura 2-(d).
La CPU 108 determina una diferencia de tiempos \DeltaT como sigue:
para una duración 2 M, que es el doble del anchura M del tiempo de
pulso que corresponde a un periodo de una onda trapezoidal mostrada
en la figura 2-(b), se resta un sumando de cada anchura de pulso
para conseguir un valor medio, por ejemplo:
(1)\{4(T+\Delta T) -
4(T-\Delta T)\}/8 = \Delta
T
La figura 3 es un diagrama de bloques de un
convertidor para caudalímetro másico convencional para determinar
una diferencia de tiempos \DeltaT, en el que un contador 114 mide
los valores de duración de pulso de los pulsos (T+\DeltaT) y
(T-\DeltaT), como números de recuentos de pulsos
de reloj generados desde un generador 111 de pulsos de reloj, y la
CPU 115 calcula, a partir de ellos, un valor digital proporcional a
un flujo másico y tiene una salida en un terminal 116.
En el convertidor para caudalímetro másico
convencional de la figura 3, un tiempo proporcional a una diferencia
de fase del tubo de medida se mide como un valor digital de
recuentos de pulsos de reloj. Para asegurar una elevada precisión de
la medición de flujo másico, es necesario medir una diferencia de
tiempos con una resolución suficiente, es decir, para conseguir
suficientes recuentos de pulsos de reloj proporcionales a una
diferencia de tiempos, para toda la gama de mediciones de flujo. En
un caudalímetro de Coriolis que tiene un tubo de flujo curvado de
manera simétricamente axial, en el que se produce una fuerza de
Coriolis alrededor de un eje simétrico cuando el tubo de medida
curvado es excitado con una oscilación alternante en una dirección
perpendicular al eje de simetría, es posible medir una diferencia de
tiempos con una sensibilidad suficientemente alta, aumentando el
momento alrededor de un eje de simetría y, por lo tanto, determinar
una diferencia de tiempos, contando los pulsos de reloj. En un
caudalímetro de Coriolis de tipo de tubo recto, que tiene un tubo de
medida de alta rigidez a la flexión y, por lo tanto, de una gran
frecuencia natural, una señal de diferencia de tiempos producida por
la acción de una fuerza de Coriolis es muy pequeña y, por lo tanto,
se medirá usando un oscilador de pulsos de reloj que sea capaz de
generar una alta frecuencia de oscilación de, por ejemplo, 100 MHz.
Los osciladores de pulsos de reloj que están disponibles en la
actualidad no tienen suficiente fiabilidad y estabilidad. En la
práctica, es más bien difícil conseguir un oscilador de reloj de
alta precisión a un coste económico.
La figura 4 es un diagrama de bloques de circuito
de un convertidor para caudalímetro másico (realización 1), según la
presente invención. En el circuito del convertidor para caudalímetro
másico de la figura 4, un pulso adelantado (T+\DeltaT) negativo
que tiene una anchura de pulso de un tiempo (T+\DeltaT) y un valor
de voltaje (-E) constante (referido en lo sucesivo como pulso
(T+\DeltaT)) entra en un terminal 1 de entrada que está conectado
a un contacto 7 para ser encendido y apagado mediante un conmutador
SW_{1}, un circuito de carga/descarga compuesto por una
resistencia R_{1} de entrada y un condensador C_{1} de
realimentación y, luego, un integrador compuesto por un
amplificador operacional 12. Un pulso retrasado negativo
(T-\DeltaT) que tiene una anchura de pulso de un
tiempo (T-\DeltaT) y un valor de voltaje (-E)
constante (referido en lo sucesivo como pulso
(T-\DeltaT)) entra sincronizadamente con el pulso
(T+\DeltaT) en un terminal 2 de entrada que está conectado con un
contacto 8 para ser encendido y apagado mediante el conmutador
SW_{1}, un circuito de carga-descarga compuesto
por una resistencia R_{2} de entrada y un condensador C_{2} de
realimentación y, luego, un integrador compuesto por un amplificador
operacional 13.
Los condensadores C_{1} y C_{2} de
realimentación de los amplificadores operacionales 12 y 13 están
provistos de contactos 14 y 15 conectados en paralelo,
respectivamente, entre ellos y se pueden excitar mediante los
conmutadores SW_{4} y SW_{5}, respectivamente. Los conmutadores
SW_{4} y SW_{5} se encienden justo antes del funcionamiento de
carga para descargar los condensadores C_{1} y C_{2}. Los
circuitos de los amplificadores operacionales 12 y 13 están
provistos de circuitos detectores 16 y 17 de cruce por cero,
respectivamente, mediante los que se detectan señales de cruce por
cero y se transfieren a la CPU 18. Los valores de resistencia y los
valores de capacidad se seleccionan para ser iguales entre sí, es
decir, R_{1} = R_{2} y C_{1} = C_{2}. Por otra parte, un
contacto 9, que se puede excitar mediante un conmutador SW_{2},
está conectado en serie entre el contacto 7 y la resistencia
R_{1}, y un contacto 10, que se puede excitar mediante un
conmutador SW_{3}, está conectado en serie entre el contacto 8 y
la resistencia R_{2}. Una fuente 11 de voltaje de referencia
para generar un voltaje de referencia positivo Es está conectada
entre los contactos 9 y 10.
El funcionamiento del convertidor para
caudalímetro másico anteriormente mencionado se describirá en lo que
sigue, con referencia a la figura 5.
La figura 5 es un gráfico de tiempos para
explicar el convertidor para caudalímetro másico mostrado en la
figura 4. Para este ejemplo, una medición empieza en un instante
t_{1} en la gráfica de tiempos. Los conmutadores SW_{4} y
SW_{5} se hacen funcionar en primer lugar para encender los
contactos 14 y 15 (figuras 5-(i) y (h)), por lo que se descargan
los condensadores C_{1} y C_{2} de realimentación. Después de
esto, una señal de alto nivel del conmutador SW_{1} (figura 5-(c))
cierra simultáneamente los contactos 7 y 8 durante un periodo desde
t_{1} hasta t_{2}, en el que N tramos de pulsos (T+\DeltaT)
(figura 5-(a)) entran en la resistencia R_{1} y, al mismo tiempo,
N tramos de pulsos (T-\DeltaT) (figura 5-(b))
entran en la resistencia R_{2}. Durante este periodo, los
conmutadores SW_{2} y SW_{3} tienen una señal de bajo nivel
(figuras 5-(d) y (e)) para mantener apagados los contactos 9 y
10.
Por consiguiente, el integrador
R_{1}-C_{1} recibe una entrada de N pulsos
(T+\DeltaT) y tiene un voltaje de salida que aumenta a lo largo de
la línea AB (figura 5-(f)) en proporción al número de entradas de
pulsos de entrada. Al mismo tiempo, el integrador
R_{2}-C_{2} recibe una entrada de N pulsos
(T-\DeltaT) y tiene un voltaje de salida que
aumenta a lo largo de la línea AD (figura 5-(f)) en proporción al
número de entradas de pulsos de entrada. El pulso (T+\DeltaT) es
aparentemente mayor en anchura que el pulso
(T-\DeltaT) y, por lo tanto, el voltaje en el
punto B es mayor que el voltaje en el punto D. A continuación, en el
periodo de t_{2} a t_{3}, una señal de bajo nivel del
conmutador SW_{1} (figura 5-(c)) hace que los contactos se abran,
las señales de apagado hacen que los conmutadores SW_{2} y
SW_{3} generen señales de salida de alto nivel (figuras 5-(d),
(e)) mediante las que los contactos 9 y 10 se cierran para aplicar
un voltaje de referencia E_{3} positivo desde la fuente 11 de
voltaje de referencia al integrador R_{1}-C_{1}
y al integrador R_{2}-C_{2}. La carga acumulada
durante el periodo de t_{1} a t_{2} se descarga. Como las
resistencias R_{1} y R_{2} emparejadas son las mismas (R_{1} =
R_{2}) y los condensadores emparejados son los mismos (C_{1} =
C_{2}), el integrador R_{1}-C_{1} y el
integrador R_{2}-C_{2} se descargan según la
línea BC y la línea DE (figura 5-(f)), respectivamente, y las líneas
de descarga respectivas se encuentran en los puntos respectivos de
cruce por cero (posiciones de tiempo E y C) en una línea de voltaje
cero. Las constantes temporales R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2} son
iguales entre sí (R_{1}C_{1} = R_{2}C_{2}) y la descarga se
efectúa mediante el voltaje de referencia Es negativo de la fuente
13 de voltaje de referencia, las líneas BC y DE son paralelas entre
sí y las líneas BD y EC son proporcionales entre sí. La línea EC
representa la base de tiempos. El punto C de cruce por cero es
detectado mediante el detector 16 de cruces por cero como una señal
horaria g_{1} de cruce por cero, mientras el punto E de cruce por
cero es detectado mediante el detector 17 de cruces por cero como
una señal horaria g_{2} de cruce por cero. El detector 16
proporciona a la salida un pulso que tiene una anchura de pulso de
g_{1} y el detector 17 proporciona a la salida un pulso que tiene
un ancho de pulso de g_{2} (figura 5-(g)). Un periodo entre las
señales de tiempo g_{1} y g_{2} es una señal de diferencia de
tiempos de 2N veces la diferencia de tiempos \DeltaT, que se
expresa como sigue:
(2)N(T+\Delta T) -
N(T-\Delta T) = 2N\Delta
T
Las señales de tiempo g_{1} y g_{2} de cruce
por cero se introducen en la CPU 18, mediante la que se convierten
en señales digitales de reloj, que son procesadas adicionalmente
para formar una señal de 2N veces la diferencia de tiempos
\DeltaT, proporcional al flujo másico medido y proporcionado luego
a la salida.
Los funcionamientos de los conmutadores SW_{2},
SW_{3}, SW_{4} y SW_{5} son como sigue:
la señal de alto nivel (figura 5-(d)) del
conmutador SW_{2}, por cuya acción se cierra el contacto 10 en un
instante t_{2}, es conmutada por una señal g_{2} de cruce por
cero de la línea de descarga DE (figura 5-(g)) a una señal de bajo
nivel en un instante t_{2}. Al mismo tiempo, la señal g_{2} de
cruce por cero hace que el conmutador SW_{5} eleve una señal de
alto nivel (figura 5-(h)) y cierre el contacto 15, para descargar
la carga del condensador C_{2} del integrador lateral de pulso
(T-\DeltaT). La señal de alto nivel del conmutador
SW_{5} es encaminada hacia la señal de bajo nivel por una señal de
alto nivel del conmutador SW_{1}, que define un instante t_{3}
en el que se inicia un ciclo siguiente de medida (figura 5-(h)). De
modo similar, la señal de alto nivel (figura 5-(e)) del conmutador
SW_{3}, mediante la que se cierra el contacto 9 en un instante
t_{2}, es conmutada por una señal g_{1} de cruce por cero de la
línea de descarga BC (figura 5-(g)) a una señal de bajo nivel. Al
mismo tiempo, la señal g_{1} de cruce por cero, hace que el
conmutador SW_{4} eleve una señal de alto nivel (figura 5-(i)) y
cierre el contacto 14, para descargar la carga del condensador
C_{1} del integrador lateral de pulsos (T+\DeltaT). La señal de
alto nivel del conmutador SW_{4} es encaminada hacia la señal de
bajo nivel (figura 5-(i)) por una señal de alto nivel del conmutador
SW_{1}, que define un instante t_{3} en el que se inicia el
ciclo siguiente de medida (figura 5-(c)).
Como se muestra en la figura 5, el periodo desde
t_{1} a t_{2} es un periodo de carga Tc, para cargar
simultáneamente con N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos
(T-\DeltaT). El periodo entre t_{2} y t_{3} es
un periodo de preparación T_{0}, en el que las cargas se descargan
simultáneamente, se determinan el tiempo g_{1} de cruce por cero
de los pulsos (T+\DeltaT) y el tiempo g_{2} de cruce por cero de
los pulsos (T-\DeltaT), se mide la diferencia de
tiempos de 2N\DeltaT, se descargan los condensadores de
integración C_{1} y C_{2} durante un periodo entre g_{2} y
t_{3} de preparación para un ciclo siguiente. En consecuencia, un
ciclo de medida es un periodo entre t_{1} y t_{0} que se inicia
desde la carga con N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos
(T-\DeltaT), y que finaliza al descargar los
condensadores de integración C_{1} y C_{2} para la preparación
del siguiente ciclo de medida. Entonces, se repite el ciclo de
medida.
En un convertidor para caudalímetro másico que
incluye una realización 1 mostrada en la figura 4, se seleccionan
las constantes temporales R_{1}C_{1} = R_{2}C_{2}, pero la
resistencia R y el condensador C pueden estar influidos por la
temperatura y pueden variar durante un largo periodo de
funcionamiento. Por consiguiente, la constante temporal puede
cambiar, cometiendo un error en la medición de la diferencia de
tiempos. Otra realización 2 de la presente invención se refiere a un
circuito de detección para detectar una desviación de una diferencia
de tiempos, que se produce debido a un cambio de las constantes
temporales R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2}. Esta realización está
destinada a realizar una corrección de un flujo másico medido
durante una desviación detectada de la diferencia de tiempos.
La figura 6 es un diagrama de circuito de otro
convertidor para caudalímetro másico que realiza la presente
invención. En el circuito de la figura 4, un contacto 23 está
conectado entre un contacto 7 y una resistencia R_{1} de una línea
a la que se aplican los pulsos (T+\DeltaT). Un contacto 24 está
conectado entre un contacto 8 y una resistencia R_{2} de una línea
a la que se aplican los pulsos (T-\DeltaT). Los
contactos 23 y 24 son excitados mediante una señal de alto nivel de
un conmutador SW_{6} conectado con un terminal 20 de entrada.
Además, un inversor 25 está conectado con el terminal 20 de entrada
y los contactos 21 y 22 son cerrados mediante una señal de bajo
nivel del conmutador SW_{6}. Un inversor 26 está conectado con el
inversor 25 y el contacto 24 es excitado sustancialmente por una
señal de alto nivel del conmutador SW_{6}.
El contacto 21 está conectado, por un lado, entre
el contacto 23 y el 7, en el que se suministran los pulsos
(T+\DeltaT) y está conectado, por otro lado, entre el contacto 24
y la resistencia R_{2}, en la línea en la que se aplican los
pulsos (T-\DeltaT). De modo similar, el contacto
22 está conectado, por un lado, entre el contacto 24 y el 8, en el
que se suministran los pulsos (T-\DeltaT) y está
conectado, por otro lado, entre el contacto 23 y la resistencia
R_{1}, en la línea en la que se aplican los pulsos
(T+\DeltaT).
En el circuito mostrado en la figura 6, los
contactos 23 y 24 son cerrados por una señal de alto nivel del
conmutador SW_{e} durante un periodo de medición de una diferencia
de tiempos (flujo másico). De modo similar al circuito conversor de
caudalímetro másico de la figura 4, se detecta una diferencia de
tiempos entre g_{2} y g_{1} (figura 5-(g)) que es proporcional
a un flujo másico.
Sin embargo, al probar si cambian las constantes
temporales de R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2} con el deterioro por
envejecimiento, los contactos 23 y 24 se abren mediante la señal de
bajo nivel del conmutador 6 y, al mismo tiempo, los contactos 21 y
22 se cierran, por lo que los N pulsos (T+\DeltaT) aplicados al
terminal 1 de entrada se transfieren al integrador de la constante
temporal R_{2}C_{2} y los N pulsos (T-\DeltaT)
aplicados al terminal 2 de entrada se transfieren al integrador de
la constante temporal R_{1}C_{1}. Se comparan entre sí una señal
de diferencia de tiempos en la medición del flujo másico y una señal
de diferencia de tiempos en el ensayo.
Las figuras 7A y 7B son características del
voltaje de salida para explicar el funcionamiento del circuito del
convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 6. La
figura 7A indica la característica del voltaje de salida de la
diferencia de tiempos del circuito convertidor en la medición usual
de flujo másico y la figura 7B indica la característica del voltaje
de salida de la diferencia de tiempos del circuito convertidor en el
ensayo.
En la figura 7A, que muestra una señal de
diferencia de tiempos obtenida en una medición de flujo másico
usual, N pulsos (T+\DeltaT) aplicados a un terminal 1 de entrada
se introducen desde el inicio del periodo t_{1} en el integrador,
que tiene una constante temporal R_{1}C_{1}, y que se carga
hasta el instante t_{2}, en proporción al número N de pulsos de
entrada, según la línea A_{1}B_{1}. Al mismo tiempo, N pulsos
(T-\DeltaT) aplicados a un terminal 2 de entrada
se introducen en el mismo periodo en el integrador, que tiene una
constante temporal R_{2}C_{2}, y que se carga hasta el instante
t_{2} según la línea A_{1}D_{1}. Los conmutadores SW_{1},
SW_{2} y SW_{3} funcionan para hacer que los integradores se
descarguen por medio de una fuente 11 de voltaje de referencia,
según las líneas respectivas B_{1}C_{1}, D_{1}E_{1}, y se
determina una diferencia de tiempos de medición según la siguiente
expresión: E_{1} x C_{1} = 2N x \DeltaT = \DeltaT_{1}
Haciendo referencia a la figura 7B, una señal de
diferencia de tiempos \DeltaT_{2} se obtiene en el ensayo de la
siguiente manera:
se introducen N pulsos (T+\DeltaT) a través de
un terminal 1 de entrada en el integrador, que tiene una constante
temporal R_{2}C_{2}, y proporciona a la salida un voltaje de
carga según una línea A_{2}-D_{2} y, al mismo
tiempo, se introducen N pulsos (T-\DeltaT) a
través de un terminal 2 de entrada en el integrador que tiene una
constante temporal R_{1}C_{1} que proporciona a la salida un
voltaje de carga según una línea
A_{2}-B_{2}.
En el periodo siguiente entre t_{2} y g_{3},
los integradores son descargados por la fuente 11 de voltaje de
referencia según las líneas D_{2}E_{2} y B_{2}C_{2}
respectivas y se determina una diferencia de tiempos de medición
E_{3} x C_{2} = 2N x \DeltaT = \DeltaT_{2}.
En el caso de que la constante temporal
R_{1}C_{1} sea igual a la constante temporal R_{2}C_{2}, se
juzga que no hay desviación por envejecimiento de ambas constantes
temporales R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2}, si las diferencias de
tiempos medidas cumplen \DeltaT_{1} = \DeltaT_{2}. Cuando
las constantes temporales
R_{1}C_{1}-R_{2}C_{2} son iguales a
\DeltaT\varepsilon, se detecta un error del tiempo medido
\DeltaT\varepsilon, como un valor doble expresado como
sigue:
(3)|\Delta
T_{1} - \Delta T_{2} | = 2 | \Delta T\varepsilon
|
La diferencia de tiempos medida incluye una
desviación, que causa un error en el valor de régimen de flujo
medido. La CPU 18 determina este error del tiempo medido
\DeltaT\varepsilon y corrige el valor del caudal másico medido
para el valor del error calculado.
Como se ha mencionado anteriormente, el
convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 6, que es
una realización de la presente invención, además del efecto
propuesto por la realización 1 mostrada en la figura 4, puede medir,
en un intervalo especificado, un error posible de medidas, debido a
un cambio de constantes temporales esenciales causado por el
deterioro por envejecimiento de elementos y/o por influencia de la
temperatura, y puede corregir el valor del régimen de flujo medido
para un error detectado, que asegura mediciones fiables y precisas
de flujo másico, con una sensibilidad aumentada. Aunque 2N|\Delta
T\varepsilon| es un valor muy pequeño y puede variar
considerablemente, dependiendo de las condiciones circundantes del
convertidor para caudalímetro másico, se debe usar una técnica muy
complicada para determinar unívocamente un ciclo corrector y
ejecutarlo en un intervalo especificado. La presente invención está
dirigida a proporcionar un método simplificado para determinar
unívocamente el ciclo de corrección de error.
Para resolver el problema anteriormente
mencionado, la siguiente realización de la presente invención es
proporcionar un método para eliminar en series temporales una deriva
y un cambio por envejecimiento de un circuito de integración, sin
usar medios de corrección especiales, de manera que, usando como
mérito de medición una diferencia de tiempos \DeltaT a una alta
sensibilidad, cargando y descargando N pulsos (T+\DeltaT) y N
pulsos (T-\DeltaT), se corrige un error de
medición \DeltaT\varepsilon de una diferencia de tiempos
\DeltaT, que aparece como un valor agrandado 2N veces, entre un
ciclo de medición y un ciclo de medición siguiente, y tal corrección
se repite en series temporales. En el caudalímetro másico mostrado
en la figura 6, un primer circuito integrador 27 con una entrada de
N pulsos (T+\DeltaT) y un segundo circuito integrador 28 con una
entrada de N pulsos (T-\DeltaT) son cargados al
mismo tiempo con voltajes de carga respectivos y luego son
descargados al mismo tiempo por un voltaje de referencia, por lo
que se obtienen señales de cruce por cero. Las señales de cruce por
cero incluyen un error de medición de tiempo para cada ciclo de
medición. En el siguiente ciclo de medición, se introducen N pulsos
(T+\DeltaT) en el segundo circuito integrador 28 y se introducen N
pulsos (T-\DeltaT) en el primer circuito
integrador 27. Las diferencias de tiempos obtenidas por dos ciclos
de medición sucesivos se añaden una a otra para obtener una señal de
diferencia de tiempos 2N(\DeltaT), en la que no se incluye
ningún error. Este método se describe en lo que sigue.
N(T+\DeltaT) y
N(T-\DeltaT) en la ecuación (2) son señales
de tiempo que contienen una deriva (incluyendo un cambio por
envejecimiento) del primer circuito integrador 27 y del segundo
circuito integrador 28, respectivamente.
(4)N(T+\Delta T) = ta_{2}
+
to_{2}
(5)N(T-\Delta T) = ta_{1}
+
to_{1}
donde ta_{1} y ta_{2} son un
instante preciso que corresponde a un flujo másico, y donde to_{1}
y to_{2} son un instante que corresponde a una
deriva.
Por lo tanto, la ecuación (2) se convierte
en:
(6)N\{(T+\Delta T) - (T-\Delta
T)\} = (ta_{2} + to_{2}) - (ta_{1} + to_{1}) = (ta_{2} + ta_{1}) +
(to_{2} -
to_{1})
Suponiendo que (to_{2} - to_{1}) = 0, la
ecuación (6) se puede simplificar como sigue:
(6')\Delta T =
(ta_{2} - ta_{1}) /
2N
Para obtener (to_{2} - to_{1}) = 0, un primer
ciclo de medición en la ecuación (5) aplica N pulsos (T+\DeltaT)
al primer circuito integrador 27 y N pulsos
(T-\DeltaT) al segundo circuito integrador 28, y
determina 2N(\DeltaT). El siguiente ciclo de medición
aplica N pulsos (T+\DeltaT) al segundo circuito integrador 28 y N
pulsos (T-\DeltaT) al primer circuito integrador
27, y determina 2N(\DeltaT). Dos valores de diferencia de
tiempos obtenidos por el primer ciclo de medición y el segundo ciclo
de medición se combinan como se hace en la ecuación (5):
(7)N\{(T+\Delta T) - (T-\Delta
T)\} = (ta_{2} + to_{1}) - (ta_{1} + to_{2}) = (ta_{2} - ta_{1}) +
(to_{1} +
to_{2})
De acuerdo con esto, las ecuaciones (6) y (7) se
añaden una a la otra como sigue:
4N\Delta T =
(ta_{2} - ta_{1}) + (to_{2} - to_{1}) + (ta_{2} - ta_{1}) + (to_{1}
- to_{2}) = 2(ta_{2} -
ta_{1})
(8)\Delta T =
(ta_{2} - ta_{1}) /
2N
La ecuación (8) es la misma que la ecuación (6').
En consecuencia, este método puede determinar una diferencia de
tiempos \DeltaT proporcional, de manera precisa, a un flujo
másico, sin la influencia de una deriva. Se miden N pulsos
(T+\DeltaT) mediante el primer circuito integrador 27 y se miden N
pulsos (T-\DeltaT) mediante el segundo circuito
integrador 28 en el primer ciclo de medición, y se miden N pulsos
(T+\DeltaT) mediante el segundo circuito integrador 28 y se miden
N pulsos (T-\DeltaT) mediante el primer circuito
integrador 27 en el segundo ciclo de medición. Luego, se efectúan
los ciclos de medición sucesivos, alternando los circuitos
integradores como se ha descrito anteriormente. Los valores de
deriva de los circuitos integradores primero y segundo 27 y 28 se
pueden compensar, de esta manera, entre sí.
Los pulsos (T+\DeltaT) y
(T-\DeltaT), introducidos en el convertidor para
caudalímetro másico mostrado en las figuras 4 y 6, son pulsos de
voltaje que tienen un valor de cresta constante y los mismos valores
de voltaje positivo y negativo. Se introducen N pulsos (T+\DeltaT)
y N pulsos (T-\DeltaT) simultáneamente en los
circuitos integradores respectivos y, luego, se descargan
simultáneamente usando una fuente de voltaje de referencia, para
medir un valor de 2N veces la diferencia de tiempos de cruce por
cero (2N\DeltaT), eliminando un error de tiempo
(\DeltaT\varepsilon) causado en los circuitos integradores
respectivos. El valor de la diferencia de tiempos obtenido
2N\DeltaT, sin embargo, incluye otro error de medición de tiempos.
Por ejemplo, como se muestra en la figura 8, una diferencia de
tiempos \DeltaT debe ser igual a 0 en un flujo cero cuando se
inicia un ciclo de medición de flujo. Pero, un valor \DeltaT puede
no ser igual a 0, porque las bobinas de detección 103 y 104 pueden
tener diferentes ganancias de detección, para dejar un tiempo de
desplazamiento T_{off}. Por lo tanto, es necesario efectuar el
ajuste de punto cero del convertidor para caudalímetro antes de
iniciar la medición de flujo. Después del ajuste de punto cero, sin
embargo, se puede producir la deriva de cero, mientras cualquier
variable de estado cambia con el tiempo transcurrido, dando como
resultado un error de medición.
La figura 9 es un diagrama de bloques de un
circuito de otro convertidor para caudalímetro másico que realiza la
presente invención. Por ejemplo, los pulsos (T+\DeltaT), que
tienen un valor de cresta (-E_{1}), se aplican a un terminal 42 y
los pulsos (T-\DeltaT), que tienen un valor de
cresta (+E_{2}), se aplican a un terminal 43. El terminal 42
tiene un contacto 44 conectado en serie y el terminal 43 tiene un
contacto 45 conectado en serie. Los pulsos se introducen a través de
los terminales 42 y 43 en un integrador, que está compuesto por una
constante integradora RC (una resistencia de entrada R y un
condensador C) y por un circuito 47 de amplificador operacional. Un
voltaje (no mostrado) de referencia positivo especificado se aplica
al terminal de entrada positivo del circuito 47 de amplificador
operacional. Un contacto 48, para ser cerrado y abierto por un
conmutador SW_{2}, está conectado en paralelo al condensador C de
realimentación.
El circuito 47 de amplificador operacional está
conectado con un circuito 49 de mantenimiento de voltaje, al que
están conectados un circuito 50 convertidor A/D y una CPU 51.
La figura 10 ilustra un diagrama de tiempos de
tren de pulsos para explicar el funcionamiento del convertidor para
caudalímetro másico mostrado en la figura 9. La figura 10-(a)
muestra un tren de pulsos (T+\DeltaT) que tienen un valor de
cresta (-E_{1}), la figura 10-(b) muestra un tren de pulsos
(T-\DeltaT) que tienen un valor de cresta
(+E_{2}), la figura 10-(c) muestra señales de voltaje del
conmutador SW_{1} que excita el circuito de compuerta, la figura
10-(d) muestra una señal de pulsos del conmutador SW_{2} y la
figura 10-(e) es un diagrama que muestra un ciclo de medición.
Cuando el voltaje de excitación de compuerta
aplicado al conmutador SW_{1} es una señal de alto nivel, hace que
se cierre el contacto 44 (ON) y que se abra el contacto 45 (OFF).
Por el contrario, cuando el voltaje de excitación de compuerta
aplicado al conmutador SW_{1} es una señal de bajo nivel, hace que
se abra el contacto 44 (OFF) y que se cierre el contacto 45 (ON) a
través de un inversor 46. La anchura del pulso del voltaje de
excitación de compuerta del conmutador SW_{1} define una duración
de ON del circuito de compuerta en el que se muestrean los pulsos
(T+\DeltaT) o (T-\DeltaT). La anchura del pulso
del voltaje de excitación de compuerta se ajusta al tiempo necesario
para introducir los pulsos (T+\DeltaT) y
(T-\DeltaT), cada uno mediante N tramos (N >
1).
Para el periodo de alto nivel entre t_{1} y
t_{2} de la señal de voltaje de excitación de compuerta, el
contacto 45 está en OFF y el contacto 44 está en ON, lo que permite
que los pulsos de voltaje (T+\DeltaT) (-E) a través del terminal
42 entren en un integrador que consiste en la resistencia R, el
condensador C de realimentación y el circuito 47 de amplificador
operacional. El condensador C se descarga completamente a través del
contacto 48, excitado por el conmutador SW_{2} (figura 10-(d)),
hasta el momento t_{1} de entrada de pulsos (T+\DeltaT). Las
operaciones de conmutación del conmutador SW_{2} son programadas
por la CPU 51. Los N pulsos (T+\DeltaT) tienen el mismo área
((T+\DeltaT) x (-E)) a una velocidad de flujo constante. En
consecuencia, cuando se introducen los pulsos (T+\DeltaT)
(-E_{1}), los pulsos invertidos (T+\DeltaT) son proporcionados a
la salida por el integrador, y se integran. A saber, el circuito
integrador llega a ser un circuito de carga y su voltaje de salida
aumenta proporcionalmente mientras aumenta el número de pulsos de
entrada
(T+\DeltaT).
(T+\DeltaT).
La figura 11 es un gráfico que muestra una
característica de voltaje a tiempo del voltaje a cargar y descargar
durante los periodos entre t_{1} y t_{2} y entre t_{2} y
t_{3}, respectivamente, del diagrama de tiempos mostrado en la
figura 10. Durante el periodo de carga entre t_{1} y t_{2}, el
circuito integrador se carga con un voltaje que, mientras aumenta
el número de pulsos de entrada (T+\DeltaT), aumenta
proporcionalmente según una línea recta AB desde el punto A al punto
B.
Durante el periodo entre t_{2} y t_{3}, el
voltaje de excitación de compuerta del conmutador SW_{1} se
mantiene como una señal de bajo nivel, haciendo que el contacto 44
esté abierto, pero el contacto 45 se mantiene como cerrado (ON) por
una señal de alto nivel proveniente del inversor 46, por lo que sólo
los pulsos (T-\DeltaT) del voltaje de entrada
(+E_{2}) entran en el integrador a través del terminal 43. En este
momento, el integrador se convierte en un circuito de descarga, que
es descargado por una salida inversa de pulsos
(T-\DeltaT). El voltaje por el que el integrador
es cargado hasta el punto B por pulsos (T+\DeltaT) se reduce con
el tiempo por el voltaje correspondiente al número (N) de pulsos
(T-\DeltaT). Ya que el pulso (T+\DeltaT) es más
ancho que el pulso (T-\DeltaT), el integrador
(circuito de carga/descarga) proporciona a la salida un voltaje V,
correspondiente al valor determinado según la ecuación (2):
N(T+\Delta T) -
N(T-\Delta T) = 2N\Delta
T
Como muestra la figura 10-(e), el periodo entre
t_{1} y t_{3} es un periodo de medición para proporcionar a la
salida un voltaje V de salida analógico proporcional a 2N\DeltaT.
El voltaje V de salida se mantiene mediante el circuito 49 de
mantenimiento de voltaje y se convierte en un valor digital mediante
el circuito 50 convertidor A/D. La CPU 51 lee la señal digital
convertida y determina el caudal másico. Se necesita proporcionar un
tiempo para calcular el caudal másico y un tiempo para preparar el
ciclo de medición posterior descargando una carga en el condensador
integrador C que corresponde al voltaje V.
La duración de tiempo t_{3} - t_{4} para
proporcionar a la salida el voltaje V (tiempo t_{3}) e introducir
un tren posterior de N pulsos (t_{3} - t_{4}) es un periodo que
incluye el periodo de funcionamiento anteriormente mencionado
T_{C} (t_{3} - t_{31}) de la CPU 51 y el periodo de
preparación T_{D} (t_{31} - t_{4}) para descargar el
condensador C de realimentación, a fin de prepararlo para el
siguiente ciclo de medición. A este periodo se le da la misma
duración de tiempo que la asignada al periodo entre t_{1} y
t_{2} y el periodo entre t_{2} y t_{3}. Por consiguiente, un
ciclo de medición es un periodo que corresponde al periodo entre
t_{1} y t_{4} para introducir el número (3N) de pulsos.
El tiempo de descarga del condensador C de
realimentación está dado por una señal de alto nivel de un pulso de
voltaje desde el conmutador SW_{2}. La señal de alto nivel se
eleva mediante una señal de final de funcionamiento de la CPU 51 y
se encamina por una señal generada por el conmutador SW_{1} en el
instante t_{4}, cuando se termina un ciclo de medición. Un ciclo
de medición siguiente es un periodo que corresponde al tiempo para
introducir 3N pulsos de entrada desde el instante de seguimiento de
señal de nivel elevado t_{4}. Un ciclo de medición posterior que
empieza desde el tiempo t_{4}, y que corresponde a un periodo
para introducir 3N pulsos, y el ciclo de medición precedente del
periodo de tiempo anteriormente mencionado entre t_{1} y t_{4}
son diferentes entre sí por la polaridad del voltaje de excitación
de compuerta del conmutador SW_{1}, es decir, se proporciona una
señal de alto nivel para el periodo del ciclo de medición entre
t_{1} y t_{4}, mientras se proporciona una señal de bajo nivel
para el periodo de ciclo de medición posterior entre t_{4} y
t_{7} (no mostrado).
Por esta razón, en el ciclo de medición
posterior, la primera duración t_{4} - t_{5} es para cargar el
circuito integrador con un voltaje negativo mediante una salida
invertida de N tramos de pulso (T-\DeltaT), que
tienen un valor de cresta (+E_{2}) constante, y la siguiente
duración t_{5} - t_{6} es para descargar el circuito integrador
con voltaje positivo mediante una salida invertida de N tramos de
pulso (T+\DeltaT), que tienen un valor de cresta (-E_{1})
constante. Por consiguiente, el voltaje de salida V es el mismo que
el del ciclo precedente de medición desde t_{1} hasta t_{4}.
Se proporciona a la salida un voltaje V =
2N\DeltaT mediante el integrador, cada uno en el instante t_{3}
del ciclo de medición precedente y el instante t_{6} del ciclo de
medición siguiente, y se mantiene en el circuito de mantenimiento de
voltaje. El voltaje analógico mantenido se introduce en el circuito
10 convertidor A/D, por lo que se convierte en una señal digital
proporcional al voltaje analógico y se proporciona a la salida. La
señal digital se transfiere entonces a la CPU 51, que lleva a cabo
una operación matemática con los datos digitales recibidos, para
obtener un caudal másico proporcional al voltaje V. El resultado del
cálculo se proporciona a la salida de la CPU 51 a través del
terminal 52. Como se ha descrito anteriormente, N pulsos
(T+\DeltaT) y N pulsos (T-\DeltaT) se procesan
mediante operaciones de carga y descarga realizadas conmutando los
contactos 4 y 5 con el voltaje de excitación de compuerta del
conmutador SW_{1}. Se proporciona a la salida, así, una señal de
caudal másico con una sensibilidad aumentada dos veces (2N).
El voltaje V de salida es un voltaje analógico
que se proporciona a la salida usualmente a través de un
amplificador operacional (OP-Amp). Sin embargo, si
el voltaje V de salida tiene un valor pequeño próximo a cero, el
amplificador operacional puede entrar en un intervalo de trabajo
inestable, en el que la medición puede estar influida por una deriva
de punto cero. Si un valor de cresta (-E_{1}) de un pulso
(T+\DeltaT) es, por ejemplo, igual a un valor de cresta (+E_{2})
de un pulso (T-\DeltaT), es decir, |E_{1}| =
|E_{2}|, el voltaje de salida del amplificador operacional es
cero, sin ningún flujo de un fluido medible (es decir, a \DeltaT =
0). El amplificador puede trabajar de manera inestable con una
influencia de una deriva de punto cero. Se obtiene un intervalo
estable del voltaje V de salida, a medir sin ningún voltaje de nivel
cero, seleccionando una relación (|E_{1}| > |E_{2}| ).
Para obtener un intervalo de voltaje negativo del
voltaje V de salida en el que no se incluya ningún voltaje cero, es
necesario seleccionar un valor para n (n > 1) de tal manera que,
multiplicando el valor de cresta de un pulso
(T-\DeltaT) por el valor "n", se pueda hacer
que el voltaje de salida sea negativo cuando no existe ningún
flujo. En la figura 11, un pulso (T-\DeltaT) del
voltaje (+nE_{2}) así seleccionado se ilustra por una línea de
puntos, que puede hacer que un voltaje medido sea negativo en el
intervalo de voltaje negativo (-V_{1}), indicado por una línea de
puntos (figura 11).
Como se ha mencionado anteriormente, el
convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 9 puede
determinar una señal de diferencia de tiempos 2N\DeltaT que
representa un residuo de substracción, multiplicado por un factor
2N, de N tramos de pulso (T-\DeltaT) a partir de N
tramos de pulso (T+\DeltaT). Esta propiedad permite que el
caudalímetro másico mida un flujo másico con una sensibilidad y
precisión elevadas, sólo mediante la selección de un valor de N
adecuado y sin usar un oscilador de reloj especial.
Claims (5)
1. Un convertidor para caudalímetro másico para
uso en un caudalímetro másico, estando adaptado dicho caudalímetro
másico para detectar una fuerza de Coriolis que actúa sobre un tubo
de flujo que está excitado de modo alternante con una frecuencia
constante, alrededor de su punto de apoyo, como una diferencia de
tiempos (\DeltaT) entre una de las señales emparejadas de
desplazamiento detectada en posiciones simétricamente opuestas y un
tiempo (T) dado, comprendiendo dicho convertidor para caudalímetro
másico:
un primer terminal de entrada (1) para introducir
una primera señal de desplazamiento, como pulsos adelantados que
tienen un valor de cresta constante y una primera anchura
(T+\DeltaT) de pulso;
un segundo terminal de entrada (2) para
introducir una segunda señal de desplazamiento, como pulsos
retrasados que tienen un valor de cresta constante y una segunda
anchura (T-\DeltaT) de pulso;
caracterizado por
un circuito de compuerta (3, 7, 8) que tiene un
estado cerrado y otro abierto, conectando dicho circuito de
compuerta, en dicho estado abierto, dicho primer terminal de entrada
(1) a uno de un primer circuito de carga y descarga (12, 14,
C_{1}, R_{1}) y a un segundo circuito de carga y descarga (13,
15, C_{2}, R_{2}) y conectando dicho segundo terminal de
entrada (2) al otro de dichos circuitos de carga y descarga primero
y segundo;
estando adaptado dicho circuito de compuerta (3,
7, 8) para ser abierto y cerrado en un intervalo especificado a fin
de introducir simultáneamente N > 1 tramos de dichos pulsos
adelantados en uno de dichos circuitos de carga y descarga primero
(12, 14, C_{1}, R_{1}) y segundo (13, 15, R_{2}, C_{2}) y N
tramos de dichos pulsos retrasados en el otro de dichos circuitos de
carga y descarga primero y segundo, siendo cargados dichos
circuitos de carga y descarga primero y segundo por dichos pulsos
adelantados y dichos pulsos retrasados;
unos medios (4, 5, 9, 10) para conectar dichos
circuitos de carga y descarga primero (12, 14, C_{1}, R_{1}) y
segundo (13, 15, C_{2}, R_{2}) a una fuente (11) de voltaje de
referencia, donde dicho circuito de compuerta cambia desde dicho
estado abierto hasta dicho estado cerrado, siendo descargados dichos
circuitos de carga y descarga primero y segundo por dicha fuente de
voltaje de referencia;
una primera porción de detección (16) de cruce
por cero para detectar un cruce por cero de un voltaje de descarga
de dicho primer circuito de carga y descarga (12, 14, C_{1},
R_{1}), como una primera señal horaria de cruce por cero;
una segunda porción de detección (17) de cruce
por cero para detectar un cruce por cero de un voltaje de descarga
de dicho segundo circuito de carga y descarga (13, 15, C_{2},
R_{2}), como una segunda señal horaria de cruce por cero;
una unidad central de procesamiento (18) para
convertir una diferencia de tiempos de cruce por cero, detectada
entre dichas señales horarias de cruce por cero, en una señal
representativa de un múltiplo (2N\DeltaT) de una diferencia entre
dicha primera anchura de pulso y dicha segunda anchura de pulso y
para proporcionar a la salida un caudal másico proporcional a dicha
diferencia.
2. Un convertidor para caudalímetro másico como
se define en la reivindicación 1, que comprende además un circuito
de conmutación (20, 21, 22, 23, 24, 25, 26) de pulsos de entrada
para conmutar una entrada del primer circuito de carga y descarga
desde un pulso adelantado hasta un pulso retrasado y para conmutar
una entrada del segundo circuito de carga y descarga desde un pulso
retrasado hasta un pulso adelantado; y unos medios correctores del
cambio por envejecimiento para corregir un caudal másico medido
según una desviación de una diferencia de tiempos de cruce por cero
entre un primer tiempo de cruce por cero, obtenido al introducir un
pulso adelantado en el primer circuito de carga y descarga, y un
segundo tiempo de cruce por cero, obtenido al introducir un pulso
retrasado en el segundo circuito de carga y descarga, a partir de
una diferencia de tiempos de cruce por cero entre un primer tiempo
de cruce por cero, obtenido al introducir un pulso retrasado en el
primer circuito de carga y descarga, y un segundo tiempo de cruce
por cero, obtenido al introducir un pulso adelantado en el segundo
circuito de carga y
descarga.
descarga.
3. Un convertidor para caudalímetro másico como
se define en la reivindicación 1, que comprende además un circuito
de conmutación para detectar dichos cruces por cero primero y
segundo, determinar un tiempo hasta el comienzo de una
carga/descarga posterior como un ciclo de medición, conmutar
alternativamente los pulsos adelantados (T+\DeltaT) y los pulsos
retrasados (T-\DeltaT) a ser introducidos en el
primer circuito de carga y descarga (12, 14, C_{1}, R_{1}) y en
el segundo circuito de carga y descarga (13, 15, C_{2}, R_{2})
para cada ciclo de medición, añadir diferencias respectivas de
tiempos de cruce por cero, detectadas por el primer circuito de
detección (12, 14, C_{1}, R_{1}) de cruce por cero y el segundo
circuito de detección (13, 15, C_{2}, R_{2}) de cruce por cero y
conmutadas por el circuito de conmutación, para cada dos ciclos
sucesivos de medición.
4. Un convertidor para caudalímetro másico para
uso en un caudalímetro másico, estando adaptado dicho caudalímetro
másico para detectar una fuerza de Coriolis que actúa sobre un tubo
de flujo que está excitado de modo alternante con una frecuencia
constante, alrededor de su punto de apoyo, como una diferencia de
tiempos (\DeltaT) entre una de las señales emparejadas de
desplazamiento detectada en posiciones simétricamente opuestas y un
tiempo (T) dado, comprendiendo dicho convertidor para caudalímetro
másico:
un primer terminal de entrada (42) para
introducir una primera señal de desplazamiento, como primeros pulsos
que tienen un primer valor de cresta constante y una primera anchura
(T+\DeltaT) de pulso;
un segundo terminal de entrada (43) para
introducir una segunda señal de desplazamiento, como segundos pulsos
que tienen un segundo valor de cresta constante y una segunda
anchura (T-\DeltaT) de pulso;
caracterizado por
un circuito de compuerta (41, 44, 46) conmutable,
para conectar alternativamente un circuito de carga y descarga (47,
48) a dicho primer terminal de entrada (42) y a dicho segundo
terminal de entrada (43), obteniendo alternativamente dicho circuito
de carga y descarga (47, 48) N > 1 tramos de dichos primeros
pulsos y N tramos de dichos segundos pulsos;
comprendiendo dicho circuito de carga y descarga
(47, 48) medios para cargar sucesivamente dichos primeros pulsos a
un voltaje cargado y para descargar dichos segundos pulsos de dicho
voltaje cargado;
comprendiendo además dicho circuito de carga y
descarga medios para proporcionar a la salida un voltaje reducido de
salida, correspondiente a dicho voltaje cargado del que se han
descargado dichos segundos pulsos;
un circuito (49) de mantenimiento de voltaje para
mantener dicho voltaje reducido de salida;
una unidad central de procesamiento (51) para
determinar un caudal másico proporcional a dicho voltaje
mantenido.
5. Un caudalímetro másico, que comprende:
un tubo de flujo soportado en ambos extremos
sobre miembros de apoyo;
unos medios de excitación (102) dispuestos en el
centro de dicho tubo de flujo para hacer oscilar dicho tubo de flujo
a una frecuencia constante;
un par de de bobinas de detección (103, 104)
dispuestas simétricamente en lados opuestos de dichos medios de
excitación (102) sobre dicho tubo de flujo; y
un circuito excitador (101) para proporcionar
dicha frecuencia constante;
caracterizado por
un convertidor para caudalímetro másico como se
define en la reivindicación 1 o en la reivindicación 4.
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