DE69427471T2

DE69427471T2 - Transkonduktanzstufe mit gesteuerter Verstärkung

Info

Publication number: DE69427471T2
Application number: DE69427471T
Authority: DE
Inventors: Roberto Alini; Rinaldo Castello; Valerio Pisati; Gianfranco Vai
Original assignee: STMicroelectronics SRL
Current assignee: STMicroelectronics SRL
Priority date: 1994-07-29
Filing date: 1994-07-29
Publication date: 2002-04-25
Anticipated expiration: 2014-07-30
Also published as: DE69427471D1; JPH0865064A; US5621358A; EP0695030B1; JP3482040B2; EP0695030A1

Description

Die Erfindung betrifft einen Transkonduktor mit gesteuerter Verstärkung, der eine Transkonduktanzstufe aufweist, die zwischen einer ersten Versorgungs-Bezugsspannung und einer zweiten Bezugsspannung, mit wenigstens zwei Eingangsanschlüssen und wenigstens zwei Ausgangsanschlüssen, angeschlossen ist.
Die Erfindung betrifft insbesondere, jedoch nicht ausschließlich die Realisierung von Filter- Integratoren, und die folgende Beschreibung nimmt zur einfacheren Erläuterung Bezug auf diese Anwendung.
Ein Transkonduktor ist im wesentlichen eine spannungsgesteuerte Transkonduktanz- Differentialstufe. Er wird zum Realisieren von Integratoren und aktiven Filterkomponenten verwendet, sowie für Oszillatoren und Impedanzwandlerschaltkreise.
Ein praktischer Integrator, der in Fig. 1 grundsätzlich bei 1 dargestellt ist, umfaßt zum Beispiel normalerweise eine Transkonduktorstufe 2 mit einem finiten Ausgangswiderstand R0, der parallel zu einer Lastkapazität C geschaltet ist.
Die Übertragungsfunktion FdT des Integrators 1, d. h. das Verhältnis der Fourier- Transformierten des Ausgangsspannungssignals Vo zu der Fourier-Transformierten des Eingangssignals Vi ist durch den folgenden Ausdruck gegeben:
FdT = Vo/Vi = gm*R&sub0;/(1 + j*ω*R&sub0;*C), (1)
wobei gm die Transkonduktanz des Transkonduktors 2 ist.
Das Vorhandensein eines Widerstands R0 selbst mit einem niedrigen Wert macht den Integrator 1 zu einem angenäherten Integrator, indem eine Verstärkung A = gm*R&sub0; eingeführt wird.
In Fig. 2 sind die Frequenzantworten eines idealen Integrators und eines realen, d. h. angenäherten Integrators jeweils mit dem Bezugszeichen A und B bezeichnet. Aus der Figur kann man erkennen, daß die Frequenzantwort des realen Integrators eine Dämpfung bei niedrigen Werten der Schwingung ω aufweist. Die Phase der Übertragungsfunktion FdT eines realen Integrators 1 ist:
ø(ω) = -arctg ω*R&sub0;*C = -arctg ω/ωD, (2)
wobei ωD º 1/(R&sub0;*C) die Schwingung ist, die einer Verstärkung A = gm*R&sub0; entspricht.
Bei der Betriebsschwingung, die durch ωo bezeichnet und gleich dem Verhältnis gm/C ist, hat die Phase ø den folgenden Wert:
ø(ωo) = -arctg ωo/ωD = -arctg A (3)
Unter Berücksichtigung des Effekts auch eines zweiten Ersatzpols, der bei einer äquivalenten oder Ersatz-Schwingung von ωp vorhanden ist und zu dem Pol des idealen Transkonduktors bei der Betriebsschwingung ωo addiert wird, kann die Übertragungsfunktion des Integrators 1 umgeschrieben werden zu:
Fdt = Vo/Vi = A/((1 + j*ω/ωD)*(1 + j*ω/ωp)), (4)
wobei A = gm*R&sub0; die Verstärkung des Transkonduktors 2 und ωD = 1/(R&sub0;*C) die Schwingung ist, welche dieser Verstärkung entspricht.
Der Phasenüberlauf des Integrators 1 wird bei der Betriebsschwingung ωo definiert durch die Differenz:
Δø = ø(ωo)-(-π/2) (5)
Einfache mathematische Berechnungen ergeben die Beziehung:
Δø = arctg (ωD/ωo)-arctg(ωo/ωp) = arctg [(1/A - ωo/ωp)/(1 + 1/A*ωo/ωp)] (6)
Für Verstärkungen A, die viel größer sind als 1, und Schwingungen ωp des zweiten Pols, die weit von der Betriebsschwingung ωo, entfernt sind, kann die Gleichung (6) in die folgende Form gebracht werden:
Δø = arctg(1/A - ωo/ωp) (7)
Diese Gleichung (7) zeigt, daß der Phasenüberlauf Δø sowohl von der Änderung der Verstärkung A als auch der Frequenzposition des zweiten Ersatzpols, d. h. der Schwingung ωp, beeinflußt wird.
Fig. 3 zeigt die Frequenzanwort (oder das Bode Diagramm) eines generischen näherungsweisen Integrators mit einer Verstärkung A und einem zweiten Pol bei der Schwingung ωp (Kurve I).
Die Kurve 11 in Fig. 3 zeigt die Frequenzantwort desselben Integrators, wenn ein Phasenüberlauf aufgrund einer Änderung der Verstärkung (von A auf A') auftritt, und die Kurve III zeigt die Frequenzantwort für einen Integrator, bei dem die Verstärkung A und der zweite Pol ωp sich um denselben Prozentsatz ändern.
Die Kurve III zeigt denselben Phasenüberlauf Δø wie die Kurve I bei der Betriebsschwingung ωo
Bleibt der Beitrag des zweiten Pols bei der Schwingung ωp unberücksichtigt, reduziert sich der Ausdruck für den Phasenüberlauf Δø bei Verstärkungen A, die deutlich über 1 liegen, zu:
Δø = 1/A (8)
Aus dem Ausdruck (8) erkennt man, daß bei einer Integratorverstärkung von Eins Abweichungen der Verstärkung A von einem gewünschten Wert zu Änderungen des Phasenüberlaufs Δø bei der Schwingung ωo führen.
Wenn der Integrator 1 bei dem Auftauen von Filtern verwendet wird, können die Änderungen des Phasenüberlaufs ferner die Genauigkeit des sogenannten Qualitätsfaktors Q einer biquadratischen Zelle (Zelle vierten Grades) verringern - ein wesentlicher Teil bei der Realisierung von Filtern, wobei dies hier nicht beschrieben wird, weil es an sich bekannt ist.
Schließlich führt das Vorhandensein eines finiten Widerstands R&sub0; zu einer Dämpfung in der Eingangs/Ausgangs-Verstärkung G der obigen biquadratischen Zelle.
Dieser Verstärkungsfehler ΔG muß daher in der Designstufe kompensiert werden, um die gesuchte ideale Verstärkung vorzusehen.
Um den Phasenüberlauf Δø zu beschränken - der, wie zuvor erwähnt, umgekehrt proportional zur Verstärkung A des Integrators ist - könnte ein Integrator 1 vorgesehen werden, der eine besonders hohe Verstärkung A hat. Dadurch würden die Variationen der Verstärkung A einen Phasenüberlauf vernachlässigbarer Größe verursachen.
Dies würde jedoch tatsächlich bedeuten, daß ein Transkonduktor 2 mit hohen Ausgangswiderständen R&sub0; konzipiert werden müßte, was mit bestimmten Hochfrequenztechniken, welche die Verwendung von Transistoren des vertikalen pnp-Typs verbieten, schwer zu realisieren ist.
Auf dasselbe Problem trifft man, wenn Techniken mit niedrigen Versorgungsspannungen verwendet werden, bei denen PMOS-Transistoren in Kaskodenschaltung nicht als aktive Last · verwendet werden können.
Eine zweite Designstrategie, die heute verwendet wird, sieht vor, einen Integrator 1 mit einer Mittenverstärkung oder Nennverstärkung mit niedrigem Wert aufzubauen, d. h. eine Verstärkungssteuerung für Abweichungen von ihrem Nennwert. Auf diese Weise können solche Abweichungen der Verstärkung A, von denen der Phasenüberlauf Δø abhängig ist, so gut wie möglich ausgelöscht werden.
Indem die Verstärkung auf einen Bereich innerhalb zweier Werte, Amin und Amax, begrenzt wird, kann ferner eine biquadratische Zelle eines Filters mit der folgenden Nennverstärkung vorgesehen werden:
Anom = 2/(1/Amin + 1 /Amax), (9)
wodurch eine Minimierung des Verstärkungsfehlers ΔG erreicht wird.
Durch Verwenden von Integratoren und Zellen mit geringem Verstärkungsfaktor können einfachere aktive Lasten und Schaltkreistopologien, die mit einer niedrigen Versorgungsspannung arbeiten, verwendet werden.
Um eine beinahe konstante Verstärkung A zu erhalten, wurde im Stand der Technik vorgeschlagen, daß eine Last L verwendet wird, die sich abhängig von den Änderungen der Transkonduktanz gm der Transkonduktanzstufe 3 ändert.
Diese Ziel wird durch Verwendung einer Last L erreicht, die durch eine Spannung gesteuert wird, die gleich A/gm ist, wie von Baschirotto, Rezzi, Castello und Alini in "Design of Highfrequency BiCMOS continous-time filters with low-output impedance transconductor" erläutert wird.
Da die Transkonduktanz der Stufe 3 und die Last L sich in derselben Richtung ändern, ändert sich die Verstärkung A nicht mit solchen elektrischen Parametern, wie den Spannungs- und Strompegeln.
Eine Veränderung der Last L der Transkonduktanz gL wird durch Verwendung von komplementären CMOS-Feldeffekttransistoren erreicht. Die Verstärkung des Transkonduktors 2 wird zu:
A = gm/ gL = 2/a, (10)
wobei α der Stromanteil ist, der durch den CMOS-Transistor fließt, welcher die Last L bildet.
In der Praxis kann diese Lösung nicht die Verstärkungsänderung aufgrund von Prozeßparametern unterdrücken, welche insbesondere die Realisierung von komplementären CMOS- Transistoren betreffen. Diese Lösung erfordert auch eine Kompensationsschaltung, die in der europäischen Patentanmeldung Nr. 92830140.7 der Anmelderin beschrieben ist.
Eine weitere bekannte Lösung ist offenbart in IEEE Journal of Solid State Circuits, Band SC- 20, Nr. 6, Dez. 1985, Seiten 1144-1150, in einem Artikel von J.H. Huijsing et al. "A Low- Voltage Operational Amplifier with Rail-to-Rail Input and Output Ranges".
Diese Lösung bezieht sich auf einen Operationsverstärker mit einer Endstufe, die eine Steuerung der Klasse A/B umfaßt. Eine solche Endstufe ist so gebaut, daß sie eine verschachtelte Miller-Frequenzkompensation (Nested Miller-Frequenzkompensation) aufweist, und die Änderung der Transkonduktanz gm abhängig von Gleichtaktänderungen ausgeglichen werden.
Ein weiterer Transkonduktor mit gesteuerter Verstärkung ist bekannt aus Patent Abstracts of Japan, Band 13, Nr. 390 (E-813), 29. August 1989 & JP-A-O1 137 810 (Toko Inc.).
Das technische Problem, das dieser Erfindung zugrundeliegt, betrifft das Vorsehen einer Transkonduktorstufe mit derartigen strukturellen und funktionalen Merkmalen, daß ein Integrator mit gesteuerter Verstärkung unabhängig vom Betrieb oder den Prozeßbedingungen gebildet wird, wodurch die obengenannten Beschränkungen des Standes der Technik überwunden werden.
Die erfindungsgemäße Lösung sieht vor, die Verstärkung des Integrators, der einen Transkonduktor enthält, durch Verändern des Aasgangswiderstands der aktiven Last zu steuern.
Gestützt auf die Lösung wird das technische Problem durch eine Transkonduktorstufe gelöst, die durch eine aktive Last gekennzeichnet ist, welche durch eine Steuerschaltung gesteuert wird, wobei die aktive Last und die Steuerschaltung miteinander und mit den Ausgängen der Transkonduktanzstufe verbunden sind.
Die Merkmale und Vorteile der Transkonduktanzstufe gemäß der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung eines Ausführungsbeispiels mit Bezug auf die Zeichnungen. In den Figuren zeigen:
Fig. 1 zeigt einen Integrator mit einem darin enthaltenen Transkonduktor gemäß dem Stand der Technik;
Fig. 2 zeigt eine ideale und eine reale Frequenzantwort des Integrators der Fig. 1;
Fig. 3 zeigt Frequenzantworten des Integrators der Fig. 1, wenn Verstärkungs- und Schwingungsänderungen eines zweiten Pols auftreten;
Fig. 4 zeigt eine Transkonduktorstufe gemäß dem Stand der Technik mit weiteren Einzelheiten;
Fig. 5 zeigt schematisch einen Transkonduktor mit gesteuerter Verstärkung gemäß der Erfindung;
Fig. 6 zeigt einen Teil des Transkonduktors der Fig. 5 mit weiteren Einzelheiten;
Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform des Transkonduktors der Fig. 5;
Fig. 8 zeigt eine Ausführungsform eines Replica-Schaltkreises, der zu dem Transkonduktor der Fig. 5 gehört; und
Fig. 9 zeigt schematisch einen Teil des Replica-Schaltkreises der Fig. 8.
Mit Bezug auf die Zeichnungen und auf Fig. 4 insbesondere, ist ein herkömmlicher Transkonduktor grundsätzlich und schematisch bei 2 gezeigt, der einen ersten oder Eingangs- Schaltungsabschnitt 20 aufweist.
Dieser Eingangsschaltungsabschnitt 20 umfaßt zwei n-Kanal MOS-Transistoren M1 und M2, deren Source-Anschlüsse S1 und S2 bei einem ersten gemeinsamen Anschluß X1 verbunden sind.
Der gemeinsame Anschluß X1 ist über einen ersten Stromgenerator A1 zum Erzeugen eines Stroms Io mit Erde verbunden.
Die Gate-Anschlüsse G1 und G2 der MOS-Transistoren M1 bzw. M2 bilden die Eingangsanschlüsse I1 und I2 des Transkonduktors 2.
Der erste oder Eingangsschaltungsabschnitt 20 ist mit einem zweiten oder Ausgangsschaltungsteil 21 verbunden, der aus zwei bipolaren Transistoren T1 und T2 gebildet ist.
Insbesondere sind die Drain-Anschlüsse D1 und D2 der MOS-Transistoren M1 und M2 mit den Emitter-Anschlüssen E1 und E2 der bipolaren Transistoren T1 und T2 verbunden.
Die Basisanschlüsse B1 und B2 dieser bipolaren Transistoren T1 und T2 sind miteinander bei einem zweiten gemeinsamen Anschluß X2 verbunden.
Eine Diode D und ein Ohmsches Vorspannungselement R, die in Reihe geschaltet sind, sind zwischen dem zweiten X2 und dem ersten X1 Anschluß angeschlossen. Mit dem zweiten Anschluß X2 ist auch ein zweiter Stromgenerator A2 für einen Strom Id, der als Abstimmstrom bezeichnet wird, verbunden.
Die Kollektor-Anschlüsse C1 und C2 der bipolaren Transistoren T1 und T2 sind die Ausgangsanschlüsse O1 und O2 des Transkonduktors 2 und mit den Drain-Anschlüssen D3 und D4 weitere MOS-Transistoren M3 und M4, mit p-Kanal, verbunden, welche Teil eines dritten oder Vorspannungsschaltungsteils 22 sind.
Die Transistoren M3 und M4 sind miteinander in einer Stromspiegelschaltung verbunden, wobei die Anschlüsse S3 und 54 mit einer Versorgungsbezugsspannung VD verbunden sind und die Gate-Anschlüsse G3 und G4 gemeinsam bei einem dritten gemeinsamen Anschluß X3 angeschlossen sind, der eine Steuerspannung Vc empfängt.
Als eine erste Näherung ist der Ausdruck für die Verstärkung A des Transkonduktors 2 in Fig. 4 gleich:
A = gmNMOs/gds PMOS, (11)
wobei
gmNMOS die Transkonduktanz der n-Kanal MOS-Transistoren M1 und M2 ist, die gegeben ist durch:
gmNMOS = IM/[(Vgs - Vth) - VdsNMos/2)], (12)
wobei Vgs die Gate-Source-Spannung, Vth die Schwellwertspannung, VdsNMOS die Drain- Source-Spannung der Transistoren M1 und M2 selbst und IM der durch diese fließende Strom ist;
gdsPMOS die Drain-Source-Konduktanz der p-Kanal MOS-Transistoren M3 und M4 ist, die gegeben ist durch:
gdsPMOS = λ * IM/(1 + λ * VdsPMOS),(13)
wobei λ der Kanalmodulationskoeffizient, VdsPMOS die Drain-Source-Spannung der MOS- Transistoren M3 und M4 selbst und IM der durch die Transistoren M1 und M2 fließende Strom ist.
Da die Spannung VfsNMOS der Transistoren M1 und M2 an den Abstimmstrom Id gebunden ist, wird auch der Verstärkungsfaktor A von diesem Strom abhängig sein.
Andererseits wird VdsPMOS von dem Schaltkreis konstant gehalten, der die Gleichtakt- Ausgangsspannung einstellt.
In Fig. 5 bei 20 ist der Transkonduktor mit gesteuerter Verstärkung gemäß der Erfindung schematischer dargestellt.
Der Transkonduktor 2 umfaßt eine Transkonduktanzstufe 3, eine aktive Last 4 und eine Steuerschaltung 5 sowie einen Kondensator C, der zwischen dem Ausgang der Transkonduktanzstufe 3 und einer Bezugsspannung, wie Signalmasse (GND), angeschlossen ist.
Die aktive Last 4 und die Steuerschaltung 5 sind zwischen dem Ausgang der Transkonduktanzstufe 3 und dem Kondensator C parallel geschaltet.
Die aktive Last 4 wird durch einen Doppellastschaltkreis 8, 9 realisiert, insbesondere durch ein Doppelpaar MOS-Transistoren M13, M14 und M15, M16, die alle p-Kanal-Transistoren sind.
Nur eines der zwei Transistorpaare ist in Fig. 6 gezeigt, nämlich das Paar 8 mit den Transistoren M13 und M14. Die Source-Anschlüsse S13 und S14 sind mit der Bezugsversorgungsspannung VD verbunden. Die Drain-Anschlüsse D13 und D14 sind miteinander verbunden.
Diese MOS-Transistoren, M13 und M14, weisen Ströme I&sub1; bzw. L&sub2; auf, welche durch sie hindurchfließen, und sind durch verschiedene Kanallängen L&sub1; und L&sub2; gekennzeichnet.
Die Konfiguration der Fig. 6 hat eine Drain-Source-Konduktanz gds, die gegeben ist durch:
gds = λ(L&sub1;) * IM1/(1 + λ(L&sub1;) * VdsPMOS) + + λ(L&sub2;) * IM2/(1 + λ(L&sub2;) * VdsPMOS) (14)
Eine bevorzugte Ausführungsform der Transkonduktorschaltung 2 ist in Fig. 7 gezeigt und umfaßt eine Transkonduktanzstufe 3, die ähnlich der herkömmlichen ist, mit einem Rückkopplungsschaltkreis 6 für die Gleichtaktsignale des Transkonduktors, welche mit deren Ausgangsanschlüssen O1 und O2 verbunden ist.
Der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 6 umfaßt eine Doppel-Differentialzelle, wobei eine erste Zelle ein erstes Paar MOS-Transistoren M5 und M6 des n-Kanaltyps aufweist, deren Source-Anschlüsse S5 und S6 miteinander und mit einem ersten Stromerzeuger A3, der einen Strom IM liefert, verbunden sind.
Der Gate-Anschluß G5 des ersten MOS-Transistors M5 ist mit dem Ausgang O2 der Transkonduktanzstufe 3 verbunden, während sein Drain-Anschluß D5 mit der Bezugsversorgungsspannung VD verbunden ist.
Der Gate-Anschluß G6 des zweiten MOS-Transistors M6 ist mit dem Gate-Anschluß G7 eines ersten Transistors M7 in einem zweiten MOS-Transistorpaar M7 und M8 verbunden, wobei auch das zweite MOS-Transistorpaar n-Kanal-Transistoren umfaßt und in der zweiten Zelle enthalten ist.
Die Source-Anschlüsse S7 und S8 der MOS-Transistoren M7 und M8 sind miteinander und mit einem weiteren Stromerzeuger A4 verbunden, der den Strom IM liefert.
Der Gate-Anschluß G8 des zweiten MOS-Transistors M8 in dem zweiten Paar ist mit dem ersten Ausgangsanschluß O1 der Transkonduktanzstufe 3 verbunden, wobei der Drain- Anschluß D8 mit der Bezugsversorgungsspannung VD verbunden ist.
Die Drain-Anschlüsse D6 und D7 der MOS-Transistoren M6 bzw. M7 sind mit einem Schaltkreis 7 verbunden, der im folgenden als Gleichstrom-Verstärkungseinstellschaltkreis bezeichnet ist. Der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 6 und der Einstellschaltkreis 7 sind Teile des in Fig. 5 bei 5 gezeigten Steuerschaltkreises.
Der Einstellschaltkreis 7 umfaßt ein erstes Paar MOS-Transistoren M9 und M10 und ein zweites Paar MOS-Transistoren M11 und M12, die alle n-Kanal-Transistoren sind.
Die Source-Anschlüsse S9 und S10 der Transistoren M9 und M10 sind miteinander und mit dem Drain-Anschluß D6 des MOS-Transistors M6 verbunden, der in dem Gleichtakt- Rückkopplungsschaltkreis 6 enthalten ist.
Ähnlich sind die Source-Anschlüsse S11 und S12 der MOS-Transistoren M1 und M12 miteinander und mit dem Drain-Anschluß D7 des MOS-Transistors M7 verbunden, der in dem Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 6 enthalten ist.
Die Gate-Anschlüsse G9 und G12 der MOS-Transistoren M9 und M12 sind miteinander verbunden, um einen gemeinsamen Anschluß Y1 zu bilden, und ihre Drain-Anschlüsse D9 und D12 sind ebenfalls miteinander verbunden, um einen zweiten gemeinsamen Anschluß Y2 vorzusehen.
Die Drain-Anschlüsse D10 und D11 der MOS-Transistoren M10 und M11 sind miteinander verbunden, um einen dritten gemeinsamen Anschluß Y3 zu bilden, und ihre Gate-Anschlüsse G10 und G11 sind miteinander bei einem vierten gemeinsamen Anschluß Y4 verbunden.
Eine Steuerspannung Vc wird zwischen den Anschlüssen Y4 und Y1 des Einstellschaltkreises angelegt, wobei das höhere Potential an den Anschluß Y4 geht.
Die Anschlüsse Y2 und Y3 sind mit einem Paar A MOS-Transistoren M1A und M2A verbunden, die p-Kanal-Transistoren sind, welche in einem Stromspiegelabschnitt 5a enthalten sind, der seinerseits in dem Steuerschaltkreis 5 enthalten ist.
Der Gate-Anschluß 61A des MOS-Transsistors M1A ist mit beiden Transistorpaaren 8 und 9, die in der aktiven Last 4 des Transkonduktors enthalten sind, verbunden. Genauer ist der Anschluß 61A mit den Gate-Anschlüssen G14 und G15 verbunden.
Der Gate-Anschluß G2A des MOS-Transistors M2A ist ebenfalls mit beiden Transistorpaaren 8 und 9 verbunden, die in der aktiven Last 4 des Transkonduktors enthalten sind. Insbesondere ist dieser Anschluß G2A mit den Gate-Anschlüssen G13 und G16 verbunden.
Die zwei p-Kanal MOS-Transistoren M13 und M14, welche den ersten Lastschaltkreis 8 der aktiven Last 4 bilden, weisen Drain-Anschlüsse D13 und D14 auf, die mit dem Ausgangsanschluß O1 der Trankonduktanzstufe 3 verbunden sind.
Das zweite Transistorpaar M15, M16, welches den zweiten Lastschaltkreis 9 der aktiven Last 4 bildet, weist Drain-Anschlüsse D15 und D16 auf, die mit dem zweiten Ausgangsanschluß O2 der Transkonduktanzstufe 3 verbunden sind.
Der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 6 wird so gewählt, daß er wenigstens den gleichen Linearitätsbereich für Differentialsignale aufweist wie die Transkonduktanzstufe 3.
Der Betrieb des Transkonduktors 2 gemäß der Erfindung ist im Folgenden beschrieben.
Der Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis 6, der in Fig. 7 gezeigt ist, stellt die Spannungen an den Ausgangsanschlüssen O1 und O2 auf einen vorgegebenen Wert Vcm ein.
Unter dieser Bedingung werden die Eingangsströme I&sub1; und I&sub2; der MOS-Transistoren M6 und M7 zu:
I&sub1; = I&sub2; = IM/2 (15)
Die Summe der Ströme, welche durch die Transistoren M1A und M2A fließen, wird daher zu: I&sub1;+I&sub2; = IM.
Durch Einwirkung auf die Steuerspannung Vc kann eine Ersatz-Drain-Source-Konduktanz gds erhalten werden, die durch die obige Gleichung (14) gegeben ist.
Aufgrund der jeweiligen Stromspiegelschaltungen der Transistoren M13; M16 und M15; M16 in den Lastschaltkreisen 8 und 9 zu den MOS-Transistoren M2A und M1A in dem Abschnitt 5a repliziert die aktive Gesamtlast des Transkonduktors 2 die Ersatz-Drain-Source-Konduktanz gds des Transistorpaares M1A und M2A.
Die Spannung Vc wird von einem geeigneten Replica-Schaltkreis 10 erzeugt, der in Fig. 8 gezeigt ist.
Der Vorspannungs-Replica-Schaltkreis 10 umfaßt eine zweite. Transkonduktanzstufe 11, die tatsächlich eine Replik der Transkonduktanzstufe 3 ist. Man sollte jedoch beachten, daß diese Stufe 11 als Eingangssignal einen konstanten Spannungswert ΔV, keine Signalspannung erhält.
Lastschaltkreise 18 und 19, die Repliken der Schaltkreise 8 und 9 sind, bilden eine aktive Last 14 und sind jeweils mit den Ausgängen 13 bzw. 14 der Transkonduktanzstufe 11 verbunden.
Die MOS-Transistoren, die in dem Replica-Schaltkreis 10 enthalten sind, sind mit denselben Bezugszeichen bezeichnet wie die entsprechenden MOS-Transistoren in der Schaltungsarchitektur der Fig. 7, jedoch mit einem Suffix "R", um ihre Replikfunktion anzugeben. Es sind somit Schaltkreisteile 15, 16, 17 gezeigt, die den Teilen 5a, 6 und 7 vollständig entsprechen.
Der Schaltkreis 16 kann ähnlich wie der Schaltkreis 6 als ein Gleichtakt- Rückkopplungsschaltkreis angesehen werden und steuert die Rückkopplungsspannung Vcn der Transkonduktanzstufe 11.
Eine Potentialdifferenz Vout besteht zwischen den Ausgängen 13 und 14 der Transkonduktanzstufe 11, die als die Ausgangsspannung dieser Stufe bezeichnet wird.
Der Replica-Schaltkreis 10 umfaßt ferner einen Differentialverstärker 12 mit vier Eingängen I3, I4, I5, I6 und zwei Ausgängen 25, 26.
Fig. 9 zeigt einen Schaltkreis, der den Differentialverstärker 12 mit vier Eingängen verkörpert.
Die Eingänge 13 und 14 sind jeweils mit den Ausgängen 13 und 14 der Transkonduktanzstufe 11 verbunden, während die Eingänge 15 und 16 einen konstanten Spannungswert empfangen, der gleich ΔV*A ist, wobei A die gesuchte Verstärkung ist.
Der Ausgang 25 des Differentialverstärkers 12 ist mit den Gate-Anschlüssen G15R und G16R der MOS-Transistoren M12R und M9R verbunden, und der Ausgang 26 ist mit den Gate- Anschlüssen G10R und G11R der MOS-Transistoren M10R und M11R verbunden.
Die Differenz der Spannung an dem Ausgangsanschluß 26 in bezug auf die an dem Ausgangsanschluß 25 erzeugt die Steuerspannung VC, die dann über den Anschlüssen Y4 und Y1 der Einstellschaltung 7 in Fig. 7 angelegt wird.
Die Gleichstromverstärkung wird durch den Rückkopplungs-Operationsverstärker 12 eingestellt. Die Schleife ist stabil, wenn die Ausgangsspannung Vout von der zweiten Transkonduktanzstufe 11 gleich dem Wert ΔV*A ist. So kann die gesuchte Verstärkung A vorgesehen werden.

Claims

1. Transkonduktor mit gesteuertem Verstärkungsfaktor, welcher eine Transkonduktanzstufe (3) mit wenigstens zwei Eingangsanschlüssen (11, 12) und wenigstens zwei Ausgangsanschlüssen (O1, O2), eine aktive Last (4), die mit den Ausgangsanschlüssen der Stufe verbunden ist, und einen Steuerschaltkreis (5) für die aktive Last (4), der zwischen den Ausgangsanschlüssen (O1, O2) und der aktiven Last (4) angeschlossen ist, aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß die aktive Last (4) wenigstens ein Paar Transistoren (M13, M14) aufweist, von denen jeder einen ersten und einen zweiten Anschluß (S13, S14, D13, D14) und einen Steueranschluß (G13, G14) umfaßt, wobei die ersten Anschlüsse (S13, S14) der Transistoren miteinander verbunden sind und die zweiten Anschlüsse (D13, D14) der Transistoren miteinander verbunden sind und die Steueranschlüsse (G13, G14) mit dem Steuerschaltkreis (5) verbunden sind.

2. Transkonduktor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die aktive Last (4) einen ersten (8) und einen zweiten (9) Lastschaltkreis aufweist, die jeweils zwischen einer Bezugsversorgungsspannung (VD) und einem der Ausgangsanschlüsse (O1, O2) der Transkonduktanzstufe (3) angeschlossen sind.

3. Transkonduktor nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Lastschaltkreis (8, 9) wenigstens ein Paar parallel geschaltete Transistoren (M13, M14; M15, M16) aufweist, deren Steueranschlüsse (G13, G14; G15, G16) jeweils mit den Ausgängen des Steuerschaltkreises (5) verbunden sind.

4. Trankonduktor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Transistoren (M13, M14) in dem weinigstens einen Paar MOS-Transistoren mit p-Kanal sind.

5. Transkonduktor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Drain- Anschlüsse (D13, D14) der MOS-Transistoren (M13, M14) mit einem entsprechenden Ausgangsanschluß (O1) der Transkonduktanzstufe (3) verbunden sind.

6. Trankonduktor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuerschaltkreis (5) folgende Merkmale aufweist: ein erster Gleichtaktsignal- Rückkopplungsschaltkreis (6), der mit den Ausgangsanschlüssen (O1, O2) der Transkonduktanzstufe (3) verbunden ist; ein zweiter Gleichstromverstärkungs-Einstellschaltkreis (7), dessen Ausgang mit dem Rückkopplungsschaltkreis (6) verbunden ist; und ein Stromspiegel- Schaltkreisabschnitt (5a), der zwischen dem Einstellschaltkreis (7) und der aktiven Last (4) angeschlossen ist.

7. Transkonduktor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis (6) wenigstens ein Paar Differenzzellen aufweist, von denen jede ein Paar Transistoren (M5, M6; M7, M8) umfaßt, die wenigstens einen Anschluß (55, 56, 57, 58) gemeinsam haben, der mit einem Stromerzeuger (A3, A4) verbunden ist, wobei der Steueranschluß (G5, G8) eines Transistors in jedem Paar (M5, M8) mit einem entsprechenden Ausgangsanschluß (O1, O2) der Transkonduktanzstufe (3) verbunden ist.

8. Transkonduktor nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Einstellschaltkreis (7) wenigstens ein Transistorpaar (M9, M10) aufweist, das wenigstens einen Anschluß (S9, S10) gemeinsam hat, der mit dem Gleichtakt-Rückkopplungsschaltkreis (6) verbunden ist.

9. Transkonduktor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Schaltkreisabschnitt (10) aufweist, der eine Kopie der Transkonduktanzstufe (3), der aktiven Last (4) und des Steuerschaltkreises (5) ist, wobei ein Ausgang dieses Schaltkreisabschnittes mit dem Steuerschalkreis (5) des Transkonduktors verbunden ist.

10. Transkonduktor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der kopierte Schaltkreisabschnitt (10) eine zweite Transkonduktanzstufe (11) aufweist, die eine Kopie der Stufe (3) ist, wobei eine Konstantspannung an seine Eingänge angelegt ist.

11. Transkonduktor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß der kopierte Schaltkreisabschnitt (10) einen Differentialverstärker (12) mit vier Eingängen (E3, E4, Es, E6) und zwei Ausgängen (25, 26) aufweist, wobei die ersten zwei Eingänge (E3, E4) des Verstärkers (12) mit den Ausgängen (13, 14) der zweiten Transkonduktanzstufe (11) verbunden sind und an die zweiten Eingänge (E5, E6) des Verstärkers (12) eine Konstantspannung angelegt ist.

12. Transkonduktor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß in dem kopierten Schaltkreisabschnitt (10) der Steuerschaltkreis folgende Merkmale aufweist: einen ersten Gleichtaktsignal-Rückkopplungsschaltkreis (16), der mit den Ausgangsanschlüssen (13, 14) der zweiten Transkonduktanzstufe (11) verbunden ist; einen zweiten Gleichstromverstärkungs-Einstellschaltkreis (17), dessen Ausgang mit dem Rückkoppplungsschaltkreis (16) verbunden ist; und einen Stromspiegel-Schaltkreisabschnitt (15), der zwischen dem Einstellschaltkreis (17) und der kopierten aktiven Last (14) angeschlossen ist.

13. Transkonduktor nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge (25, 26) des Verstärkers (12) mit dem zweiten Einstellschaltkreis (17) und dem Steuerschaltkreis (5) verbunden sind, um einen vorgegebenen Spannungswert (Vc) vorzusehen.

14. Transkonduktor nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Transkonduktanzstufe (11) eine Transkonduktanz (Gm) aufweist, die durch einen Vorspannungsstrom eingestellt wird, der genauso groß ist wie der an die erste Transkonduktanzstufe (3) angelegten Strom.