ES2255056T3 - Convertidor para caudalimetro masico. - Google Patents

Abstract

SE PRESENTA UN CONVERTIDOR DE UN MEDIDOR DE CORRIENTE DE MASA QUE DETECTA LA FUERZA CORIOLIS QUE ACTUA SOBRE UN TUBO DE CORRIENTE QUE ESTA CONDUCIDA ALTERNATIVAMENTE CON UNA FRECUENCIA CONSTANTE ALREDEDOR DE SUS PUNTOS DE APOYO COMO UNA DIFERENCIA DE TIEMPO {DE}T ENTRE LAS SEÑALES DE DESPLAZAMIENTO ACOPLADAS DETECTADAS EN POSICIONES SIMETRICAMENTE OPUESTAS, Y DETERMINA UNA CORRIENTE DE MASA PROPORCIONAL A LA DIFERENCIA DE TIEMPO {DE}T. LAS SEÑALES DE ONDAS DE SENO QUE TIENEN FASES DIFERENTES CON UNA AMPLITUD CONSTANTE, LAS CUALES SON EMITIDAS POR UNAS BOBINAS DE DETECCION ACOPLADAS, SON UTILIZADAS PARA FORMAR SEÑALES DE ENTRADA RESPECTIVAS, LAS CUALES SON IMPULSOS QUE TIENEN UNOS VALORES DE ANCHO DEL IMPULSO ESPECIFICADOS IGUALES AL TIEMPO DE CONDUCCION (T+{DE}T) Y EL TIEMPO DE REVESTIMIENTO (T+{DE}T) Y TIENEN UNOS VALORES DE ALTURA DE ONDA ESPECIFICADOS (T+{DE}T) Y (T-{DE}T) RESPECTIVAMENTE, Y SON DETERMINADAS COMO IMPULSOS DE ENTRADA. LAS PIEZAS N DE LOS IMPULSOS (T+{DE}T) Y LAS PIEZAS NDE LOS IMPULSOS (T-{DE}T) SON MOSTRADAS SIMULTANEAMENTE EN INTEGRADORES RESPECTIVOS QUE TIENEN QUE TIENEN LA MISMA CONSTANTE DE TIEMPO. LA CARGA RESPECTIVA DESPUES DE SER CARGADA ES DESCARGADA MEDIANTE LA UTILIZACION DE UNA FUENTE DE ENERGIA DE REFERENCIA CON MEDICION DE UNA DIFERENCIA DE TIEMPO DE VOLTAJES QUE ATRAVIESAN CERO, Y SE DETECTA UNA SEÑAL DE DIFERENCIA DE TIEMPO PROLONGADA 2N VECES. POR LO QUE UNA VELOCIDAD DE CORRIENTE DE MASA CON SENSIBILIDAD APROPIADA ES ALCANZADA SIN LA UTILIZACION DE IMPULSOS DE RELOJ ESPECIALES. ADEMAS, UN PEQUEÑO ERROR EN LA MEDIDA DEL TIEMPO DEBIDO A LA DERIVACION DE LOS CIRCUITOS DE CARGA Y DESCARGA QUE SON CARGADOS CON CADA UNA DE LAS PIEZAS N DE LOS IMPULSOS RESPECTIVOS DE (T+{DE}T) Y (T-{DE}T) PUEDE SER COMPENSADO MEDIANTE CONMUTAR LOS CIRCUITOS DE CARGA Y DESCARGA EN CADA CICLO DE CARGA Y DESCARGA PARA PERMITIR A LOS IMPULSOS N DE (T+{DE}) Y LOS IMPULSOS N DE (T-{DE}T) ENTRAR EN CIRCUITOS DIFERENTES EN CADA CICLO, POR LO QUE SE PUEDEN CONDUCIR MEDIADA DE TIEMPO CON UNA DIFERENCIA DE TIEMPO ADECUADA Y ESTABLE DURANTE UN LARGO TIEMPO.

Description

Convertidor para caudalímetro másico.

Antecedentes de la invención

La presente invención se refiere a un convertidor para caudalímetro másico y, más particularmente, a un convertidor que está adaptado para su uso en un caudalímetro másico de baja sensibilidad de detección, como un caudalímetro de tubo recto de tipo Coriolis, y que puede medir una fuerza de Coriolis que actúa sobre un tubo de flujo de un caudalímetro de Coriolis, que es proporcional a un caudal másico, como una diferencia de tiempos de alta sensibilidad sin cambio en el tiempo de tránsito debido a una deriva de un circuito operacional.

Un caudalímetro de Coriolis es un caudalímetro másico bien conocido que se basa en el hecho de que, cuando circula un fluido en un tubo de flujo soportado en ambos extremos por miembros de apoyo y dicho tubo está excitado con una oscilación alterna en su parte central en la dirección perpendicular a su eje, se produce una diferencia de fase entre dos posiciones opuestas simétricamente del tubo de flujo, y dicha diferencia de fase es proporcional a un caudal másico. En la práctica, una bobina de excitación, a excitar mediante un circuito excitador, está dispuesta en el centro de un tubo de flujo soportado en ambos extremos por medios de apoyo, y dos bobinas de detección están dispuestas en posiciones simétricamente opuestas entre la posición central y ambos extremos del tubo de flujo. Se detecta una señal de una diferencia de fase proporcional a un caudal másico, que se produce por acción de una fuerza de Coriolis, y se determina un flujo másico a partir del valor de la diferencia de fase. Si se supone que la frecuencia de oscilación de excitación es constante, se puede detectar una señal de diferencia de fase como una señal de diferencia de tiempos obtenida cuando el tubo de flujo pasa una línea estándar en posiciones simétricas.

El documento EP 0 275 367 A describe una estructura de sensor para uso en un caudalímetro másico de Coriolis, a fin de determinar el flujo másico relativo de un fluido. La estructura de sensor utiliza un procesamiento de señal de tipo fotoóptico e interconecta la señal con un procesador tal, que la señal es calibrada continuamente para eliminar errores menores. La interfaz electrónica comprende circuitería para determinar la diferencia instantánea de amplitudes entre las señales desde los sensores del caudalímetro en una pluralidad de intervalos discretos y adyacentes, circuitería para determinar el producto del valor absoluto de la diferencia instantánea de amplitudes y la anchura de intervalo para cada intervalo, circuitería para determinar la suma del producto para cada intervalo por un ciclo de oscilación y circuitería para generar, a partir de la suma, una señal representativa del flujo másico.

El documento WO 88/03642 A describe un caudalímetro másico de Coriolis que incluye un mecanismo ferromagnético de excitación y unos sensores ferromagnéticos de velocidad. El mecanismo de excitación incluye una bobina excitadora, un contacto excitador ferromagnético fijado a un conducto de flujo del medidor, un imán y unos medios para aplicar una señal excitadora a la bobina excitadora. El sensor de velocidad incluye una bobina de sensor, un contacto ferromagnético de sensor fijado al conducto de flujo, un imán y unos medios para detectar una corriente inducida en la bobina de sensor mediante cambios en la posición del contacto de sensor. El mecanismo excitador hace oscilar el conducto de flujo en respuesta al campo magnético variable producido por la señal excitadora. Mientras una pata lateral del conducto de flujo oscila, el campo magnético que pasa a través de la bobina de sensor varía y se induce una señal en ésta, la cual proporciona una medida de la velocidad de la pata lateral del conducto de flujo.

Cuando un tubo de flujo, soportado en ambos extremos sobre unos medios de apoyo, es excitado con oscilación natural alterna en su porción central en la dirección perpendicular a su eje, se obtiene una frecuencia de excitación constante que corresponde a un tamaño y material del tubo de flujo y a una densidad del fluido medible, con una energía de excitación pequeña y, por lo tanto, se determina la densidad de fluido que corresponde a la frecuencia de excitación. Por esta razón, se adopta usualmente excitar el tubo de flujo con su frecuencia de oscilación natural.

Un circuito para excitar el tubo de flujo con su oscilación natural es un circuito de realimentación positiva que controla una señal de entrada a un nivel constante, introduciendo una señal de onda de seno proporcionada a la salida desde una bobina de detección en un circuito de excitación.

Las medidas precisas de un flujo másico mediante un caudalímetro másico de Coriolis así construido dependen de la medida estable y precisa de una señal de diferencia de tiempos. La diferencia de tiempos se mide contando los pulsos de reloj de una frecuencia especificada durante la diferencia de tiempos. Por ejemplo, en caso de un caudalímetro de tipo Coriolis de tubo recto que tenga una rigidez elevada de su tubo recto, la señal de diferencia de fase producida por la acción de una fuerza de Coriolis es pequeña y, por lo tanto, el valor de diferencia de tiempos de la señal de diferencia de tiempos proporcional a la señal de diferencia de fase es, correspondientemente, pequeño. Tal pequeña diferencia de tiempos se puede detectar con una precisión necesaria para la medida adicional en el caudalímetro másico de Coriolis, usando un generador de pulsos de reloj de 100 MHz y de nivel semejante, que es, sin embargo, caro de usar. Para medir de manera estable un valor pequeño de diferencia de tiempos a una precisión elevada, hay todavía un problema en lo que se refiere a la estabilidad del propio circuito de detección de diferencia de tiempos, por ejemplo, la incidencia de una deriva a cero puede reducir la precisión de detección. Además, el propio caudalímetro de Coriolis puede estar afectado por una expansión de fluido medible, debido a un cambio de temperaturas.

Sumario de la invención

Según una realización ilustrativa de la presente invención, los problemas anteriormente identificados se resuelven mediante un convertidor para caudalímetro másico, como se define en la reivindicación 1.

Según otra realización ilustrativa de la presente invención, los problemas anteriormente identificados se resuelven mediante un convertidor para caudalímetro másico, como se define en la reivindicación 4.

Según aún otra realización ilustrativa de la presente invención, los problemas anteriormente identificados se resuelven mediante un caudalímetro másico, como se define en la reivindicación 5.

Breve descripción de los dibujos

La figura 1 es un diagrama de bloques para explicar la construcción de un caudalímetro másico convencional.

La figura 2 es una vista para explicar un ejemplo de medición de una diferencia de tiempos mediante un caudalímetro de Coriolis.

La figura 3 es un diagrama de bloques de un convertidor para caudalímetro másico convencional para determinar una diferencia de tiempos \DeltaT.

La figura 4 es un diagrama de circuito para explicar una realización de un convertidor para caudalímetro másico, según la presente invención.

La figura 5 es un gráfico de tiempos para explicar el convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 4.

La figura 6 es un diagrama de circuito para explicar otra realización de un convertidor para caudalímetro másico, según la presente invención.

Las figuras 7A y 7B son características de voltaje de salida para explicar el funcionamiento del circuito del convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 6.

La figura 8 muestra una relación entre una diferencia de tiempos \DeltaT y un caudal másico Q_{M}.

La figura 9 es un diagrama de circuito para explicar otra realización de un convertidor para caudalímetro másico, según la presente invención.

La figura 10 es un gráfico de tiempos de un tren de pulsos para explicar el funcionamiento del convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 9.

La figura 11 muestra una característica de voltaje-tiempo del voltaje de carga-descarga durante un intervalo de tiempo desde t_{1} hasta t_{2} y un intervalo de tiempo desde t_{2} hasta t_{3} de la gráfica de tiempos mostrada en la figura 10.

Descripción de las realizaciones preferidas

En un caudalímetro de Coriolis, que comprende un tubo de flujo asegurado en ambos extremos sobre los soportes con unos medios de excitación dispuestos en su centro y unas bobinas de detección dispuestas en lados opuestos simétricamente de los medios de excitación sobre el tubo de medida de flujo, un convertidor para caudalímetro másico usado en éste tiene un circuito que, cuando se hace oscilar un tubo de circulación de fluido a una frecuencia constante con una amplitud especificada, por ejemplo, con una frecuencia natural, mediante medios de excitación, recibe unas señales de detección desde las bobinas de detección, detecta una señal de diferencia de fase proporcional a una fuerza de Coriolis y proporciona a la salida una señal de detección de flujo másico.

La figura 1 es un diagrama de bloques para explicar una construcción de un convertidor para caudalímetro másico convencional, en el que una porción de excitación está dispuesta en la parte media del tubo de flujo (no mostrado), en el que circula fluido medible, y una carcasa exterior (no mostrada). La porción de excitación consiste en, por ejemplo, una bobina de excitación 102, un núcleo (no mostrado) que recibe una fuerza magnética desde la bobina de excitación 102. Cada una de las bobinas de detección 103 y 104 están compuestas por una bobina de detección y un electroimán (no mostrado), dispuestas simétricamente entre un tubo de flujo y en posiciones simétricas en el mismo, entre la porción de excitación y las paredes de apoyo de la carcasa exterior.

La bobina de excitación 102 está conectada a un extremo de salida de un circuito excitador 101, cuyo extremo de entrada está conectado a una señal de corriente continua, que es una señal de onda de seno detectada por la bobina de detección 103 y rectificada por un circuito rectificador de onda completa. Un circuito de realimentación positiva, formado por la bobina de detección 103, el circuito 106 rectificador de onda completa, el circuito excitador 101 y la bobina de excitación 102 constituyen un circuito oscilador de onda de seno para generar una frecuencia natural del tubo de flujo. La bobina de detección proporciona a la salida una señal de detección en un punto P y la transfiere al circuito 106 rectificador de onda completa que, a su vez, convierte la señal de detección recibida en un voltaje de corriente continua. El circuito excitador 101 compara el valor de voltaje de corriente continua con un valor de voltaje de referencia y controla la bobina de detección para obtener una señal de onda de seno constante en el punto P. En este caso, las señales de onda de seno proporcionadas a la salida de las bobinas de detección 103 y 104 son señales de velocidad que se introducen, por lo tanto, en un circuito 104 de detección de fase en el que son integradas y convertidas en señales de posición. Por consiguiente, el voltaje detectado de la bobina de detección 104 llega a ser una señal de onda de seno de amplitud constante que tiene una diferencia de fase con relación a la señal de onda de seno de la bobina de detección 103, que es proporcional a una fuerza de Coriolis. La diferencia de fase se convierte en una diferencia de tiempos, se detecta y se transfiere mediante un circuito 105 de detección de fase a una CPU (unidad central de procesamiento) que, a su vez, convierte la señal de diferencia de tiempos en una señal de caudal másico y la proporciona a la salida. Haciendo referencia a la figura 2, el funcionamiento del circuito 105 de detección de fase se describirá en lo que sigue.

La figura 2 es ilustrativa de un ejemplo de medida de una diferencia de tiempos mediante un caudalímetro de Coriolis. En la figura 2-(a), se muestra un gráfico que presenta una señal de onda trapezoidal, que se obtiene amplificando y conformando una señal de onda de seno de amplitud constante que tiene una diferencia de fase con una amplitud constante, y detectada en una posición de detección sobre un tubo de flujo, que etiqueta el eje horizontal con el tiempo y el eje vertical con el voltaje. Un trapezoide ABCD ... y un trapezoide A_{1}B_{1}C_{1}D_{1} ... son señales de desplazamiento del tubo de flujo, que están representados mediante voltajes que son diferentes en fase y que tienen los mismos picos absolutos en direcciones positivas y negativas (\pmE), con relación a la base de tiempos X-X. Estas señales de desplazamiento son las mismas ondas trapezoidales continuas en la base de tiempos. Un tiempo de referencia para especificar una diferencia de fase, por ejemplo, es un tiempo T entre un valor de pico C(+E) o D(-E) de un lado oblicuo CD de la onda trapezoidal ABCD y un punto O en el que dicho lado interseca la base de tiempos. En el caso de las señales de desplazamiento de los trapezoides ABCD y A_{1}B_{1}C_{1}D_{1}, que son diferentes en fase entre sí, las señales de diferencia de fase referentes a los lados oblicuos CD y C_{1}D_{1} se describirán en lo que sigue.

Un cuadrado CC_{1}DD_{1} es un paralelogramo y una diferencia de tiempos \DeltaT entre los lados paralelos CD y C_{1}D_{1} es una señal de diferencia de fase. Los lados CC_{1} y DD_{1} tienen una longitud igual a la longitud de un segmento de la base de tiempos OO_{1}. Cuando los puntos se proyectan desde los puntos C_{1} y D_{1} sobre la base de tiempos se expresan por O_{2} y O_{3}, respectivamente, y un lado O_{2}O indica un tiempo (T-\DeltaT) y un lado OO_{3} indica (T+\DeltaT).

El tiempo (T-\DeltaT) está expresado mediante el pulso de la figura 2-(c) y el tiempo (T+\DeltaT) está expresado mediante el pulso de la figura 2-(d). La CPU 108 determina una diferencia de tiempos \DeltaT como sigue: para una duración 2 M, que es el doble del anchura M del tiempo de pulso que corresponde a un periodo de una onda trapezoidal mostrada en la figura 2-(b), se resta un sumando de cada anchura de pulso para conseguir un valor medio, por ejemplo:

(1)\{4(T+\Delta T) - 4(T-\Delta T)\}/8 = \Delta T

La figura 3 es un diagrama de bloques de un convertidor para caudalímetro másico convencional para determinar una diferencia de tiempos \DeltaT, en el que un contador 114 mide los valores de duración de pulso de los pulsos (T+\DeltaT) y (T-\DeltaT), como números de recuentos de pulsos de reloj generados desde un generador 111 de pulsos de reloj, y la CPU 115 calcula, a partir de ellos, un valor digital proporcional a un flujo másico y tiene una salida en un terminal 116.

En el convertidor para caudalímetro másico convencional de la figura 3, un tiempo proporcional a una diferencia de fase del tubo de medida se mide como un valor digital de recuentos de pulsos de reloj. Para asegurar una elevada precisión de la medición de flujo másico, es necesario medir una diferencia de tiempos con una resolución suficiente, es decir, para conseguir suficientes recuentos de pulsos de reloj proporcionales a una diferencia de tiempos, para toda la gama de mediciones de flujo. En un caudalímetro de Coriolis que tiene un tubo de flujo curvado de manera simétricamente axial, en el que se produce una fuerza de Coriolis alrededor de un eje simétrico cuando el tubo de medida curvado es excitado con una oscilación alternante en una dirección perpendicular al eje de simetría, es posible medir una diferencia de tiempos con una sensibilidad suficientemente alta, aumentando el momento alrededor de un eje de simetría y, por lo tanto, determinar una diferencia de tiempos, contando los pulsos de reloj. En un caudalímetro de Coriolis de tipo de tubo recto, que tiene un tubo de medida de alta rigidez a la flexión y, por lo tanto, de una gran frecuencia natural, una señal de diferencia de tiempos producida por la acción de una fuerza de Coriolis es muy pequeña y, por lo tanto, se medirá usando un oscilador de pulsos de reloj que sea capaz de generar una alta frecuencia de oscilación de, por ejemplo, 100 MHz. Los osciladores de pulsos de reloj que están disponibles en la actualidad no tienen suficiente fiabilidad y estabilidad. En la práctica, es más bien difícil conseguir un oscilador de reloj de alta precisión a un coste económico.

La figura 4 es un diagrama de bloques de circuito de un convertidor para caudalímetro másico (realización 1), según la presente invención. En el circuito del convertidor para caudalímetro másico de la figura 4, un pulso adelantado (T+\DeltaT) negativo que tiene una anchura de pulso de un tiempo (T+\DeltaT) y un valor de voltaje (-E) constante (referido en lo sucesivo como pulso (T+\DeltaT)) entra en un terminal 1 de entrada que está conectado a un contacto 7 para ser encendido y apagado mediante un conmutador SW_{1}, un circuito de carga/descarga compuesto por una resistencia R_{1} de entrada y un condensador C_{1} de realimentación y, luego, un integrador compuesto por un amplificador operacional 12. Un pulso retrasado negativo (T-\DeltaT) que tiene una anchura de pulso de un tiempo (T-\DeltaT) y un valor de voltaje (-E) constante (referido en lo sucesivo como pulso (T-\DeltaT)) entra sincronizadamente con el pulso (T+\DeltaT) en un terminal 2 de entrada que está conectado con un contacto 8 para ser encendido y apagado mediante el conmutador SW_{1}, un circuito de carga-descarga compuesto por una resistencia R_{2} de entrada y un condensador C_{2} de realimentación y, luego, un integrador compuesto por un amplificador operacional 13.

Los condensadores C_{1} y C_{2} de realimentación de los amplificadores operacionales 12 y 13 están provistos de contactos 14 y 15 conectados en paralelo, respectivamente, entre ellos y se pueden excitar mediante los conmutadores SW_{4} y SW_{5}, respectivamente. Los conmutadores SW_{4} y SW_{5} se encienden justo antes del funcionamiento de carga para descargar los condensadores C_{1} y C_{2}. Los circuitos de los amplificadores operacionales 12 y 13 están provistos de circuitos detectores 16 y 17 de cruce por cero, respectivamente, mediante los que se detectan señales de cruce por cero y se transfieren a la CPU 18. Los valores de resistencia y los valores de capacidad se seleccionan para ser iguales entre sí, es decir, R_{1} = R_{2} y C_{1} = C_{2}. Por otra parte, un contacto 9, que se puede excitar mediante un conmutador SW_{2}, está conectado en serie entre el contacto 7 y la resistencia R_{1}, y un contacto 10, que se puede excitar mediante un conmutador SW_{3}, está conectado en serie entre el contacto 8 y la resistencia R_{2}. Una fuente 11 de voltaje de referencia para generar un voltaje de referencia positivo Es está conectada entre los contactos 9 y 10.

El funcionamiento del convertidor para caudalímetro másico anteriormente mencionado se describirá en lo que sigue, con referencia a la figura 5.

La figura 5 es un gráfico de tiempos para explicar el convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 4. Para este ejemplo, una medición empieza en un instante t_{1} en la gráfica de tiempos. Los conmutadores SW_{4} y SW_{5} se hacen funcionar en primer lugar para encender los contactos 14 y 15 (figuras 5-(i) y (h)), por lo que se descargan los condensadores C_{1} y C_{2} de realimentación. Después de esto, una señal de alto nivel del conmutador SW_{1} (figura 5-(c)) cierra simultáneamente los contactos 7 y 8 durante un periodo desde t_{1} hasta t_{2}, en el que N tramos de pulsos (T+\DeltaT) (figura 5-(a)) entran en la resistencia R_{1} y, al mismo tiempo, N tramos de pulsos (T-\DeltaT) (figura 5-(b)) entran en la resistencia R_{2}. Durante este periodo, los conmutadores SW_{2} y SW_{3} tienen una señal de bajo nivel (figuras 5-(d) y (e)) para mantener apagados los contactos 9 y 10.

Por consiguiente, el integrador R_{1}-C_{1} recibe una entrada de N pulsos (T+\DeltaT) y tiene un voltaje de salida que aumenta a lo largo de la línea AB (figura 5-(f)) en proporción al número de entradas de pulsos de entrada. Al mismo tiempo, el integrador R_{2}-C_{2} recibe una entrada de N pulsos (T-\DeltaT) y tiene un voltaje de salida que aumenta a lo largo de la línea AD (figura 5-(f)) en proporción al número de entradas de pulsos de entrada. El pulso (T+\DeltaT) es aparentemente mayor en anchura que el pulso (T-\DeltaT) y, por lo tanto, el voltaje en el punto B es mayor que el voltaje en el punto D. A continuación, en el periodo de t_{2} a t_{3}, una señal de bajo nivel del conmutador SW_{1} (figura 5-(c)) hace que los contactos se abran, las señales de apagado hacen que los conmutadores SW_{2} y SW_{3} generen señales de salida de alto nivel (figuras 5-(d), (e)) mediante las que los contactos 9 y 10 se cierran para aplicar un voltaje de referencia E_{3} positivo desde la fuente 11 de voltaje de referencia al integrador R_{1}-C_{1} y al integrador R_{2}-C_{2}. La carga acumulada durante el periodo de t_{1} a t_{2} se descarga. Como las resistencias R_{1} y R_{2} emparejadas son las mismas (R_{1} = R_{2}) y los condensadores emparejados son los mismos (C_{1} = C_{2}), el integrador R_{1}-C_{1} y el integrador R_{2}-C_{2} se descargan según la línea BC y la línea DE (figura 5-(f)), respectivamente, y las líneas de descarga respectivas se encuentran en los puntos respectivos de cruce por cero (posiciones de tiempo E y C) en una línea de voltaje cero. Las constantes temporales R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2} son iguales entre sí (R_{1}C_{1} = R_{2}C_{2}) y la descarga se efectúa mediante el voltaje de referencia Es negativo de la fuente 13 de voltaje de referencia, las líneas BC y DE son paralelas entre sí y las líneas BD y EC son proporcionales entre sí. La línea EC representa la base de tiempos. El punto C de cruce por cero es detectado mediante el detector 16 de cruces por cero como una señal horaria g_{1} de cruce por cero, mientras el punto E de cruce por cero es detectado mediante el detector 17 de cruces por cero como una señal horaria g_{2} de cruce por cero. El detector 16 proporciona a la salida un pulso que tiene una anchura de pulso de g_{1} y el detector 17 proporciona a la salida un pulso que tiene un ancho de pulso de g_{2} (figura 5-(g)). Un periodo entre las señales de tiempo g_{1} y g_{2} es una señal de diferencia de tiempos de 2N veces la diferencia de tiempos \DeltaT, que se expresa como sigue:

(2)N(T+\Delta T) - N(T-\Delta T) = 2N\Delta T

Las señales de tiempo g_{1} y g_{2} de cruce por cero se introducen en la CPU 18, mediante la que se convierten en señales digitales de reloj, que son procesadas adicionalmente para formar una señal de 2N veces la diferencia de tiempos \DeltaT, proporcional al flujo másico medido y proporcionado luego a la salida.

Los funcionamientos de los conmutadores SW_{2}, SW_{3}, SW_{4} y SW_{5} son como sigue:

la señal de alto nivel (figura 5-(d)) del conmutador SW_{2}, por cuya acción se cierra el contacto 10 en un instante t_{2}, es conmutada por una señal g_{2} de cruce por cero de la línea de descarga DE (figura 5-(g)) a una señal de bajo nivel en un instante t_{2}. Al mismo tiempo, la señal g_{2} de cruce por cero hace que el conmutador SW_{5} eleve una señal de alto nivel (figura 5-(h)) y cierre el contacto 15, para descargar la carga del condensador C_{2} del integrador lateral de pulso (T-\DeltaT). La señal de alto nivel del conmutador SW_{5} es encaminada hacia la señal de bajo nivel por una señal de alto nivel del conmutador SW_{1}, que define un instante t_{3} en el que se inicia un ciclo siguiente de medida (figura 5-(h)). De modo similar, la señal de alto nivel (figura 5-(e)) del conmutador SW_{3}, mediante la que se cierra el contacto 9 en un instante t_{2}, es conmutada por una señal g_{1} de cruce por cero de la línea de descarga BC (figura 5-(g)) a una señal de bajo nivel. Al mismo tiempo, la señal g_{1} de cruce por cero, hace que el conmutador SW_{4} eleve una señal de alto nivel (figura 5-(i)) y cierre el contacto 14, para descargar la carga del condensador C_{1} del integrador lateral de pulsos (T+\DeltaT). La señal de alto nivel del conmutador SW_{4} es encaminada hacia la señal de bajo nivel (figura 5-(i)) por una señal de alto nivel del conmutador SW_{1}, que define un instante t_{3} en el que se inicia el ciclo siguiente de medida (figura 5-(c)).

Como se muestra en la figura 5, el periodo desde t_{1} a t_{2} es un periodo de carga Tc, para cargar simultáneamente con N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos (T-\DeltaT). El periodo entre t_{2} y t_{3} es un periodo de preparación T_{0}, en el que las cargas se descargan simultáneamente, se determinan el tiempo g_{1} de cruce por cero de los pulsos (T+\DeltaT) y el tiempo g_{2} de cruce por cero de los pulsos (T-\DeltaT), se mide la diferencia de tiempos de 2N\DeltaT, se descargan los condensadores de integración C_{1} y C_{2} durante un periodo entre g_{2} y t_{3} de preparación para un ciclo siguiente. En consecuencia, un ciclo de medida es un periodo entre t_{1} y t_{0} que se inicia desde la carga con N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos (T-\DeltaT), y que finaliza al descargar los condensadores de integración C_{1} y C_{2} para la preparación del siguiente ciclo de medida. Entonces, se repite el ciclo de medida.

En un convertidor para caudalímetro másico que incluye una realización 1 mostrada en la figura 4, se seleccionan las constantes temporales R_{1}C_{1} = R_{2}C_{2}, pero la resistencia R y el condensador C pueden estar influidos por la temperatura y pueden variar durante un largo periodo de funcionamiento. Por consiguiente, la constante temporal puede cambiar, cometiendo un error en la medición de la diferencia de tiempos. Otra realización 2 de la presente invención se refiere a un circuito de detección para detectar una desviación de una diferencia de tiempos, que se produce debido a un cambio de las constantes temporales R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2}. Esta realización está destinada a realizar una corrección de un flujo másico medido durante una desviación detectada de la diferencia de tiempos.

La figura 6 es un diagrama de circuito de otro convertidor para caudalímetro másico que realiza la presente invención. En el circuito de la figura 4, un contacto 23 está conectado entre un contacto 7 y una resistencia R_{1} de una línea a la que se aplican los pulsos (T+\DeltaT). Un contacto 24 está conectado entre un contacto 8 y una resistencia R_{2} de una línea a la que se aplican los pulsos (T-\DeltaT). Los contactos 23 y 24 son excitados mediante una señal de alto nivel de un conmutador SW_{6} conectado con un terminal 20 de entrada. Además, un inversor 25 está conectado con el terminal 20 de entrada y los contactos 21 y 22 son cerrados mediante una señal de bajo nivel del conmutador SW_{6}. Un inversor 26 está conectado con el inversor 25 y el contacto 24 es excitado sustancialmente por una señal de alto nivel del conmutador SW_{6}.

El contacto 21 está conectado, por un lado, entre el contacto 23 y el 7, en el que se suministran los pulsos (T+\DeltaT) y está conectado, por otro lado, entre el contacto 24 y la resistencia R_{2}, en la línea en la que se aplican los pulsos (T-\DeltaT). De modo similar, el contacto 22 está conectado, por un lado, entre el contacto 24 y el 8, en el que se suministran los pulsos (T-\DeltaT) y está conectado, por otro lado, entre el contacto 23 y la resistencia R_{1}, en la línea en la que se aplican los pulsos (T+\DeltaT).

En el circuito mostrado en la figura 6, los contactos 23 y 24 son cerrados por una señal de alto nivel del conmutador SW_{e} durante un periodo de medición de una diferencia de tiempos (flujo másico). De modo similar al circuito conversor de caudalímetro másico de la figura 4, se detecta una diferencia de tiempos entre g_{2} y g_{1} (figura 5-(g)) que es proporcional a un flujo másico.

Sin embargo, al probar si cambian las constantes temporales de R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2} con el deterioro por envejecimiento, los contactos 23 y 24 se abren mediante la señal de bajo nivel del conmutador 6 y, al mismo tiempo, los contactos 21 y 22 se cierran, por lo que los N pulsos (T+\DeltaT) aplicados al terminal 1 de entrada se transfieren al integrador de la constante temporal R_{2}C_{2} y los N pulsos (T-\DeltaT) aplicados al terminal 2 de entrada se transfieren al integrador de la constante temporal R_{1}C_{1}. Se comparan entre sí una señal de diferencia de tiempos en la medición del flujo másico y una señal de diferencia de tiempos en el ensayo.

Las figuras 7A y 7B son características del voltaje de salida para explicar el funcionamiento del circuito del convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 6. La figura 7A indica la característica del voltaje de salida de la diferencia de tiempos del circuito convertidor en la medición usual de flujo másico y la figura 7B indica la característica del voltaje de salida de la diferencia de tiempos del circuito convertidor en el ensayo.

En la figura 7A, que muestra una señal de diferencia de tiempos obtenida en una medición de flujo másico usual, N pulsos (T+\DeltaT) aplicados a un terminal 1 de entrada se introducen desde el inicio del periodo t_{1} en el integrador, que tiene una constante temporal R_{1}C_{1}, y que se carga hasta el instante t_{2}, en proporción al número N de pulsos de entrada, según la línea A_{1}B_{1}. Al mismo tiempo, N pulsos (T-\DeltaT) aplicados a un terminal 2 de entrada se introducen en el mismo periodo en el integrador, que tiene una constante temporal R_{2}C_{2}, y que se carga hasta el instante t_{2} según la línea A_{1}D_{1}. Los conmutadores SW_{1}, SW_{2} y SW_{3} funcionan para hacer que los integradores se descarguen por medio de una fuente 11 de voltaje de referencia, según las líneas respectivas B_{1}C_{1}, D_{1}E_{1}, y se determina una diferencia de tiempos de medición según la siguiente expresión: E_{1} x C_{1} = 2N x \DeltaT = \DeltaT_{1}

Haciendo referencia a la figura 7B, una señal de diferencia de tiempos \DeltaT_{2} se obtiene en el ensayo de la siguiente manera:

se introducen N pulsos (T+\DeltaT) a través de un terminal 1 de entrada en el integrador, que tiene una constante temporal R_{2}C_{2}, y proporciona a la salida un voltaje de carga según una línea A_{2}-D_{2} y, al mismo tiempo, se introducen N pulsos (T-\DeltaT) a través de un terminal 2 de entrada en el integrador que tiene una constante temporal R_{1}C_{1} que proporciona a la salida un voltaje de carga según una línea A_{2}-B_{2}.

En el periodo siguiente entre t_{2} y g_{3}, los integradores son descargados por la fuente 11 de voltaje de referencia según las líneas D_{2}E_{2} y B_{2}C_{2} respectivas y se determina una diferencia de tiempos de medición E_{3} x C_{2} = 2N x \DeltaT = \DeltaT_{2}.

En el caso de que la constante temporal R_{1}C_{1} sea igual a la constante temporal R_{2}C_{2}, se juzga que no hay desviación por envejecimiento de ambas constantes temporales R_{1}C_{1} y R_{2}C_{2}, si las diferencias de tiempos medidas cumplen \DeltaT_{1} = \DeltaT_{2}. Cuando las constantes temporales R_{1}C_{1}-R_{2}C_{2} son iguales a \DeltaT\varepsilon, se detecta un error del tiempo medido \DeltaT\varepsilon, como un valor doble expresado como sigue:

(3)|\Delta T_{1} - \Delta T_{2} | = 2 | \Delta T\varepsilon |

La diferencia de tiempos medida incluye una desviación, que causa un error en el valor de régimen de flujo medido. La CPU 18 determina este error del tiempo medido \DeltaT\varepsilon y corrige el valor del caudal másico medido para el valor del error calculado.

Como se ha mencionado anteriormente, el convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 6, que es una realización de la presente invención, además del efecto propuesto por la realización 1 mostrada en la figura 4, puede medir, en un intervalo especificado, un error posible de medidas, debido a un cambio de constantes temporales esenciales causado por el deterioro por envejecimiento de elementos y/o por influencia de la temperatura, y puede corregir el valor del régimen de flujo medido para un error detectado, que asegura mediciones fiables y precisas de flujo másico, con una sensibilidad aumentada. Aunque 2N|\Delta T\varepsilon| es un valor muy pequeño y puede variar considerablemente, dependiendo de las condiciones circundantes del convertidor para caudalímetro másico, se debe usar una técnica muy complicada para determinar unívocamente un ciclo corrector y ejecutarlo en un intervalo especificado. La presente invención está dirigida a proporcionar un método simplificado para determinar unívocamente el ciclo de corrección de error.

Para resolver el problema anteriormente mencionado, la siguiente realización de la presente invención es proporcionar un método para eliminar en series temporales una deriva y un cambio por envejecimiento de un circuito de integración, sin usar medios de corrección especiales, de manera que, usando como mérito de medición una diferencia de tiempos \DeltaT a una alta sensibilidad, cargando y descargando N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos (T-\DeltaT), se corrige un error de medición \DeltaT\varepsilon de una diferencia de tiempos \DeltaT, que aparece como un valor agrandado 2N veces, entre un ciclo de medición y un ciclo de medición siguiente, y tal corrección se repite en series temporales. En el caudalímetro másico mostrado en la figura 6, un primer circuito integrador 27 con una entrada de N pulsos (T+\DeltaT) y un segundo circuito integrador 28 con una entrada de N pulsos (T-\DeltaT) son cargados al mismo tiempo con voltajes de carga respectivos y luego son descargados al mismo tiempo por un voltaje de referencia, por lo que se obtienen señales de cruce por cero. Las señales de cruce por cero incluyen un error de medición de tiempo para cada ciclo de medición. En el siguiente ciclo de medición, se introducen N pulsos (T+\DeltaT) en el segundo circuito integrador 28 y se introducen N pulsos (T-\DeltaT) en el primer circuito integrador 27. Las diferencias de tiempos obtenidas por dos ciclos de medición sucesivos se añaden una a otra para obtener una señal de diferencia de tiempos 2N(\DeltaT), en la que no se incluye ningún error. Este método se describe en lo que sigue.

N(T+\DeltaT) y N(T-\DeltaT) en la ecuación (2) son señales de tiempo que contienen una deriva (incluyendo un cambio por envejecimiento) del primer circuito integrador 27 y del segundo circuito integrador 28, respectivamente.

(4)N(T+\Delta T) = ta_{2} + to_{2}

(5)N(T-\Delta T) = ta_{1} + to_{1}

donde ta_{1} y ta_{2} son un instante preciso que corresponde a un flujo másico, y donde to_{1} y to_{2} son un instante que corresponde a una deriva.

Por lo tanto, la ecuación (2) se convierte en:

(6)N\{(T+\Delta T) - (T-\Delta T)\} = (ta_{2} + to_{2}) - (ta_{1} + to_{1}) = (ta_{2} + ta_{1}) + (to_{2} - to_{1})

Suponiendo que (to_{2} - to_{1}) = 0, la ecuación (6) se puede simplificar como sigue:

(6')\Delta T = (ta_{2} - ta_{1}) / 2N

Para obtener (to_{2} - to_{1}) = 0, un primer ciclo de medición en la ecuación (5) aplica N pulsos (T+\DeltaT) al primer circuito integrador 27 y N pulsos (T-\DeltaT) al segundo circuito integrador 28, y determina 2N(\DeltaT). El siguiente ciclo de medición aplica N pulsos (T+\DeltaT) al segundo circuito integrador 28 y N pulsos (T-\DeltaT) al primer circuito integrador 27, y determina 2N(\DeltaT). Dos valores de diferencia de tiempos obtenidos por el primer ciclo de medición y el segundo ciclo de medición se combinan como se hace en la ecuación (5):

(7)N\{(T+\Delta T) - (T-\Delta T)\} = (ta_{2} + to_{1}) - (ta_{1} + to_{2}) = (ta_{2} - ta_{1}) + (to_{1} + to_{2})

De acuerdo con esto, las ecuaciones (6) y (7) se añaden una a la otra como sigue:

4N\Delta T = (ta_{2} - ta_{1}) + (to_{2} - to_{1}) + (ta_{2} - ta_{1}) + (to_{1} - to_{2}) = 2(ta_{2} - ta_{1})

(8)\Delta T = (ta_{2} - ta_{1}) / 2N

La ecuación (8) es la misma que la ecuación (6'). En consecuencia, este método puede determinar una diferencia de tiempos \DeltaT proporcional, de manera precisa, a un flujo másico, sin la influencia de una deriva. Se miden N pulsos (T+\DeltaT) mediante el primer circuito integrador 27 y se miden N pulsos (T-\DeltaT) mediante el segundo circuito integrador 28 en el primer ciclo de medición, y se miden N pulsos (T+\DeltaT) mediante el segundo circuito integrador 28 y se miden N pulsos (T-\DeltaT) mediante el primer circuito integrador 27 en el segundo ciclo de medición. Luego, se efectúan los ciclos de medición sucesivos, alternando los circuitos integradores como se ha descrito anteriormente. Los valores de deriva de los circuitos integradores primero y segundo 27 y 28 se pueden compensar, de esta manera, entre sí.

Los pulsos (T+\DeltaT) y (T-\DeltaT), introducidos en el convertidor para caudalímetro másico mostrado en las figuras 4 y 6, son pulsos de voltaje que tienen un valor de cresta constante y los mismos valores de voltaje positivo y negativo. Se introducen N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos (T-\DeltaT) simultáneamente en los circuitos integradores respectivos y, luego, se descargan simultáneamente usando una fuente de voltaje de referencia, para medir un valor de 2N veces la diferencia de tiempos de cruce por cero (2N\DeltaT), eliminando un error de tiempo (\DeltaT\varepsilon) causado en los circuitos integradores respectivos. El valor de la diferencia de tiempos obtenido 2N\DeltaT, sin embargo, incluye otro error de medición de tiempos. Por ejemplo, como se muestra en la figura 8, una diferencia de tiempos \DeltaT debe ser igual a 0 en un flujo cero cuando se inicia un ciclo de medición de flujo. Pero, un valor \DeltaT puede no ser igual a 0, porque las bobinas de detección 103 y 104 pueden tener diferentes ganancias de detección, para dejar un tiempo de desplazamiento T_{off}. Por lo tanto, es necesario efectuar el ajuste de punto cero del convertidor para caudalímetro antes de iniciar la medición de flujo. Después del ajuste de punto cero, sin embargo, se puede producir la deriva de cero, mientras cualquier variable de estado cambia con el tiempo transcurrido, dando como resultado un error de medición.

La figura 9 es un diagrama de bloques de un circuito de otro convertidor para caudalímetro másico que realiza la presente invención. Por ejemplo, los pulsos (T+\DeltaT), que tienen un valor de cresta (-E_{1}), se aplican a un terminal 42 y los pulsos (T-\DeltaT), que tienen un valor de cresta (+E_{2}), se aplican a un terminal 43. El terminal 42 tiene un contacto 44 conectado en serie y el terminal 43 tiene un contacto 45 conectado en serie. Los pulsos se introducen a través de los terminales 42 y 43 en un integrador, que está compuesto por una constante integradora RC (una resistencia de entrada R y un condensador C) y por un circuito 47 de amplificador operacional. Un voltaje (no mostrado) de referencia positivo especificado se aplica al terminal de entrada positivo del circuito 47 de amplificador operacional. Un contacto 48, para ser cerrado y abierto por un conmutador SW_{2}, está conectado en paralelo al condensador C de realimentación.

El circuito 47 de amplificador operacional está conectado con un circuito 49 de mantenimiento de voltaje, al que están conectados un circuito 50 convertidor A/D y una CPU 51.

La figura 10 ilustra un diagrama de tiempos de tren de pulsos para explicar el funcionamiento del convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 9. La figura 10-(a) muestra un tren de pulsos (T+\DeltaT) que tienen un valor de cresta (-E_{1}), la figura 10-(b) muestra un tren de pulsos (T-\DeltaT) que tienen un valor de cresta (+E_{2}), la figura 10-(c) muestra señales de voltaje del conmutador SW_{1} que excita el circuito de compuerta, la figura 10-(d) muestra una señal de pulsos del conmutador SW_{2} y la figura 10-(e) es un diagrama que muestra un ciclo de medición.

Cuando el voltaje de excitación de compuerta aplicado al conmutador SW_{1} es una señal de alto nivel, hace que se cierre el contacto 44 (ON) y que se abra el contacto 45 (OFF). Por el contrario, cuando el voltaje de excitación de compuerta aplicado al conmutador SW_{1} es una señal de bajo nivel, hace que se abra el contacto 44 (OFF) y que se cierre el contacto 45 (ON) a través de un inversor 46. La anchura del pulso del voltaje de excitación de compuerta del conmutador SW_{1} define una duración de ON del circuito de compuerta en el que se muestrean los pulsos (T+\DeltaT) o (T-\DeltaT). La anchura del pulso del voltaje de excitación de compuerta se ajusta al tiempo necesario para introducir los pulsos (T+\DeltaT) y (T-\DeltaT), cada uno mediante N tramos (N > 1).

Para el periodo de alto nivel entre t_{1} y t_{2} de la señal de voltaje de excitación de compuerta, el contacto 45 está en OFF y el contacto 44 está en ON, lo que permite que los pulsos de voltaje (T+\DeltaT) (-E) a través del terminal 42 entren en un integrador que consiste en la resistencia R, el condensador C de realimentación y el circuito 47 de amplificador operacional. El condensador C se descarga completamente a través del contacto 48, excitado por el conmutador SW_{2} (figura 10-(d)), hasta el momento t_{1} de entrada de pulsos (T+\DeltaT). Las operaciones de conmutación del conmutador SW_{2} son programadas por la CPU 51. Los N pulsos (T+\DeltaT) tienen el mismo área ((T+\DeltaT) x (-E)) a una velocidad de flujo constante. En consecuencia, cuando se introducen los pulsos (T+\DeltaT) (-E_{1}), los pulsos invertidos (T+\DeltaT) son proporcionados a la salida por el integrador, y se integran. A saber, el circuito integrador llega a ser un circuito de carga y su voltaje de salida aumenta proporcionalmente mientras aumenta el número de pulsos de entrada
(T+\DeltaT).

La figura 11 es un gráfico que muestra una característica de voltaje a tiempo del voltaje a cargar y descargar durante los periodos entre t_{1} y t_{2} y entre t_{2} y t_{3}, respectivamente, del diagrama de tiempos mostrado en la figura 10. Durante el periodo de carga entre t_{1} y t_{2}, el circuito integrador se carga con un voltaje que, mientras aumenta el número de pulsos de entrada (T+\DeltaT), aumenta proporcionalmente según una línea recta AB desde el punto A al punto B.

Durante el periodo entre t_{2} y t_{3}, el voltaje de excitación de compuerta del conmutador SW_{1} se mantiene como una señal de bajo nivel, haciendo que el contacto 44 esté abierto, pero el contacto 45 se mantiene como cerrado (ON) por una señal de alto nivel proveniente del inversor 46, por lo que sólo los pulsos (T-\DeltaT) del voltaje de entrada (+E_{2}) entran en el integrador a través del terminal 43. En este momento, el integrador se convierte en un circuito de descarga, que es descargado por una salida inversa de pulsos (T-\DeltaT). El voltaje por el que el integrador es cargado hasta el punto B por pulsos (T+\DeltaT) se reduce con el tiempo por el voltaje correspondiente al número (N) de pulsos (T-\DeltaT). Ya que el pulso (T+\DeltaT) es más ancho que el pulso (T-\DeltaT), el integrador (circuito de carga/descarga) proporciona a la salida un voltaje V, correspondiente al valor determinado según la ecuación (2):

N(T+\Delta T) - N(T-\Delta T) = 2N\Delta T

Como muestra la figura 10-(e), el periodo entre t_{1} y t_{3} es un periodo de medición para proporcionar a la salida un voltaje V de salida analógico proporcional a 2N\DeltaT. El voltaje V de salida se mantiene mediante el circuito 49 de mantenimiento de voltaje y se convierte en un valor digital mediante el circuito 50 convertidor A/D. La CPU 51 lee la señal digital convertida y determina el caudal másico. Se necesita proporcionar un tiempo para calcular el caudal másico y un tiempo para preparar el ciclo de medición posterior descargando una carga en el condensador integrador C que corresponde al voltaje V.

La duración de tiempo t_{3} - t_{4} para proporcionar a la salida el voltaje V (tiempo t_{3}) e introducir un tren posterior de N pulsos (t_{3} - t_{4}) es un periodo que incluye el periodo de funcionamiento anteriormente mencionado T_{C} (t_{3} - t_{31}) de la CPU 51 y el periodo de preparación T_{D} (t_{31} - t_{4}) para descargar el condensador C de realimentación, a fin de prepararlo para el siguiente ciclo de medición. A este periodo se le da la misma duración de tiempo que la asignada al periodo entre t_{1} y t_{2} y el periodo entre t_{2} y t_{3}. Por consiguiente, un ciclo de medición es un periodo que corresponde al periodo entre t_{1} y t_{4} para introducir el número (3N) de pulsos.

El tiempo de descarga del condensador C de realimentación está dado por una señal de alto nivel de un pulso de voltaje desde el conmutador SW_{2}. La señal de alto nivel se eleva mediante una señal de final de funcionamiento de la CPU 51 y se encamina por una señal generada por el conmutador SW_{1} en el instante t_{4}, cuando se termina un ciclo de medición. Un ciclo de medición siguiente es un periodo que corresponde al tiempo para introducir 3N pulsos de entrada desde el instante de seguimiento de señal de nivel elevado t_{4}. Un ciclo de medición posterior que empieza desde el tiempo t_{4}, y que corresponde a un periodo para introducir 3N pulsos, y el ciclo de medición precedente del periodo de tiempo anteriormente mencionado entre t_{1} y t_{4} son diferentes entre sí por la polaridad del voltaje de excitación de compuerta del conmutador SW_{1}, es decir, se proporciona una señal de alto nivel para el periodo del ciclo de medición entre t_{1} y t_{4}, mientras se proporciona una señal de bajo nivel para el periodo de ciclo de medición posterior entre t_{4} y t_{7} (no mostrado).

Por esta razón, en el ciclo de medición posterior, la primera duración t_{4} - t_{5} es para cargar el circuito integrador con un voltaje negativo mediante una salida invertida de N tramos de pulso (T-\DeltaT), que tienen un valor de cresta (+E_{2}) constante, y la siguiente duración t_{5} - t_{6} es para descargar el circuito integrador con voltaje positivo mediante una salida invertida de N tramos de pulso (T+\DeltaT), que tienen un valor de cresta (-E_{1}) constante. Por consiguiente, el voltaje de salida V es el mismo que el del ciclo precedente de medición desde t_{1} hasta t_{4}.

Se proporciona a la salida un voltaje V = 2N\DeltaT mediante el integrador, cada uno en el instante t_{3} del ciclo de medición precedente y el instante t_{6} del ciclo de medición siguiente, y se mantiene en el circuito de mantenimiento de voltaje. El voltaje analógico mantenido se introduce en el circuito 10 convertidor A/D, por lo que se convierte en una señal digital proporcional al voltaje analógico y se proporciona a la salida. La señal digital se transfiere entonces a la CPU 51, que lleva a cabo una operación matemática con los datos digitales recibidos, para obtener un caudal másico proporcional al voltaje V. El resultado del cálculo se proporciona a la salida de la CPU 51 a través del terminal 52. Como se ha descrito anteriormente, N pulsos (T+\DeltaT) y N pulsos (T-\DeltaT) se procesan mediante operaciones de carga y descarga realizadas conmutando los contactos 4 y 5 con el voltaje de excitación de compuerta del conmutador SW_{1}. Se proporciona a la salida, así, una señal de caudal másico con una sensibilidad aumentada dos veces (2N).

El voltaje V de salida es un voltaje analógico que se proporciona a la salida usualmente a través de un amplificador operacional (OP-Amp). Sin embargo, si el voltaje V de salida tiene un valor pequeño próximo a cero, el amplificador operacional puede entrar en un intervalo de trabajo inestable, en el que la medición puede estar influida por una deriva de punto cero. Si un valor de cresta (-E_{1}) de un pulso (T+\DeltaT) es, por ejemplo, igual a un valor de cresta (+E_{2}) de un pulso (T-\DeltaT), es decir, |E_{1}| = |E_{2}|, el voltaje de salida del amplificador operacional es cero, sin ningún flujo de un fluido medible (es decir, a \DeltaT = 0). El amplificador puede trabajar de manera inestable con una influencia de una deriva de punto cero. Se obtiene un intervalo estable del voltaje V de salida, a medir sin ningún voltaje de nivel cero, seleccionando una relación (|E_{1}| > |E_{2}| ).

Para obtener un intervalo de voltaje negativo del voltaje V de salida en el que no se incluya ningún voltaje cero, es necesario seleccionar un valor para n (n > 1) de tal manera que, multiplicando el valor de cresta de un pulso (T-\DeltaT) por el valor "n", se pueda hacer que el voltaje de salida sea negativo cuando no existe ningún flujo. En la figura 11, un pulso (T-\DeltaT) del voltaje (+nE_{2}) así seleccionado se ilustra por una línea de puntos, que puede hacer que un voltaje medido sea negativo en el intervalo de voltaje negativo (-V_{1}), indicado por una línea de puntos (figura 11).

Como se ha mencionado anteriormente, el convertidor para caudalímetro másico mostrado en la figura 9 puede determinar una señal de diferencia de tiempos 2N\DeltaT que representa un residuo de substracción, multiplicado por un factor 2N, de N tramos de pulso (T-\DeltaT) a partir de N tramos de pulso (T+\DeltaT). Esta propiedad permite que el caudalímetro másico mida un flujo másico con una sensibilidad y precisión elevadas, sólo mediante la selección de un valor de N adecuado y sin usar un oscilador de reloj especial.

Claims (5)

1. Un convertidor para caudalímetro másico para uso en un caudalímetro másico, estando adaptado dicho caudalímetro másico para detectar una fuerza de Coriolis que actúa sobre un tubo de flujo que está excitado de modo alternante con una frecuencia constante, alrededor de su punto de apoyo, como una diferencia de tiempos (\DeltaT) entre una de las señales emparejadas de desplazamiento detectada en posiciones simétricamente opuestas y un tiempo (T) dado, comprendiendo dicho convertidor para caudalímetro másico:

un primer terminal de entrada (1) para introducir una primera señal de desplazamiento, como pulsos adelantados que tienen un valor de cresta constante y una primera anchura (T+\DeltaT) de pulso;

un segundo terminal de entrada (2) para introducir una segunda señal de desplazamiento, como pulsos retrasados que tienen un valor de cresta constante y una segunda anchura (T-\DeltaT) de pulso;

caracterizado por

un circuito de compuerta (3, 7, 8) que tiene un estado cerrado y otro abierto, conectando dicho circuito de compuerta, en dicho estado abierto, dicho primer terminal de entrada (1) a uno de un primer circuito de carga y descarga (12, 14, C_{1}, R_{1}) y a un segundo circuito de carga y descarga (13, 15, C_{2}, R_{2}) y conectando dicho segundo terminal de entrada (2) al otro de dichos circuitos de carga y descarga primero y segundo;

estando adaptado dicho circuito de compuerta (3, 7, 8) para ser abierto y cerrado en un intervalo especificado a fin de introducir simultáneamente N > 1 tramos de dichos pulsos adelantados en uno de dichos circuitos de carga y descarga primero (12, 14, C_{1}, R_{1}) y segundo (13, 15, R_{2}, C_{2}) y N tramos de dichos pulsos retrasados en el otro de dichos circuitos de carga y descarga primero y segundo, siendo cargados dichos circuitos de carga y descarga primero y segundo por dichos pulsos adelantados y dichos pulsos retrasados;

unos medios (4, 5, 9, 10) para conectar dichos circuitos de carga y descarga primero (12, 14, C_{1}, R_{1}) y segundo (13, 15, C_{2}, R_{2}) a una fuente (11) de voltaje de referencia, donde dicho circuito de compuerta cambia desde dicho estado abierto hasta dicho estado cerrado, siendo descargados dichos circuitos de carga y descarga primero y segundo por dicha fuente de voltaje de referencia;

una primera porción de detección (16) de cruce por cero para detectar un cruce por cero de un voltaje de descarga de dicho primer circuito de carga y descarga (12, 14, C_{1}, R_{1}), como una primera señal horaria de cruce por cero;

una segunda porción de detección (17) de cruce por cero para detectar un cruce por cero de un voltaje de descarga de dicho segundo circuito de carga y descarga (13, 15, C_{2}, R_{2}), como una segunda señal horaria de cruce por cero;

una unidad central de procesamiento (18) para convertir una diferencia de tiempos de cruce por cero, detectada entre dichas señales horarias de cruce por cero, en una señal representativa de un múltiplo (2N\DeltaT) de una diferencia entre dicha primera anchura de pulso y dicha segunda anchura de pulso y para proporcionar a la salida un caudal másico proporcional a dicha diferencia.

2. Un convertidor para caudalímetro másico como se define en la reivindicación 1, que comprende además un circuito de conmutación (20, 21, 22, 23, 24, 25, 26) de pulsos de entrada para conmutar una entrada del primer circuito de carga y descarga desde un pulso adelantado hasta un pulso retrasado y para conmutar una entrada del segundo circuito de carga y descarga desde un pulso retrasado hasta un pulso adelantado; y unos medios correctores del cambio por envejecimiento para corregir un caudal másico medido según una desviación de una diferencia de tiempos de cruce por cero entre un primer tiempo de cruce por cero, obtenido al introducir un pulso adelantado en el primer circuito de carga y descarga, y un segundo tiempo de cruce por cero, obtenido al introducir un pulso retrasado en el segundo circuito de carga y descarga, a partir de una diferencia de tiempos de cruce por cero entre un primer tiempo de cruce por cero, obtenido al introducir un pulso retrasado en el primer circuito de carga y descarga, y un segundo tiempo de cruce por cero, obtenido al introducir un pulso adelantado en el segundo circuito de carga y
descarga.

3. Un convertidor para caudalímetro másico como se define en la reivindicación 1, que comprende además un circuito de conmutación para detectar dichos cruces por cero primero y segundo, determinar un tiempo hasta el comienzo de una carga/descarga posterior como un ciclo de medición, conmutar alternativamente los pulsos adelantados (T+\DeltaT) y los pulsos retrasados (T-\DeltaT) a ser introducidos en el primer circuito de carga y descarga (12, 14, C_{1}, R_{1}) y en el segundo circuito de carga y descarga (13, 15, C_{2}, R_{2}) para cada ciclo de medición, añadir diferencias respectivas de tiempos de cruce por cero, detectadas por el primer circuito de detección (12, 14, C_{1}, R_{1}) de cruce por cero y el segundo circuito de detección (13, 15, C_{2}, R_{2}) de cruce por cero y conmutadas por el circuito de conmutación, para cada dos ciclos sucesivos de medición.

4. Un convertidor para caudalímetro másico para uso en un caudalímetro másico, estando adaptado dicho caudalímetro másico para detectar una fuerza de Coriolis que actúa sobre un tubo de flujo que está excitado de modo alternante con una frecuencia constante, alrededor de su punto de apoyo, como una diferencia de tiempos (\DeltaT) entre una de las señales emparejadas de desplazamiento detectada en posiciones simétricamente opuestas y un tiempo (T) dado, comprendiendo dicho convertidor para caudalímetro másico:

un primer terminal de entrada (42) para introducir una primera señal de desplazamiento, como primeros pulsos que tienen un primer valor de cresta constante y una primera anchura (T+\DeltaT) de pulso;

un segundo terminal de entrada (43) para introducir una segunda señal de desplazamiento, como segundos pulsos que tienen un segundo valor de cresta constante y una segunda anchura (T-\DeltaT) de pulso;

caracterizado por

un circuito de compuerta (41, 44, 46) conmutable, para conectar alternativamente un circuito de carga y descarga (47, 48) a dicho primer terminal de entrada (42) y a dicho segundo terminal de entrada (43), obteniendo alternativamente dicho circuito de carga y descarga (47, 48) N > 1 tramos de dichos primeros pulsos y N tramos de dichos segundos pulsos;

comprendiendo dicho circuito de carga y descarga (47, 48) medios para cargar sucesivamente dichos primeros pulsos a un voltaje cargado y para descargar dichos segundos pulsos de dicho voltaje cargado;

comprendiendo además dicho circuito de carga y descarga medios para proporcionar a la salida un voltaje reducido de salida, correspondiente a dicho voltaje cargado del que se han descargado dichos segundos pulsos;

un circuito (49) de mantenimiento de voltaje para mantener dicho voltaje reducido de salida;

una unidad central de procesamiento (51) para determinar un caudal másico proporcional a dicho voltaje mantenido.

5. Un caudalímetro másico, que comprende:

un tubo de flujo soportado en ambos extremos sobre miembros de apoyo;

unos medios de excitación (102) dispuestos en el centro de dicho tubo de flujo para hacer oscilar dicho tubo de flujo a una frecuencia constante;

un par de de bobinas de detección (103, 104) dispuestas simétricamente en lados opuestos de dichos medios de excitación (102) sobre dicho tubo de flujo; y

un circuito excitador (101) para proporcionar dicha frecuencia constante;

caracterizado por

un convertidor para caudalímetro másico como se define en la reivindicación 1 o en la reivindicación 4.