DE69321201T2

DE69321201T2 - Gerät und Verfahren zur Digitalsignalverarbeitung

Info

Publication number: DE69321201T2
Application number: DE69321201T
Authority: DE
Inventors: Kenzo C/O Sony Corporation Shinagawa-Ku Tokyo Akagiri
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1992-12-11
Filing date: 1993-12-08
Publication date: 1999-02-18
Anticipated expiration: 2013-12-09
Also published as: JPH06180948A; KR100276788B1; DE69321201D1; EP0601566B1; HK1013510A1; US5490130A; EP0601566A1; KR940016074A

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

1. Gebiet der Erfindung

Diese Erfindung betrifft ein digitales Signalverarbeitungsgerät und -verfahren zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe oder zur Übertragung und/oder zum Empfang komprimierter Daten, beispielsweise komprimierte digitale Audiosignale, und ein Aufzeichnungsmedium dafür. Insbesondere betrifft sie ein Gerät und Verfahren zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe komprimierter Daten zur Aufzeichnung komprimierter Daten in einem Kompressionsmodus mehrerer Bitraten und ein Aufzeichnungsmedium dafür.

2. Beschreibung des relevanten Standes der Technik

Der gegenwärtige Patentinhaber hat beispielsweise in den US-Patenten Nr. 5 243 588 und 5 244 705 und der (jetzt anhängigen) EP-A-0 469 874 von 1991 eine Technik zur Bitkompression digitaler Audioeingangssignale und zur burstartigen Wiedergabe der bitkomprimierten Signale mit einem vorbestimmten Datenvolumen als eine Aufzeichnungseinheit vorgeschlagen.
Bei dieser Technik wird eine magnetooptische Platte als ein Aufzeichnungsmedium zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe adaptiv differentieller (AD) PCM-Audiodaten verwendet, wie sie in einem sogenannten CD-I (CD-Interaktiv)- oder CD-ROM XA-Audiodatenformat vorgeschrieben sind. Diese ADPCM-Daten werden auf der magnetooptischen Platte burstartig als eine Aufzeichnungseinheit mit beispielsweise 32 Sektoren der ADPCM-Daten und mehreren Verbindungssektoren aufgezeichnet, wobei die Verbindungssektoren für eine Verschachtelung verwendet sind.
Bei dem die magnetooptische Platte verwendenden Gerät zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe können für ADPCM- Audiodaten mehrere Moden gewählt werden. Beispielsweise sind Pegel A, B und C vorgeschrieben, wobei der Pegel A im Vergleich zur üblichen CD-Wiedergabezeit die zweifache Kompressionsrate und die Abtastfrequenz 37,8 kHz aufweist, der Pegel B die vierfache Kompressionsrate und die Abtastfrequenz 37,8 kHz aufweist und der Pegel C die achtfache Kompressionsrate und die Abtastfrequenz 18,9 kHz aufweist. Für den Pegel B beispielsweise werden die digitalen Audiodaten auf etwa ein Viertel komprimiert, so daß die Wiedergabezeit der bei diesem Pegel B aufgezeichneten Platte gleich dem Vierfachen des Standard-CD-Formats (CD-DA-Format) ist. Dies führt zur Ausbildung eines klein bemessenen Geräts, da die Zeit zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe im Vergleich zu derjenigen bei einer 12 cm-Standardplatte mit einer Platte kleinerer Größe realisiert werden kann.
Da jedoch die Rotationsgeschwindigkeit der Platte gleich derjenigen einer Standard-CD ist, beträgt das Volumen komprimierter Daten pro Zeiteinheit das Vierfache des Datenvolumens, das mit der Wiedergabezeit für den Pegel B korrespondiert. Aus diesem Grund werden die gleichen komprimierten Daten eines Sektors oder einer Ansammlung viermal pro Zeiteinheit gelesen, und es werden nur komprimierte Daten zu einem Audiowiedergabesystem gesendet, die mit einem einzigen Lesen korrespondieren. Insbesondere bei einer Abtastung oder Verfolgung einer schräg bzw. spiralig sich erstreckenden Aufzeichnungsspur wird im Lauf der Wiedergabe ein Spursprung ausgeführt, so daß der optische Kopf nach jeder vollendeten Rotation zur ursprünglichen Spurposition zurückkehrt, wobei er eine Wiedergabeoperation derart ausführt, daß eine Verfolgung der gleichen Spur viermal wiederholt wird. Dieser Operationsmodus ist vor allem bei Verwendung in einem klein bemessenen tragbaren System wünschenswert, da es ausreicht, akkurat komprimierte Daten bei wenigstens einer der vier wiederholten Ausleseoperationen zu erzeugen, so daß die Operation gegen Fehler aufgrund externer Störungen oder dgl. robust ist.
In Zukunft wird die Verwendung von Halbleiterspeichern als Aufzeichnungsmedien erwartet. Infolgedessen ist es für eine weitere Verbesserung der Kompressionsrate wünschenswert, zusätzlich eine Bitkompression auszuführen. Insbesondere werden Audiosignale unter Verwendung sogenannter IC-Karten aufgezeichnet und/oder wiedergegeben. Bitkomprimierte Daten werden auf IC-Karten aufgezeichnet und von diesen wiedergegeben.
Obgleich erwartet wird, daß eine Erhöhung der Aufzeichnungskapazität und eine Kostenreduktion der einen solchen Halbleiterspeicher verwendenden IC-Karte mit einem Fortschritt in der Halbleitertechnologie erzielt wird, besteht die Befürchtung, daß die IC-Karte, die noch kaum auf dem Martk eingeführt zu werden begonnen hat, von knapper Kapazität und teuer ist. Deshalb läßt sich vorstellen, auf die IC- Karte die Inhalte anderer, weniger teurer Aufzeichnungsmedien größerer Kapazität, beispielsweise eine magnetooptischen Platte, mittels Datenaustausch- und Wiederaufzeichnungsoperationen zu übertragen. Insbesondere kann von mehreren auf der magnetooptischen Platte aufgezeichneten Melodien eine gewünschte auf die IC-Karte dupliziert und durch eine oder mehrere andere Melodien ersetzt werden, wenn immer dies gewünscht wird. Durch wiederholten Austausch der Inhalte der IC-Karte kann bei Verwendung einer kleinen Zahl IC-Karten an der Hand eine Vielzahl von Melodien nach außen gespielt werden.
Indessen differieren bei Audiosignalen zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe die zu verschiedenen Zwecken erforderlichen Bandbreiten und Signal-Rausch-Charakteristiken voneinander. Wenn beispielsweise Audiosignale mit Hochtonqualität benötigt werden, muß die Bandbreite 15 kHz bis 20 kHz betragen und die Signal-Rausch-Charakteristiken müssen gut sein. Die Bitrate zur Erzielung der Bandbreite und der Signal-Rausch- Charakteristiken kann relativ hoch sein. Normalerweise beträgt die Bitrate etwa 256 kbps bis 64 kbps/Kanal. Im Gegensatz dazu kann in dem Fall, daß hauptsächlich ein Sprechsignal verwendet wird, die Bandbreite 5 kHz bis 7 kHz betragen, und es ist nicht notwendig, hohe Signal-Rausch- Charakteristiken zu haben. Jedoch beträgt die Bitrate zur Streckung der Zeit zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe um soviel wie möglich annähernd 64 kbps bis mehrere kbps. Infolgedessen ist es notwendig, ein Gerät zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe bereitzustellen, das mehreren oben angegebenen Zwecken unterschiedlicher Anforderungen genügen und wirtschaftliche Bürden auf den niedrigst möglichen Pegel reduzieren kann.
Herkömmlicherweise benötigen jedoch mehrere Abtastfrequenzen die Unterstützung, daß sie mehrere Moden unterschiedlicher Bandbreiten aufweisen. Deshalb kann eine Komplizierung der Schaltung zur Erzeugung des Abtastfrequenzsignals und eine Zunahme im Maßstab der Großbereichsintegration nicht vermieden werden. In dem Fall, daß die Abtastfrequenzen jeweiliger Moden verschieden voneinander sind, ist eine Bewegung von Information zwischen jeweiligen Moden schwierig. Wenn Information eines Modus hoher Bitrate auf einer magnetooptischen Platte großer Kapazität in eine IC-Karte kleiner Kapazität in einem Modus niedriger Bitrate zu schreiben ist, muß der Kompressionsmodus einmal beseitigt werden, und das Signal muß in ein Signal auf der Zeitbasis zurückgebracht und bei einer niedrigen Bitrate wieder komprimiert werden. Deshalb ist das Volumen der Verarbeitungsoperation groß, wodurch es schwierig ist, eine Realzeitverarbeitung auszuführen. Dann führt bei niedriger werdender Bitrate des Modus die Reduktion der Zahl verwendbarer Bits zu einer Verschlechterung der Tonqualität. Beispielsweise hat bei einer Verschmählerung der Bandbreite, wenn die Frequenzteilungsbreite für die Kompression ungeachtet der Frequenz konstant ist, die Teilung eines 20 kHz- Bandes in 32 eine sehr große Teilungsbandbreite von annähernd 700 Hz für eine kritische Bandbreite von 100 Hz auf der Seite niedriger Frequenz und größere Bandbreiten als kritische Bänder in den meisten Teilen auf der Seite mittlerer und niedriger Frequenz, wodurch die Effizient signifikant erniedrigt wird.
Gemäß der EP-A-348 132 sind ein Gerät zur Übertragung und zum Empfang von Daten und ein Verfahren zum Auswählen jedes von zwei die gleiche Abtastfrequenz addierenden Moden bereitgestellt, bei welchen die Bitzahl eines einzelnen Datums entweder m oder n ist. Die generelle Aufgabe der Verfahren und des Geräts nach diesem Dokument ist es, Daten mit unterschiedlichen Bitzahlen m, n durch den gleichen Codierungs- und Decodierungsprozeß durch Einsetzen von m - n Bits von Dummydatenbits zu behandeln. Deshalb ändert die Funktion des Codierers bzw. Decodierers gemäß diesem Dokument deren Moden nicht, wenn von einem Modus m zum anderen Modus n übergegangen wird.

AUFGABE UND ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Im Hinblick auf den oben beschriebenen Stand der Technik ist es erste Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Komplizierung der Schaltung zur Erzeugung der Abtastfrequenz und eine Erhöhung des Maßstabs der Großbereichsintegration zu verhindern, wenn mehrere Bitratenmoden vorhanden sind. Zweite Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Gerät zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe für komprimierte Daten bereitzustellen, wobei zur Duplizierung bitkomprimierter Daten von einem Aufzeichnungsmedium, beispielsweise eine magnetooptische Platte oder optische Platte, in ein anderes Aufzeichnungsmedium, beispielsweise eine IC-Karte, oder zur Wiedergabe der bitkomprimierten Daten von letztgenanntem Aufzeichnungsmedium, beispielsweise die IC-Karte, ein kleines Operationsvolumen ausreicht. Dritte Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Verschlechterung der Tonqualität im Modus niedriger Bitrate auf den niedrigst möglichen Pegel zu beschränken.
Gemäß der vorliegenden Erfindung sind Geräte zur Verarbeitung digitaler Signale, wie sie in den Ansprüchen 1 und 3 definiert sind, und Verfahren zur Datenkomprimierung digitaler Signale, wie sie in den Ansprüchen 11 und 13 definiert sind, bereitgestellt.
Bei den oben angegebenen Geräten und Verfahren zur Verarbeitung digitaler Signale wird als ein Eingangssignal ein Audiosignal zugeführt, wobei die Frequenzbreite eines eine Erzeugung eines Quantisierungsgeräuschs steuernden Blocks breiter als auf der Seite einer Hochfrequenz ist. Auch kann die folgende Verarbeitung ausgeführt werden, d. h., daß zum Beispiel Hauptdaten und/oder Subdaten einer Kompressionscodierung nicht einer Signalkomponente in einem Band zugeteilt werden, das im wesentlichen gleich einem Signalpaßband ist oder über diesem liegt. Es wird eine orthogonale Transformation zur Teilung eines Signals auf der Zeitbasis in mehrere Bänder auf der Frequenzbasis und/oder eine inverse orthogonale Transformation zur Umwandlung der mehreren Bänder auf der Frequenzbasis in das Signal auf der Zeitbasis verwendet. Die Verarbeitung wird ausgeführt, indem das Signal auf der Zeitbasis in mehrere Bänder geteilt wird, von denen jedes Band aus mehreren Blöcken besteht, jeder Block mit einer orthogonalen Transformation so verarbeitet wird, daß Koeffizientendaten erzeugt werden, wobei das Signal auf der Zeitbasis in die mehreren Bänder auf der Frequenzbasis unterteilt wird, und/oder die inverse orthogonale Transformation für jeden Block jedes Bandes ausgeführt wird, wobei jeweilige inverse orthogonale Transformationsausgangssignale zur Erzeugung eines synthetischen Signals auf der Zeitbasis synthesisiert werden, wobei die mehreren Bänder auf der Frequenzbasis in das Signal auf der Zeitbasis umgewandelt werden. Die Teilungsfrequenzbreite bei der Teilung des Signals auf der Zeitbasis vor der othogonalen Transformation in die mehreren Bänder auf der Frequenzbasis und/oder die Synthesefrequenzbreite aus den mehreren Bändern bei der Synthese der mehreren Bänder auf der Frequenzbasis nach der inversen orthogonalen Transformation in das Signal auf der Zeitbasis ist breiter gemacht als auf der Seite der Hochfrequenz. Die Teilungsfrequenzbreite und/oder die Synthesefrequenzbreite ist in zwei aufeinanderfolgenden Bändern auf der Seite niedrigster Frequenz gleich gemacht. Bei der Frequenzteilung und/oder der Frequenzsynthese sind die Länge des Blocks maximaler Verarbeitungszeit eines Signals zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe und die Länge des Blocks maximaler Verarbeitungszeit eines Signals zur Übertragung und/oder zum Empfangs gleich wenigstens einem Frequenzteilungssignal und/oder einem Frequenzsynthesesignal auf der Seite höchster Frequenz gemacht, ungeachtet der Moden verschiedener Datenraten. Außerdem wird eine modifizierte diskrete Cosinustransformation (MDCT) als orthogonale Transformation verwendet.
Das Gerät oder Verfahren nach der vorliegenden Erfindung verwendet ungeachtet der Differenz in der Bitrate jedes Modus die gleiche Abtastfrequenz, wodurch die Komplizierung der Schaltung zur Erzeugung des Abtastfrequenzsignals in dem Fall, daß mehrere Abtastfrequenzen vorhanden sind, und die Erhöhung des Maßstabs der Großbereichsintegration verhindert sind. Auch kann bei unterschiedlichen Abtastfrequenzen der jeweiligen Moden die Bewegung von Daten zwischen Moden leicht ausgeführt werden, was andernfalls schwierig ist. Wenn Daten eines Modus hoher Bitrate auf eine magnetooptische Platte großer Kapazität in einem Modus niedriger Bitrate in eine IC- Karte kleiner Kapazität zu schreiben sind, ist es nicht notwendig, den Kompressionsmodus vollständig zu beseitigen und das Signal in ein Signal auf der Zeitbasis zurückkehren zu lassen. Anstelle dessen ist es möglich, eine Kompressionsverarbeitung des Modus niedriger Bitrate einfach durch eine zusätzliche Verarbeitung zu realisieren und die Erhöhung des Volumens Verarbeitungsoperation auf den geringsten Pegel zu begrenzen und dadurch eine Realzeitverarbeitung zu realisieren. Da auch die Operationsverarbeitung in einem unötigen Band auf der Seite des Hochfrequenzbereichs nicht bei der Reduktion des Signalpaßbandes im Modus niedriger Bitrate ausgeführt wird, kann die Reduktion des Volumens der Verarbeitungsoperation oder dem verbleibenden Operationsvermögen für eine zusätzliche Operationsverarbeitung zur Verbesserung der Tonqualität des Modus niedriger Bitrate gespart werden. Das Vorhandensein der Bandunterteilung vor der orthogonalen Transformation kann zur Nichtausführung der Operationsverarbeitung des unnötigen Bandes auf der Seite des Hochfrequenzbereichs dienen. Das heißt, daß bei Nichtnotwendigkeit des ganzen unterteilten Bandes auf der Seite des Hochfrequenzbereichs die Verarbeitung des unterteilten Bandes als ganzes nicht notwendig ist. Selbst wenn das unterteilte Band teilweise verwendet wird, kann die Operationsverarbeitung für das ungenutzte Band durch eine Subabtastungsverarbeitung einge spart werden, indem nur das zu verwendende Band benutzbar gemacht wird.
Im Modus einer niedrigeren Bitrate verschwindet die Zahl der verwendbaren Bits, wodurch die Notwendigkeit zur Verhinderung einer Verschlechterung der Tonqualität erzeugt wird. Bei der vorliegenden Erfindung wird jedoch der Block maximaler Verarbeitungszeit verlängert, wodurch die Kompressionsrate verbessert wird. Bei längerem Block maximaler Verarbeitungszeit kann eine genaue Signalumwandlung von der Zeitbasis in die Frequenzbasis realisiert werden, und das Volumen von Subdaten, beispielsweise ein Skalenfaktor, und Wortlängendaten können reduziert werden. Da auch die Frequenzbreite wenigstens eines größten Teils des ein Quantisierungsgeräusch erzeugenden Blocks auf der Frequenzbasis auf der Seite des Hochfrequenzbereichs größer gemacht ist, obgleich beispielsweise die Bandbreite des Modus niedriger Bitrate verschmälert ist, kann die nahe beim kritischem Band liegende Frequenzteilung auf der Seite des mittleren und niedrigen Frequenzbereichs ausgeführt werden, wodurch die Erniedrigung der Effizienz wie im Fall der gleichförmigen Teilung vermieden ist. Im Modus niedriger Bitrate sind die Haupt- und Subdaten nicht dem zu benutzenden Band und dem darüberliegenden Band zugeordnet, wodurch ein Verlust an Bitbenutzung vermieden ist. Auch erzeugt in dem Fall einer Verschmählerung der Bandbreite, wenn die Teilungsfrequenzbreite zur Steuerung des Quantisierungsgeräuschs ungeachtet der Frequenz konstant ist, die Teilung eines 20 kHz-Bandes in 32 Bänder eine signifikant breite Teilungsfrequenzbreite von 700 Hz für die kritische Bandbreite von 100 Hz auf der Seite des Niedrigfrequenzbereichs und eine Teilungsbreite, die breiter ist als das kritische Band auf der Seite des mittleren und niedrigen Frequenzbereichs, wodurch eine beträchtliche Verschlechterung der Effizienz verursacht wird. Deshalb ist bei der vorliegenden Erfindung die Teilungsfrequenzbreite zur Steuerung des Quantisierungsgeräuschs so gewählt, daß sie wenigstens in den meisten Teilungsfrequenzbändern breiter wird, wenn die Frequenz höher wird, so daß sie nahe bei der kritischen Band breite ist. Um auch die Verschlechterung der auf die Erniedrigung der Bitrate folgenden Tonqualität zu vermeiden, wird die Länge des Blocks maximaler Kompressionsverarbeitung größer, wenn die Bitrate niedriger wird. Zusätzlich kann eine mit der Kompressionsrate korrespondierende, sogenannte Hochgeschwindigkeitsduplizierung ausgeführt werden, wobei eine effiziente Duplizierung mit einer kleinen Informationsmenge und in kurzer Zeit realisiert wird.
Bei dem Gerät und Verfahren zur Verarbeitung digitaler Signale und Aufzeichnungsmedium gemäß der vorliegenden Erfindung ist es durch Verwendung einer einzelnen Art Abtastfrequenz möglich, die Kompliziertheit der Schaltung zur Erzeugung des Abtastfrequenzsignals zu verhindern, die in dem Fall, daß mehrere Abtastfrequenzen und die Erhöhung des Maßstabs der Großbereichsintegration gegeben sind, verursacht wird. Auch kann die Bewegung von Daten zwischen Moden verschiedener Bitraten leicht ohne komplizierte Operation wie beispielsweise einer Abtastfrequenzumwandlung ausgeführt werden. Wenn die Daten eines Modus hoher Bitrate auf der magnetooptischen Platte großer Kapazität im Modus niedriger Bitrate in die IC-Karte kleiner Kapazität zu schreiben sind, kann die Kompressionsverarbeitung im Modus niedriger Bitrate einfach durch eine zusätzliche Verarbeitung realisiert werden, und die Zunahme des Volumens der Verarbeitungsoperation kann auf den niedrigsten Pegel begrenzt werden, so daß die Realzeitverarbeitung realisiert werden kann. Auch ist es bei der vorliegenden Erfindung möglich, im Modus niedriger Bitrate eine Verschlechterung der Tonqualität zu verhindern.
Die obigen und andere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung einer illustrativen Ausführungsform der Erfindung, die in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen zu lesen ist.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild, welches eine schematische Anordnung eines Platten-Aufzeichnungs/Wiedergabe-Geräts als ein konkretes Beispiel eines Aufzeichnungs/Wiedergabe- Geräts für entsprechend der Ausführungsform der vorliegenden Erfindung komprimierte Daten zeigt.
Fig. 2 ist eine Ansicht zur Darstellung von in einer magnetooptischen Platte und einer IC-Karte aufgezeichneten Inhalten.
Fig. 3 ist eine schematische Frontansicht, welche ein Beispiel einer Ansicht des Geräts nach der vorliegenden Erfindung zeigt.
Fig. 4 ist ein Blockschaltbild, welches ein konkretes Beispiel eines effizienten Codierers für eine Kompressionscodierung zeigt, der für eine Bitratenkompressionscodierung nach der vorliegenden Erfindung verwendbar ist.
Fig. 5 ist eine Ansicht, welche eine Datenstruktur eines Verarbeitungsblocks einer Bitkompression in jedem Modus zeigt.
Fig. 6 ist eine Ansicht, welche ein Beispiel einer Funktion einer Bitzuordnungsoperationsschaltung zeigt.
Fig. 7 ist eine Ansicht, welche ein Spektrum eines Bandes zeigt, das im Hinblick auf jedes kritische Band und eines Blockschwebens geteilt ist.
Fig. 8 ist eine Ansicht, die ein Maskierungsspektrum zeigt.
Fig. 9 ist eine Ansicht, welche eine Synthese welche eine Minimalhörkurve und ein Maskierungsspektrum zeigt.
Fig. 10 ist eine Ansicht zur Darstellung einer Frequenz und Zeit, die ein Frequenzband zeigen, das im Hinblick auf ein kritisches Band und einem Blockschweben in einem Verarbeitungsblock von 11,6 ms in 52 Bänder unterteilt ist.
Fig. 11 ist eine Ansicht zur Darstellung eines Falles, bei welchen die Länge eines maximalen Verarbeitungszeitblocks zwischen Moden unterschiedlicher Bitraten größer gemacht ist.
Fig. 12 ist ein Blockschaltbild zur Darstellung einer Anordnung eines Falles, bei welchem eine Signalbandbreite zwischen Moden unterschiedlicher Bitraten geschmälert ist.
Fig. 13 ist ein Blockschaltbild, welches ein konkretes Beispiel eine Decodierers einer effizienten Kompressionsco dierung zeigt, die für eine Bitratenkompressionscodierung nach der vorliegenden Erfindung verwendbar ist.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORM

Eine bevorzugte Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
Die Fig. 1 zeigt eine schematische Anordnung einer Ausführungsform eines Geräts zur Aufzeichnungs und/oder Wiedergabe komprimierter Daten als ein Beispiel des digitalen Signalverarbeitungsgeräts nach der vorliegenden Erfindung. In der Fig. 1 ist das Gerät zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe durch eine Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe einer magnetooptische Platte 1 als ein Aufzeichnungsmedium und eine Einheit 4 zur Aufzeichnung einer IC- Karte 2 als ein anderes Aufzeichnungsmedium gebildet, die in einem einzigen System kombiniert sind. Wenn in einem Aufzeichnungssystem auf der Seite der Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe einer magnetooptische Platte ein in einem Wiedergabesystem von der magnetooptischen Platte 1 wiedergegebenes Signal auf der IC-Karte 2 in der Einheit 4 zur Aufzeichnung der IC-Karte aufgezeichnet wird, werden wiedergegebene komprimierte Daten (ATC-Audiodaten), die schon von einem optischen Kopf 53 von der magnetooptischen Platte 1 im Aufzeichnungssystem gelesen worden sind, zu einem Decodierer 71 übertragen und mit einer EFM-Demodulation verarbeitet, wobei eine Entschachtelung und Fehlerkorrektur zu einem Speicher 85 der Einheit 4 zur Aufzeichnung der IC-Karte übertragen wird. Dann werden die komprimierten Daten mit einer zusätzlichen Verarbeitung eines variablen Bitratencodierungs- Verarbeitungsfensters verarbeitet, die durch eine zusätzliche Verarbeitungseinheit 84 zur Ausführung einer zusätzlichen Verarbeitung wie beispielsweise einer Entropiecodierung am Speicher 85 ausgeführt wird, und über eine IC-Karten- Schnittstellenschaltung 86 auf der IC-Karte 2 aufgezeichnet. Infolgedessen werden die wiedergegebenen komprimierten Daten vor einer Expandierung durch einen ATC-Decodierer übertragen, um auf der IC-Karte aufgezeichnet zu werden.
Indessen werden bei einer normalen Wiedergabe für ein Audiohören komprimierte Daten von einem Aufzeichnungsmedium (das Aufzeichnungsmedium 1) intermittierend oder burstartig durch eine vorbestimmte Datenvolumeneinheit, beispielsweise 32 plus mehrere Sektoren, ausgelesen und in ein kontinuierliches Audiosignal expandiert und konvertiert. Bei einer sogenannten Duplizierung werden die komprimierten Daten in dem Medium kontinuierlich gelesen und in ein Aufzeichnungssystem zur Aufzeichnung übertragen. So kann eine Hochgeschwindigkeits- oder Kurzzeit-Duplizierung ausgeführt werden, die mit einem Datenkompressionsverhältnis korrespondiert.
Es wird eine konkrete Anordnung nach der Fig. 1 detailliert beschrieben.
Bei der -Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe einer magnetooptischen Platte des in Fig. 1 gezeigten Geräts zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabegeräts komprimierter Daten wird die magnetooptische Platte 1, die von einem Spindelmotor Sl angetrieben und gedreht wird, als ein Aufzeichnungsmedium verwendet. Bei der Aufzeichnungen von Daten auf der magnetooptischen Platte 1 wird bei Bestrahlung der magnetooptischen Platte mit Laserlicht durch einen optischen Kopf 53 von einem Magnetkopf 54 ein mit den Aufzeichnungsdaten korrespondierendes moduliertes Magnetfeld ausgeübt, wobei eine sogenannte Magnetfeld-Modulationsaufzeichnung und ausgeführt wird, und Daten entlang einer Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 aufgezeichnet werden. Bei der Wiedergabe wird die Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 vom Laserlicht des optischen Kopfes 53 verfolgt und dadurch eine magnetooptische Wiedergabe ausgeführt.
Es wird nun die Einheit zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe hauptsächlich beschrieben.
Beispielsweise ist der optische Kopf 53 von einer Laserlichtquelle, beispielsweise eine Laserdiode, optischen Teilen wie beispielsweise eine Kollimatorlinse, eine Objektivlinse, ein Polarisationsteiler, eine Zylinderlinse, und einem Photo detektor mit einem Lichtempfangsabschnitt eines vorbestimmten Musters gebildet. Der optische Kopf ist in einer Position vorgesehen, die über die magnetooptische Platte 1 dem Magnetkopf 54 zugekehrt ist. Wenn in der magnetooptischen Platte 1 Daten aufgezeichnet werden, wird der Magnetkopf 54 von einer später beschriebenen Kopfsteuerschaltung 66 eines Aufzeichnungssystems so gesteuert, daß ein mit den Aufzeichnungsdaten korrespondierendes moduliertes Magnetfeld ausgeübt und eine Sollspur auf der magnetooptischen Platte von dem optischen Kopf 53 mit dem Laserlicht bestrahlt wird, um so eine thermomagnetische Aufzeichnung durch ein Magnetfeld- Modulationsverfahren auszuführen. Der optische Kopf 53 detektiert beispielsweise reflektiertes Licht von dem auf die Sollspur gestrahlten Laserlicht, wobei ein Fokusfehler durch eine sogenannte astigmatische Methode und ein Nachführungsfehler durch eine sogenannte Gegentaktmethode detektiert wird. Wenn die Daten von der magnetooptischen Platte 1 wiedergegeben werden, detektiert der optische Kopf 53 den Fokusfehler und Nachführüngsfehler und gleichzeitig eine Differenz eines Polarisationswinkels (Kerr-Winkel der Rotation) des von der Sollspur reflektierten Lichts des Laserlichts, um so ein Wiedergabesignal zu erzeugen.
Ein Ausgangssignal des optischen Kopfes 53 wird einer HF-Schaltung 55 zugeführt. Die HF-Schaltung 55 gewinnt aus dem Ausgangssignal des optischen Kopfes 53 den Fokusfehler und Nachführungsfehler und führt ihn einer Servosteuerungsschaltung 56 zu. Gleichzeitig wandelt die HF-Schaltung 55 das Wiedergabesignal in ein binäres Signal um und führt das binäre Signal einem Decodierer 71 eines später beschriebenen Wiedergabesystems zu.
Die Servosteuerungsschaltung 56 besteht beispielsweise aus einer fokalen Servosteuerungsschaltung, einer Nachführungs-Servosteuerungsschaltung einer Spindelmotor-Servosteuerungsschaltung und einer Gewinde-Servosteuerungsschaltung. Die fokale Servosteuerungsschaltung führt eine fokale Steuerung eines optischen Systems des optischen Kopfes 53 so aus, daß das fokale Fehlersignal null ist. Die Nachführungs-Servo steuerungsschaltung führt eine Nachführungssteuerung des optischen Systems des optischen Kopfes 53 so aus, daß das Nachführungsfehlersignal null ist. Außerdem steuert die Spindelmotor-Servosteuerungsschaltung den Spindelmotor 51 so, daß die magnetooptische Platte 1 mit einer vorbestimmten Drehgeschwindigkeit, beispielsweise einer konstanten Lineargeschwindigkeit angetrieben und gedreht wird. Die Gewinde- Servosteuerungsschaltung verschiebt den optischen Kopf 53 und den Magnetkopf 54 in eine Sollspurposition der magnetooptischen Platte 1, die von einem Systemregler 57 bezeichnet wird. Die Servosteuerungsschaltung 56, welche die oben beschriebenen verschiedenen Arten von Steuerungsoperationen ausführt, überträgt zum Systemregler 57 Information, welche Operationszustände der von der Servosteuerungsschaltung 56 gesteuerten jeweiligen Operationszustände anzeigt.
Mit dem Systemregler 57 sind ein Tasteneingabeabschnitt 58 und ein Anzeigeabschnitt 59 verbunden. Der Systemregler 57 steuert das Aufzeichnungssystem und das Wiedergabesystem in einem von einer Eingabeinformation bezeichneten Operationsmodus durch den Tasteneingabeabschnitt 58. Der Systemregler steuert auch die Aufzeichnungsposition und die Wiedergabeposition auf der vom optischen Kopf 53 und dem Magnetkopf 54 verfolgten Aufzeichnungsspur auf der Basis der von der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 durch Vorsatzzeit- oder Subcode-Q-Daten wiedergegebenen Sektor-um-Sektor- Adresseninformation. Der Systemregler 57 veranlaßt auch, daß Bitkompressionsmodusinformation auf dem Anzeigeabschnitt 59 anzuzeigen sind, und zwar auf der Basis der Bitkompressionsmodusinformation in einem ATC-Codierer 63, der von dem Tasteneingabeabschnitt 58 und der Bitkompressionsmodusinformation in den von der HF-Schaltung 55 mittels des später erläuterten Wiedergabesystems erzeugten wiedergegebenen Daten wahlweise geschaltet wird. Gleichzeitig bewirkt der Systemregler daß die Wiedergabezeit auf dem Anzeigeabschnitt 59 auf der Basis der Bitkompressionsrate im Bitkompressionsmodus und der Wiedergabepositionsinformation auf der Aufzeichnungsspur angezeigt werden.
Zur Anzeige der Wiedergabezeit wird die von der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 durch die sogenannten Vorsatzzeit- oder sogenannten Subcode-Q-Daten wiedergegebene Sektor-um-Sektor-Adresseninformation durch den Kehrwert der Datenkompressionsrate im Datenkompressionsmodus multipliziert, beispielsweise um 4 bei der Datenkompressionsrate 1/4, um die tatsächliche Zeitinformation zu finden die auf dem Anzeigeabschnitt 59 angezeigt wird. Es sei darauf hingewiesen, daß bei einer Aufzeichnung der absoluten Zeitinformation im vorraus (vorformatiert) auf der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte auch bei der Aufzeichnung die vorformatierte absolute Zeitinformation gelesen und mit einem Kehrwert der Datenkompressionsrate multipliziert werden kann, so daß die laufende Position durch die tatsächliche Aufzeichnungszeit angezeigt wird.
Bei dem Aufzeichnungssystem der Einheit zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe des Geräts zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe der Platte wird ein analoges Audiosignal AEIN von einem Eingangsanschluß 60 über ein Tiefpaßfilter 61 einem A/D- Wandler 62 zugeführt, der das analoge Audioeingangssignal AEIN quantisiert. Das digitale Audiosignal aus dem A/D- Wandler 62 wird dem ATC-Codierer 63 zugeführt. Ein digitales Audioeingangssignal DEIN aus einem Eingangsanschluß 67 wird über eine digitale Eingangsschnittstellenschaltung 68 dem ATC-Codierer 63 zugeführt. Der ATC-Codierer 63 verarbeitet die digitalen Audio-PCM-Daten mit einer vorbestimmten, Übertragungsrate, die vom A/D-Wandler 62 quantisiert wird, indem sie einer Bitkompression (Datenkompression) unterworfen wird, die mit den verschiedenen Moden einer in Tabelle 1 gezeigten ATC-Methode korrespondiert und deren Betriebsmodus vom Systemregler 57 bestimmt wird. Es sei angenommen, daß im Modus B Daten komprimierte Daten sind, die zu einem Speicher 64 übertragen werden und die Abtastfrequenz 44,1 kHz aufweisen, und die Zahl der Bits pro Sample gleich 4 ist. Die Datenübertragungsrate im Modus B wird auf ein Achtel der Datenübertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde gemäß dem Standard-CD-DA- Format, d. h. 9,375 Sektoren/Sekunde, reduziert.
TABELLE 1
Abtastfrequenz = 44,1 kHz
Bei der Ausführungsform nach Fig. 1 ist angenommen, daß die Abtastfrequenz des A/D-Wandlers 62 bei der Abtastfrequenz des Standard-CD-DA-Formats, d. h. bei 44,1 kHz fixiert ist, und daß die Abtastfrequenz auch im ATC-Codierer 63 beibehalten ist, so daß die Bitkompression ausgeführt wird. Zu diesem Zeitpunkt wird eine Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 61 gesteuert und entsprechend geschaltet, da das Signalpaßband auf dem niedrigeren Bitratenmodus verschmälert ist. Das heißt, daß es ausreicht, gleichzeitig die Abtastfrequenz des A/D- Wandlers 62 und die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters 61 entsprechend dem Kompressionsmodus zu steuern und zu schalten.
Das Datenschreiben und Datenauslesen des Speichers 64 wird vom Systemregler 57 gesteuert und der Speicher 64 wird als ein Pufferspeicher zum zeitweiligem Speichern von aus dem ATC-Codierer 63 zugeführten ATC-Daten und Aufzeichnen auf der Platte verwendet, wenn es notwendig ist. Das heißt, daß die Datenübertragungsrate der vom ATC-Codierer 63 im Stereomodus des oben angegebenen Modus B zugeführten komprimierten Audiodaten auf ein Achtel der Datenübertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde im Standard-CD-DA-Format, d. h. 9,375 Sektoren/Sekunde, reduziert ist. Diese komprimierten Daten werden kontinuierlich in den Speicher 64 geschrieben. Obgleich es ausreicht, die komprimierten Daten (ATC-Daten) mit der Rate eines von acht Sektoren auf die oben angegebene Weise aufzuzeichnen, werden, wie später erklärt, die Daten wegen einer grundsätzlichen Undurchführbarkeit einer solchen Aufzeichnung bei einem Intervall von acht Sektoren sektorkontinuierlich aufgezeichnet.
Die Aufzeichnung wird nach einer Nichtaufzeichnungsperiode burstartig mit der gleichen Datenübertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde wie beim Standard CD-DA-Format mit einer aus einer vorbestimmten Zahl Sektoren gebildeten Anhäufung, beispielsweise 32 plus mehrere Sektoren, als eine Aufzeichnungseinheit ausgeführt. Das heißt, die ATC-Audiodaten des Stereomodus des oben angegebenen Modus B, die kontinuierlich mit einer der oben angegebenen Kompressionsrate entsprechenden niedrigeren Übertragungsrate von 9,375 ( = 75/8) Sektoren/Sekunde geschrieben werden, werden vom Speicher 64 als Aufzeichnungsdaten in burstartiger Weise mit der oben angegebenen Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde ausgelesen. Die ganze Datenübertragungsrate für die ausgelesenen und aufgezeichneten Daten einschließlich der derjenigen der Nichtaufzeichnungsperiode ist gleich der oben erwähnten niedrigen Rate von 9.375 Sektoren/Sekunde. Die augenblickliche Datenübertragungsrate im Zeitintervall der burstartigen Aufzeichnungsoperation ist jedoch die oben angegebene Standardrate von 75 Sektoren/Sekunde. Auf diese Weise wird, wenn die Rotationsgeschwindigkeit der Platte gleich derjenigen des Standard-CD-DA-Formats, d. h. gleich der konstanten Lineargeschwindigkeit ist, die Aufzeichnung mit der gleichen. Aufzeichnungsdichte und dem gleichen Speichermuster ausgeführt, wie im CD-DA-Format.
Die burstartig vom Speicher 64 mit der oben angegebenen augenblicklichen Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde ausgelesenen ATC-Audiodaten, d. h. die Aufzeichnungsdaten, werden einem Codierer 65 zugeführt. Es sei darauf hingewiesen, daß bei einem vom Speicher 64 dem Codierer 65 zugeführten Datenarray eine kontinuierliche Aufzeichnungseinheit aus einer aus mehreren, beispielsweise 32 Sektoren bestehenden Ansammlung und mehreren vor und nach der Ansammlung angeord neten ansammlungsverbindenden Sektoren gebildet ist. Diese ansammlungsverbindefiden Sektoren sind so eingestellt, daß sie länger als die Überlappungslänge im Codierer 65 sind, so daß Daten aneinandergrenzender Ansammlungen bzw. Cluster von einer Überlappung unbeeinflußt bleiben.
Der Codierer 65 verarbeitet die vom Speicher 64 auf burstartige Weise zugeführten Aufzeichnungsdaten, indem er sie einer Codierung zu einer Fehlerkorrektur, beispielsweise einem Paritätsanhang und einer Verschachtelung sowie einer EFM- Codierung unterwirft. Die codierten Aufzeichnungsdaten vom Codierer 65 werden einer Magnetkopfsteuerungseinrichtung 66 zugeführt. Die Magnetkopfsteuerungseinrichtung 66 ist mit dem Magnetkopf 54 zur Steuerung des Magnetkopfes 54 so verbunden, daß er, ein entsprechend den Aufzeichnungsdaten auf der magnetooptischen Platte 1 moduliertes Magnetfeld ausübt.
Der Systemregler 57 führt eine Speichersteuerung für den Speicher 64 in der oben angegebenen Weise aus und steuert die Aufzeichnungsposition so, daß die durch die Speichersteuerung auf burstartige Weise aus dem Speicher 64 ausgelesenen Aufzeichnungsdaten kontinuierlich in der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 aufgezeichnet werden. Die Aufzeichnungsposition auf der Aufzeichnungsspur wird so gesteuert, daß die Aufzeichnungsposition der burstartig aus dem Speicher 64 ausgelesenen Aufzeichnungsdaten vom Systemregler 57 gesteuert werden, so daß der Servosteuerungsschaltung 56 ein Steuerungssignal zugeführt wird, das die Aufzeichnungsposition auf der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 angibt.
Das Aufzeichnungssystem der Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe der magnetooptischen Platte wird nun beschrieben.
Das Wiedergabesystem wird zur Wiedergabe der durch das oben angegebene Aufzeichnungssystem kontinuierlich auf der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 aufgezeichneten Daten verwendet und weist einen Decodierer 71 auf. Dem Decodierer 71 wird ein Wiedergabeausgangssignal zugeführt, das durch Nachfolgen der Aufzeichnungsspur auf der magnetoop tischen Platte 1 durch das Laserlicht aus dem optischen Kopf 53 erzeugt und von der HF-Schaltung 55 in korrespondierende binäre Signale umgewandelt wird. Zu diesem Zeitpunkt können Daten sowohl von einer optischen Nurwiedergabeplatte, welche gleich einer sogenannten CD ist, als auch von der magnetooptischen Platte 1 ausgelesen werden.
Der Decodierer 71 ist ein Gegenstück zum Codierer 65 des oben angegebenen Aufzeichnungssystems und verarbeitet das binäre Wiedergabeausgangssignal aus der HF-Schaltung 55 durch die oben angegebene Decodierung und EFM-Decodierung und gibt so die ATC-Audiodaten des oben angegebenen Modus B mit der Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde wieder, welche schneller als die reguläre Übertragungsrate beim Modus B ist. Die vom Decodierer 71 erhaltenen wiedergegebenen Daten werden einem Speicher 72 zugeführt.
Beim Speicher 72 wird ein Datenschreiben und/oder - auslesen vom Systemregler 57 gesteuert und die vom Decodierer 71 mit der Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde zugeführten wiedergegebenen Daten werden burstartig mit der Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde in den Speicher 72 geschrieben. Die auf burstartige Weise mit der oben angegebenen Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde in den Speicher 72 geschriebenen wiedergegebenen Daten werden kontinuierlich mit der regulären Übertragungsrate von 9,375 Sektoren/Sekunde des Stereomodus des Modus B ausgelesen.
Der Systemregler 57 führt eine Speichersteuerung derart aus, daß die wiedergegebenen Daten mit der Übertragungsrate von 75 Sektoren/Sekunde in den Speicher 72 geschrieben und die wiedergegebenen Daten mit der Übertragungsrate von 9,375 Sektoren/Sekunde kontinuierlich aus dem Speicher 72 gelesen werden. Der Systemregler 57 führt die Speichersteuerung des Speichers 72 aus und steuert auch die Wiedergabeposition so, daß die burstartig in den Speicher 72 geschriebenen wiedergegebenen Daten kontinuierlich von der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 wiedergegeben werden. Die Wiedergabeposition wird so gesteuert, daß die Wiedergabeposition der burstartig aus dem Speicher 72 ausgelesenen wiedergegebenen Daten vom Systemregler 57 gesteuert wird, und daß ein die Wiedergabeposition auf der Aufzeichnungsspur der magnetooptischen Platte 1 oder optischen Platte 1 angebendes Steuerungssignal der Servosteuerungsschaltung 56 zugeführt wird.
Die ATC-Audiodaten des oben angegebenen Modus B werden beim kontinuierlichen Auslesen der wiedergegebenen Daten aus dem Speicher 72 mit der Übertragungsrate von 9,375 Sektoren/Sekunde einem ATC-Decodierer 73 zugeführt. Der ATC- Decodierer 73 ist ein Gegenstück zum ATC-Codierer 63 des Aufzeichnungssystems, und sein Betriebsmodus wird vom Systemregler 57 bestimmt. Der ATC-Decodierer 73 gibt digitale 16-Bit- Audiodaten durch Datenexpansion (Bitexpansion) der ATC-Daten des Stereomodus des Modus B um einen Faktor acht wieder. Die digitalen Audiodaten aus dem ATC-Decodierer 73 werden einem D/A-Wandler 74 zugeführt.
Der D/A-Wandler 74 wandelt die digitalen Audiodaten aus dem ATC-Decodierer 73 in analoge Signale um und bildet dabei analoge Audioausgangssignale AAUS. Die analogen Audiosignale AAUS aus dem D/A-Wandler 74 werden über ein Tiefpaßfilter 75 aus einem Ausgangsanschluß 76 ausgegeben.
Nun wird die Einheit 4 zur Aufzeichnung der IC-Karte des Geräts zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe komprimierter Daten beschrieben.
Die der Einheit 4 zur Aufzeichnung zugeführten analogen Audioeingangssignale AEIN werden über ein Tiefpaßfilter einem A/D-Wandler zur Quantisierung zugeführt. Die vom A/D-Wandler erzeugten digitalen Audiosignale werden zur zusätzlichen Kompressionseinheit 84 übertragen, die eine Art variabler Bitratencodierer ist und eine sogenannte Entropiecodierung zu einer entropiemäßigen Codierung dieser Daten ausführt. Die zur zusätzlichen Kompressionseinheit 84 übertragenen Signale sind insbesondere die Signale, die durch Aufzeichnung der analogen Audioeingangssignale AEIN über den Eingangsanschluß 60, das Tiefpaßfilter 61, den A/D-Wandler 62 und den Codierer 63 im Speicher 85 erhalten werden. Demgemäß wird die Verarbeitung in der zusätzlichen Kompressionseinheit 84, beispielsweise die Entropiecodierung, unter Begleitung eines Datenauslesens aus und Datenschreibens in den Speicher 85 ausgeführt. Die durch eine variable Bitratenkompressionscodierung aus der zusätzlichen Kompressionseinheit 84 codierten Daten zur Ausführung einer Entropiecodierung wird über die IC-Karten- Schnittstellenschaltung 86 in der IC-Karte aufgezeichnet. Es versteht sich, daß bei der vorliegenden Erfindung eine Aufzeichnung mit fixierter Bitrate ohne Ausführung einer Entropiecodierung durchgeführt werden kann.
Indessen werden die komprimierten Daten (ATC-Daten) aus dem Decodierer 71 der Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe der magnetooptischen Platte direkt, ohne Expansion, dem Speicher 85 der Einheit 4 zur Aufzeichnung der IC- Karte zugeführt werden. Diese Datenübertragung wird durch den Systemregler 57 ausgeführt, der den Speicher 85 usw. während der sogenannten Hochgeschwindigkeitsduplizierung steuert. Indessen können die komprimierten Daten aus dem Speicher 72 in den Speicher 85 übertragen werden. Die Aufzeichnung der Daten aus der magnetooptischen Platte oder optischen Platte in die IC-Karte mit einer geänderten oder erniedrigten Bitrate ist zur Aufzeichnung in eine IC-Karte geeignet, die hoch im Preis pro Aufzeichnungskapazität ist. Dies ist wegen des Fehlens einer Abtastfrequenzumwandlung, bei welcher Abtastfrequenzen ungeachtet des Bitratenmodus nicht gleich sein müssen, bequem. Die tatsächliche zusätzliche Kompression wird durch die zusätzliche Kompressionseinheit 84 ausgeführt.
Im folgenden wird die sogenannte digitale Hochgeschwindigkeitsduplizierung erläutert. Während der sogenannten Hochgeschwindigkeitsduplizierung führt der Systemregler 57 bei Betätigung einer Duplizierungstaste usw. des Eingabetastenabschnitts 58 eine vorbestimmte Steuerungsoperation zur Hochgeschwindigkeitsduplizierung aus. Insbesondere werden die komprimierten Daten aus dem Decodierer 71 direkt dem Speicher 85 des Systems zur Aufzeichnung der IC-Karte zugeführt und von der zusätzlichen Kompressionseinheit 84 mit einer variablen Bitratencodierung verarbeitet, um über die IC-Karten- Schnittstellenschaltung 86 auf der IC-Karte 2 aufgezeichnet zu werden. Bei Aufzeichnung der ATC-Daten des oben angegebe nen Modus B auf der magnetooptischen Platte 1 wird ein achtfaches Volumen der komprimierten Daten kontinuierlich aus dem Decodierer 71 ausgelesen. Indessen wird von einer IC-Karten- Detektorschaltung 52 detektiert, ob die IC-Karte 2 in die Einheit 4 zur Aufzeichnung eingesetzt ist oder nicht. Die IC- Karten-Detektorschaltung 52 gibt beim Detektieren des Eingesetztseins der IC-Karte 2 in die Aufzeichnungseinheit 4 ein Signal dafür an die Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe aus. Die Einheit 9 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe empfängt das Signal und führt die Verarbeitung zur Duplizierung aus.
Infolgedessen werden während der Hochgeschwindigkeitsduplizierung komprimierte Daten, die mit der achtfachen Zeitdauer auf der Realzeitbasis (im Fall des Stereomodus des Modus B) korrespondieren, kontinuierlich von der magnetooptischen Platte 1 erzeugt, entropiecodiert und auf der IC-Karte 2 aufgezeichnet, wodurch eine Hochgeschwindigkeitsduplizierung mit einer achtfach höheren Geschwindigkeit realisiert wird. Die Vergrößerung der Duplizierungsgeschwindigkeit ist bei verschiedenen Kompressionsmoden verschieden. Eine Duplizierung kann auch mit einer Geschwindigkeit ausgeführt werden, die gleich oder höher als die Vergrößerung der Kompression ist. In diesem Fall wird die optische Platte 1 mit einer Geschwindigkeit gedreht, die ein mehrfaches der stationären Geschwindigkeit ist.
Nach Fig. 2 werden die mit einer Bitkompressionscodierung bei konstanter Bitrate codierten Daten und die Information des Datenvolumens bei Codierung der Daten mit einer Bitkompressionscodierung in einem zusätzlichen Block 3 zur Kompression und/oder Expansion, d. h. der zur Aufzeichnung auf der IC-Karte 2 erforderlichen Datenaufzeichnungskapazität, auf der magnetooptischen Platte 1 aufgezeichnet. Auf diese Weise kann die Zahl Melodien, die auf der magnetooptischen Platte 1 aufgezeichnet sind und die auf der IC-Karte 2 aufgezeichnet werden können, sowie die Kombination dieser Melodien, durch Auslesen der Datenvolumeninformation augenblicklich erkannt werden. Es versteht sich, daß eine zusätzliche Kom pressionsoperation in einen niedrigeren Bitratenmodus mit einer niedrigeren festen Bitrate durch den zusätzlichen Block 3 zur Kompression und/oder Expansion anstelle des Modus variabler Bitrate ausgeführt werden kann.
Wenn umgekehrt nicht nur die durch Bitkompressionscodierung bei der variablen Bitrate, sondern auch die Information des Volumens von mit einer Bitkompression bei konstanter Bitrate codierten Daten auf der IC-Karte 2 aufgezeichnet werden, kann das Datenvolumen bei einer Übertragung und Aufzeichnung von Daten, beispielsweise Melodien, von der IC- Karte 2 auf die magnetooptische Platte 1 sofort erkannt werden. Es versteht sich, daß sowohl die durch Bitkompressionscodierung mit konstanter Bitrate als auch die durch Bitkompressionscodierung mit variabler Bitrate codierten Daten auf der IC-Karte 2 aufgezeichnet werden können.
Die Fig. 3 zeigt eine Frontansicht eines Geräts 5 zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe komprimierter Daten mit der in Fig. 1 gezeigten Anordnung, die einen Einsetzabschnitt 6 für eine magnetooptische Platte oder optische Platte und einen IC-Karten-Einsetzschlitz 7 aufweist. Es ist selbstverständlich, daß die Platte und die IC-Karte separate Geräte sein können, zwischen denen Signale mittels eines Kabels übertragen werden.
Es wird nun die Technik der bei dem Gerät zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe komprimierter Daten nach der vorliegenden Erfindung verwendeten hocheffizienten Kompressionscodierung detailliert beschrieben. Das heißt, es wird nachfolgend die Technik einer hocheffizienten Codierung digitaler Eingangssignale, beispielsweise Audio-PCM-Signale, unter Verwendung der Technik einer Subbandcodierung (SBC), einer adaptiven Transformationscodierung (ATC) und einer adaptiven Bitzuordnung (APC-AB) unter Bezugnahme auf die Fig. 4 und die nachfolgenden Zeichnungen beschrieben.
Bei einem in Fig. 4 konkret dargestellten hocheffizienten Codierungsgerät werden digitale Eingangssignale frequenzmäßig in mehrere Frequenzbänder geteilt, von denen zwei benachbarte Bänder auf der Seite des untersten Frequenzbereichs die gleiche Bandbreite aufweisen, und die Bandbreiten werden in Richtung zunehmender Frequenz breiter. Für jedes Frequenzband wird eine orthogonale Transformation ausgeführt, und resultierende Spektrumdaten längs der Frequenzachse werden, wie später erklärt, durch eine adaptive Bitzuordnung für jedes sogenannte kritische Band im Hinblick auf menschliche Höhrcharakteristiken auf der Seite des niedrigen Frequenzbereichs und für jedes Subteilungsband, das durch die Teilung des kritischen Bandes unter Berücksichtigung einer sogenannten Blockschwebeeffizienz auf der Seite des mittelhohen Frequenzbereichs codiert. Normalerweise ist dieser Block ein Block, der ein Quantisierungsgeräusch erzeugt. Außerdem wird bei der vorliegenden Ausführungsform der Erfindung die Blockgröße oder Blocklänge vor der orthogonalen Transformation adaptiv entsprechend dem Eingangssignal geändert und eine Schwebungsverarbeitung für jeden Block ausgeführt.
Das heißt, daß in Fig. 4 Audio-PCM-Signale im Bereich der Frequenz von 0 bis 22 kHz einem Eingangsanschluß 10 zugeführt werden, wenn die Abtastfrequenz 44,1 kHz beträgt. Diese Eingangssignale werden durch ein Frequenzteilungsfilter 11, beispielsweise ein sogenanntes QMF-Filter, frequenzmäßig in ein Band von 0 bis 11 kHz und ein Band von 11 kHz bis 22 kHz geteilt, während die Signale im Bereich von 0 bis 11 kHz durch ein Frequenzteilungsfilter 12, beispielsweise das sogenannte QMF-Filter, in ein Band von 0 bis 5,5 kHz und ein Band von 5,5 kHz bis 11 kHz geteilt werden. Die Signale im Bereich von 11 kHz bis 22 kHz aus dem Filter 11 werden zu einer Schaltung 13 zur Ausführung einer modifizierten diskreten Cosinustransformation (MDCT) übertragen, die ein Beispiel der orthogonalen Transformationsschaltung ist, während die Signale im Bereich von 5,5 kHz bis 11 kHz aus dem Frequenzteilungsfilter 12 einer MDCT-Schaltung 14 und die Signale im Bereich von 0 bis 5,5 kHz aus dem Frequenzteilungsfilter 12 einer MDCT-Schaltung 15 zugeführt werden, so daß eine jeweilige MDCT-Verarbeitung ausgeführt wird.
Als Maß für die frequenzmäßige Teilung digitaler Eingangssignale in mehrere Frequenzbänder sei auf das QMF-Filter hingewiesen, das in R. E. Chrochiere, Digital coding of speech in subbands, Bell Syst. Tech. J., Vol.55, No.8, 1976 beschrieben ist. Auch ist ein Verfahren zur filtermäßigen Teilung gleichmäßiger Bandbreite in Joseph. H. Rothweiler, Polyphase Quadrature Filters - A new subband coding technique, ICASSP 83, BOSTON, beschrieben. Die oben angegebene orthogonale Transformation wird durch eine orthogonale Transformation einer Teilung von Audio-Eingabesignalen in Blöcke eines vorbestimmten Intervalls einer Einheitszeit (Rahmen) und Ausführen einer Fouriertransformation (FFT), Cosinustransformation (DCT) und einer modifizierten DCT-Transformation (MDCT) für jeden der Blöcke exemplifiziert, wobei die Zeitbasis in die Frequenzbasis umgewandelt wird. MDCT ist in J. P. Princen, A. B, Bradley, Modified DCT, Univ. of Surrey, Royal Melbourne Inst. of Tech., Subband/Transform Coding Using Filter Bank Designs Based on Time Domain in Aliasing Cancellation, ICASSP 1987, beschrieben.
Die Fig. 5 zeigt konkrete Beispiele der Blöcke der jeweiligen Bänder, die den MDCT-Schaltungen 13 bis 50 in den jeweiligen Moden für Standard-Eingangssignale zugeführt sind. Bei den in Fig. 5 gezeigten konkreten Beispielen weisen drei Filterausgangssignale aus den in Fig. 4 gezeigten Bandteilungsfiltern 11, 12 für die jeweiligen Bänder separat mehrere orthogonale Transformationsblockgrößen auf, und eine Zeitauflösung der Signale wird durch zeitliche Charakteristiken der Signale geschaltet. Die Zeitlänge des Blocks maximaler Verarbeitung wird erhöht und die Signalpaßbandbreite wird in Richtung verschwindender Bitrate des Modus verschmälert.
Das heißt, daß im Fall des Modus A die orthogonale Blockgröße gleich 11,6 ms beträgt, wenn das Signal zeitweilig quasistationär ist. Wenn das Signal nicht stationär ist, wird überdies die orthogonale Transformationsblockgröße in dem Band mit einer Frequenz, die nicht höher als 11 kHz ist, durch vier geteilt, und die orthogonale Transformationsblockgröße wird in dem Band mit einer Frequenz, die nicht niedriger als 11 kHz ist, durch acht geteilt.
Im Fall des Modus B beträgt die Zeitlänge des Verarbeitungsblocks das doppelte des Modus A, das heißt, 23,2 ms, und die Signalpaßbandbreite wird auf 13 kHz verschmälert. Die orthogonale Transformationsblockgröße wird auf 23,2 ms erhöht, wenn das Signal zeitweilig quasistationär ist, und die orthogonale Transformationsblockgröße wird durch zwei geteilt, so daß sie 11,6 ms beträgt, wenn das Signal nicht stationär ist. Wenn das Signal außerdem nicht stationär wird, wird die orthogonale Transformationsblockgröße im Band mit der Frequenz, die nicht höher als 11 kHz ist, weiter durch vier geteilt, und außerdem im Band mit der Frequenz, die nicht niedriger als 11 kHz ist, durch acht geteilt. Andererseits wird die Signalpaßbandbreite auf 13 kHz eingestellt. In diesem Fall können vor der orthogonalen Transformation die Filterausgangssignale in Signale im Band mit einer Frequenz von 11 kHz bis 22 kHz 1/2-abgetastet oder 1/4-abgetastet werden, so daß eine übermäßige Signalverarbeitung für die Bänder vermieden ist, die gleich oder über dem Signalpaßband sind.
In der Folge des Modus C und Modus D wird die Länge des Blocks maximaler Verarbeitungszeit erhöht und die Signalpaßbandbreite verschmälert. Es versteht sich, daß die Länge des Blocks maximaler Verarbeitungszeit und die Signalpaßbandbreite nicht bei allen Moden verschieden sein müssen, sondern auch den gleichen Wert aufweisen können. Obgleich die Länge des Blocks maximaler Verarbeitungszeit im Modus niedriger Bitrate größer ist, kann selektiv ein Block kurzer Verarbeitungszeit aus mehreren Verarbeitungszeitblöcken des Modus zur Codierung verwendet werden, wodurch die zeitliche Verzögerung verkürzt wird.
Nach Fig. 4 wiederum werden Spektrumdaten auf der Frequenzachse oder durch eine Verarbeitung durch die MDCT-Schaltungen 13 bis 15 gewonnene MDCT-Koeffizienten-Daten in sogenannten kritischen Bändern auf der Seite des niedrigen Frequenzbereichs zusammengruppiert, wobei deren kritische Bandbreite außerdem unter Berücksichtigung einer Effektivität eines Blockschwebens auf der Seite eines mittleren und hohen Frequenzbereichs weiter geteilt wird, um einer adaptiven Bit zuordnungs-Codierungsschaltung 18 zugeführt zu werden. Die kritischen Bänder bedeuten die Frequenzbereiche, die unter Berücksichtigung des menschlichen Gehörsinns geteilt sind, und jedes bedeutet ein Band schmalen Bandgeräuschs, das eine Intensität aufweist, die gleich der eines reinen Tones mit der Frequenz in der Nähe derjenigen des Geräuschs ist und den reinen Ton maskieren kann. Jedes kritische Band weist eine Bandbreite auf, die in Richtung zunehmender Frequenz breiter wird. Der ganze Frequenzbereich von 0 bis 22 kHz ist in beispielsweise 25 kritische Bänder geteilt.
Eine Bitzuordnungs-Berechnungsschaltung 20 findet die Maskierungsquantität für jedes geteilte Band, indem sie das kritische Band und das Blockschweben in Rechnung stellt, unter Berücksichtigung des sogenannten Maskierungseffekts, auf der Basis der unter Berücksichtigung des kritischen Bandes und des Blockschwebens geteilten Spektrumdaten. Die Bitzuordnungs-Berechnungsschaltung 20 findet auch die Zahl zugeordneter Bits für jedes Band auf der Basis des Energie- oder Spitzenwerts für jedes geteilte Band unter Berücksichtigung der Maskierungsquantität, des kritischen Bandes und des Blockschwebens, und überträgt so die resultierenden Daten zur adaptiven Bitzuordnungs-Codierungsschaltung 18. Spektrumdaten oder MDCT-Koeffizientendaten werden durch die adaptive Bitzuordnungs-Codierungsschaltung 18 entsprechend den Zahlen der Bits, die den jeweiligen Bändern zugeordnet sind, requantisiert. Die auf diese Weise codierten Daten werden durch einen Ausgangsanschluß 19 ausgegeben.
Die Fig. 6 zeigt in einem Blockschaltbild eine schematische Anordnung eines konkreten Beispiels der Bitzuordnungs- Berechnungsschaltung 20. In der Fig. 6 werden die Spektrumdaten auf der Frequenzachse von den MDCT-Schaltungen 13 bis 15 einem Eingangsanschluß 21 zugeführt.
Die Eingangsdaten auf der Frequenzachse werden einer Energieberechnungsschaltung 22 für jedes Band zugeführt, in welcher die Energie für jedes geteilte Band unter Berücksichtigung der Maskierungsquantität, des kritischen Bandes und des Blockschwebens durch Berechnung der Summe von Amplituden in jedem Band gefunden wird. Anstelle der Energien der jeweiligen Bänder können auch die Spitzen- oder Mittelwerte der Amplituden verwendet werden. Das Spektrum der Summe der jeweiligen Bänder ist als ein Ausgangssignal aus der Energie- Berechnungsschaltung 22 in Fig. 7 durch SB angedeutet. Jedoch ist die Zahl der unter Berücksichtigung der Maskierungsquantität, des kritischen Bandes und des Blockschwebens geteilten Bänder in der Fig. 7 zur Vereinfachung der Zeichnung mit 12 (für B&sub1; bis B&sub1;&sub2;) angegeben.
Um die Wirkungen des Spektrums SB auf die Maskierung in Rechnung ·zu stellen, wird eine Faltungs- bzw. Konvolutionsoperation ausgeführt, bei welcher die Spektren SB mit vorbestimmten Gewichtskoeffizienten multipliziert und die resultierenden Produkte zusammenaddiert werden. Deshalb werden die Ausgangssignale der Bandenergie-Berechnungsschältung 22, d. h. die Werte der Spektren SB, einer Konvolutionsfilterschaltung 23 zugeführt. Die Konvolutionsfilterschaltung 23 besteht aus mehreren Verzögerungselementen zur sequentiellen Verzögerung von Eingangsdaten, mehreren Multiplizierern, beispielsweise 25 mit den jeweiligen Bändern korrespondierende Multiplizierer, zum Multiplizieren der Ausgangssignale dieser Verzögerungselemente mit Filterkoeffizienten, d. h. den Gewichtungsfunktionen, und einem Addierer zur Berechnung der Summe der jeweiligen Multipliziererausgangssignale. Durch die Konvolutionsoperation wird die Summe der durch gestrichelte Linien in Fig. 7 angedeuteten Teile berechnet. Indessen bedeutet die Maskierung ein Phänomen, bei welchem ein Signal durch Maskieren mit einem anderen Signal für die menschlichen Ohren unhörbar wird. Solche Maskierungseffekte können in Zeitachsenmaskierungseffekte aufgrund von Audiosignalen auf der Zeitachse und mitwirkende Maskierungseffekte aufgrund von Signalen auf der Frequenzachse klassifiziert werden. Durch diese Maskierungseffekte wird jedes Geräusch, das im maskierten Teil vorhanden sein kann, unhörbar. Aus diesem Grund ist bei tatsächlichen Audiosignalen das Geräusch im maskierten Bereich erlaubt.
Bei konkreten Beispielen der Multiplikationskoeffizienten (Filterkoeffizienten) der jeweiligen Multiplizierer der Konvolutionsfilterschaltung 23 werden, wenn der Koeffizient für einen Multiplizierer für ein beliebiges Band gleich 1 ist, Ausgangssignale der jeweiligen Verzögerungselemente durch die Multiplizierer M-1, M-2, M-3, M+2 und M+3 mit den Koeffizienten 0,15, 0,0019, 0,000086, 0,4, 0,06 bzw. 0,007 multipliziert, wodurch die Konvolutionsoperationen am Spektrum SB ausgeführt werden. Indessen ist M eine beliebige ganze Zahl von 1 bis 25.
Das Ausgangssignal der Konvolutionsfilterschaltung 23 wird einem Subtrahierer 24 zugeführt. Der Subtrahierer 24 ist so ausgebildet, daß er, wie später beschrieben, im gefalteten bzw. konvolvierten Bereich einen mit einem zulässigen Geräuschpegel korrespondierenden Pegel a findet. Der mit den zulässigen Geräuschpegel korrespondierende Pegel a ist derart, daß er, wie später beschrieben, für jedes Band einen zulässigen Geräuschpegel durch eine inverse Faltung bzw. Konvoliztion ergibt. Dem Subtrahierer 24 ist eine Zulässigkeitsfunktion (eine den Maskierungspegel darstellende Funktion) zum Finden des Pegels d zugeführt. Der Pegel a wird durch Erhöhung oder Erniedrigung der Zulässigkeitsfunktion gesteuert. Die Zulässigkeitsfunktion wird von einer nun beschriebenen (n-ai)-Funktionserzeugungsschaltung 25 zugeführt.
Wenn die den kritischen Bändern vom niedrigen Frequenzbereich zum höheren Frequenzbereich gegebene Zahl gleich i ist, ist der mit dem zulässigen Geräuschpegel korrespondierende Pegel d durch die folgende Formel (1)
a = S - (n - ai)...(1)
gegeben, wobei n und a Konstanten mit a > 0 sind und 5 eine Intensität des konvolvierten Burkespektrums ist, und wobei (n - ai) in der obigen Formel die Zulässigkeitsfunktion ist. Bei der vorliegenden Ausführungsform gilt n = 38 und a = 1, in welchem Fall eine optimale Codierung ohne Verschlechterung der Tonqualität erreicht werden kann.
Der Pegel a wird auf diese Weise gefunden und die korrespondierenden Daten werden zu einem Dividierer 26 übertra gen. Der Dividierer 26 ist so ausgebildet, daß er den Pegel d im konvolvierten Bereich invers konvolviert. So kann durch die inverse Konvolution das Maskierungsspektrum vom Pegel d gefunden werden. Das heißt, das Maskierungsspektrum wird der zulässige Geräuschpegel. Obgleich die inverse Konvolution eine komplexe Verarbeitung benötigt, wird sie bei der vorliegenden Ausführungsform durch den vereinfachten Dividierer 26 ausgeführt.
Das Maskierungsspektrum wird über eine Syntheseschaltung 27 einem Subtrahierer 28 zugeführt. Dem Subtrahierer 28 wird über eine Verzögerungsschaltung 29 ein Ausgangssignal der Bandenergie-Detektorschaltung 22, d. h. das Spektrum SB, zugeführt. Durch die Subtraktion zwischen dem Maskierungsspektrum und dem Spektrum SB durch den Subtrahierer 28 ist, wie in Fig. 8 gezeigt, der Teil des Spektrums SB unter den durch das Maskierungsspektrum MS angedeuteten Pegel zu maskieren.
Das Ausgangssignal des Subtrahierers 28 wird über eine Rauschzulässigkeits-Korrekturschaltung 30 an einem Ausgangsanschluß 31 ausgegeben und zu einem nicht gezeigten ROM übertragen, in welchem die Information der Zahlen zugeordneter Bits gespeichert ist. Dieser ROM gibt die Information der Zahlen der den Bändern zugeordneten Bits entsprechend dem Ausgangssignal aus dem Subtrahierer 28 über die Rauschzulässigkeits-Korrekturschaltung 30, d. h. Pegeldaten der Differenz zwischen den Bandenergien und den Ausgangssignalen der Geräuschpegel-Einstelleinrichtung aus. Die Information der Zahlen der zugeordneten Bits wird der adaptiven Bitzuordnungs- Codierungsschaltung 18 zugeführt, so daß die Spektrumdaten der Frequenzachse aus den MDCT-Schaltungen 13, 14 und 15 mit den Zahlen von den jeweiligen Bändern zugeordneten Bits quantisiert werden.
In Summe quantisiert die adaptive Bitzuordnungs- Codierungsschaltung 18 die Spektrumdaten für die jeweiligen Bänder mit den Zahlen zugeordneter Bits entsprechend dem Pegel der Differenzen zwischen den Energien der unter Berücksichtigung der Maskierungsquantität, des kritischen Bandes und Blockschwebens geteilten Bänder und der Ausgangssignale der Geräuschpegel-Einstelleinrichtung. Es sei darauf hingewiesen, daß die Verzögerungsschaltung 29 zur Verzögerung des Spektrums SB aus der Energiedetektorschaltung 22 im Hinblick auf die in den Schaltungen vor der Syntheseschaltung 27 verursachten Verzögerung vorhanden ist.
Bei der Synthese durch die Syntheseschaltung 27 können Daten, welche eine sogenannte Minimalhörbarkeitskurve RC aus einem Minimalhörbarkeitskurvengenerator 32 anzeigen, wobei die Kurve Charakteristiken des menschlichen Gehörsinns wie in Fig. 9 dargestellt zeigt, mit dem oben angegebenen Maskierungsspektrum MS kombiniert werden. In der Minimalhörbarkeitskurve ist ein Geräusch unhörbar, wenn sein absoluter Pegel gleich oder niedriger als die Minimalhörbarkeitskurve ist. Die Minimalhörbarkeitskurve wird auch bei gleicher Codierung mit beispielsweise der Differenz des Wiedergabevolumens bzw. der Wiedergabelautstärke verschieden. In einem tatsächlichen digitalen System jedoch gibt es keine signifikante Differenz in der Eintrittsweise der Musik eines beispielsweise 16-Bit-Dynamikbereichs. Wenn deshalb das Quantisierungsgeräusch im Frequenzbereich nahe 4 kHz, der von menschlichen Ohren am besten gehört wird, unhörbar wird, ist angenommen, daß das Quantisierungsgeräusch, das gleich oder kleiner als der Pegel der Minimalhörbarkeitskurve ist, in anderen Frequenzbereichen unhörbar ist. Demgemäß kann unter der Annahme, daß das System derart verwendet wird, daß das Geräusch nahe 4 kHz der Wortlänge des Systems unhörbar ist, bei Gewinnung des zulässigen Geräuschpegels durch Synthetisieren der Minimalhörbarkeitskurve RC und des Maskierungsspektrums MS der zulässige Geräuschpegel bis zu dem durch die geneigten Linien in Fig. 9 angedeuteten Abschnitt heraufreichen. Indessen ist bei der vorliegenden Ausführungsform der Pegel von 4 kHz der Minimalhörbarkeitskurve an den mit den beispielsweise 20 Bits korrespondierenden minimalen Pegel angepaßt. Auch das Signalspektrum SS ist in der Fig. 9 gezeigt.
Die Geräuschzulässigkeits-Korrekturschaltung 30 korrigiert den zulässigen Geräuschpegel in einem Ausgangssignal des Subtrahierers 28 auf der Basis von beispielsweise der In formation einer Gleichlautstärkekurve, die ihm von einer Korrekturinformations-Ausgabeschaltung 33 zugeführt ist. Indessen bezieht sich die Gleichleitstärkekurve auf gewissen Charakteristiken des menschlichen Gehörsinnes und wird durch Verbinden der Tondrücke bei den jeweiligen, mit der gleichen Verstärkung wie der reine Ton von 1 kHz gehörten Frequenzen zu einer Kurve gefunden. Die Gleichlautstärkekurve wird auch Gleichempfindlichkeitskurve genannt. Die Gleichlautstärkekurve skizziert im wesentlichen die gleiche Kurve wie die in Fig. 9 gezeigte Minimalhörbarkeitskurve. Bei der Gleichlautstärkekurve wird in der Nähe von 4 kHz ein Ton mit einem Tondruck, der um 8 bis 10 dB niedriger als der Tondruck bei 1 kHz ist, mit der gleichen Verstärkung wie ein 1 kHz-Ton gehört, während ein Ton in der Nähe von 50 kHz nicht gehört werden kann, wenn nicht der Tondruck um 15 dB höher als der Tondruck bei 1 kHz ist. Aus diesem Grund ist das den Pegel der Minimalhörbarkeitskurve überschreitende Geräusch (zulässiger Geräuschpegel) vorzugsweise mit Frequenzcharakteristiken versehen, die durch die mit der Gleichlautstärkekurve korrespondierende Kurve gegeben ist. Es wird deshalb angenommen, daß eine Korrektur des zulässigen Geräuschpegels, welche die Gleichlautstärkekurve berücksichtigt, für die Charakteristiken des menschlichen Gehörsinns geeignet ist.
Die Korrekturinformations-Ausgabeschaltung 33 kann auch so ausgebildet sein, daß den zulässigen Geräuschpegel auf der Basis einer Information von Fehlern zwischen dem detektierten Ausgangssignal des ausgegebenen Informationsvolumens (Datenvolumen) bei der Quantisierung durch die Codierungsschaltung 18 und der Sollbitrate für die äußersten codierten Daten korrigiert. Das heißt, die Gesamtzahl der Bits, die bei der Ausführung einer vorübergehenden adaptiven Bitzuordnung zur Gesamtheit der Bitzuordnungseinheitsblöcke im Voraus erzeugt wird, kann einen Fehler für eine konstante Zahl Bits (Sollwert) aufweisen, der durch die Bitrate der äußersten codierten Ausgangsdaten bestimmt ist, so daß eine Bitwiederzuordnung ausgeführt werden muß, um den Fehler auf 0 zu reduzieren. Wenn insbesondere die Gesamtzahl zugeordneter Bits kleiner als der Sollwert ist, wird die Zahl der mit der Differenz korrespondierenden Bits für eine Bitaddition auf ·die Einheitsblöcke verteilt. Wenn andererseits die Gesamtzahl der Bits größer als der Sollwert ist, wird die mit der Differenz korrespondierende Zahl Bits für eine Bitreduktion auf die Einheitsblöcke verteilt.
Zu diesem Zweck wird ein Fehler der Gesamtzahl zugeordneter Bits für den Sollwert detektiert und die Korrekturinformations-Ausgabeschaltung 33 gibt Korrekturdaten zur Korrektur der Zahlen zugeordneter Bits auf der Basis der Fehlerdaten aus. Wenn die Fehlerdaten eine Bitverkürzung anzeigen werden pro Einheitsblock mehr Bits verwendet, so daß das Datenvolumen größer als der oben angegebene Sollwert ist. Wenn das Datenvolumen ein Datenübermaß aufzeigt, genügt pro Einheitsblock eine kleinere Zahl Bits, und deshalb ist das Datenvolumen kleiner als der Sollwert. Infolgedessen gibt die Korrekturinformations-Ausgabeschaltung 33 die Korrekturdaten zur Korrektur des zulässigen Geräuschpegels entsprechend den Fehlerdaten an einem Ausgang des Subtrahierers 28 auf der Basis von Informationsdaten der Gleichlautstärkekurve aus. Diese Korrekturdaten werden zur Geräuschzulässigkeits-Korrekturschaltung 30 übertragen, um so den Geräuschzulässigkeitspegel aus dem Subtrahierer 28 zu korrigieren. Bei dem oben beschriebenen System können durch Verarbeitung des Orthogonaltransformations-Ausgangsspektrums als eine Hauptinformation durch eine Subinformation ein den Zustand der Blockschwebung als die Subinformation anzeigender Skalenfaktor und eine Wortlänge gewonnen und vom Codierer zum Decodierer übertragen werden.
Die Signalverarbeitung zwischen Moden verschiedener Bitraten werden unter Bezugnahme auf ein Beispiel einer Konversion vom Modus A zum Modus B beschrieben.
Wie in Fig. 10 gezeigt wird beim Modus A eine Verarbeitung im Hinblick auf das Signal bei der maximalen Blocklänge von 11,6 ms bestimmt. Bei einer Umwandlung des Modus in den Modus B wird festgestellt, ob von zwei benachbarten Blöcken von 11,6 ms jeder mit der maximalen Blocklänge im Modus A um gewandelt worden ist. Nur wenn dies festgestellt wird, wird dann festgestellt, ob die Blöcke in Skalenfaktoren und Wortlängen einander ähnlich sind. Zu diesem Zeitpunkt werden die Skalenfaktoren und Wortlängen der zwei benachbarten Blöcke von 11,6 ms gleichgemacht, um das Subinformationsvolumen zu reduzieren und das Hauptinformationsvolumen zu erhöhen, wobei eine Verschlechterung der Tonqualität aufgrund der erniedrigten Bitrate verhindert wird.
Bei Auswahl des maximalen Verarbeitungsblocks ist die Zahl spektrumgeteilter Blöcke, welche das kritische Band und eine Blockschwebung in 11,6 ms berücksichtigen, gleich 52 in dem ganzen durch gestrichelte Linien in Fig. 10 angedeuteten Bereich. Von den 52 geteilten Blöcken sind 20 im unteren Frequenzbereich und jeweils 16 im mittleren bzw. höheren Frequenzbereich vorhanden. Wenn die Länge des Verarbeitungsblocks halbiert wird, beträgt die Frequenzbreite das Zweifache, um die Zahl der geteilten Blöcke beizubehalten.
Nach Fig. 11 betragen der Skalenfaktor und die Wortlänge im unteren Frequenzbereich 20 Blöcke für 11,6 ms im Modus A und 20 Blöcke für 23,2 ms im Modus B. Im Modus A nach Fig. 11 ist die Frequenzbreite zweifach und dadurch die Zahl der Subinformation halbiert, da das Signal von einem Eingang ist, der nicht die maximale Verarbeitungsblockgröße im mittleren und hohen Frequenzbereich einnimmt. Das heißt, daß sowohl der mittlere als auch der hohe Frequenzbereich den Skalenfaktor um die Wortlänge von acht geteilten Blöcken für 11,6 ms aufweisen. Diese zusätzliche Operationsquantität ist vom Standpunkt der Operationsquantität der ganzen Kompression insignifikant.
Es wird nun die Reduktion der Bandbreite bei der niedrigen Bitratenumwandlung beschrieben.
Die Fig. 12 zeigt eine konkrete Anordnung der oben angegebenen Reduktion der Bandbreite. Nach Fig. 12 wird, wenn Signale auf der Zeitachse der Abtastfrequenz 44,1 kHz durch einen Eingangsanschluß 120 vom Start an zu komprimieren sind, das Signalband des Zeitbasissignals durch ein Tiefpaßfilter (TPF) 121 der mit der Reduktion der Bandbreite korrespondie renden Grenzfrequenz 13 kHz zum Verschwinden gebracht. Dann werden von Signalen, die durch QMF-Filter 122, 123, welche ähnlich den vorher beschriebenen sind, bandgeteilt sind, Signale (Ausgangssignale des QMF-Filters 123), die Ausgangssignale auf der Hochfrequenzbereichsseite aus dem QMF-Filter 122 ausschließen, mit einer dem Modus A ähnlichen orthogonalen Transformation in MDCT-Schaltungen 127, 128 zum Ausführen der gleichen orthogonalen Transformation, wie sie oben beschrieben ist, verarbeitet. Im Gegensatz dazu werden die Ausgangssignale auf der Hochfrequenzbereichsseite aus dem QMF- Filter 122 durch eine Abwärtsabtastschaltung 125 für eine Bandsignalverarbeitungsschaltung 124 mit einem Verhältnis 1/2 abwärtsabgetastet. Die Signale mit der durch die Abwärtsabtastschaltung 125 halbierten Zahl Abtastungen werden durch eine nächste MDCT-Schaltung 126 mit einer MDCT-Transformation von 256 Punkten verarbeitet. Die Ausgangssignale dieser MDCT-Schaltungen 126 bis 128 werden zu einer adaptiven Bit-Zuordnungscodierungsschaltung 129, die der oben beschriebenen einen ähnlich ist, übertragen und vom Anschluß 19 ausgegeben. Indessen kann die Bandsignalverarbeitungsschaltung 124 eine Abwärtsabtastung mit einem Verhältnis 1/4 ausführen. Auch genügt es bei einer Ausführung einer Bandverkleinerung auf beispielsweise 11 kHz anstelle von 13 kHz, die auf der Hochfrequenzseite vorhandene Bandsignalverarbeitungsschaltung 124 zu eleminieren.
Es sei darauf hingewiesen, daß die vorliegende Erfindung nicht auf die oben beschriebene Ausführungsform beschränkt ist. Beispielsweise müssen die Einheiten 9, 4 für ein Medium zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe (magnetooptische Platte 1) und das andere Medium zur Aufzeichnung und/oder Wiedergabe (IC-Karte 2) nicht integriert sein, sondern können durch ein Datenübertragungskabel verbunden sein. Außerdem kann die vorliegende Erfindung auf das Signalverarbeitungsgerät nicht nur für Audio-PCM-Signale, sondern auch für digitale Sprachsignale und digitale Videosignale angewendet werden.
Auch kann die vorliegende Erfindung eine Anordnung aufweisen, bei welcher die Syntheseverarbeitung der Minimalhör kurven nicht ausgeführt wird. In diesem Fall sind die Minimalhörkurven-Erzeugungsschaltung 32 und die Syntheseschaltung 27 in Fig. 6 nicht notwendig, und das Ausgangssignal aus dem Subtrahierer 24 wird vom Dividierer 26 invers konvolviert und dann sofort zum Subtrahierer 28 übertragen.
Außerdem gibt es eine Vielzahl von Bitzuordnungsmethoden, bei denen eine feste Bitzuordnung, einfache Bitzuordnung aufgrund jeder Bandenergie des Signals oder eine Kombination der festen Bitzuordnung und variablen Bitzuordnung verwendet werden kann.
Auch kann eine Duplizierung mit höherer Geschwindigkeit als der Bitkompressionsrate ausgeführt werden, indem die magnetooptische Platte 1 mit einer gegenüber der stationären Geschwindigkeit höheren Drehgeschwindigkeit betrieben wird. In diesem Fall kann die Hochgeschwindigkeitsduplizierung innerhalb des zulässigen Bereichs der Datenübertragungsgeschwindigkeit ausgeführt werden.
Die Fig. 13 zeigt in einem schematischen Blockschaltbild ein mit dem hocheffizienten Codierungsgerät nach der vorliegenden Erfindung korrespondierendes Decodierungsgerät. Nach der Fig. 13 werden Eingangsanschlüssen 152, 154, 156 codierte Daten aus dem Codierungsgerät und Eingangsanschlüssen 153, 155, 157 Daten einer Subinformation aus dem Codierungsgerät zugeführt. Die codierten Daten und die Subinformationsdaten werden jeweiligen Decodierungsschaltungen 146, 147, 148 zugeführt, bei denen die codierten Daten auf der Basis der Subinformationsdaten decodiert werden. Die so decodierten Daten werden zu IMDCT-Schaltungen 143, 144, 145 übertragen, die eine inverse Verarbeitung (IMDCT-Verarbeitung) der MDCT-Verarbeitung in den MDCT-Schaltungen 13, 14, 15 des Codierungsgeräts ausführen. Den IMDCT-Schaltungen 143, 144, 145 werden jeweilige Subinformationsdaten zugeführt. Demgemäß wird die IMDCT-Verarbeitung in den IMDCT-Schaltungen 143, 144, 145 auf der Basis der Subinformationsdaten ausgeführt. Ein Ausgangssignal der IMDCT-Schaltung 143 wird zu einer Bandsynthesefilterschaltung (IQMF-Schaltung) 141 zum Ausführen einer zum QMF-Bandteilungsfilter 11 inversen Verarbeitung übertragen. Ausgangssignale der IMDCT-Schaltungen 144, 145 werden zu einer Bandsynthesefilterschaltung (IQMF-Schaltung) 142 zum Ausführen einer zum Bandteilungsfilter 12 inversen Verarbeitung übertragen. Das Ausgangssignal der Bandsynthesefilterschaltung 142 wird auch zur Bandsynthesefilterschaltung 141 übertragen. Infolgedessen sind die durch die Synthese der in jeweilige Bänder geteilten Signale erzeugten digitalen Audiosignale von der Bandsynthesefilterschaltung 141 zu erhalten. Die Audiosignale werden an einem Ausgangsanschluß 130 ausgegeben.

Claims

1. Gerät zur Gewinnung eines komprimierten digitalen Signals aus einem digitalen Eingangssignal durch Komprimieren des digitalen Eingangssignals in wenigstens einem aus zwei Kompressionsmoden gewählten Modus, wobei das komprimierte digitale Signal in jedem der Kompressionsmoden eine andere Bitrate aufweist, bestehend aus

einer Empfangseinrichtung (120) zum Empfang des digitalen Eingangssignals mit einer festen Abtastfrequenz, wobei die Abtastfrequenz zwischen den Kompressionsmoden invariabel ist,

einem Tiefpaßfilter (121) mit einer Grenzfrequenz, die entsprechend dem gewählten Kompressionsmodus eingestellt ist, wobei das Tiefpaßfilter das digitale Eingangssignal empfängt und ein bandbreitenbegrenztes Signal abgibt, und

einer Kompressoreinrichtung (13, 14, 15) zur Gewinnung des komprimierten digitalen Signals aus dem bandbreitenbegrenzten Signal.

2. Gerät nach Anspruch 1, wobei

das Gerät zusätzlich eine Blockteilereinrichtung zum zeitlichen Teilen des bandbreitenbegrenzten Signals in Blöcke aufweist, wobei jeder Block eine Blocklänge aufweist und die Blocklängen der Blöcke eine vom gewählten Kompressionsmodus abhängige maximale Blocklänge aufweisen, und die Kompressoreinrichtung das komprimierte digitale Signal aus den Blöcken des bandbreitenbegrenzten Signals gewinnt.

3. Gerät zur Gewinnung eines komprimierten digitalen Signals aus einem digitalen Eingangssignal durch Komprimie ren des digitalen Eingangssignals in wenigstens einem aus zwei Kompressionsmoden gewählten Modus, wobei das komprimierte digitale Signal in jedem der Kompressionsmoden eine andere Bitrate aufweist, bestehend aus

einer Einrichtung (120) zum Empfang des digitalen Eingangssignals mit einer festen Abtastrate, wobei die Abtastrate zwischen den Kompressionsmoden invariabel ist,

einer Blockteilereinrichtung zum zeitlichen Teilen des digitalen Eingangssignals in Blöcke, wobei die Blocklängen der Blöcke eine vom gewählten Kompressionsmodus abhängige maximale Blocklänge aufweisen und die maximale Blocklänge in dem Kompressionsmodus größer ist, in welchem das digitale Ausgangssignal eine niedrigere Bitrate aufweist, und

einer Kompressoreinrichtung (13, 14, 15) zur Gewinnung des komprimierten digitalen Signals aus den Blöcken des digitalen Eingangssignals.

4. Gerät nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Kompressoreinrichtung

eine Frequenzteilereinrichtung (122, 123) zur Gewinnung spektraler Koeffizienten aus dem bandbreitenbegrenzten Signal und

eine Quantisierungseinrichtung (126, 127, 128) zur Quantisierung der frequenzmäßig in Bändern gruppierten spektralen Koeffizienten aufweist, wobei die Bänder in Richtung zu höheren Frequenzen eine größere Bandbreite aufweisen.

5. Gerät nach Anspruch 4, wobei die Quantisierungseinrichtung eine Bit-Zuordnungseinrichtung (18) zur Zuordnung von Quantisierungsbits zu den Bändern zur Quantisierung der spektralen Koeffizienten in jedem Band aufweist, wobei die Bit-Zuordnungseinrichtung Bändern, die eine Frequenz oberhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters (121) aufweisen, keine Quantisierungsbits zuordnet, und

die Quantisierungseinrichtung eine Einrichtung (20) zur Erzeugung einer Subinformation für jedes Band unterhalb der Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters aufweist.

6. Gerät nach Anspruch 4, wobei die Frequenzteilereinrichtung eine Orthogonaltransformationsschaltung (13, 14, 15) aufweist.

7. Gerät nach Anspruch 4, wobei

die Frequenzteilereinrichtung eine Filtereinrichtung und eine Abwärtsabtasteinrichtung (125) zum Abwärtsabtasten des Frequenzbereichssignals im Frequenzbereich aufweist, in welchem die Grenzfrequenz des Tiefpaßfilters liegt, wobei die Abwärtsabtasteinrichtung (125) ein abwärts abgetastetes Frequenzbereichssignal erzeugt, und

die Blockteilereinrichtung und die Frequenzteilereinrichtung mit dem abwärts abgetasteten Frequenzbereichssignal arbeiten.

8. Gerät nach Anspruch 7, wobei die Filtereinrichtung (121) das bandbreitenbegrenzte Signal frequenzmäßig in Frequenzbereiche teilt, die einen niedrigsten Frequenzbereich neben einem nächstniedrigen Frequenzbereich aufweisen, wobei der niedrigste Frequenzbereich und der nächstniedrige Frequenzbereich gleiche Bandbreite aufweisen.

9. Gerät nach Anspruch 7, wobei die Filtereinrichtung (11) das bandbreitenbegrenzte Signal frequenzmäßig in Frequenzbereiche teilt, die zusätzlich einen höchsten Frequenzbereich aufweisen, wobei der höchste Frequenzbereich eine Bandbreite aufweist, die im Vergleich zum niedrigsten Frequenzbereich größer ist.

10. Gerät nach Anspruch 2 oder 3, wobei die Blocklänge in welche die Blockteilereinrichtung jedes Frequenzbereichssignal teilt, eine minimale Blocklänge aufweist, die gleich einem Bruchteil der maximalen Blocklänge ist, wobei die minimale Blocklänge, in welche die Blockteilereinrichtung das Frequenzbereichssignäl teilt, ungeachtet des Kompressionsmodus in wenigstens dem höchsten Frequenzbereich gleich ist.

11. Verfahren zum Gewinnen eines komprimierten digitalen Signals aus einem digitalen Eingangssignal durch Komprimieren des digitalen Eingangssignals in wenigstens einem aus zwei Kompressionsmoden gewählten Modus, wobei das komprimierte digitale Signal in jedem Kompressionsmodus eine andere Bitrate aufweist, bestehend aus den Schritten:

Empfangen (120) des digitalen Eingangssignals mit einer festen Abtastfrequenz, wobei die Abtastfrequenz zwischen den Kompressionsmoden invariabel ist,

Unterziehen des digitalen Eingangssignals einer Tiefpaßfilterung (121) mit einer Grenzfrequenz, die zur Gewinnung eines bandbreitenbegrenzten Signals entsprechend dem ausgewählten Kompressionsmodus eingestellt ist und Gewinnen (13, 14, 15) des komprimierten digitalen Signals aus dem bandbreitenbegrenzten Signal.

12. Verfahren nach Anspruch 11, wobei das Verfahren zusätzlich den Schritt eines Teilens des bandbreitenbegrenzten Signals in Blöcke aufweist, wobei jeder Block eine Blocklänge aufweist und die Blocklängen der Blöcke eine vom gewählten Kompressionsmodus abhängige maximale Blocklänge aufweisen, und

im Gewinnungsschritt das komprimierte digitale Signal aus den Blöcken des bandbreitenbegrenzten Signals gewonnen wird.

13. Verfahren zum Gewinnen eines komprimierten digitalen Signals aus einem digitalen Eingangssignal durch Komprimieren des digitalen Eingangssignals unter Verwendung eines aus wenigstens zwei Kompressionsmoden ausgewählten Modus, wobei das komprimierte digitale Signal in jedem Kom pressionsmodus eine andere Bitrate aufweist, bestehend aus den Schritten:

Empfangen (120) des digitalen Eingangssignals mit einer festen Abtastrate, wobei die Abtastrate zwischen den Kompressionsmoden invariabel ist,

zeitliches Teilen des digitalen Eingangssignals in Blöcke, wobei jeder Block eine Blocklänge aufweist, die Blocklängen der Blöcke eine vom ausgewählten Kompressionsmodus abhängige maximale Blocklänge aufweisen und die maximale Blocklänge in dem Kompressionsmodus größer ist, in welchem das digitale Ausgangssignal eine niedrigere Bitrate aufweist, und

Gewinnen (13, 14, 15) des komprimierten digitalen Signals aus den Blöcken des digitalen Eingangssignals.

14. Verfahren nach Anspruch 11 oder 13, wobei der Schritt des Gewinnens des komprimierten digitalen Signals die Schritte aufweist:

Gewinnen (11, 12) spektraler Koeffizienten aus dem bandbreitenbegrenzten Signal und Quantisieren der frequenzmäßig in Bändern gruppierten spektralen Koeffizienten, wobei die Bänder in Richtung zu höheren Frequenzen eine größere Bandbreite aufweisen.

15. Verfahren nach Anspruch 14, wobei das Verfahren zusätzlich den Schritt eines Erzeugens von Quantisierungsbits aufweist, wobei

der Schritt des Quantisierens der spektralen Koeffizienten den Schritt eines Zuordnens (18) von Quantisierungsbits zu den Bändern zum Quantisieren der spektralen Koeffizienten in jedem Band aufweist, jedoch eines Nichtzuordnens von Quantisierungsbits zu Bändern, die eine Frequenz oberhalb der entsprechend dem ausgewählten Kompressionsmodus eingestellten Grenzfrequenz aufweisen, und

der Schritt des Quantisierens ein Erzeugen (20) einer Subinformation für jedes Band mit einer Frequenz un terhalb der entsprechend dem ausgewählten Kompressionsmodus eingestellten Grenzfrequenz aufweist.

16. Verfahren nach Anspruch 14, wobei der Schritt des Gewinnens spektraler Koeffizienten aus dem bandbreitenbegrenzten Signal den Schritt eines orthogonalen Transformierens des bandbreitenbegrenzten Signals aufweist.

17. Verfahren nach Anspruch 14, wobei

das Verfahren zusätzlich die Schritte aufweist:

frequenzmäßiges Teilen des bandbreitenbegrenzten Signals in ein Frequenzbereichssignal in jedem von mehreren Frequenzbereichen und

zeitliches Teilen jedes Frequenzbereichssignals in Blöcke, wobei der Schritt des Gewinnens spektraler Koeffizienten aus dem bandbreitenbegrenzten Signal den Schritt eines orthogonalen Transformierens der Blöcke jedes Frequenzbereichssignals zum Erzeugen der spektralen Koeffizienten aufweist.

18. Verfahren nach Anspruch 17, wobei der Schritt des frequenzmäßigen Teilens des bandbreitenbegrenzten Signals ein Abwärtsabtasten des Frequenzbereichsignals in dem Frequenzbereich aufweist, in welchem die Grenzfrequenz des ausgewählten Kompressionsmodus liegt, um ein abwärts abgetastetes Frequenzbereichssignal zu erzeugen, und

die Schritte des zeitlichen Teilens jedes Frequenzbereichssignals in Blöcke und des Gewinnens spektraler Koeffizienten aus dem bandbreitenbegrenzten Signal mit dem abwärts abgetasteten Frequenzbereichsignal arbeiten.

19. Verfahren nach Anspruch 17, wobei beim Schritt des frequenzmäßigen Teilens des bandbreitenbegrenzten Signals das bandbreitenbegrenzte Signal frequenzmäßig in Frequenzbereiche geteilt wird, die einen niedrigsten Frequenzbereich neben einem nächstniedrigen Frequenzbereich aufwei sen, wobei der niedrigste Frequenzbereich und der nächstniedrige Frequenzbereich gleiche Bandbreite aufweisen.

20. Verfahren nach Anspruch 19, wobei beim Schritt des frequenzmäßigen Teilens des bandbreitenbegrenzten Signals das bandbreitenbegrenzte Signal frequenzmäßig in Frequenzbereiche geteilt wird, die zusätzlich einen höchsten Frequenzbereich aufweisen, wobei der höchste Frequenzbereich eine Bandbreite aufweist, die im Vergleich zum niedrigsten Frequenzbereich größer ist.

21. Verfahren nach Anspruch 13, wobei beim Schritt des zeitlichen Teilens jedes Frequenzbereichsignals jedes dieser Signale in Blöcke geteilt wird, die zusätzlich eine minimale Blocklänge aufweisen, die gleich einem Bruchteil der maximalen Blocklänge ist, wobei die minimale Blocklänge der Blöcke ungeachtet des Kompressionsmodus wenigstens im höchsten Frequenzbereich gleich ist.

22. Verfahren zur Aufzeichnung eines durch ein Verfahren nach einem der Ansprüche 11 bis 21 gewonnenen komprimierten digitalen Signals, mit dem Schritt eines Aufzeichnens des komprimierten Signals auf einem Aufzeichnungsmedium (1).

23. Verfahren nach Anspruch 22, wobei beim Schritt des Bereitstellens eines Aufzeichnungsmediums eine optische Platte als Aufzeichnungsmedium vorhanden ist.

24. Verfahren nach Anspruch 22, wobei beim Schritt des Bereitstellens eines Aufzeichnungsmediums ein Halbleiterspeicher als Aufzeichnungsmedium vorhanden ist.