DE69317344T2

DE69317344T2 - Ausgangsbegrenzer für einen Klasse-D BICMOS-Hörgeräteausgangsverstärker

Info

Publication number: DE69317344T2
Application number: DE69317344T
Authority: DE
Inventors: Ciro Milazzo
Original assignee: Exar Corp
Current assignee: Exar Corp
Priority date: 1992-09-30
Filing date: 1993-09-24
Publication date: 1998-10-29
Anticipated expiration: 2013-09-25
Also published as: EP0590903B1; US5389829A; ATE164033T1; JPH06319197A; US5506532A; EP0590903A1; DE69317344D1

Description

HINTERGRUND

Die vorliegende Erfindung betrifft Ausgangsverstärker der Klasse D für Hörgeräte.
Im Zuge des Fortschrittes bei Herstellungstechnologien und bei Techniken zum Entwurf von Schaltungen wurde die Gröbe von Hörgeräten beträchtlich verringert und Ihre Funktionalität verbessert. In den letzten Jahren wurden Hörgeräte-Ausgangsverstärker unter Verwendung der Architektur der Klasse D mit Erfolg entworfen und hergestellt. Siehe U.S.- Patent-Nr. 4 689 819 und F. Callias et al., "A Set of Four IC's in CMOS Technology for a Programmable Hearing Aid", IEEE, S. 301, April 1989.
Verstärker der Klasse D kombinieren einen geringen Energieverbrauch mit geringen harmonischen Verzerrungsniveaus, ohne die Leistungs/Verzerrungs-Kompromisse herkömmlicher Verstärker der Klasse A und der Klasse B einzugehen. Verstärker der Klasse A bieten eine geringe Verzerrung auf Kosten eines hohen Blindstromes, während Verstärker der Klasse B einen beträchtlich geringeren Blindstrom aufweisen, jedoch bei niedrigen Signalniveaus den Nachteil der Überschneidungsverzerrung aufweisen. Allerdings sind Verstärker der Klasse D erheblich komplizierter als ihre Gegenstücke der Klasse A und der Klasse B.
Das traditionelle Verfahren zur Begrenzung der Ausgangsspannungsamplitude bei Hörgeräten der Klasse B bestand im Einfügen eines mit dem Ausgangs-Transducer in Serie geschalteten Stellwiderstand. Dieses Verfahren ist für Ausgangsverstärker der Klasse D nicht geeignet.
Bei einem Ausgangsverstärker der Klasse B fließt im Belastungs-Transducer kein Strom, wenn der Verstärker kein Audiofrequenzsignal erhält. Daher wird ein in Serie zu der Last geschalteter Widerstand keine Verbesserung des Energieverbrauchs im Ruhezustand herbeiführen.
Beim Ausgang der Klasse D fließt in dem Belastungs-Transducer immer ein großer Strom, selbst wenn kein Audiofrequenzsignal vorliegt. Der Ausgangsschaltkreis der Klasse D beruht auf der induktiven Natur des Belastungs-Transducers, um den Energieverbrauch im Ruhezustand zu minimieren. Ein in Serie zu dem Ausgangs-Transducer geschalteter ohmscher Begrenzer würde selbst ohne Audiofrequenzsignal einen Energieverlust im stationären Zustand bewirken und dadurch den Vorteil des geringen Energieverbrauches bei der Klasse D vereiteln. Für die Klasse D wird ein hartes Begrenzerschema benötigt.
Ein Verstärker der Klasse D verwendet einen Oszillator, der eine hohe Frequenz mit dreieckiger Wellenform erzeugt. Es ist ebenfalls möglich einen Oszillator mit einem hochfrequenten Rechteckwellenausgang zu verwenden. Im letzteren Fall wird die für den Modulationsprozeß benötigte dreieckige Wellenform durch Integration der Rechteckwelle erhalten. Der zu verstärkende Eingang wird zur Rechteckwelle addiert, wobei dieses zusammengesetzte Signal mit einem Bezugsspannungsniveau verglichen wird. Dieser Prozeß, der allgemein als Pulsbreitenmodulation oder als Pulsdauermodulation bekannt ist, erzeugt an dem Ausgang des Komparators eine Abfolge von Rechteckwellenpulsen mit einer sich in Abhängigkeit von dem Eingangssignal kontinuierlich ändernden Einschaltdauer. Dieses Signal wird dann auf einen Transducer gegeben, wo es wiederum in ein Amplitudenniveau konvertiert wird, welches das verstärkte Ebenbild des Eingangssignals ist.
Ein wichtiges Problem bei jedem Entwurf von Hörgeräten ist die Stabilität. Der nicht verschwindende Wert der Innenimpedanz der Batterie bewirkt, daß die Spannung an der Batterieleitung von dem durch den Transducer fließenden Signalstrom moduliert wird. Dieser Effekt kann auf die Eingangsschaltungsblöcke rückwirken, wo geringere Signalniveaus verarbeitet werden, und Instabilitäten bewirken können. In bezug hierauf sind Systeme, die Ausgangsverstärker der Klasse D verwenden, keine Ausnahme. Die Ausgangsverstärker der Klasse D des Standes der Technik haben Kompensationsschemata verwendet, um die nachteiligen Wirkungen der Innenimpedanz der Batterie auf die Systemstabilität auszulöschen. Diese Kompensationsschemata bringen bei hohen Frequenzen einigen Erfolg, jedoch sind die vorgeschlagenen Verfahren bei geringen Frequenzen nicht befriedigend. Neben der Stabilität des Verstärkers selbst benötigten diese Ausgangsverstärker externe Widerstands-Kondensator-(RC)-Tiefpaßfilter, um die unerwünschten Signale aus der Versorgungsspannung externer Schaltungsblöcke, wie Vorverstärker, Filter und Mikrophon herauszufiltern. Solche RC-Filter benötigen häufig eine hohe Kapazität, was die Gesamtabmessung des Hörgerätes vergrößert.
Die heute in Hörgeräten zu findenden Batterien sind typischerweise einzellige Batterien mit 1,2 - 1,6 Volt. Wenngleich große Fortschritte in der Batterietechnologie gemacht wurden, so ist die begrenzte Spannungs- und Stromkapazität einer einzelnen Zelle noch immer eine große Herausforderung auf dem Gebiet des Entwurfes von Hörgeräten. Ein erfolgreicher Hörgeräteschaltkreis muß in der Lage sein, mit geringen Spannungen zu arbeiten und eine minimale Energiemenge zu verbrauchen. Kürzlich wurden Versuche unternommen, den Vorteil der geringen Stromaufnahme von CMOS-Vorrichtungen, die in einem Schaltmodus arbeiten, auszunutzen. Dies ist die Grenze dafür, was mit CMOS-Schaltkreisen in analogen Hörgerätesystemen bewerkstelligt werden kann. Jedoch kann eine bipolare Schaltungstechnik, die in sich besser für analoge Anwendungen mit geringen Spannungen geeignet ist, zum Entwurf von Hörgeräten mit besserer Funktionsfähigkeit verwendet werden, wobei der Energieverbrauch noch auf einem annehmbaren Niveau gehalten wird.
Die EP-A-O 386 933 offenbart ein Gerät gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende, in Anspruch 1 dargelegte Erfindung stellt einen harten Begrenzer zwischen dem Pulsbreitenmodulator und Ausgangs-Treibertransistoren eines Verstärkers der Klasse D zur Verfügung. Der Begrenzer arbeitet mittels Steuerung der Einschaltdauer der Ausgabe des Pulsbreitenmodulators, die direkt der Größe der Spannung entspricht, welche über dem Ausgangs-Belastungs-Transducer auftritt. Das modulierte Pulsbreitensignal (PWM) wird mit den Ausgängen eines Paares von One-Shot-Schaltkreisen (Einzelpulsgeneratoren) verglichen. Wenn entweder der positive Puls oder der negative Puls des PWM-Signals kürzer ist als der One-Shot- Puls, so wird der PWM-Puls durch den One-Shot-Puls ersetzt. Dies legt den maximalen und den minimalen Wert der Einschaltdauer des PWM-Signals fest, wobei der positive und der negative Wert der entsprechenden Ausgangsspannung begrenzt werden.
Die Steuerung der Pulsbreite des One-Shot erfolgt vorzugsweise über einen Stellwiderstand. Die vorliegende Erfindung stellt ebenfalls einen getrennten Steuerungsschaltkreis zur Verfügung, um mit der Situation umzugehen, daß kein Puls von dem Pulsbreitenmodulations-Verstärker während einer Oszillatorperiode vorliegt, was anzeigen könnte, daß das Signal bei 100 % (oder 0 %) Einschaltdauer aus dem Rahmen fällt, wobei kein Pulseingang erzeugt wird und der One-Shot nicht getriggert wird. In dieser Situation überwacht der Steuerschaltkreis den Ausgang des Pulsbreitenmodulators und wird in dem Fall, daß von dem Pulsbreitenmodulator während einer Oszillatorperiode kein Puls nachgewiesen wird, selbst einen vorgegebenen Puls erzeugen.
Die vorliegende Erfindung wird unter Verwendung einer bipolaren und komplementären Metalloxid-Halbleiter-(BICMOS)- Technologie hergestellt, welche sowohl bipolare als auch CMOS-Vorrichtungen auf demselben Siliziumsubstrat bietet. Der Begrenzerabschnitt des Schaltkreises verwendet bipolare Vorrichtungen für die analogen Funktionen (wie z.B. die Komparatoren und die Cne-Shots) und verwendet CMOS- Vorrichtungen für die digitalen logischen Funktionen. Der Hauptteil des Restes des Verstärkers der Klasse D verwendet bipolare Vorrichtungen, außer für den die Transducer treibenden Ausgangsschaltkreis, der CMOS-Inverter verwendet. Ein von den Batterieleitungen versorgter Spannungsregler wird verwendet, um den Hauptteil des bipolaren Schaltkreises zu versorgen, wobei nur die digitale Logik, die CMOS- Ausgangstreiber und ein Teil der Niveaukonverter direkt von den Batterieleitungen versorgt werden. Diese Architektur garantiert, daß kein Signal über die Batterieleitungen auf vorangehende Stufen des Hörgerätesystems zurückgeführt wird, wobei ein stabiler Betrieb für einen ausgedehnten Bereich von Innenimpedanzwerten der Batterie sichergestellt ist. Die bipolaren Eingangsblöcke des Schaltkreises sind unter Verwendung bipolarer Gestaltungstechniken für geringe Spannungen gestaltet, um bei dem 1-Volt-Niveau, welches von dem internen Spannungsregler erzeugt wird, zu arbeiten. Der Spannungsregler verwendet eine bipolare Basis- Emitter-Spannungsreferenz, die das Gleichlaufen seiner Ausgangsspannung mit den Spielraum-Erfordernissen des bipolaren Schaltkreises über die Temperatur- und Prozeßveränderungen gewährleistet.
Zum besseren Verständnis des Wesens und der Vorteile der Erfindung sollte auf die folgende detaillierte Beschreibung in Verbindung mit den begleitenden Zeichnungen bezug genommen werden.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Funktions-Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ist ein Diagramm eines Systems, welches einen für das Verständnis der vorliegenden Erfindung nützlichen Begrenzer verwendet.
Fig. 3 ist ein Blockdiagramm des Begrenzers nach Fig.
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm, welches die Wirkung der Begrenzung auf die Pulswellenform veranschaulicht.
Fig. 5 ist ein Diagramm einer Ausführung eines Begrenzers gemäß der vorliegenden Erfindung mit einem Steuerschaltkreis zum Erzeugen vorgegebener Pulse;
Fig. 6 und 7 sind Zeitdiagramme, die die Position der Pulse in dem System nach Fig. 5 veranschaulichen;
Fig. 8A - 8C sind Diagramme anderer Ausführungen zum Erzeugen eines Begrenzertaktes;
Fig. 9A und 9B sind Zeitdiagramme für die Schaltkreise der Fig. 8A und 8B;
Fig. 10 ist eine schematische Zeichnung des Oszillatorschaltkreises nach Fig. 1;
Fig. 11 ist eine schematische Zeichnung des summierenden Integrator- und Referenzgenerator-Schaltkreises nach Fig. 1;
Fig. 12 ist eine schematische Zeichnung des Vergleicher- Schaltkreises nach Fig. 1;
Fig. 13 ist eine schematische Zeichnung des Niveau- Konvertierungs-Schaltkreises des Komparators nach Fig. 1;
Fig. 14A ist ein Schaltungsdiagramm des Verzögerungs- Schaltkreises 29 nach Fig. 1;
Fig. 14B ist ein Zeitdiagramm für Fig. 14A;
Fig. 15 ist ein Blockdiagramm des Begrenzers 31 nach Fig. 1;
Fig. 16 ist ein Blockdiagramm des veränderlichen Verzögerungs-Schaltkreises nach Fig. 15;
Fig. 17 ist eine schematische Zeichnung des Ausgangs- Treiberschaltkreises nach Fig. 1; und
Fig. 18 ist eine schematische Zeichnung des Spannungsregler-Schaltkreises nach Fig. 1.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNG

Die vorliegende Erfindung stellt einen integrierten Schaltkreis eines Hörgeräte-Ausgangsverstärkers zur Verfügung, welcher mittels einer bipolaren und komplementären Metalloxid-Halbleiter-(BICMOS -Prozeßtechnologie hergestellt ist, die bipolare und CMOS-Vorrichtungen auf demselben Siliziumsubstrat bereitstellt.
Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer bevorzugten Ausführung der vorliegenden Erfindung. Der BICMOS-Ausgansverstärker ist innerhalb des Rechteckes 10 dargestellt, welches den Chip des integrierten Schaltkreises darstellt, zusammen mit seinen zugehörigen externen Komponenten, die erforderlich sind, um ein vollständiges Hörgerätesystem aufzubauen. Das Audiosignal wird von einem Mikrophon 12 aufgenommen und mittels eines Vorverstärkers 14 vorverstärkt. Das vorverstärkte Audiofrequenzsignal tritt in den Ausgangsverstärker 10 über den Anschluß "Audio" ein und treibt nach Verstärkung durch den Ausgangsverstärker 10 einen gewöhnlichen Hörgeräte-Transducer 16 an, der zwischen den Ausgangs-Anschlußstellen angeschlossen ist.
Das System wird von einer Batterie 18 mit 1,15 bis 1,60 Volt mit Energie versorgt. Ein innerer Spannungsregler 20 bezieht seine Energie aus der Batterie 18 und erzeugt eine geregelte Spannung von etwa 1 Volt auf dem internen Leistungsbus VRG, welcher zur Spannungsversorgung der meisten Teile des internen analogen Schaltkreises verwendet wird.
Ein Oszillator 22 bezieht seine Energie von dem Bus VRG und erzeugt zwischen seinen Ausgangsknoten OSC+ und OSC- eine Ultraschall-Rechteckwelle mit einer Einschaltdauer von 50 %. Ein summierender Integrator und Referenzgenerator 24, der ebenfalls seine Energie von dem Bus VRG bezieht, integriert die an seinem Eingang anliegende Wellenform und erzeugt eine dreieckige Wellenform an seinem Ausgangsknoten SUM. Zur selben Zeit erzeugt er eine Referenzspannung an seinem Referenzausgang REF1 mit einem Wert, der exakt gleich dem Durchschnittswert der Wellenform an dem Knoten SUM ist und von einem Komparator 26 als Schwellenspannung verwendet wird.
Das Audiosignal tritt in das System an der Anschlußstelle "Audio" ein, die kapazitiv an den Ausgang des Vorverstärkers 14 gekoppelt ist, und wird auf die dreieckige Wellenform an dem Knoten SUM addiert, wobei ein vordefiniertes Gewichtungsverhältnis verwendet wird, was später in dieser Beschreibung behandelt werden wird. Somit liegt an dem Knoten SUM eine aus dem Audiosignal und der Ultraschall- Dreieck-Wellenform zusammengesetztes Signal vor, welches durch den Integrationsprozeß erzeugt wurde. In Abwesenheit eines Audiofrequenzsignals an der Anschlußstelle "Audio" sind die Abweichungen des Signals am Knoten SUM über und unter die Referenzspannung am Knoten REF1 bezüglich ihrer Dauer identisch. Jeder Audiosignaleingang verschiebt die Ultraschall-Dreieck-Wellenform im Bereich der Referenzspannung, wobei die Dauer der Zeitintervalle zwischen "Achskreuzungen" geändert werden. Der Begriff "Achskreuzung" wird in der Beschreibung der Erfindung durchgängig verwendet, um den Zeitpunkt der Abweichung des zusammengesetzten Signals am Knoten SUM durch den Referenzspannungswert am Knoten REFL zu bezeichnen.
Der Komparator 26, welcher ebenso seine Energie von VRG bezieht, vergleicht die zusammengesetzte Wellenform an seinem Eingangsknoten SUM mit der Schwellenspannung an seinem anderen Eingang REF1 und schaltet seinen Ausgang bei den Achskreuzungen des Einganges.
Die Ausgangswellenform ist eine Ultraschall-Rechteckwelle mit einer Einschaltdauer, die sich in Abhängigkeit von den Verschiebungen der Achskreuzungen ändert, welche von dem Audiosignal an der Eingangsanschlußstelle "Audio" bewirkt werden. Ein Audiosignal mit einer größeren Amplitude bewirkt eine größere veränderung der Einschaltdauer, da es eine größere Verschiebung der Achskreuzungen bewirkt. Somit wird ein Pulsbreitenmodulations-Prozeß durch die Einstellung der Breiten der von dem Oszillator in Abhängigkeit von der Audiosignalamplitude abgeleiteten Ultraschall- pulse erreicht. Das pulsbreitenmodulierte Signal (PWM) aus dem Komparator wird einem Niveaukonverter (innerhalb des Komparatorblockes) zugeführt, der die Niedrigniveauschwingungen in Schwingungen von einem Randbereich zum anderen Randbereich konvertiert, welche erforderlich sind, um den CMOS-Eingang des Verzögerungsschaltkreises 29 zu treiben. Die Verzögerung 29 und der Begrenzer 21 sind weiter unten beschrieben. Hinter dem Begrenzer geht das PWM-Signal auf den CMOS-Ausgangstreiber 30 über. Der Ausgangstreiber besteht aus zwei identischen Ketten mit kontinuierlich verändertem Wellenwiderstand aus drei Invertern, wobei der letzte Inverter in der Kette groß genug ist, um den elektroakustischen Transducer 16 zu treiben.

Begrenzer

Die Erfindung stellt eine harte Begrenzerfunktion zur Verfügung, die zum Einfügen in einen Leistungsverstärker der Klasse D für Hörgeräte entworfen ist. Ein Begrenzer 110 ist zwischen dem Ausgang des Pulsbreitenmodulators (PWM) 112 und den Eingängen der Leistungstreibertransistoren 114 angeordnet, wie in Fig. 2 gezeigt. Der PWM- Block ist so verändert, daß er zusammen mit dem pulsbreitenmodulierten Datenausgang einen Taktausgang erzeugt.
Bei einem Verstärker der Klasse D gibt es eine direkte Beziehung zwischen der Einschaltdauer des PWM-Ausganges und der über der Last auftretenden resultierenden Signalspannung. Diese Beziehung wird beschrieben durch die Gleichung:
Vout = (Vbat-Vswitch) * (50 %-D/C)/50%
wobei Vout die Signalspannung über der Last ist; Vbat ist die Batteriespannung; Vswitch ist der gesamte Spannungsabfall über den Ausgangstreiberschaltern; D/C ist die Einschaltdauer des der Last zugeführten Pulses. Ein System, welches die Größe (50 % - D/C) in Ihrer Höhe begrenzt, begrenzt die Höhe der Signalspannung bei der Last.
Ein vereinfachtes Blockdiagramm in Fig. 3a veranschaulicht das grundlegende Konzept des Begrenzers 110, wobei dies nützlich zum Verständnis der Erfindung ist. Der Begrenzereingang ist der Ausgang des PWM-Schaltkreises. Die Einschaltdauer des Eingangspulses kann zwischen 0 % (Eingang immer "low"; keine positiven Pulse) über 50 % (gleiche positive und negative Pulsbreiten) bis 100 % (Eingang immer "high"; keine negativen Pulse) liegen. Am Anfang jedes positiven Pulses feuert der One-Shot 210, wobei ein Ausgangspuls mit einer durch die Einstellung des Widerstandes R1 bestimmten Länge erzeugt wird. Der Ausgang des One-Shot 216 wird mit dem Eingangs-PWM-Datensignal im NOR-Gate 212 kombiniert. Wenn die Länge des Eingangspulses größer ist als der One-Shot-Puls, so ist der positive Puls am Ausgang des NOR-Gates 212 derselbe wie der Eingangspuls. Wenn die Länge des Eingangspulses kürzer ist als der One-Shot-Puls, so ist der positive Puls am Ausgang des NOR-Gates 212 derselbe wie der One-Shot-Puls. Das Ergebnis ist, daß die minimale Einschaltdauer am Ausgang des NOR-Gates 212 nun auf (OSP/T) * 100 % begrenzt ist, wobei OSP die Länge des One-Shot-Ausgangspulses ist; T ist die Periode des PWM-Oszillators. Der One-Shot 214 und das NOR-Gate 216 haben dieselbe Funktion für negative Eingangspulse wie der One-Shot 210 und das NOR-Gate 212 für positive Pulse. Solange also die Perioden der Ausgangspulse für die beiden One-Shots gleich sind, ist die Begrenzung symmetrisch, mit positiven und negativen Ausgängen, die beide auf dieselbe Höhe begrenzt sind. Das Zeitdiagramm in Fig. 3b veranschaulicht diese Funktion. Die kurzen positiven 310 und negativen 312 Pulse werden durch die One-Shot-Pulse 314 und 316 jeweils in der Ausgangswellenform ersetzt. Keine positiven oder negativen Pulse, die kürzer sind als die One-Shot-Pulse können jemals in der Ausgangswellenform auftreten.
Der in Fig. 3 veranschaulichte Schaltkreis arbeitet richtig, wenn das Audio-Eingangssignal-Niveau ausreichend niedrig ist, so daß der Ausgang ohne einen Begrenzerschaltkreis nicht begrenzt würde. Wenn das Eingangssignal groß genug ist, um zu bewirken, daß der Ausgang ohne einen Begrenzer begrenzt wird, so liegt ein "Treppenstufen"-Muster am Ausgang vor. Dies ist in Fig. 4 veranschaulicht.
Fig. 4 zeigt zunächst den Audioeingang der Klasse D und dann den Ausgang ohne einen Begrenzerschaltkreis. Wie man sehen kann, tritt eine begrenzende Wirkung beim Maximum und beim Minimum 410 und 412 aufgrund des begrenzten Ausgangsbereiches des Schaltkreises vor. Die Wellenform unmittelbar darunter zeigt die Wirkung mit dem One-Shot-Begrenzerschaltkreis aus Fig. 3. Die Begrenzerfunktion tritt an den Punkten 414 ein. Bei den Maxima und Minima 416, bewirkt der PWM 0 % oder 100 % Modulation, und es gibt weiterhin keine Pulse, die zum Triggern der One-Shots erzeugt werden. Entsprechend ist die begrenzende Wirkung nicht länger vorhanden, wobei die Amplitude in den natürlichen Begrenzungsbereich des Schaltkreises bei den Punkten 416 aufschießt. Somit werden zwei verschiedene maximale Amplitudenniveaus für ein Eingangssignal erhalten, welches dasselbe Ausgangsniveau haben soll. Wenn die One-Shots nicht getriggert werden, so kehrt der Ausgang zu einer Einschaltdauer von 0 % (immer "low") oder einer Einschaltdauer von 100 % (immer "high") zurück.
Der in Fig. 5 gezeigte Schaltkreis gemäß der vorliegenden Erfindung wurde entwickelt, um dieses Problem zu lösen. Der Steuerschaltungsblock 510 ist so entworfen, daß er durch das Gate 212 einen Triggerpuls zu dem One-Shot 210 sendet, wenn der Ausgang des NOR-Gates 212 nicht jedesmal während eines Taktpulses auf "low" geht. Fig. 6 zeigt die erforderliche Beziehung zwischen dem Steuerschaltungs-EINGANG (510) und dem TAKT sowie dem Steuerschaltungs-AUSGANG. Die Steuerschaltung 514 und das OR-Gate 516 führen dieselbe Funktion für Pulse der entgegengesetzten Polarität durch.
Wie anhand von Fig. 6 zu sehen ist, gibt es einen Eingangspuls während eines jeden der Taktzyklen 610, 612, 613 und 614. Wie man sieht, gibt es keinen Puls an dem Eingang während des Taktzyklus' 615. Die Steuerschaltung 510 wird einen Puls liefern, um den One-Shot 210 jedes mal zu triggern, wenn ausgegebene PWM-Daten nicht während eines gewissen Abschnittes des positiven Taktpulses auf "high" gehen. Kehrt man dies für den Fall entgegengesetzter Polarität um, so wird die Steuerschaltung 514 jedes mal einen Puls zum Triggern des One-Shot 214 liefern, wenn ausgegebene PWM-Daten nicht während eines gewissen Abschnittes des negativen Taktpulses auf "low" gehen.
Fig. 7 zeigt die bevorzugte Beziehung zwischen dem STEUERTAKT-Signal und dem pulsbreitenmodulierten PWM-AUSGANGS- Signal. Kurze positive PWM-AUSGANGS-Pulse sollten in der Nähe der Mitte der positiven STEUERTAKT-Pulse auftreten, und kurze negative PWM-AUSGANGS-Pulse sollten in der Nähe der Mitte der negativen STEUERTAKT-Pulse auftreten. Die Beziehung zwischen den Daten und den Taktpulsen ist aufgrund der Art der Steuerschaltungsfunktionen erforderlich. Wenn die Datenpulse in der Nähe der Enden der Taktpulse auftreten, so ist es möglich, daß im Falle sehr kurzer Datenpulse ein Flackern entweder in den Daten- oder den Taktsignalen bewirkt, daß die Datenpulse vollständig außerhalb der Taktpulse auftreten. Dies führt zu einem Extrapuls, der dem One-Shot zusätzlich zu dem Datenpuls selbst zugeführt wird. Wenn es diese Notwendigkeit nicht gäbe, so könnte der Begrenzertakt direkt von dem Oszillator entnommen werden, wodurch es nicht nötig wäre, einen zweiten Integrator und Komparator aufzubauen.
Die Fig. 8A-8C zeigen zwei Arten, die oben beschriebene erforderliche Beziehung zwischen Takt und Daten zu erzeugen.
Fig. 8A zeigt einen Integrator 810, einen Summierer 812 und einen Komparator 814, um die PWM-DATEN zu erzeugen, wobei ein zweiter Integrator 816 und Komparator 818 verwendet werden, um einen BEGRENZERTAKT zu erzeugen, der in Phase mit den PWM-DATEN ist. Fig. 9A zeigt für diesen Schaltkreis repräsentative Wellenformen.
Fig. 8B zeigt ein Verfahren, welches für Systeme geeignet ist, die eine 2X-Oszillatorfrequenz verwenden, welche halbiert wird, um einen 1X-Takt mit einer exakten Einschaltdauer von 50 % zu erhalten. Solch ein System wurde im Patent Nr. 4 689 819 von Killion beschrieben. Das Verfahren verwendet einen 2X auf 1X Taktteiler 820, der zwei Ausgänge aufweist, einen mit 0º Phasenverschiebung und einen mit -90º Phasenverschiebung. Diese eingebaute -90º-Pha senverschiebung kompensiert die -90º-Phasenverschiebung des Integrators 822 in dem Pfad, welcher die PWM-DATEN über den Summierer 824 und den Komparator 826 erzeugt. Im Ergebnis sind der BEGRENZERTAKT und die PWM-DATEN miteinander in Phase, sowie bei den Verfahren in Fig. 8A. Fig. 9B zeigt für den Schaltkreis in Fig. 88 repräsentative Wellenformen. Fig. 8C zeigt ein Verfahren zum Erzeugen zweiter Takte, einen mit -90º-Phasenbeziehung bezüglich des anderen, wobei nur zwei Flip-Flops 828, 830 und ein Inverter 832 verwendet werden.
Es folgt eine detaillierte Beschreibung der Schaltungsblocks, die den Ausgangsverstärker bilden. Das schematische Diagramm des Oszillators 22 nach Fig. 1 ist in Fig. 10 angegeben. Der Oszillator ist vom emittergekoppelten Typ. Bipolare Transistoren Q2 und Q3 bilden zusammen mit ihren Kollektor-Lastwiderständen R2 und R3 einen Differentialverstärker, der seine Vorspannung von dem Stromquellentransistor Q7 erhält. Die um den Differentialverstärker mit Q1, Q4, R1 und R4 aufgebaute, positiv rückgekoppelte Anordnung stellt sicher, daß die Schaltung mit einer Frequenz oszilliert, die von den Spannungsausschlägen über R2 und R3, dem Wert des Kondensators C1 auf dem Chip und den Entladeströmen definiert ist, welche von den Stromquellentransistoren Q6 und Q8 zur Verfügung gestellt werden. Die an den Basen von Q6 und Q8 erforderliche Vorspannung wird diesem Block über den Vorspannungsknoten BIAS zugeführt, wie später in Verbindung mit Fig. 11 diskutiert wird.
Ein vollständig symmetrischer Betrieb wird dadurch erreicht, daß jedes Element in einer Hälfte des Schaltkreises als identischer Zwilling seines Gegenstückes in der anderen Hälfte des Schaltkreises hergestellt wird. Somit wird eine symmetrische Ultraschallwellenform zwischen den Oszillatorausgangsknoten OS1 und OS2 erhalten. Q5, welcher als Diode verschaltet ist, erzeugt zusammen mit dem Vorspannungswiderstand R5 eine Vorspannung an der Basis von Q7, welche deren Kollektorstrom definiert. Da der Spannungsabfall über R2 (oder R3) einer der Faktoren ist, welcher die Schwingungsfrequenz beherrscht, ist es möglich, die Frequenz durch Einstellung von R5 zu ändern. Somit ist es möglich, den Schaltkreis bei einer Frequenz zu betreiben, die am besten für einen speziellen Typ eines am Ausgang verwendeten Transducers geeignet ist, wodurch ermöglicht wird, Hochfrequenzverluste der Ausgangsschaltung zu minimieren. Das Experimentieren mit verschiedenen Typen von Transducern hat gezeigt, daß die besten Ergebnisse im Hinblick auf Blindstrom mit Oszillatorfrequenzen im Bereich von 50 kHz bis 200 kHz erhalten werden, abhängig vom speziellen, an den Ausgangsschaltstellen angeschlossenen Transducertyp. Der Wert von RS kann durch eines von verschiedenen Verfahren eingestellt werden, wie beispielsweise die Möglichkeit der Metallmaskierung, Zener-"Zapping", um die unerwünschten Bereiche von R5 kurzzuschließen oder die Verwendung von Vielfachanschlußflächen, die an Anzapfpunkten an R5 angeschlossen sind.
Das detaillierte schematische Diagramm des summierenden Integrators und Referenzgenerators 24 nach Fig. 1 ist in Fig. 11 dargestellt. Die Transistoren Q1 und Q2 bilden zusammen mit den Widerständen R5, R7 und R8 einen Differentialverstärker, der durch den Stromkreistransistor Q8 vorgespannt wird. Das Ausgangssignal des Oszillators, welches hauptsächlich aufgrund der begrenzten Schleifenverstärkung in diesem Schaltungsblock keine perfekte Rechteckwelle ist, wird durch den Differentialverstärker näherungsweise zu einer Rechteckwelle verstärkt. R6, R9 und C1 bilden den summierenden Integrator. Diese einfache Schaltung führt die Integration der Ultraschallrechteckwelle und die gewichtete Addition des Audiosignais zu der in dem Integrationsprozeß erzeugten dreieckigen Wellenform durch. Das Gewichtungsverhältnis der Wellenformen, welche in den summierenden Integrator eintreten, ist durch die relativen Werte der Integrationswiderstände R6 und R9 festgelegt, vorausgesetzt das R5 und die Hörquellenimpedanz im Vergleich zu R6 und R9 vernachlässigbar sind. Der Wert des Integrationskondensators C1 wird so gewählt, daß eine Dreieckwelle mit angemessener Linearität an einem Ausgang SUM erzeugt wird, indem die Ultraschallrechteckwelle einfach integriert wird.
Der Transistor Q3, die Widerstände R3, R4, R14, R2, der Kondensator C2 und die Stromquellentransistoren Q6, Q7 bilden einen Referenzgeneratorschaltkreis, welcher ein Spannungsniveau am Ausgang REF1 erzeugt, welches exakt gleich dem Durchschnittswert der Wellenform beim Integrationsausgang SUM ist, unabhängig von den Prozeßveränderungen. Die Werte von R3 und von C2 werden so gewählt, daß die am Ausgang REF1 geprüfte Impedanz im wesentlichen dieselbe ist wie diejenige an dem Ausgang SUM geprüfte. Diese Architektur des Blocks stellt sicher, daß dieselben Momentanspannungen und dieselben Impedanzen von den beiden Ausgängen an den nachfolgenden Block bei Achskreuzungen gegeben werden. Der Einschluß von C2 stellt ebenfalls sicher, daß irgendein hochfrequentes Rauschsignal, daß auf dem VRG- Bus vorliegen könnte, sowohl an dem REF1-Ausgang als auch an dem SUM Ausgang auftreten wird (das Auftreten des Rauschsignals bei SUM beruht hauptsächlich auf der Integration des Kondensators C1). Solange also der nachfolgende Schaltungsblock Differentialeingänge mit einer angemessenen Gleichtakt-Unterdrückung aufweist, werden die Rauschsignale bei SUM und REF1 kein Problem erzeugen, da die differentielle Rauschspannung zwischen den beiden genannten Ausgängen nahezu 0 sein wird. Die Vorspannung an den Basen der Stromquellentransistoren dieser Stufe werden über den Knoten BIAS versorgt.
Ein ähnlicher Schaltkreis wird für REF2 zur Verfügung gestellt, um den Ausgang INT2 zu steuern. Q2, Q8, R7, R10 und C3 erzeugen ein zweites Dreieck, welches dem Taktvergleicher 27 nach Fig. 1 über den Knoten INT2 eingegeben wird. Q4, Q9, R11, R12 und R13 erzeugen ein Spannungsniveau am Knoten REF2, der exakt gleich dem Durchschnittswert der Wellenform am Knoten INT2 ist.
Die Referenzspannungen und die Dreieckwellen werden in Komparatoren eingegeben, die die Dreieckwellensignale in Pulse konvertieren. Die Einschaltdauer des DATENKOMPARATOR- Ausgangspulses ist proportional zur AUDIO-Eingangsspannung. Die Einschaltdauer des TAKTKOMPARATOR-Ausgangspulses wird bei 50 % festgehalten.
Die Fig. 12 und 13 sind schematische Diagramme von einem der Komparatorblöcke 26 und 27 nach Fig. 1. Fig. 12 zeigt die Hauptkomparatorstufe, während Fig. 13 den Niveau- Konvertierungsausgang des Komparators zeigt. Der Komparator umfaßt vier Kaskaden-Differentialstufen. Die Architektur ist so entworfen, daß während des Betriebs bei geringen Sromniveaus und geringen Spannungen angemessene Verstärkung und Eingangs-Offset vorliegen. Q16 und Q17 bilden zusammen mit ihren jeweiligen Lastwiderständen R15 und R16 die differentielle Eingangsstufe, welche von dem Stromquellentransistor Q18 vorgespannt wird. Die zweite Stufe wird von Q19, Q20, R17, R18 und Q21 gebildet. Ähnlich umfassen die dritte und vierte Stufe jeweils Q22, Q23, R19, R20, Q24 sowie Q25, Q26, R21, R22, Q27. Die Vorspannung der Stromquellentransistoren wird durch den als Diode verschalteten Q15 und durch den Widerstand R14 festgesetzt. Die Vorspannung steht ebenfalls anderen Schaltungsblöcken über den BIAS-Knoten zur Verfügung. Für den Datenkomparator 26 sind die Differentialeingänge INT und REF an den SUM- und REF1-Ausgängen des Integrator- und Referenzerzeugungsblockes angeschlossen. Für den Taktkomparator 27 sind die Differentialeingänge INT und REF an die INT2- und REF2-Ausgänge des Integrator- und Referenzerzeugungsblockes angeschlossen.
Die Komparatorausgänge CO1 und CO2 ändern ihren Zustand immer, wenn eine Achskreuzung an dem Eingang auftritt. Wenn an dem INT-Ausgang des Integrators keine Audiosignalkomponente vorliegt, tritt die Achskreuzung in gleichen Zeitintervallen an der ansteigenden und der abfallenden Kante der Ultraschall-Dreieckswelle am Knoten INT nach Fig. 1 auf. Dieser Zustand wird als "Leerlauf" bezeichnet und bewirkt, daß der Komparator an seinen Ausgängen CO1 und CO2 eine Rechteckwelle mit einer Einschaltdauer von 50 % erzeugt. Da dieselben Momentanspannungen und dieselben Impedanzen an den INT- und REF-Eingängen bei der Achskreuzung vorliegen, ist es sichergestellt, daß die Leerlauf-Einschaltdauer 50 % beträgt, ohne Abhängigkeit von Prozeßveränderungen und ohne die Notwendigkeit, irgendeine Komponente einzustellen. Beliebige Abweichungen von der Leerlauf-Einschaltdauer von 50 % wird von Fehlabstimmungen der Komponenten bewirkt, die durch umsichtige Planung der Komponentenplazierung und deren Geometrie während der Layout-Entwurfsphase des integrierten Schaltkreises auf einem Minimum gehalten werden. Die Prototyp-Schaltkreise liefern durchgängig Leerlauf- Einschaltdauern mit weniger als 2 % Abweichung von dem Idealwert von 50 %.
Zurück zu Fig. 1, wo ein Audiosignal, welches in dem integrierten Schaltkreis an der Anschlußstelle "Audio" eintritt, bewirkt, daß sich die Dreieckwellenform am Knoten INT um die Referenzspannung am Knoten REF als Ergebnis der von den summierenden Integrator 24 ausgeführte Summieroperation verschiebt. Somit ändern sich die Zeitintervalle zwischen den Achskreuzungen in Abhängigkeit von der Audiosignalamplitude. Der Komparator 26, welcher bei den Achskreuzungen schaltet, erzeugt an seinen Ausgangsknoten CO1 und CO2 Rechteckwellensignale entgegengesetzter Phase mit Einschaltdauern, die der Audiosignalamplitude folgen. Somit wird eine Pulsbreitenmodulation erreicht, bei der die Änderungen der Audiosignalamplitude in Änderungen der Einschaltdauern der Rechteckwellen an den Knoten CO1 und CO2 konvertiert werden.
Wie in der Technik gut bekannt ist, ist ein solches pulsbreitenmoduliertes Signal aus Niedrigfrequenzkomponenten des modulierenden Signals und Hochfrequenzkomponenten des modulierten Signals zusammengesetzt. Die originale Audioinformation kann aus dem pulsbreitenmodulierten Signal durch einen einfachen Tiefpass-Filterprozeß zurückgewonnen werden (welcher vom menschlichen Ohr durchgeführt wird, da dieses nicht über 18-20 kHz hören kann. Tatsächlich wäre auch der Transducer nicht in der Lage, die Ultraschallfrequenz zu reproduzieren).
Der Niveaukonverter des Komparators ist in Fig. 13 schematisch dargestellt. Er umfaßt zwei identische Hälften und konvertiert die Differential-Rechteckwelle an den Komparatorausgängen zu vollschwingenden Rechteckwellen an seinen Ausgängen LO1 und LO2. Um den Betrieb gemäß Fig. 13 zu erläutern, ist zunächst eine Hälfte des Schaltkreises zu betrachten, welche Q28, Q29, Q32, Q33, R23 und die Stromquellentransistoren Q30 und Q31 umfaßt, und anzunehmen, daß das Spannungsniveau am Eingang CO1 höher ist als das am Eingang CO2. In diesem Fall führt der als Diode verschaltete Q28 den Kollektorstrom der Stromqelle Q30. Jedoch kann Q29 einen geringeren Strom führen, da seine Basis-Emitter- Spannung geringer ist als die von Q28. Somit zieht der zusätzliche Strombedarf des Stromquellentransistors Q31 die Basis des Schalttransistors Q33 auf einen geringen Spannungswert, wodurch letzterer ausgeschaltet wird. Da durch R23 kein Strom fließt, ist die Ausgangsspannung bei LO1 gleich der Spannung des VCC-Busses. Q32 stellt sicher, daß Q31 niemals in die Sättigung geht, was andernfalls den Betrieb des von demselben BIAS-Knoten vorgespannten Stromquellentransistor stören würde.
Wenn das Spannungsniveau nach CO1 unter CO2 fällt, so ist die Basis-Emitter-Spannung von Q29 größer als diejenige von Q28, und folglich fordert Q29 einen größeren Kollektorstrom als die Stromquelle Q31 liefern kann. Dieser Umstand bewirkt, daß die Spannung an der Basis von Q33 ansteigt und daß Q33 in die Sättigung geht, wodurch der Ausgang LO1 in Richtung des GND-Busses gezogen wird. Der Low-Level-Ausgang wird durch die Sättigungsspannung von Q33 bestimmt, welche geringer ist als 100 mV. Dasselbe Betriebsprinzip ist auf die andere Hälfte des Schaltkreises Q34, Q35, Q38, Q39, R24 und die Stromquellentransistoren Q36 und Q37 anzuwenden, wobei die Eingänge umzukehren sind und die Komponenten- und Ausgangsknotennamen zu ersetzen sind. Um in der Lage zu sein, den CMOS-Ausgangstreiber angemessen zu treiben, sind die Ausgangslasttransistoren R23 und R34 an den VCC-Bus angeschlossen.
Der Komparatoreingang ist ein einziger, symmetrischer Differentialeingang, der das Signal von dem Integrator auf einer Leitung und eine Referenzspannung auf der anderen Leitung empfängt. Dieser Differentialeingang gestattet das Festsetzen des Vergleichspunktes auf dem erwünschten Niveau durch genaue Steuerung der Referenzspannung. Das Integratorsignal wird mit der Referenzspannung verglichen, welche gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung exakt gleich dem Durchschnittswert des Ultraschallsignales bei verschwindendem Audioeingang ist. Somit sind ohne Audiosignaleingang die Abweichungen der Dreieckwellenform über und unter das Referenzniveau von gleicher Dauer, was zu einem Rechteckwellensignal mit einer Einschaltdauer von 50 % am Ausgang des Komparators führt. Wie den Fachleuten bekannt ist, hängt in einem Modulatorsystem der Klasse D die Einschaltdauer der Pulse am Ausgang des Komparators von der Amplitude des Eingangsmodulationssignals ab, in diesem Fall des Audiosignals. Die Audioinformation des Eingangs wird von der Einschaltdauer am Ausgang des Modulators getragen, vorausgesetzt, daß die Frequenz des modulierten Signals, in diesem Fall der Ultraschallwellenform, wenigstens das doppelte der höchsten Frequenzkomponente des Modulationssignals beträgt. Wenn diese Bedingung zutrifft, kann das originale Audiosignal aus der Einschaltdauerinformation durch eine einfache Filteroperation wiederhergestellt werden.
Die erforderliche Filteroperation wird vom menschlichen Ohr vorgenommen, welches die Frquenzkomponenten innerhalb seines Hörbereiches extrahiert und den Ultraschall ignoriert. Die herkömmlichen, in Hörgeräten verwendeten Transducer zeigen ein induktives Verhalten bei hohen Frequenzen. CMOS- Vorrichtungen, die am Ausgang verwendet werden, nutzen den Vorteil dieser Eigenschaft der Transducer, indem sie es gestatten, die Hochfrequenz-Trägerenergie an die Batterie zurückzuführen. Ein beträchtlicher Anteil der im Magnetfeld des Induktors während einer Halbperiode gespeicherten Trägerenergie wird zurück zur Batterie in der darauffolgenden Halbperiode durch die CMOS-Transistoren überführt. Bei diesem Prozeß wird eine zu tolerierende Menge von Hochfrequenzenergie aufgrund der Leckkapazität zwischen den Transducerwicklungen, dem Innenwiderstand der Batterie und den nicht verschwindenden ON-Widerständen des CMOS-Ausgangstransistors verloren. Durch dasselbe Prinzip kann der Stromverbrauch des Schaltkreises weiter verringert werden, indem ein Miniaturinduktor in Serie zu dem Transducer eingefügt wird. Die vorliegende Erfindung stellt ebenso einen Widerstand in dem Oszillatorblock zur Verfügung, welcher eingestellt werden kann, um das Leerlaufstromniveau bezüglich verschiedener Typen von Transducern zu optimieren.
Der DATENKOMPARATOR-Ausgang tendiert dazu, eine Einschaltdauer von wenig über 50 % bei fehlendem Audioeingang aufzuweisen. Der in Fig. 14A gezeigte Verzögerungsschaltkreis 29 wird verwendet, um die ansteigende Kante der Daten um etwa 200 ns zu verzögern und so die Einschaltdauer wiederum auf 50 % einzustellen. Dieser Verzögerungsschaltkreis ist für das Begrenzersystem nicht wesentlich. Er wird hier nur verwendet, um die Funktionsfähigkeit dieser speziellen Anwendung zu verbessern. Fig. 14B zeigt die Wellenformen durch den Verzögerungsschaltkreis 29.
Der Ausgang des Verzögerungsschaltkreises wird dem Begrenzerschaltkreis eingegeben. Der Begrenzer ist in Fig. 15 im Detail gezeigt. G1 und G11 sind jeweils identisch zu den OR-Gates 512 und 516 nach Fig. 5. Die One-Shot-Funktion 210 nach Fig. 5 wird von dem Flip-Flop G2 und der veränderlichen Verzögerung VDEL1 ausgeführt. G20 und VDEL2 ersetzen den One-Shot 214 nach Fig. 5. G10 und G21 sind jeweils identisch zu den NOR Gates 212 und 216 nach Fig. 5. Die Gates G3, G4, G5, G6, G7, G8, G9, G14 und G15 führen die Steuerungsschaltkreisfunktion von CC1 nach Fig. 5 aus. Der Zweck von G14 und G15 besteht darin, den Ausgang des Taktkomparators rechteckig zu machen. Der Flip-Flop G7 wird mit jeder ansteigenden Kante von CLK gesetzt. Wenn während des CLK-Pulses kein positives EINGANGS-Niveau auftritt, ist der Ausgang von G7 bei der abfallenden Kante von CLK nach wie vor auf "High", und G3, G4 und G5 werden einen positiven Ausgangspuls erzeugen, welcher den One-Shot, wie erwünscht, triggert. Wenn ein positives Niveau am EINGANG irgendwann während des CLK-Pulses auftritt, so wird der Rückstellenanschluß über Gb, G9 und G8 zu G7 auf "low" gesetzt, wobei der Ausgang Q von G7 auf "low" geht und G3, G4 und G5 keinen Puls an der abfallenden Kante von CLK erzeugen. Die Gates G12, G13, G16, G17, G18, G19, G22, G23 und G24 führen dieselben Funktionen für negative EINGANGS-Pulse durch. Die NAND-Gates G26 und G27 werden als Gate für die Eingänge der Ausgangstreiber verwendet. Wenn der ENABLE-Eingang auf "low" geht, so gehen beide Ausgangstreiber auf "low", und kein Signal und keine Leistung geht in der Last verloren. Dies ist bei Systemen mit einem sanften Abschaltmodus nützlich, wo der Chip in einem Modus mit geringem Energieverbrauch für einen Einschaltbefehl bereit steht.
Fig. 16 zeigt im Detail den Schaltkreis der in den One-Shot nach Fig. 15 verwendeten, veränderlichen Verzögerungsschaltkreise VDEL1 und VDEL2. Es gibt einen Schaltkreis für schnelle Ladung (M3) und langsame Entladung (Q2) der Kapazität C1 und einen Komparatorschaltkreis, welcher dem in Fig. 12 ähnlich ist, mit drei Kaskaden-Differentialverstärkern mit ohnischen Lasten und einer unsymmetrischen Ausgangsniveauverschiebung, die die Hälfte der in Fig. 13 gezeigten differentiellen Niveauverschiebung beträgt. Der Widerstand R10 und Q13 setzen eine Vorspannung für die Stromquellen Q5, Q8, Q11 und Q12 fest. Q12 und R9 setzen ein Referenzniveau für den Komparatoreingang fest. Der externe Widerstand R1 nach Fig. 1 und Fig. 5 ist zwischen RSET und VRG angeschlossen. Dieser in Serie mit R1 nach Fig. 16 geschaltete Widerstand setzt den Vorbelastungsstrom in dem Transistor Q1 fest. Wenn der TRIGGER-Eingang "low" ist, so hat der Mosfet M3 den Kondensator C1 auf die Spannung VRG geladen, wobei der AUSGANG "high" ist. Wenn der TRIGGER- Eingang auf "high" geht, so schaltet M3 aus und Q2 schaltet ein, wobei der Kondensator C1 mit einem Strom entladen wird, der gleich dem Vorbelastungsstrom Q1 ist. Somit legt der von dem externen Widerstand festgesetzte Vorbelastungsstrom das Zeitverhältnis für den Wechsel der Spannung am Kondensator C1 fest. Wenn die Spannung an C1 unter das Kamparator-Referenzniveau (in diesem Fall etwa VRG-100mV) abfällt, so wird der AUSGANG auf "low" gehen. Wenn der TRIGGER auf "low" geht, so lädt M3 C1 rasch auf und der Schaltkreis ist für einen weiteren Triggerpuls bereit. Die One-Shot-Funktion wird durch das jeweilige Setzen der veränderlichen Verzögerungsschaltkreise VDEL1 und VDEL2 in Rückstellschleifen an den Flip-Flops G2 und G20 nach Fig. 15 gebracht.
Fig. 17 zeigt das schematische Diagramm des Ausgangstreiberblocks 30 in Fig. 1, welcher zwei zusammenlaufende Ketten von drei Invertern umfaßt. Die erste Kette ist mit dem PMOS-Transistoren M1, M3, M5 und den NMOS-Transistoren M2, M4, M6 gebildet. Ähnlich ist die zweite Kette mit M7, M9, M11 sowie M8, M10, M12 gebildet. Die grundlegende Aufgabe des Schaltkreises ist die, die vollschwingenden, pulsbreitenmodulierten Rechteckwellen an seinen Eingängen LO1 und LO2 auf ein Stromniveau zu verstärken, welches zum Treiben herkömmlicher Transducer ausreicht, die zwischen seine Ausgänge RC1 und RC2 geschaltet sind. Die Verwendung einer Konfiguration in den Ketten mit kontinuierlich verändertem Wellenwiderstand stellt sicher, daß keine signifikante kapazitive Last an den Treiberstufen bei den Eingängen vorliegt, während der geringe ON-Widerstand herbeigeführt wird, welcher erforderlich ist, um den Transducer mit einer maximalen Spannungsschwingung zu treiben. Die gegenphasigen Ausgänge schwingen innerhalb einiger loniv der VCC- und GND-Busse, und als Folge sieht ein zwischen RC1 und RC2 geschalteter Transducer eine differentielle Schwingung von etwa dem Doppelten der Versorgungsspannung. Die Hörgeräte Transducer zeigen bei hohen Frequenzen ein induktives Verhalten, welches beim Verringern von Hochfrequenzverlusten hilfreich ist, indem ein beträchtlicher Anteil der Hochfrequenzenergie über den geringen ON-Widerstand des Ausgangs- MOS-Transistors zur Batterie zurückgeführt wird. Jedoch werden die Audiofrequenzkomponenten des pulsbreitenmodulierten Signals an den Ausgängen RC1 und RC2 zu hörbaren Signalen mittels des Transducers konvertiert.
Der Spannungsregler 20 nach Fig. 1, der den größten Teil des internen Schaltkreises mit der geregelten Leistung versorgt, ist in Fig. 18 schematisch dargestellt. Die Ausgangsspannung beim Knoten VRG wird von der Basis-Emitter- Spannung von Q52 und durch einen Teil der Basis-Emitter- Spannung von Q50 festgesetzt. Die Rückkopplungsschleife; welche die Ausgangsspannung geregelt hält, umfaßt Q50, Q44, Q45 und Q51. Q47, Q48 und R27 werden verwendet, um einen Vorbelastungsstrom für den als Diode verschalteten Q46 festzusetzen, welcher wiederum die Vorspannung für die Stromquellentransistoren Q43 und Q49 erzeugt. Der Stromquellentransistor Q49 operiert als aktive Last am Kollektor von Q50. Q43 bildet zusammen mit Q40, Q41, Q42, R25 und R26 den Start-Schaltkreis, welcher sicherstellt, daß der Betrieb des Schaltkreises in richtiger Weise beginnt, wenn die Batteriespannung zuerst zwischen die VCC- und GND-Busse angelegt wird. Der Regler ist mit einem externen, zwischen die VRG- und GND-Busse geschalteten Überbrückungskondensator stabilisiert (CE1 nach Fig. 1). Durch Verwendung einer Spannung, die von der Basis-Emitter-Spannung des bipolaren Transistors bei der Erzeugung der Regler-Ausgangsspannung abgeleitet wird, wird erreicht, daß der VRG-Gleichlauf mit den Spielraum-Erfordernissen des inneren Schaltkreises für einen großen Bereich von Prozeß- und Betriebstemperaturänderungen aufrecht erhalten wird.
Die Versorgung des Hauptteils des inneren Schaltkreises mit einer geregelten Spannung stellt den stabilen Betrieb des integrierten Schaltkreises in einem großen Bereich von Innenimpedanzwerten der Batterie sicher. Stabilitätsprobleme entstehen aus dem Spannungsabfall über der Innenimpedanz der Batterie und verschlechtern sich bei großen Ausgangsniveaus. Das Problem tritt noch mehr bei niedrigen Frequenzen hervor, wobei der Transducer am Ausgang von einer Spannungsquelle getrieben wird, was bei der vorliegenden Erfindung der Fall ist. Die Impedanzen von Transducern tendieren dazu, signifikant abzufallen, wenn die treibende Signalfrequenz erniedrigt wird. Wenn die treibende Signalamplitude konstant bleibt, bedeutet dieser Impedanzverlust, daß ein höherer Strom durch den Transducer fließt, was wiederum einen höheren Wert eines Spannungsabfalls über der Innenimpedanz der Batterie nach sich ziehen würde. Dieses Signal kann in die Eingangsschaltkreise rückgeführt werden und Signalverzerrung sowie Systeminstabilität bewirken. Das Problem kann durch Herausfiltern der unerwünschten Komponenten aus den Energieversorgungsleitungen der Eingangsblöcke gelöst werden (die Eingangsblöcke sind der Oszillator 22, der Integrator 24, der Komparator 26 und die Hälfte des Niveaukonverters 28). Die gängigste Art des Filterns besteht darin, einen einfachen Tiefpaßfilter mit in Serie zur Versorgungsleitung geschaltetem Widerstand und Kondensator zu bilden. Wenn jedoch die Signalfrequenz verringert wird, so muß stärker gefiltert werden, was wiederum größere RC-Zeitkonstanten für den Filter bedeutet. Der Widerstand kann nicht beliebig vergrößert werden, wobei sein Wert über die maximale über ihn abfallende Spannung begrenzt ist. Somit erfordert ein stärkeres Filtern bei geringen Frequenzen einen Kondensator mit einem größeren Wert, wodurch dieser gleichzeitig körperlich sperriger wird. Die Lösung des Stabilitätsproblems, welche durch die vorliegende Erfindung bereitgestellt wird, verwendet jedoch einen Spannungsregler, der mittels eines Kondensators mit relativ geringem Wert stabilisiert werden kann und der in sich für die Regelung der Tieffrequenzdomäne sorgt, wobei die mit Rauschen behafteten Energieversorgungsleitungen vollständig von den Eingangsschaltkreisen isoliert werden. Im Hochfrequenzbereich, wo das Ansprechen des Reglers im Vergleich zu den schnellen Übergängen auf den Versorgungsleitungen langsam ist, wird das erforderliche Filtern von dem Stabilisierungskondensator CE1 zwischen dem Spannungsreglerausgangs- VRG- und dem GND-Bus ausgeführt.
Darüber hinaus ist bei dem internen Schaltkreis durch die ausgiebige Verwendung von abgeglichenen Architekturen eine zusätzliche Vorsichtsmaßnahme getroffen, wodurch die Gleichtaktunterdrückung zum Unterdrücken von über die Versorgungsleitungen herbeigeführten Störungen groß gehalten wird. Diese Faktoren stellen zusammen einen stabilen Betrieb eines Hörgerätesystems unter Verwendung der vorliegenden Erfindung für einen großen Bereich von Batteneimpedanzen, Signalamplituden und Zuständen der Signalfrequenz sicher.
Der Gesamtschaltkreis ist durch ein Verzerrungsniveau von typischerweise 0,5 % für kleine Signale gekennzeichnet. Die Verzerrung bei hohen Ausgangsniveaus beträgt typischerweise 5 %. Die Spannungsverstärkung des integrierten Schaltkreises vom Audioeingang zum Ausgang ist typischerweise 24 dB. Der Stromverbrauch beträgt typischerweise 250 uA. Der Betriebsspannungsbereich geht von 1,15 bis 1,60 Volt. Die Reglerausgangsspannung für externe Komponenten beträgt typischerweise 1 Volt.
Der interne Spannungsregler kann ebenso verwendet werden, um externe Komponenten, wie z.B. Mikrophone und geeignet konstruierte Vorverstärker mit Energie zu versorgen, wobei die Notwendigkeit der Verwendung eines externen Widerstands-Kondensator-Tiefpaßnetzwerkes (RC) beseitigt wird, welches andererseits erforderlich wäre, um die unerwünschten Signale von der Batterieleitung herauszufiltern.
Wie den Fachleuten verständlich ist, kann die vorliegende Erfindung in anderen spezifischen Formen ausgeführt werden, ohne den Umfang der beigefügten Ansprüche zu verlassen. Z.B. können mehr oder weniger als vier Stufen in dem Komparator 26 verwendet werden. Demgemäß soll die Offenbarung der bevorzugten Ausführung der Erfindung veranschaulichend und nicht für den Umfang der Erfindung begrenzend sein, welcher in den nachfolgenden Ansprüchen ausgeführt ist.

Claims

1. Ein Ausgangsbegrenzer für einen Pulsbreitenmodulations- Verstärker der Klasse D mit:

- einer ersten Einrichtung (212, 216), welche zum Erzeugen eines Pulses, der proportional zu einem Eingangspuls von dem Pulsbreitenmodulations-Verstärker ist, an den Pulsbreitenmodulations-Verstärker gekoppelt ist, und

- einer Kontrolleinrichtung (510), welche zum Erzeugen eines Pulses für die erste Einrichtung beim Fehlen eines Pulses von dem Pulsbreitenmodulations-Verstärker während einer Taktperiode des Pulsbreitenmodulations- Verstärkers, an den Pulsbreitenmodulations-Verstärker und die erste Einrichtung gekoppelt ist,

dadurch gekennzeichnet

daß der Begrenzer eine zweite Einrichtung (210, 214) aufweist, welche zur Begrenzung der Ausgangspulse der ersten Einrichtung auf eine vorbestimmte maximale Länge an die erste Einrichtung gekoppelt ist.

2. Ausgangsbegrenzer nach Anspruch 1, wobei die zweite Einrichtung einen Regelwiderstand (R1) aufweist.

3. Ausgangsbegrenzer nach Anspruch 1, wobei der Pulsbreitenmodulations-Verstärker der Klasse D

- einen ersten Komparator (26) zur Erzeugung des Eingangspulses und

- einen zweiten Komparator (27) zur Erzeugung der Taktperiode für die Kontrolleinrichtung aufweist.

4. Ausgangsbegrenzer nach Anspruch 1, wobei der Pulsbreitenmodulations-Verstärker der Klasse D

- einen Taktteiler (820) mit einem ersten Phasenausgang und einem zweiten Phasenausgang,

- einen Komparator (826), der zur Erzeugung des Eingangspulses an den ersten Phasenausgang gekoppelt ist, und

- eine Ausgangsleitung, die den zweiten Phasenausgang an die Kontrolleinrichtung koppelt, um die Taktperiode bereit zu stellen,

aufweist.