DE69431022T2

DE69431022T2 - Funkfrequenzfilter

Info

Publication number: DE69431022T2
Application number: DE69431022T
Authority: DE
Inventors: Erkki Niiranen
Original assignee: Filtronic LK Oy
Current assignee: Powerwave Comtek Oy
Priority date: 1993-09-10
Filing date: 1994-09-09
Publication date: 2003-03-13
Anticipated expiration: 2014-09-10
Also published as: JPH07170204A; FI110148B; FI933988A0; EP0643481A1; DE69431022D1; US5717368A; EP0643481B1; FI933988A

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Funkfrequenzfilter, insbesondere auf ein Filter zum Unterdrücken des Empfangs von Nebenwellen aus dem Empfangsmischer eines Funktelefons.
Bei Funktelefonen wird ein empfangenes Funksignal üblicherweise von einer Antenne kommend an ein Duplexfilter übertragen, von wo es durch einen ersten Verstärker am vorderen Ende des Empfängers geleitet wird. Das aufgenommene Signal wird dann durch ein fixes Bandpaßfilter einem ersten Mischer zugeführt, wo es mit einer Empfängeroszillatorfrequenz gemischt wird, um eine Zwischenfrequenz zu erhalten, die aus dem allgemeinen Mischerfrequenzbereich herausgefiltert ist. Das Zwischenfrequenzsignal wird verstärkt, ehe es zu einem zweiten Mischer gelangt. Um die Komponentenkosten zu senken und die Grundstruktur des Empfängers zu vereinfachen, wäre es vorteilhaft, eine niedrige Zwischenfrequenz auszuwählen. Es könnte jedoch die Auswahl einer niedrigen Zwischenfrequenz Schwierigkeiten verursachen, die mit festen Filtern nicht zu lösen sind. Beispielsweise könnte es schwierig sein, Signale wie Empfängeroszillatorsignale, die im Abstand der Zwischenfrequenz von einem zu empfangenden Signal beabstandet sind, und Spiegelfrequenzsignale, die zweimal dem Abstand der Zwischenfrequenz vom Empfangsband entfernt sind, zu dämpfen.
Ein falsches Reaktionssignal ist allgemein um die Hälfte der Zwischenfrequenz höher als das empfangene Rf (Radiofrequenz)- Signal, falls die Empfängeroszillatorinjektionsfrequenz auf der Oberseite des empfangenen Signals lokalisiert ist (die Empfängeroszillatorfrequenz ist höher als die zu empfangende Frequenz). Umgekehrt ist es um die Hälfte der Zwischenfrequenz niedriger als das empfangene Rf-Signal, falls das Empfängeroszillatorinjektionssignal auf der Unterseite des empfangenen Signales lokalisiert ist (die Empfängeroszillatorfrequenz ist niedriger als die zu empfangende Frequenz).
Wenn die Zwischenfrequenz relativ zum Empfangsband ausreichend hoch ist, d. h. höher als zumindest die doppelte Breite des Empfangsbandes, so können die Frequenzkomponenten, die eine fehlerhafte Reaktion erzeugen, mittels Festfilter in den Hochfrequenzkomponenten des Empfängers ausgefiltert werden. Hierzu wird die erste Zwischenfrequenz im allgemeinen ausreichend hoch gewählt, wie es oben beschrieben wurde, obwohl die hierzu zu verwendenden Komponenten schwierig herzustellen und demzufolge teuerer sind. Beispielsweise ist beim NMT-Funktelefonsystem die Breite des Empfangsbandes 25 MHz und die Zwischenfrequenz über 50 MHz, beispielsweise 87 MHz. In bestimmten Funktelefonsystemen ist die Dämpfung, die im Telefon zur Überwindung falscher Reaktionen benötigt wird, so hoch, dass der Empfänger nicht nach den Spezifikationen des Systemes arbeiten wird, ohne dass ein gesondertes System spezifisch zum Dämpfen falscher Reaktionssignale mit der Ursache in den harmonischen Komponenten vorgesehen ist.
Das Problem mit fehlerhaftem Nebenwellenempfang tritt insbesondere am oberen Ende des Empfangsbandes auf. Wenn der Empfänger am unteren Ende des Empfangsbandes abhört, werden die fehlerhaften Nebenwellenfrequenzen im oberen Bereich des Empfangsbandes erzeugt, wo die Filter des vorderen Endes keinerlei Dämmpfung aufweisen. Falls in dem genannten Frequenzbereich ein kräftiges Signal gebildet wird, wird im Mischer ein störend fehlerhafter Empfang erzeugt. im schlechten Fall wird dadurch das Abhören gänzlich verhindert oder das Verstehen des gewollt aufgenommenen Signals. Falls, wie im obigen Beispiel, die Breite des Empfangsbandes in einem NMT-Telefon 25 MHz ist und falls die Zwischenfrequenz unter 2*25 MHz, d. h. unter 50 MHz liegt, wird ein nachteilig fehlerhafter Empfang entstehen, bei dem die Frequenz des Fehlersignals im Bereich des oberen Endes des Empfangsbandes liegt. Wenn die zu empfangende Signalfrequenz im Bereich des oberen Endes des Empfangsfrequenzbandes liegt, so bewegt sich die von dem fehlerhaften Empfang herrührende Frequenz in den Bereich außerhalb des Empfangsbandes und die nach dem Stand der Technik dem Mischer zugehörigen Festfilter können den fehlerhaften Empfang beheben. Demzufolge stellen sich Fehler insbesondere dann ein, wenn der Empfänger so angepaßt ist, dass er im unteren Bereich des Empfangsbandes liegt und die Signale, die den fehlerhaften Empfang verursachen, im oberen Bereich des Empfangsbandes liegen.
Die Erzeugung eines fehlerhaften Empfangs in einem Mischer kann am einfachsten dadurch vermieden werden, dass eine ausreichende Zwischenfrequenz ausgewählt wird, d. h. als das Zweifache der Bandbreite des Empfangsbandes, wobei das Signal, das den fehlerhaften Empfang verursacht, sich nicht im Hörbereich des Empfängers ausbildet.
Signale, die einen fehlerhaften Empfang bewirken, können durch Verwendung eines regelbaren Filters nach dem RF-Verstärker verringert werden, es ist jedoch gegenwärtig ein solcher Filter im Handel nicht verfügbar.
Die Eigenschaften des Mischers können auch gesteigert oder vervollkommnet werden, es könnte aber die Verwendung teuerer Filter notwendig werden. Ein separates Saugfilter kann verwendet werden, das zwischen dem RF-Signalweg und der Erdung der Vorrichtung vor dem Mischer des Empfängers eingekoppelt ist. Ein solches Saugfilter, das derart verwendet werden könnte, ist im Patent FI-86014 erläutert. Dabei ist das Saugfilter ein Resonator, beispielsweise ein gewickelter Resonator, dessen Resonanzfrequenz mit der Regelspannung einer in den Schaltkreis eingeschlossenen Kapazitätsdiode regelbar ist. Der Wert der Regelspannung wechselt mit einem Wechsel im Empfangskanal dadurch, dass zusammen mit der steigenden Frequenz des Empfangskanals die Resonanzfrequenz des Resonators steigt.
Auch die finnische Patentanmeldung FI 902149 erläutert eine brauchbare Schaltung. Sie schließt eine Resonanzschaltung ein, die vor dem Zwischenverstärker zwischen dem Signalweg und der Erdung der Schaltung gekoppelt ist. Die Resonanzschaltung ist bei Serienresonanz bei einer Frequenz, die der halben Zwischenfrequenz entspricht, wobei ein Signal dieser Frequenz stark gedämpft wird, und bei Parallelresonanz, wenn die Frequenz eine Zwischenfrequenz ist, sodass die Dämpfung eines Signales bei dieser Frequenz nicht signifikant ist. Die Resonatorschaltung schließt eine Induktanz und eine Kapazitanz in Parallelverbindung ein und eine Serienkapazitanz. Die Schaltung hat Serienresonanz bei einer Frequenz, die der halben Zwischenresonanz entspricht, beispielsweise eine Frequenz von 22,5 MHz, wenn eine Zwischenfrequenz von 45 MHz verwendet wird. Hierdurch ist die Impedanz der Resonanzschaltung sehr niedrig und die 22,5 MHz-Frequenz-Komponente wird vor dem Verstärker kräftig gedämpft und die anderen Harmonischen, die am Ausgang des Verstärkers erscheinen, sind demzufolge so niedrig, dass die durch die Spezifikation vorgegebenen Bedingungen für das Falschansprechen erfüllt sind. Dieselbe Resonanzschaltung ist in Parallelresonanz bei einer Zwischenfrequenz, beispielsweise 45 MHz, sodass seine Impedanz sehr hoch ist und so nicht das Zwischenfrequenzsignal dämpft. Diese Auslegung ist zum Gebrauch geeignet, wenn ein Telefon so ausgebildet ist, dass es einer vorgegebenen Spezifikation entspricht. Bei einer Änderung der Spezifikation muß der Resonanzkreis erneut dimensioniert werden. Ferner ist darauf hinzuweisen, dass die Schaltung für ein Signal mit Zwischenfrequenz gedacht ist.
In der Publikation EP 0 472 319 ist ein anpassungsfähiges Bandpaßfilter dargestellt, das eine Mehrzahl von Resonatoren enthält. Die elektrische Schaltung, die einen anpaßbaren Sperrbereich produziert, ist mit dem "heißen" Ende eines Resonators verbunden und besteht insgesamt aus diskreten Komponenten. Ein Nachteil der Struktur ist, dass eine Vielzahl zusätzlicher Komponenten benötigt wird. Darüberhinaus verursacht das Verbinden der Kapazitätsdioden mit dem Ende des Resonators, an dem die Stärke des elektrischen Feldes ihren höchsten Wert hat, die Gefahr zufallsbedingter Zwischenmodulation in den Dioden.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Duplex-Filter mit einem Sendefilter Tx, gekoppelt mit einem Sendezweig, und einem Empfängerfilter, gekoppelt mit einem Empfängerzweig. Die Filter können ihrem Typ nach Bandsperren oder Bandpaßfilter sein oder auch Kombinationen dieser Typen, typischerweise implementiert mit Übertragungsleitungsresonatoren, wie gestreckten oder gewickelten Resonatoren.
In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung wird ein Funkfrequenzbandpaßfilter vorgeschlagen, das eine Mehrzahl von Resonatoren aufweist und ein Einstellmittel zum Konturieren ihrer Empfangsfrequenz, wobei das Einstellmittel mit einem Anzapfpunkt von zumindest einem der Resonatoren verbunden ist, um bei einer bestimmten Frequenz diesen Resonator in einen Serienresonanzkreis zu wandeln, wobei der Anzapfpunkt den Resonator in zwei Teile unterteilt.
In einer Schaltung gemäß der vorliegenden Erfindung wurde einer der Resonatoren in einem Rx (Empfang)-Teil eines Duplexfilters in eine Schaltung des Bandsperretyps eingeschaltet und vom Antennentor (Anschluß) so weit wie möglich entfernt positioniert. Die Schaltung arbeitet bei Funkfrequenz und sie ist dadurch gekennzeichnet, dass sie Signale oberhalb und unterhalb ihrer Serienresonanzfrequenz nahezu ungedämpft passieren läßt. Die Implementierung erfolgt so, dass der Resonator in zwei Teile geteilt wird. Der Punkt zwischen den Teilen wurde über eine Kapazitätsdiode und eine Induktanz in Serie an die Hauptschaltung des Duplexfilters angeschlossen. Ein von der Antenne aufzunehmendes Signal wird über die anderen Resonatoren des Filters durch ein Adaptionselement, wie es ein Microfilmstreifen ist, einem Punkt zugeführt, in dem die Schaltung gemäß der Erfindung angeschlossen worden ist und der gleichzeitig das Ausgangstor für Rx (Empfang) des Filters bildet.
Die Schaltung wurde so ausgelegt, dass die Serienresonanz der Bandsperreschaltung oberhalb des Empfangsbandes liegt und die Resonanz der Schaltung geregelt werden kann. Während bei Serienresonanz dämpft die Schaltung das Resonanzfrequenzsignal und durch Positionieren des Nullpunktes bei der Hälfte der Zwischenfrequenz oberhalb der Empfangsfrequenz (im Fall einer oberen Empfängeroszillatorinjektion) oder unterhalb der Empfangsfrequenz (im Fall einer unteren Empfängeroszillatorinjektion) kann das ein Signal erzeugende fehlerhafte Ansprechen frühzeitig gedämpft werden.
Ein weiterer Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass keine oder allenfalls wenige gesonderte Schaltungskomponenten in dem Filter benötigt werden, sodass geringe Kosten anfallen und die Fertigung wenig aufwendig ist.
Besondere Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend im einzelnen allerdings nur beispielhaft und mit Hilfe der zugehörigen Zeichnungen beschrieben, in denen
Fig. 1 eine grundsätzliche Darstellung der Schaltung der Erfindung zeigt,
Fig. 2 eine besser die Erfindung erläuternde Darstellung der Schaltung gemäß Fig. 1 zeigt,
Fig. 3 das Amplitudenansprechen eines Duplexfilters zeigt, wenn die Schaltung gemäß Fig. 1 zur Anwendung kommt,
Fig. 4 eine grundsätzliche Darstellung einer Schaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform ist und
Fig. 5 das Frequenzansprechen der Schaltung gemäß Fig. 4 zeigt.
Fig. 1 zeigt einen Resonator eines Duplexfilters in der Verbindung mit einem Bandsperrekreis und zum Dämpfen des Signales, das ein fehlerhaftes Ansprechen verursacht, wenn die Empfängeroszillatorinjektion auf der Oberseite lokalisiert ist. Die Signalfrequenz, die fehlerhaftes Ansprechen verursacht, liegt bei der Hälfte der Zwischenfrequenz oberhalb der Empfangsfrequenz. Die Schaltung wird gebildet von einem gewickelten Resonator Res, einer Kapazitätsdiode D und einem Microstreifenleiter MLIN2 in Reihenschaltung. Der Microstreifenleiter ist am einen Ende mit dem Resonator gekoppelt, beispielsweise durch Anzapfen des gewickelten Resonators Res im Punkt 3, sodass der Resonator in die beiden Teile TLIN1 und TLIN2 unterteilt ist; an seinem anderen Ende ist der Microstreifenleiter MLIN2 an der Diode D angeschlossen. Das andere Ende der Diode ist an den Punkt 1 der Hauptsignalschaltung des Rx-Zweiges im Duplexfilter angeschlossen. In dem in der Zeichnung dargestellten Beispiel ist die Verbindung für die letzte Komponente in dem Rx-Zweig positioniert, sodass die Schaltung mit dem Rx-Tor des Filters verbunden ist. Die Funktion des Kondensators C ist es, Gleichstrom am Zugang zum Duplexfilter ordentlich zu hindern. Ein von der Antenne zu empfangendes Signal wird über die anderen Resonatoren (nicht gezeigt) des Duplexfilters durch den Microstreifenleiter MLIN1 dem Punkt 1 zugeführt, der auch als Ausgangstor für den Rx-Teil (Empfangsteil) des Filters dient.
Es wurden Anstrengungen unternommen, die Schaltung so zu bemessen, dass die Serienresonanzfrequenz eines Resonators, der als Bandsperrschaltung geschaltet ist, von 970 MHz bis 990 MHz geregelt werden kann. Solange die Bandsperrschaltung an das Filter angeschlossen ist, wird sie die Dämpfung des Falschansprechsignales im oberen Teil des Paßbandes erhöhen, wodurch das Falschansprechen im Empfänger verringert wird.
Die Schaltung kann klarer dargestellt werden, wie es in Fig. 2 der Fall ist. Es wird angenommen, dass bei einer Frequenz von 940 MHz die Reaktanz von TLIN1 j*59 Ohm ist und die Reaktanz von TLN2 j*414 Ohm. Die Kapazitanz der Reaktanzdiode (Varactor) variieret im Bereich von 27 pF bis 3 pF, d. h. von -j*6 Ohm bis -j*56 Ohm. Es ist bekannter Stand der Technik, dass die Reaktanz einer Resonanzschaltung, wie des gewickelten Resonators Res, oberhalb ihrer Resonanzfrequenz kapazitiv ist. Dies vorausgesetzt, wird durch Verbinden vom Punkt 3 ausgehend von MLIN2 und der Kapazitätsdiode D gegen Erde eine Serienresonanz geliefert. Wird eine Dämpfung bei 970 MHz gewünscht, so beträgt die kapazitive Reaktanz des Resonators Res bei dieser Frequenz beispielsweise 56,1 Ohm, wobei der Mikrostreifen MLIN2 und die Reaktanz der Serienverbindung der Kapazitätsdiode gleiche Höhe bei entgegengesetzten Vorzeichen in der Reaktanz haben müssen, d. h. 56,1 Ohm induktiv. Dieses ist implementiert, wenn die induktive Reaktanz des Mikrostreifens 56,1 Ohm, d. h. 62,17 Ohm was etwa 10 nH ist, wenn in Induktanz gerechnet. Hierdurch ist die Resonanzschaltung in Serienresonanz bei 970 MHz.
Die Serienresonanzfrequenz kann durch Verändern der Kapizitanz der Kapazitätsdiode sanft geregelt werden, d. h. durch Verändern der Höhe der Gleichspannung über die Diode. Wenn die Höhe der Kapazitanz der Reaktanzdiode etwa 3 pF ist, werden gewünschte 990 MHz für die Serienresonanzfrequenz erhalten. Durch Auswahl einer angemessenen Diode mit einem weiten Kapazitanzbereich, kann die Serienresonanzfrequenz über einen gleich weiten Bereich verändert werden.
Fig. 3 zeigt die Penetrationskurve des Rx-Zweiges eines Duplexfilters, das für ein NMT-Funktelefonsystem gedacht ist, das eine Anordnung gemäß Fig. 1 verwendet. Ein regelbarer Resonator wurde am Rx-Ende eines Filters so weit wie möglich vom Antennentor entfernt positioniert, wobei auf das Duplexfilter eine hohe Sendeenergie zur Einwirkung gebracht wird. Dies führt dazu, dass das Sendesignal im Rx-Zweig des Duplexfilters vor der gemäß der Erfindung betätigten regelbaren Schaltung um etwa 50 dB gedämpft wird. So hat das in der Reaktanzdiode aufscheinende Hochfrequenzsignal einen sehr niedrigen Wert und keinen Einfluß auf das Verhalten der zu regelnden Schaltung. Falls die zu regelnde Schaltung in der Nähe des Antennentores positioniert wäre, würde das Arbeiten der Schaltung völlig gestört. Wenn die Reaktanzdiode spannungslos ist (Regelspannung Null Volt), verläuft die Ansprechfrequenz des Filters so, wie es mit der Kurve 1 dargestellt ist. Es hat sich gezeigt, dass die Schaltung etwa 10 dB Dämpfung im Bereich 957,5 MHz bis 960 MHz erzeugt. Die Serienresonanzfrequenz liegt im Punkt A vor.
Wenn eine Gleichspannung von wenigen Volt der Reaktanzdiode zugeführt wird, steigt die Serienresonanzfrequenz des Resonators an und wandert zum Punkt B und die Ansprechfrequenz des Rx-Zweiges des Filters ist als Kurve 2 dargestellt. Der Nullpunkt bewegt sich nach oben in Frequenz.
Durch die bei der vorliegenden Erfindung verwendete Form der Kopplung muß mit Rücksicht auf falsches Ansprechen im Mischer des Funktelefones nichts verändert werden. So kann durch Verwendung der Auslegung gemäß der Erfindung das im Mischer des Funktelefons erzeugte fehlerhafte Ansprechsignal wirkungsvoll gedämpft werden, ohne dass an anderen Komponenten etwas verändert wird, und als ein Ergebnis ergibt sich eine deutliche Verbesserung der Vorrichtung.
Falls die Injektion des lokalen, Empfängeroszillators auf der Unterseite (die aufgenommene Frequenz ist höher als die Empfängeroszillatorfrequenz) angeordnet ist, so ist die Frequenz des fehlerhaften Empfangssignals um die Hälfte der Zwischenfrequenz niedriger als die empfangene Frequenz. Für eine solche Situation kann eine Schaltung wie in Fig. 4 dargestellt verwendet werden. Soweit möglich sind dort die gleichen Bezugszeichen wie in Fig. 1 verwendet. Ein Nullpunkt ist nun (Serienresonanzfrequenz) unter dem Empfangsband. Dies wird durch das Vorhandensein eines Kondensators C2 zusätzlich zur Induktanz MLIN2 in der Schaltung durchgeführt. Die zum Regeln der Kapazitanz der Reaktanzdiode verwendete Gleichspannung wird der Schaltung über den Widerstand R zugeführt. Die Serienresonanzfrequenz der Schaltung wird so unter dem Empfangsband erzeugt.
Der Amplitudengang in der Schaltung gemäß Fig. 4 ist im 10 dB- Maßstab in Fig. 5 dargestellt. Es ist zu sehen, dass Null nun etwa bei Frequenz 915 MHz liegt und die dieser Frequenz benachbarten Frequenzen werden ausreichend gedämpft, um keinen Falschempfang zu bewirken.
Durch Positionieren der Dämpfungsschaltung eines Signales, das in Verbindung mit einem Duplexfilter einen Falschempfang bewirken könnte, müssen keine besonderen Schaltungen im Empfangszweig angeordnet werden, wie es beim Stand der Technik notwendig ist.
Die Serienresonanzfrequenz kann in der Tat stufenlos geregelt werden, es ist aber einfach, zwei Gleichspannungsformen nur für die Regelspannung der Kapazität zu verwenden. Wird im Filter ein regelbarer Resonator gemäß der Erfindung verwendet, so kann die durch die Reaktanzdiode benötigte Gleichspannung über das Rx-Signaltor zugeführt werden, wobei die mechanische Struktur des Filters extern unverändert bleibt und für die Zuführung der Gleichspannung kein separates Tor notwendig ist. Falls gewünscht, kann jedoch auch für die Zuführung von Gleichspannung ein separates Tor verwendet werden.
Durch angemessene Größe der Komponenten der zu regelnden Schaltung kann die Frequenz des Nullpunktes, die zu regeln ist, auch auf andere Frequenzwerte eingeregelt werden als auf den Wert, der einen fehlerhaften Empfang veranlaßt. Beispielsweise kann ein Bereich von 980-1005 MHz einregelbar gemacht werden, um einen Regelbereich zu bilden, in dem der Empfängeroszillator eines Funktelefones arbeitet, wenn eine Zwischenfrequenz von 45 MHz verwendet wird. Das Einsickern vom Empfängeroszillator aus in das Antennentor der Vorrichtung kann durch Festlegen der Serienresonanzfrequenz auf die jederzeit verwendete Empfängeroszillatorfrequenz verhindert werden. Vergleichsweise kann für den Betriebsbereich ein sogenannter Spiegelfrequenzbereich ausgewählt werden, was im NMT im Bereich 1025 bis 1050 MHz erfolgt und hierdurch die Spiegelfrequenzdämpfung merklich verbessert.
In den Beispielen werden gewickelte Resonatoren verwendet, aber es ist in gleicher Weise möglich, LC-Schaltungen (L für Induktivität und C für Kapazität), koaxiale Resonatoren, Streifenleitungs- und äquivalente Resonatoren zu verwenden. Auch ist es nicht notwendig, die Verwirklichung der Erfindung auf die beschriebenen Beispiele zu beschränken. Die Schaltung kann auf mehreren verschiedenen Wegen verwirklicht werden, trotzdem im geschützten Kern der Ansprüche bleiben. Das Filter muß kein Duplexfilter sein und der Sinn der Erfindung ist zweckmäßig für den Gebrauch in der Zuordnung zu jedem beliebigen Funkfrequenzfilter.

Claims

1. Funkfrequenz-Bandpaß-Filter mit mehreren Resonatoren und Abstimmungsmitteln zum Konditionieren seiner Frequenzempfindlichkeit, dadurch gekennzeichnet, dass die genannten Abstimmungsmittel mit einem Anzapfpunkt (3) zumindest eines der Resonatoren verbunden sind, um, falls notwendig, bei einer bestimmten Frequenz (A; B), diesen Resonator in einen seriellen Resonanzkreis zu wandeln, wobei der Anzapfpunkt den Resonator in zwei Teile teilt.

2. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass

- die Abstimmungsmittel eine Serienverbindung eines induktiven Elementes (MLIN2) und einer kapazitiven Diode (D) mit der Regelung mittels eines Gleichstromregelungssignals (V+) enthalten und

- bei einem bestimmten ersten Wert des Gleichstromregelungssignals die Resonanzfrequenz (A) des genannten seriellen Resonanzkreises so ausgebildet ist, dass sie innerhalb des Durchlaßbereichs des Bandpaß-Filters liegt.

3. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet, dass

- der genannte eine der Resonatoren ein Übertragungsleistungsresonator (RES) ist,

- ein Ende der seriellen Verbindung mit dem Anzapfpunkt (3) verbunden ist, der den Übertragungsleitungsresonator in zwei Teile (TLIN1, TLIN2) teilt,

- das andere Ende dieser seriellen Verbindung mit dem Ausgangsanschluß (1) des Funkfrequenzfilters verbunden ist.

4. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Reaktanz der seriellen Verbindung so ausgebildet ist, dass bei dem genannten ersten Wert des genannten Gleichspannungsregelsignals die serielle Resonanzfrequenz im oberen Bereich des Paßbandes des Filters liegt.

5. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die Reaktanz der genannten seriellen Verbindung so ausgebildet ist, dass bei dem genannten ersten Wert des Gleichspannungssregelsignals die serielle Resonanzfrequenz im unteren Bereich des Paßbandes des Filters liegt.

6. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass das induktive Element (MLIN2) ein Streifenleiter oder eine Wicklung ist.

7. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass das Gleichspannungsregelsignal (V+) einem Ausgangsanschluß (1) des Funkfrequenzfilters zugeführt wird.

8. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 7,

dadurch gekennzeichnet, dass

das Abstimmungsmittel ferner enthält

- einen Widerstand zum Ankoppeln des Gleichspannungsregelsignales (V+) von dem Ausgangsanschluß (1) an die Kathode (2) der kapazitiven Kathode (D) und

- einen Kondensator (C2) in Reihe mit der kapazitiven Diode (D), um den seriellen Resonanzkreis an den Ausgangsanschluß (1) des Funkfrequenzfilters anzukoppeln.

9. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass es ein Duplexfilter mit einem Sendezweig und einem Empfangszweig ist und dass einer der Resonatoren im Empfangszweig des Funkfrequenzfilters liegt.

10. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonanzfrequenz des seriellen Resonanzkreises die gleiche ist wie eine lokale Oszillatorfrequenz des Funkempfängers.

11. Funkfrequenzfilter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass es einen Antennenanschluß zu seinem Anschließen an die Antenne des genannten Funksignalempfängers aufweist, einen Ausgangsanschluß (1) zu seinem Anschließen an den Empfängerkreis des Funksignalempfängers und eine Anzahl von Übertragungsleitungsresonatoren zwischen dem genannten Antennenanschluß und dem genannten Ausgangsanschluß, wobei der genannte eine der Resonatoren den Übertragungsleitungsresonator (RES) vom genannten Antennenanschluß in der Richtung auf den genannten Ausgangsanschluß beabstandet einschließt.