DE69427024T2

DE69427024T2 - Digitales vermittlungssystem und empfänger zur verwendung darin

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Publication number: DE69427024T2
Application number: DE69427024T
Authority: DE
Inventors: George De Bot
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV; Philips Norden AB
Current assignee: Koninklijke Philips NV; Philips Norden AB
Priority date: 1993-12-03
Filing date: 1994-12-01
Publication date: 2001-10-18
Anticipated expiration: 2014-12-02
Also published as: KR960700601A; WO1995016314A3; CN1118644A; EP0688483A1; US5581578A; SG44884A1; JP3454272B2; WO1995016314A2; CN1087543C; CA2154678C; DE69427024D1; FI953686A0; CA2154678A1; KR100334188B1; JPH08506473A; EP0688483B1; FI953686A

Description

Digitales Kommunikationssystem und Empfänger zur Verwendung bei einem derartigen System
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein digitales Kommunikationssystem mit einem Sender zum Übertragen digitaler Nachrichten, die wenigstens einem Träger aufmodulierte Symbole darstellen, wobei diese Symbole repräsentativ sind für Symbolvektoren in einer Signalkonstellation, die rotationsinvariant ist Über einen vorbestimmten Rotationswinkel, wobei das System weiterhin einen Übertragungskanal aufweist und einen Empfänger zum Empfangen der über den Kanal übertragenen Symbole, wobei dieser Empfänger einen Demodulator aufweist zum Demodulieren der empfangenen Symbole in empfangene Nachrichten, wobei der Demodulator eine Schätzung benutzt für einen Kanalzustand des Kanals. Ein derartiges System kann ein digitales Fernsehsystem sein, wobei ein digitales Signal zu digitalen Fernsehempfängern gesendet wird, oder es kann jedes beliebige andere digitale Kommunikationssystem sein.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich weiterhin auf einen Empfänger zur Verwendung bei einem derartigen System.
Ein System dieser Art ist bekannt aus der Internationalen Patentanmeldung WO 92/05646. Bei diesem System werden OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexed) Signale durch einen Sender über einen Übertragungskanal einem Empfänger zugesendet. Auf jedem Träger dieses Mehrfachträgersystems sind zu übertragende Symbole QPSK (Quadrature Phase Shifi Keying) moduliert. Ein OFDM- Signal wird dadurch erhalten, dass ein QPSK-Symbolstrom einem inversen diskreten Fourier-Transformator zugeführt wird. Die QPSK-Signale können als Zwei-Bit binäre Nachrichten betrachtet werden, die Symbole auf einem Träger darstellen. Die Symbole können als Symbovektoren in einer Signalkonstellation dargestellt werden, die rotationsinvariant ist über einen vorbestimmten Winkel. In dem gegebenen Beispiel besteht die Signalkonfiguration aus vier Konstellationspunkten, die doppelbit binäre Nachrichten "00", "10", "11", und "10" darstellen. Im Falle differenzieller Codierung ausgehend von einem Ausgangssymbolzustand, werden die Nachrichten als Phasendifferenz zwischen zwei aufeinanderfolgenden Symbolen codiert. Danach ist es in dem Empfänger nicht notwendig, die genaue Phase zu kennen, aber ausgehend von einem ersten detektierten Symbol, werden die nachfolgenden Symbole aus relativen Phasen von Symbolen detektiert. Die übertragenen Symbole sind rausch- und kanalverzerrungsbehaftet. Deswegen sind die empfangenen Symbole amplituden- und phasenverschiebungsmodulierte QPSK Signale. In einem komplexen Plan werden die empfangene Symbole um vier Punkte einer Vierpunkt-Signalkonstellation gestreut, oder mit anderen Worten, wenn viele Symbole empfangen werden, können die empfangenen Symbole als vier Wolken von Endpunkten der empfangenen Symbolvektoren in dem komplexen Plan aufgetragen werden. Vor einer Demodulation muss eine Position zweier nahezu senkrecht aufeinander stehenden Achsen, die gegenüber den Mitten der Signalwolken symmetrisch sind, gefunden werden. Aus diesem Grund wird bei dem bekannten Empfänger ein einzelnes Phasenwiederherstellungsverfahren für jeden Hilfsträger des empfangenen OFDM-Signals beschrieben. Bei diesem Verfahren mit Demodulation, wird ein Kanalzustand geschätzt, der mit der Zeit variiert. Insbesondere wird eine Kanalphasenverschiebung rekursiv geschätzt, d. h. mit jedem der empfangenen Symbole wird die Position der imaginären Achsen gegenüber den Symbolwolken aktualisiert. Ausgehend von einem Phasenbezugssignal, das dem ersten empfangenen Signal entsprechend gemacht wird, wird eine Bezugsphase, die einem Argument des Phasenbezugssignals entsprechend gemacht wird, und imäginäre Achsen in einem Winkel von 45 und 135 gegenüber dem Signalvektor ein nächstes empfangenes Symbol mit einem Mehrfachen von 90 derart gedreht, dass es in die 45-Sektoren an beiden Seiten der Bezugsphase fällt. Das heißt, es wird ein minimaler euklidischer Abstand bestimmt, wenn das Symbol detektiert wird. Aus der Anzahl von 90 Drehungen kann die übertragene binäre Nachricht detektiert werden. Das Phasenbezugssignal wird mit dem empfangenen gedrehten Vektor aktualisiert, und folglich die Bezugsphase. Dieses Verfahren hat sich in den meisten praktischen Fällen als maximale Wahrscheinlichkeit gezeigt. Bei digitalen Kommunikationssystemen werden ebenfalls Symbole, die durch andere Signalkonstellationen dargestellt werden können, übertragen. So kann beispielsweise für Digitale Video Ausstrahlung eine sog. 2R(2,2)-QAM- Konstellation benutzt werden. Eine solche Konstellation ist eine 2-Auflösungskonfiguration, d. h. eine Konstellation, die Symbole darstellt, von denen eine erste Gruppe von 2 Bits zum Codieren der Symbole Konstellationspunkte darstellt in betreffenden Quadranten der Signalkonstellation, und von denen eine zweite Gruppe von 2 Bits zur Codierung der Symbole, Konstellationspunkte innerhalb der Quadranten darstellt. Die erste Gruppe von Bits sind sog. Bits hoher Priorität, und die zweite Gruppe von Bits sind sog. Bits geringer Priorität. Wenn Symbole, die Videosignale darstellen, unter Verwendung einer solchen 2R(2,2)-QAM-Signalkonstellation übertragen werden, können an der Empfängerseite, je nach dem Störabstand, die Videosignal mit einer geringen Auflösung dadurch detektiert werden, dass nur die Bits mit hoher Priorität detektiert werden und die Videosignale können mit hoher Auflösung detektiert werden, indem ebenfalls die Bits mit niedriger Priorität detektiert werden. Die 2R(2,2)- QAM-Konstellation ist rotationsinvariant zu Rotation von Clusters von Konstellationspunkten in den betreffenden Quadranten über ein Vielfaches von 90. In diesem Sinne sind auch andere Signalkonstellationen, die vielfachauflösend sind oder nicht, rotationsinvariant, wie eine 64-QAM-Konstellation. Eine solche Signalkonstellation ist beschrieben in dem Handbuch "Digital Communication" von E. A. Lee u. a., Kluwer Academic Publishers, 1990, Abschnitt 6.5 "Signal Set Design" Seiten 198-206). In demselben Handbuch werden Sender und Empfänger beschrieben zum Übertragen und Empfangen von Symbolen aus solchen Konstellationen.
Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ein digitales Kommunikationssystem zu schaffen, bei dem empfangene Symbole, die durch rotationsinvariante Signalkonstellationen dargestellt werden können, auf einfache Art und Weise detektiert werden können.
Diese Aufgabe wird erfüllt mit einem Kommunikationssystem nach Anspruch 1 und mit einem Empfänger nach Anspruch 10.
Dazu weist das digitale Kommunikationssystem nach der vorliegenden Erfindung das Kennzeichen auf, dass die Signalkonstellation in Clusters von Konstellationspunkten aufgeteilt ist, die zusammentreffen, wenn sie wenigstens einmal über den vorbestimmten Drehungswinkel gedreht werden, wobei die Clusters eine erste Gruppe von Bits in den Nachrichten darstellen und Konstellationspunkteinnerhalb der Cluster wenigstens eine zweite Gruppe von Bits in den Nachrichten darstellen, und dass die erste Gruppe von Bits demoduliert wird durch Drehung eines Clusters mit einem empfangenen Symbol über eine ganze Anzahl Male des vorbestimmten Drehungswinkels, so dass das empfangene Symbol in einem Teil der Signalkonstellation liegt, der die Schätzung für den Kanalzustand umfasst, und durch Bestimmung der ersten Gruppe von Bits aus der Drehung, und wobei die zweite Gruppe von Bits durch Umsetzung des gedrehten Clusters in den Ursprung der Signalkonstellation und durch Bestimmung de zweiten Gruppe von Bits aus dem umgesetzten Cluster, wobei die Schätzung mit jedem empfangenen Symbol aktualisiert wird. Durch Drehung des Clusters mit dem empfangenen Symbol zu dem Teil mit der Kanalzustandsschätzung und durch Aktualisierung der Kanalzustandsschätzung mit jedem empfangenen Symbol wird Information über die erste Gruppe von Bits erhalten. Die Kanalzustandsschätzung kann nach dem Verfahren, beschrieben in WO 92/05646 bestimmt werden, danach oder dadurch dass das empfangene Signal einer Potenzschleife M. Ordnung ausgesetzt wird, an sich bekannt, für eine 360 /M rotationsinvariante Konstellation, wobei M eine positive ganze Zahl größer als 2 ist. Durch Umsetzung des gedrehten Clusters zu dem Ursprung der Signalkonfiguration, wird Information über die zweite Gruppe von Bits erhalten. Nach Umsetzung zu dem Ursprung kann das Verfahren, beschrieben in WO 92/05646, zum Erhalten der Information über die zweite Gruppe von Bits erhalten werden. Die Schätzung für den Kanalzustand kann durch Verwendung der Amplituden- und Phaseninformation über das auf diese Weise wiederhergestellte Symbol fein eingestellt werden. Auf entsprechende Weise wird ein sehr einfacher Detektionsmechanismus erhalten.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass mit der Detektion der zweiten Gruppe von Bits die Phaseninformation in der Schätzung für den Kanalzustand geschützt ist, wenn ein Cluster zu dem Ursprung der Signalkonstellation umgesetzt wird.
Bei einer Ausführungsform eines digitalen Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung stellen die Konstellationspunkte in den Clustern eine dritte Gruppe von Bits innerhalb der zweiten Gruppe von Bits dar, wobei die zweite Gruppe von Bits repräsentativ ist für ein rotationsinvariantes weiteres Cluster innerhalb des Clusters, und wobei die dritte Gruppe von Bits demoduliert wird entsprechend der zweiten Gruppe von Bits. Durch Umsetzung der dritten Gruppe von Bits zu dem Ursprung der Signalkonstellation in zwei Schritten, zunächst das rotationsinvariante Cluster und danach das weitere Cluster innerhalb des Clusters, kann dieselbe einfache Symbolwiederherstellung angewandt werden wie für die erste Gruppe von Bits, und die zweite Gruppe von Bits. Die Cluster innerhalb Cluster sind nach Umsetzung zu dem Ursprung rotationsinvariant. Für noch kompliziertere Signalkonfigurationen kann derselbe Detektionsmechanismus angewandt werden. Die Konstellationen können dann derart gemacht werden, dass sie hinter der 2-Auflösung liegen. Abhängig von dem Störabstand kann der Empfänger entscheiden, bis zu welcher Auflösung die Symbole detektiert werden. Wenn beispielsweise zu oft eine BER (Bit Error Rate) in dem Empfänger für eine spezielle Auflösung bemerkt wird, kann der Empfänger nur Symbole mit einer niedrigeren Auflösung detektieren.
Bei einer Ausführungsform eines digitalen Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung wird ein Phasenbezugssignal aus den gedrehten empfangenen Symbolen ermittelt, und eine Mitte des gedrehten Clusters wird durch Teilung des Phasenbezugssignals durch die Anzahl empfangener Symbole geschätzt, wobei das gedrehte Cluster durch Vektorsubtraktion eines aktuell gedrehten empfangenen Symbols und der Clusterkonstellationspunte mit der geschätzten Mitte. Auf diese Weise wird erreicht, dass der Umsetzungsvektor mit jedem empfangenen Vektor aktualisiert wird, was zu einer genauen Umsetzung mit jedem empfangenen Symbol führt.
Bei einer weiteren Ausführungsform eines digitalen Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung wird die zweite Gruppe von Bits aus dem gedrehten und umgesetzten Cluster ermittelt durch Bstimmung eines minimalen quadratischen euklidischen Abstandes zwischen dem gedrehten und umgesetzten empfangen Symbol und den Konstellationspunkten des gedrehten und umgesetzten Clusters. Auf diese Weise wird ein einfaches Entscheidungskriterium erhalten zum Detektieren der zweiten Gruppe von Bits. Für ein (2,2)-QAM-System, d. h. eine Signalkonstellation mit 16 Konstellationspunkten, wird ein minimaler euklidischer Abstand erreicht durch Bestimmung, ob ein gedrehtes und umgesetztes Symbol in einem Sektor von zwei imaginären Achsen liegt, die mit der bestimmten Bezugsphase einen Winkel von 45 einschließen.
Bei einer weiteren Ausführungsform eines digitalen Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung wird das Phasenbezugssignal für jedes empfangene Symbol dadurch aktualisiert, dass ein Vektor davon subtrahiert wird, welcher der bestimmten zweiten Gruppe von Bits entspricht. Dadurch wird die Schätzung für den Kanalzustand mit der Phasen und der Amplitudeninformation der empfangenen Symbole aktualisiert. Mit dieser feinen Phasen- und Amplitudenwiederherstellung wird eine genaue Bezugsphase erhalten.
Weitere Ausführungsformen werden in den Unteransprüchen beansprucht. Wenn die erste Gruppe von Bits nicht differenziell codiert ist, wird von dem empfangenen im voraus bekannten Bezugssymbol ein Ausgangsdecodierungswert hergeleitet. Wenn differenzielle Codierung für die erste Gruppe von Bits angewandt ist, dient das erste empfangene Symbol, das nicht notwendigerweise im voraus bekannt zu sein braucht, als Bezugssymbol zum Detektieren aufeinanderfolgender Symbole.
Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgenden näher beschrieben. Es zeigen:
Fig. 1 eine Darstellung eines digitalen Kommunikationssystems nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 eine Darstellung einer 2R(2,2)-QAM-Signalkonstellation,
Fig. 3 eine Darstellung der Detektion eines empfangenen Symbols in einem Empfänger bei einem System nach der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 4 eine Ausführungsform eines Demodulators nach der vorliegenden Erfindung.
In den Figuren bezeichnen dieselben Bezugszeichen dieselben Elemente.
Fig. 1 zeigt ein digitales Kommunikationssystem nach der vorliegenden Erfindung,
Fig. 2 zeigt eine 2R(2,2)-QAM-Signalkonstellation,
Fig. 3 zeigt die Detektion eines empfangenen Symbols in einem Empfänger bei einem System nach der vorliegenden Erfindung, und
Fig. 4 eine Ausführungsform eines Demodulators nach der vorliegenden Erfindung.
In den Figuren sind entsprechende Elemente mit denselben Bezugszeichen angegeben.
Fig. 1 zeigt ein digitales Kommunikationssystem mach der vorliegenden Erfindung mit einem Sender 2 zum Übertragen digitaler Nachrichten, die komplexe Symbole si darstellen, zu einem Empfänger 3 und zwar über einen Übertragungskanal 4. Die digitalen Nachrichten können binäre Nachrichten sein, aber eine andere Logik, wie eine ternäre und quaternäre Logik ist beispielsweise ebenfalls möglich. Die Symbole si werden einem Träger aufmoduliert. Die modulierten Symbole werden quadraturmoduliert 2R(2,2)-QAM-Signale, d. h. die Symbole von einem komplexbewerteten Alphabet können als Symbolvektoren in einer Signalkonstellation dargestellt werden. Zwecks eine Doppelauflösungsdetektion liegen in der Signalkonstellation Konstellationspunkte nicht auf einheitlichen Abständen voneinander. In jedem der vier Quadranten der Signalkonstellation liegen vier Konstellationspunkte relativ nahe beieinander, während die auf diese Weise gebildeten Cluster von Konstellationspunkten weiter auseinander liegen. Für weitere Einzelheiten in Bezug auf Signalkonstellationen sei auf den Abschnitt 6.5 des genannten Handbuchs von Lee u. a. verwiesen. Ein Quellenbitstrom Bk wird moduliert, wobei dieser Strom zunächst mit Hilfe eines Codierers 5 codiert wird, wobei in einer Ausführungsform, eine erste Gruppe von zwei Bits, oder die sog. HP-Bits (hohe Priorität) differenziell codiert werden, und wobei eine zweite Gruppe von Bits, oder die sog. LP-Bits (niedrige Priorität) nicht differenziell codiert wird. Wie aus Fig. 2 ersichtlich, sind die HP-Bits in den betreffenden Quadranten "00", "01", "11" und "10", wobei die Bits "00" sich in dem ersten Quadranten befinden und die LP-Bits "00", "01 ", "11" und "10" rotationsinvariant in den vier Quadranten sind. In der Signalkonstellation sind ein Clusterabstand db und ein Abstand dg zwischen Konstellationspunkten innerhalb eines Clusters CL angegeben. Der Codierer 5 liefert zwei Symbolfolgen Re{si} und Im{si} zu den betreffenden Übertragungsfiltern 6 und 7, deren Ausgangssignale Multiplizierern 8 und 9 zugeführt werden, welche die betreffenden Ausgangssignale der Filter 8 und 9 mit Quadraturträgern cos(ct) und sin(ct) multiplizieren, wobei c die Trägerfrequenz und t die Zeit ist. Ein derartiger Sender 2 ist durchaus bekannt. Es wird beispielsweise auf das genannte Handbuch von Lee, Seiten 167-172 verwiesen. Die Symbole können ebenfalls mehreren Trägern als sog. OFDM Signale (Orthogonal Frequency Division Multiplexed) aufmoduliert werden, wie dies in der genannten Patentanmeldung WO 92/05646 beschrieben ist. Danach wird das Ausgangssignal des Codierers 5 einer N-Punkten invertierten diskreten Fourier-Transformation ausgesetzt, bevor es einem Träger aufmoduliert wird, wobei N eine ganze Zahl ist. Auf der Empfängerseite wird die vorliegende Erfindung danach jedem Hilfsträger des OFDM-Signals angewandt. Der phasenmodulierte Träger und die Quadratursignale werden in einem Addierer 10 kombiniert und danach über den Übertragungskanal 4 zu dem Empfänger 3 übertragen. Der Empfänger 3 empfängt ein Signal, das durch den Kanal 4 verzerrt wird, d. h. das empfangene Signal ist eine phasen- und amplitudenmodulierte Version des übertragenen Signals, das weiter durch Rauschanteile gestört ist. Es wird vorausgesetzt, dass die Rauschanteile AWGN (Additive White Gausian Noise) Rauschanteile sind. In dem Empfänger 3 wird das empfangene Signal zunächst einer Trägerdemodulation ausgesetzt, wobei die betreffenden Multiplizierer 11 und 12 benutzt werden, wonach die betreffenden Empfangsfilter 13 und 14 folgen. An den Ausgängen der Empfangsfilter 13 und 14 ist ein komplexes trägerdemoduliertes Signal ri in Form eines Ist-Signalteils Re{ri} und eines imaginären Signalteils Im{ri} verfügbar. Das Signal ri kann auf diese Weise als ein Signalvektor in einer Signalkonstellation dargestellt werden. Ein derartiger Empfänger ist durchaus bekannt und für weitere Einzelheiten dieser Art von Empfängern sei auf das genannte Handbuch von Lee u. a., Seiten 184-186 verwiesen. Die Signalteile Re{ri} und Im{ri} werden mit Hilfe der betreffenden Analog-Digital-Wandler 15 und 16 abgetastet, wobei die digitalen Ausgangssignal einem Demodulator 17 zugeführt werden, der einen Signalkompressor 18 aufweist. Die aktuelle Demodulation erfolgt durch den Signalprozessor 18, der derart programmiert ist, dass er die vorliegende Erfindung implementiert, und der einen Festwertspeicher aufweist zum Speichern der Programme zum Implementieren der vorliegenden Erfindung, und einen flüchtigen Speicher zum Speichern der Programmvariablen. An einem Ausgang des digitalen Signalprozessors 18 ist ein Bitstrom mit den HP-Bits und den LP-Bits verfügbar.
Fig. 3 zeigt die Detektion des empfangenen Symbols ri in dem Empfänger 3 in dem System 1 nach der vorliegenden Erfindung mit Hilfe des digitalen Signalprozessors 18, wobei das Symbol ri, das von dem übertragenen Symbol si herrührt, in einer 2R(2,2)-QAM- Signalkonstellation nach Fig. 2 dargestellt werden kann. Zur Detektion der HP-Bits kann der Kanalzustand geschätzt werden unter Anwendung des Verfahrens, wie dies in WO 92/05646 beschrieben ist, oder auf alternative Weise mit einer an sich bekannten Potenzschleife M. Ordnung für eine 360 /M rotationsmäßig invarianten Konstellation, wobei M ein positiver ganzer Wert, größer als 2 ist. Wenn beispielsweise eine Potenzschleife 4. Ordnung angewandt wird, wird eine Phasenzweideutigkeit, die ein Vielfaches von /2 ist, dadurch eliminiert, dass zunächst das Argument des empfangenen Symbols mit vier multipliziert wird und dass danach das Ergebnis durch vier geteilt wird, nachdem zunächst eine modulo-2-Phase von dem multiplizierten Argument eliminiert worden ist. Bei HP-Bitdetektion werden die Cluster von Signalkonstellationspunkten als einzelne Konstellationspunkte betrachtet. Die 2R(2,2)- QAM-Konstellation wird danach als eine QPSK-Konstellation betrachtet, die einer 4-Punkte- Signalkonstellation entspricht. Zu einem bestimmten Zeitpunkt i, wird das komplexe 4 Bit codierte Symbol ri, 2 HP-Bits und 2 LP-Bits, empfangen, wobei das Symbol ri dem i. Übertragenen Symbol si entspricht. Nach Demodulation des Symbols ri wird eine aktualisierte Bezugsphase; i + 1 bestimmt, welche ein Argument eines wiederholt bestimmten Phasenbezugssignals fi ist. Ausgehend von dem ersten empfangenen Symbol r&sub1;, das ein im voraus bekanntes Bezugssymbol ist, falls die HP-Bits nicht differenziell codiert sind, sind die Ausgangswerte f&sub1; = r&sub1; und &sub2; = arg r&sub1;, wobei arg das Argument ist. Danach wird mit dem zweiten empfangenen Symbol r&sub2; und entsprechend den weiteren empfangenen Symbolen, das Cluster mit dem empfangenen Symbol ri über ki. /2 gedreht, wobei ki Information umfasst über die HP-Bits, so dass der gedrehte Vektor bi innerhalb der Sektoren von 45 gegenüber i liegt. In der gegebenen 2R(2,2)-QAM-Konfiguration ist ki ein Element des Satzes {0, 1, 2, 3}. Im Falle einer diferenziellen Codierung der HP-Bits, werden die HP-Bits aus einer Phasendifferenz der empfangenen Symbole ri und ri - 1 codiert, wobei in dem gegebenen Beispiel eine Phasendifferenz 0 den Bits "00" entspricht, eine Phasendifferenz /2 den Bits "01" entspricht, eine Phasendifferenz den Bits "11" entspricht und eine Phasendifferenz 3 /2 den Bits "10" entspricht, wobei die Phasendifferenz dem nachfolgenden Wert entspricht: {(2 - ki. /2) - (2 - ki - 1. /2) modulo 2 }. Im Falle einer nicht differenziellen Codierung bestimmen im voraus bekannte Bezugssymbole, beispielsweise r&sub1;, den absoluten Decodierungsbezugswert in der Signalkonstellation, beispielsweise ein Bezugssymbol "00" entspricht k&sub1; = 0, wodurch die Codierung bestimmt wird wie bei den anderen drei Konstellationspunkten. Das auf diese Weise gedrehte Cluster und das gedrehte empfangene Symbol bi, in dem Beispiel gegeben durch /2, entsprechend ki = 1, enthält Information über die beiden LP-Bits. Nach der vorliegenden Erfindung, basiert auf die Bezugsphasenschätzung i, wird ein Vierpunktscluster oder Konstellation CLx konstruiert mit einem Mittelpunkt xc, wobei die nachfolgenden Beziehungen gelten:
X&sub0;&sub0; = {(db + 2dg)/2} < , wobei < der Winkel in dem komplexen Plan ist,
X&sub0;&sub1; = {((db + (1 + j)dg)2} < , j= -1,
X&sub1;&sub0; = {((db + (1 - j)dg)2} < ,
X&sub1;&sub1; = {db/2 } < , und
xc = {db/2} < .
Nach der vorliegenden Erfindung werden das Cluster CLx und das rotierte empfangene Signal bi zu dem Ursprung O des komplexen Plans umgesetzt, angegeben durch TR. Die Umsetzung TR wird mit Hilfe einer Vektorsubtraktion implementiert, d. h. durch Bestimmung bi' = bi - xc. Danach wird zum Demodulieren der LP-Bits das Verfahren, beschrieben in WO 92/05646 zum Detektieren der HP-Bits auf das rotierte und umgesetzte Cluster mit den LP-Bits angewandt, d. h. in bi" = bi' < ki'. /2, wobei ki' derart bestimmt wird, dass das wahrscheinlichste übertragene Symbol xt einen minimalen quadratischen euklidischen Abstand ED zu ki' hat. Für ki' = 0 werden LP Bits "00" detektiert, für ki' = 1, werden LP-Bits "10" detektiert, für ki' = 2, werden LP-Bits "11" detektiert, und für ki' = 3 werden LP-Bits "01" detektiert. Unter Verwendung von xi, wozu eine geschätzte Mitte ai des Clusters bi gehört, wird als ai = bi + (xc - xt). Danach wird das Phasenbezugssignal in der periodischen Beziehung fi = fi - 1 + ai. Die Bezugsphase i wird aktualisiert als; i + 1 = arg fi. Die Verwendung von ai, ergibt, zusätzlich zu bi, wie benutzt bei der Demodulation nur eines QPSK-Signals oder eines imaginären QPSK- Signals, eine genauere Schätzung von i + 1.
Im Falle von QAM-Signalisierung wird die mittlere Amplitude der empfangenen Signale ri ebenfalls geschätzt. Danach wird die Mitte xc des Clusters CLx aus dem Phasenbezugssignal fi a;s fi/i geschätzt. Die Bestimmung von fi und die Schätzung von xc kann adaptiv gemacht werden um geringfügige Zeitvarianten in rückgängig zu machen, durch alternative Besinnung von fi = .fi - 1 + (1-).ai für i > 1 mit f&sub1; = (1- ).r&sub1;, wobei die Mitte xc des Clusters CLx geschätzt wird als fi/(1- i), wobei in dem Intervall (0,1) liegt. Für = 0 ist ein nicht kohärenter Empfang vorgesehen, während wenn dem Wert 1 annähert ein kohärenter Empfang vorgesehen ist. Eine derartige Anpassung kann notwendig sein, wenn die Phasenwiederherstellung durch Kanaleigenschaften wie Mehrwegschwund und Frequenzuntstabilitäten oder eine nicht einwandfreie Frequenzeinstellung in dem Empfänger 3 gestört wird. Danach wird, da eine zeitvariierende Funktion ist, vorausgesetzt, dass während der Übertragung des Symbols si konstant ist. Das Parameter bestimmt die Anpassungsgeschwindigkeit von. Bei abnehmender nimmt die Anpassungsgeschwindigkeit zu, aber dann nimmt die BER (Bit Error Rate) auch zu. Anpassung hat den weiteren Vorteil, dass Überlauf in fi Rogistern während der Berechnung vermieden wird. Das Phasendifferenzsignal fi braucht nicht unbedingt rekursiv bestimmt zu werden, kann aber auch aus einer Anzahl von n vorher bestimmter Werte von bi oder ai bestimmt werden, und zwar entsprechend der Formel fi = bj, wobei ein Summierungszeichen ist, wobei die Summierung aus j = i - n + 1 bis j = i, genommen wird, wobei j und i ganzzahlige Werte sind. Danach wieder i = arg fi. Beispielsweise n = 10. Die vorhergehenden Werte werden in einem (nicht dargestellten) Schieberegister gespeichert, wobei bei einem neuen Wert der älteste Wert jeweils aus dem Register herausgeschoben wird. Die vorliegende Erfindung kann rekursiv angewandt werden für Cluster innerhalb von Clustern, für Signalkonstellationen, in denen Cluster selbst rotationsmäßig invariante Signalkonstellationen bilden. Obschon die vorliegende Erfindung vorzugsweise bei mehrfach auflösende Signalkonstellationen angewandt wird, für die es deutlich Differenzen im Störabstand gibt sowie bei den betreffenden Auflösungen, kann die vorliegende Erfindung ebenfalls benutzt werden für Systeme mit nur einer Auflösung. Eine Doppelauflösung kann angewandt werden beispielsweise für Digitale Videosendungen. Für tragbare Empfänger können nur die HP-Bits detektiert werden und für feste Empfänger können ebenfalls die LP-Bits detektiert werden, d. h. es ist dann eine normale Video-Mode und eine verbesserte Video- Mode vorgesehen.
Fig. 4 zeigt eine Ausführungsform des Demodulators 17 nach der vorliegenden Erfindung für eine 2R(2,2)-QAM Signalkonstellation, implementiert mit dem Signalprozessor 18. In einem Rechenblock 40 bestimmt das Signal bi wer innerhalb 45 Sektoren ist gegenüber i, und aus auf diese Weise bestimmtem ki werden die HP-Bits bestimmt. Zum Bestimmen von ki sind die Rotationsblöcke 41, 42 und 43 vorgesehen zur betreffenden Drehung des empfangenen Signals ri mit /2, und 3 /2. In einem Rechenblock 44 werden die LP-Bits bestimmt, zusammen mit dem am wahrscheinlichsten übertragenen Symbol xt. Eingänge zu dem Rechenblock 44 für die LP-Bits und x~ sind die betreffenden Rechenblöcke 45, 46, 47 und 48 für x&sub0;&sub0;, x&sub0;&sub1;, x&sub1;&sub0; und x&sub1;&sub1;, entsprechend den gegebenen Formeln. In einem Summierungsblock 50, dem xt, bi und weiterhin ein Ausgang eines Rechenblocks 49 zum Berechnen von xc zugeführt werden, wird die Variable ai bestimmt. Für eine adaptive Berechnung von fi und folglich von i + 1, sind Multiplizierblöcke 51 und 52, ein Summierblock 53 und ein Block 54 zum Bestimmen des Argumentes von fi vorgesehen. Im Falle der Schätzung von xc ist ein Teilungsblock vorgesehen zum Berechnen von fi/i oder, im Falle von Adaptivität, fi/(1 - i) anstelle des Rechenblocks 49.

Claims

1. digitales Kommunikationssystem (1) mit einem Sender (2) zum Übertragen digitaler Nachrichten, die wenigstens einem Träger aufmodulierte Symbole (si) darstellen, wobei diese Symbole (si) repräsentativ sind für Symbolvektoren in einer Signalkonstellation, die rotationsinvariant ist über einen vorbestimmten Rotationswinkel, wobei das System weiterhin einen Übertragungskanal (4) aufweist und einen Empfänger (3) zum Empfangen der über den Kanal übertragenen Symbole, wobei dieser Empfänger (3) einen Demodulator (17) aufweist zum Demodulieren der empfangenen Symbole (ri) in empfangene Nachrichten (HP-Bits, LP-Bits), wobei der Demodulator (17) eine Schätzung benutzt für einen Zustand des Kanals (4), dadurch gekennzeichnet, dass die Signalkonstellation in Clusters (CL) von Konstellationspunkten aufgeteilt ist, die zusammentreffen, wenn sie wenigstens einmal über den vorbestimmten Drehungswinkel gedreht werden, wobei die Clusters eine erste Gruppe von Bits (HP-Bits) in den Nachrichten darstellen und Konstellationspunkte innerhalb der Cluster wenigstens eine zweite Gruppe von Bits (LP-Bits) in den Nachrichten darstellen, und dass der Demodulator derart vorgesehen ist, dass die erste Gruppe von Bits (HP-Bits) demoduliert wird durch Drehung eines Clusters mit einem empfangenen Symbol (ri) über eine ganze Anzahl Male des vorbestimmten Drehungswinkels, so dass das empfangene Symbol (ri) in einem Teil der Signalkonstellation liegt, der die Schätzung (i) für den Kanalzustand umfasst, und durch Bestimmung der ersten Gruppe von Bits (HP-Bits) aus der Drehung, und wobei die zweite Gruppe von Bits (LP-Bits) durch Umsetzung (TR) des gedrehten Clusters (CLx) in den Ursprung (O) der Signalkonstellation und durch Bestimmung de zweiten Gruppe von Bits (LP-Bits) aus dem umgesetzten Cluster, wobei die Schätzung mit jedem empfangenen Symbol (ri) aktualisiert wird.

2. Digitales Kommunikationssystem (1) nach Anspruch 1, wobei die Konstellationspunkte innerhalb der Cluster eine dritte Gruppe von Bits innerhalb der zweiten Gruppe von Bits darstellen, wobei die zweite Gruppe von Bits repräsentativ sind für ein rotationsinvariantes weiteres Cluster innerhalb des Clusters, und wobei die dritte Gruppe von Bits entsprechend der zweiten Gruppe von Bits demoduliert wird.

3. Digitales Kommunikationssystem (1) nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Demodulator derart eingerichtet ist, dass ein Phasenbezugssignal (fi) rekursib bestimmt wird aus den gedrehten empfangenen Symbolen (bi), und eine Mitte (xc) des gedrehten Clusters geschätzt wird durch Teilung des Phasenbezugssignals (fi) durch die Anzahl empfangener Symbole (i), wobei das gedrehte Cluster umgesetzt wird (TR) durch vektorielle Subtraktion eines aktuell gedrehten empfangenen Symbols (bi) u7nd die Clusterkonstellationspunkte mit der geschätzten Mitte (xc).

4. Digitales Kommunikationssystem (1) nach Anspruch 3, wobei der Demodulator derart eingerichtet ist, dass die zweite Gruppe von Bits (LP-Bits) aus dem gedrehten und umgesetzten Cluster bestimmt wird durch Bestimmung eines minimalen quadratischen euklidischen Abstandes (Ed) zwischen dem gedrehten und umgesetzten empfangenen Symbol und den Konstellationspunkten des gedrehten und umgesetzten Clusters.

5. Digitales Kommunikationssystem (1) nach Anspruch 4, wobei der Demodulator derart eingerichtet ist, dass das Phasenbezugssignal (f) für jedes empfangene Symbol (ri) aktualisiert wird, und zwar durch Subtraktion davon eines Vektors (ai) entsprechend der bestimmten zweiten Gruppe von Bits.

6. Digitales Kommunikationssystem (1) nach Anspruch 3, 4 oder 5, wobei der Demodulator derart eingerichtet ist, dass nach Bestimmung der zweiten Gruppe von Bits eine Bezugsphase (i + 1) für die Signalkonstellation bestimmt wird aus einem Argument des Phasenbezugssignals (fi).

7. Digitales Kommunikationssystem (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Signalkonstellation eine Mehrfach-Auflösungskonstellation (2R(2,2)- QAM) ist.

8. Digitales Kommunikationssystem (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die erste Gruppe von Bits (HP-Bits) differentiell codiert sind.

9. Digitales Kommunikationssystem (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die erste Gruppe von Bits (HP-Bits) nicht differenziell codiert sind, und die übertragenen Symbole (si) wenigstens ein Bezugssymbol aufweisen, das im voraus in dem Empfänger bekannt ist.

10. Empfänger (3) zum Empfangen digitaler Nachrichten, die Symbole (si) darstellen, die wenigstens einem Träger aufmoduliert sind, wobei diese Symbole (si) repräsentativ sein können als Symbolvektoren in einer Signalkonstellation, die über einen vorbestimmten Drehungswinkel rotationsinvariant ist, wobei dieser Empfänger (3) einen Demodulator (17) aufweist zum Demodulieren der empfangenen Symbole (ri) zu empfangenen Nachrichten (HP-Bits, LP-Bits), wobei der Demodulator (17), der eine Schätzung benutzt für einen Kanalzustand eines Kanals, über den die Symbole übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalkonstellation in Cluster von Konstellationspunkten aufgeteilt ist, die zusammentreffen, wenn wenigstens einmal über eine ganze Anzahl Male des vorbestimmten Drehungswinkels gedreht, wobei die Cluster, die eine erste Gruppe von Bits (HP-Bits) in den Nachrichten darstellen und Konstellationspunkte innerhalb der Cluster, die wenigstens eine zweite Gruppe von Bits (LP-Bits) in den Nachrichten darstellen, und der Demodulator derart eingerichtet ist, dass die erste Gruppe von Bits (HP-Bits) durch Drehung eines Clusters mit einem empfangenen Symbol (ri) über einen vorbestimmten Drehungswinkel, derart, dass das empfangene Symbol (ri) in einem Teil der Signalkonstellation liegt, der die Schätzung (i) für den Kanalzustand aufweist und durch Bestimmung der ersten Gruppe von Bits (HP-Bits) aus der Drehung, und wobei die zweite Gruppe von Bits (LP-Bits) demoduliert wird durch Umsetzung (TR) des gedrehten Clusters zu einem Ursprung (O) der Signalkonstellation und durch Bestimmung der zweiten Gruppe von Bits ((LP-Bits) aus dem umgesetzten Cluster, wobei die Schätzung (i + 1) bei jedem empfangenen Symbol (fi) aktualisiert wird.