DE69313177T2

DE69313177T2 - Verstärker mit Ausgangsstrombegrenzung

Info

Publication number: DE69313177T2
Application number: DE69313177T
Authority: DE
Inventors: Colette Laot; Bernard Majoux
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 1992-05-18
Filing date: 1993-05-14
Publication date: 1997-12-18
Anticipated expiration: 2013-05-15
Also published as: FR2691306A1; DE69313177D1; JP3313450B2; EP0571302A1; EP0571302B1; FR2691306B1; US5363063A; JPH0637557A

Description

Die Erfindung betrifft integrierte schaltungen und insbesondere, wenngleich nicht ausschließlich, in MOS (Metal Oxide Semiconductor)- oder BIMOS (Bipolar and Metal Oxide Semiconductor) -Technik ausgeführte Schaltungen.
Ein Ziel der vorliegenden Erfindung ist die Schaffung eines Verstärkers, der eine Funktion der Begrenzung des von dem Verstärker abgegebenen Ausgangsstroms aufweist.
Tatsächlich kann es notwendig sein, diesen Ausgangsstrom zu begrenzen, um eine Zerstörung der integrierten Schaltung im Falle eines Kurzschlusses im Verstärkerausgang, oder sogar im Falle des Anschlusses einer zu kleinen Lastimpedanz im Ausgang, zu vermeiden.
Diese Ausgangsstrombegrenzungsfunktion braucht nicht immer durch spezielle Schaltungselemente gewährleistet zu werden. Tatsächlich wird, beispielsweise bei der MOS-Technologie, die Ausgangsstufe des Verstärkers durch einen Verstärker im Klasse AB-Betrieb mit einer Spannungsverstärkung gleich 1 gebildet. Die Technologie der MOS-Transistoren ist solcher Art, daß der Innenwiderstand eines Transistors, selbst im Zustand maximaler Leitfähigkeit, den Strom auf einen (von seiner Geometrie abhängigen) vernünftigen Wert begrenzt, selbst bei einem Kurzschluß im Ausgang. Und selbst wenn der Kurzschlußstrom noch zu groß im Vergleich zu dem Wert, den der Transistor aushalten kann, wäre, könnte man einen Widerstand zwischen dem Speise- bzw. Versorgungsanschluß und der Source- Elektrode der Transistoren vorsehen.
Jedoch ist in bestimmten Fällen eine in dieser Weise gewährleistete Begrenzung nicht mehr möglich: Und zwar gilt dies für Verstärker, für die ein sehr großer Ausschlag der Ausgangsspannung erwünscht ist, d. h. bei denen die Extremwerte der Ausgangsspannung sehr nahe an den jeweiligen Betrag der Speise- bzw. Versorgungsspannung heranreichen. Falls beispielsweise die Speise- bzw. Versorgungspotentiale 0 und 10 V betragen, kann es erwünscht sein, daß die Ausgangsspannung des Verstärkers bis auf 50 oder 100 mV an diese Werte heranreicht, bei einer Last von 10 kOhm, oder bis auf 600 mV an diese Werte heranreicht, bei einer Last von 600 Ohm.
Das Dokument IEEE International Solid State Circuits Conference Vol 24, Februar 1981, New York US, pp. 246-277, D. W. Aull et al, "Telecomunication Circuits", beschreibt ein Beispiel eines derartigen Verstärkers.
Die Einfügung eines Begrenzerwiderstands in die Source- Leitung der Ausgangstransistoren ist bei Schaltungen dieses Typs von vornherein ausgeschlossen, da dieser Widerstand automatisch den Ausschlag der Ausgangsspannung des Verstärkers begrenzt, und zwar proportional zum Betrag des Widerstands. Andererseits erfordern derartige Schaltungen in der Praxis groß ausgelegte Ausgangstransistoren, die einen hohen Strom leiten können, und demzufolge können die Transistoren nicht zur automatischen Begrenzung des Stroms auf einen vernünftigen Wert im Kurzschlußfall dienen.
Aus diesem Grund bezweckt die Erfindung die Schaffung einer aktiven Strombegrenzungsschaltung, die so wirksam wie möglich und ohne sekundäre Nachteile (wie beispielsweise Instabilitäten oder die Gefahr von Schwingungen) eine Begrenzung des Ausgangsstroms gestattet, bei gleichzeitiger Aufrechterhaltung eines möglichst hohen Auslenkungsbereichs der Aus gangs spannung.
Der Verstärker gemäß der vorliegenden Erfindung, wie er in den Ansprüchen 1 bis 8 definiert ist, weist eine Ausgangsstufe und eine Strombegrenzungsstufe auf; die Ausgangsstufe weist zwei Ausgangstransistoren in Reihe zwischen zwei Speise- bzw. Versorgungsanschlüssen auf, sowie wenigstens einen ersten Steueranschluß, der eine Steuerung der Leitung des ersten Transistors gestattet; die Strombegrenzungsschaltung weist einen Reihenwiderstand zwischen einem Ausgang der Stufe und dem Verbindungspunkt zwischen zwei Ausgangstransistoren auf, sowie wenigstens einen Begrenzungstransistor, dessen Gate mit dem einen Ende des Widerstands und dessen Source mit dem anderen Ende verbunden ist, wobei die Drain-Elektrode des Begrenzungstransistors mit einem als Diode geschalteten Transistor verbunden ist und einen Strom leitet, sobald der Ausgangsstrom in dem Widerstand einen vorgegebenen Wert in einem ersten Richtungssinn übersteigt; des weiteren ist ein Transistor zur Duplizierung des Stromflusses in dem als Diode betriebenen Transistor vorgesehen, wobei die Drain-Elektrode des Duplizierungstransistors über einen Trenn- bzw. Isolationstransistor mit dem ersten Steueranschluß verbunden ist und der Trenn- bzw. Isoliertransistor so angeschlossen ist, daß er leitend wird, sobald der Strom in dem Begrenzungstransistor einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt.
Vorzugsweise ist die Source-Elektrode des Trenn- bzw. Isoliertransistors mit der Drain-Elektrode des Duplizierungstransistors, seine Drain-Elektrode mit dem ersten Steueranschluß, sein Gate mit dem Gate des Duplizierungstransistors und sein Substrat mit dem negativsten Potential der Schaltung verbünden (falls der Trenn- bzw. Isoliertransistor vom N-Kanal-Typ ist).
In der Praxis kann der Drain-Anschluß des Duplizierungstransistors über einen Widerstand mit einer Speisespannungsquelle verbunden sein.
Damit die Begrenzungsschaltung in gleicher Weise auch wirksam ist, wenn der Ausgangsstrom in dem Widerstand im entgegengesetzten Sinn fließt, ist vorzugsweise ein zweiter Begrenzungstransistor vorgesehen, dessen Gate und dessen Source jeweils mit einem Ende des Widerstands verbunden sind, wobei dieser Begrenzungstransistor leitend wird, sobald der Strom in dem Widerstand einen vorgegebenen Wert übersteigt (im zu dem Strom, der den ersten Begrenzungstransistor leitend macht, entgegengesetzten Richtungssinn); zu diesem Zweck ist der Drain-Anschluß dieses zweiten Begrenzungstransistors so angeschlossen, daß er auf einen zweiten Steueranschluß der Schaltung wirkt, und zwar in geeignetem Richtungssinn zur Verringerung des Stroms in dem zweiten Ausgangstransistor, falls der Ausgangsstrom einen maximal zulässigen Wert übersteigt.
Obzwar die Erfindung bevorzugt für einen in MOS- oder BIMOS- Technik ausgeführten Verstärker bestimmt ist, eignet sie sich in gleicher Weise zur entsprechenden Anwendung bei einer nur Bipolartransistoren verwendenden Schaltung.
Weitere Merkmale und Besonderheiten der Erfindung ergeben sich aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit der beigefügten Zeichnung; in dieser zeigen:
Fig. 1 ein Prinzipschaltbild eines Verstärkers, welches die vorliegende Erfindung verkörpert,
Fig. 2 ein Schaltschema eines Verstärkers gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung,
Fig. 3 eine graphische Darstellung zur Veranschaulichung der Schaltung von Fig. 2.
Eine herkömmliche Klasse AB-Ausgangsstufe eines Operationsbzw. Funktionsverstärkers in CMOS-Technologie weist allgemein (vgl. Fig. 1) zwei Ausgangstransistoren T1 und T2, von entgegengesetztem oder gleichem Leitfähigkeitstyp, in Reihe zwischen zwei Speise- bzw. Versorgungsanschlüssen Vcc und Vss der Schaltung auf. Im beschriebenen Beispiel liegen ein P-Kanal-Transistor T1, dessen Drain-Elektrode mit Vss verbunden ist, und ein N-Kanal-Transistor T2 vor, dessen Drain- Elektrode mit dem Vcc-Anschluß verbunden ist; jedoch eignet sich die Erfindung zur Anwendung bei unterschiedlichen Klasse AB-Verstärkern (mit Vcc verbundener P-Kanal-Transistor, oder auch Transistoren vom gleichen Leitfähigkeitstyp).
Die aktive Strombegrenzung gemäß der Erfindung weist zunächst einen Widerstand R auf, der zwischen dem Ausgang S der Stufe und einem Knotenpunkt A angeordnet ist, welcher die Verbindungsstelle der beiden Transistoren T1 und T2 darstellt. Durch diesen Widerstand fließt der Ausgangsstrom des Verstärkers.
Das zu verstärkende Signal wird am Eingang E einer Verstärkerzwischenstufe angelegt. Diese Zwischenstufe umfaßt im vorliegenden Fall den Transistor T3, die Dioden D1, D2 und die Stromquelle SC. Sie steuert die Ausgangsstufe, indem sie auf die Gate-Elektroden der Transistoren T1 und T2 wirkt. Im beschriebenen Beispiel ist der Transistor T3 vom N-Kanal- Typ, und seine Source-Elektrode ist mit Vss verbunden, während seine Drain-Elektrode mit einer aus den beiden Dioden D1 und D2 in Reihe mit der Stromquelle SC bestehenden Last verbunden ist. Die Stromquelle SC spannt die beiden Dioden in Durchlaßrichtung vor. Das Gate von T1 ist direkt mit der Drain-Elektrode von T3 verbunden; das Gate von T2 ist mit dem Verbindungspunkt zwischen der Stromquelle SC und den Dioden verbunden. Bei dieser Anordnung besteht zwischen den Gates von T1 und T2 ein Potentialunterschied gleich dem Spannungsabfall im Durchlaßzustand in den Dioden, d. h. ca. 1,4 V.
Der Transistor T3 wirkt so auf die Transistoren T1 und T2 unter Veränderung ihres Leitungszustandes ein; die Wirkung auf den Leitungszustand von T1 ist entgegengesetzt gerichtet zur Wirkung auf T2, da die Transistoren von entgegengesetztem Leitfähigkeitstyp sind und an ihren Gates gleichgerichtete Änderungen zugeführt erhalten.
Zur Vereinfachung der folgenden Beschreibung und zur Bezugnahme auf die Ansprüche wird der Eingang E als "erster Steueranschluß" und der vom Gate des Transistors T2 gebildete Knotenpunkt F als "zweiter Steueranschluß" bezeichnet. In der Tat wirkt die erfindungsgemäße Begrenzerschaltung auf diese beiden Punkte ein, zur Begrenzung des Ausgangsstroms des Verstärkers.
Die in Fig. 1 vorgesehene Verstärkerschaltung weist außer dem Widerstand R die beiden Transistoren T4 und T5 auf, von denen der eine (T4) vom P-Kanal-Typ und der andere (T5) vom N-Kanal-Typ ist, und die beide mit ihrem Gate mit dem Knotenpunkt A und mit ihrer Source-Elektrode mit dem Ausgang 5 verbunden sind. Es sei darauf hingewiesen, daß die Anschlußrichtung dieser Transistoren umgekehrt werden kann, wenn gleichzeitig auch ihr Leitfähigkeitstyp umgekehrt ist: Die Anschlußrichtung muß solcherart sein, daß die Leitfähigkeit des Ausgangstransistors, der Tendenz zu einem zu hohen Stromfluß zeigt, verringert wird.
Man erkennt, daß dann, wenn der in dem Widerstand R fließende Ausgangsstrom eine vorgegebene Schwelle überschreitet, der Gate-Source-Spannungsabfall der Begrenzertransistoren T4 und T5 die Leitfähigkeitsschwelle der Transistoren überschreitet. Im Falle des Transistors T4 vom P-Kanal-Typ wird die Leitfähigkeitsschwelle für einen vom Anschluß 5 zum Anschluß A fließenden ankommenden oder Her-Strom überschritten, während im Fall des Transistors T5 vom N-Kanal-Typ die Leitfähigkeitsschwelle für einen vom Anschluß A zum Anschluß S fließenden abgehenden oder Hin-Strom überschritten wird.
Der Drain-Anschluß des Transistors T5 dient zur Steuerung der Verringerung der Stromleitung des Transistors T2. Diese Drain-Elektrode kann direkt mit dem Gate des Transistors T2, d. h. mit dem zweiten Steueranschluß F, verbunden sein. Fälls die Leitfähigkeitsschwelle von T5 infolge einer zu geringen Lastimpedanz im abgehenden oder Hin-Strom überschritten wird, verringert das Leitendwerden von T5 das Gate-Potential des Transistors T2 (N-Kanal-Typ) und reduziert den abgehenden oder Hin-Strom, der von eben dem Transistor T2 geliefert wird.
Die Drain-Elektrode des Transistors T4 dient zur Steuerung der Leitung des Transistors T1 im Falle einer Schwellenübersteigung des ankommenden oder Her-Stroms. Im beschriebenen Beispiel ist die Drain-Elektrode des Transistors T4 mit einem aus zwei Transistoren T6 und T7 bestehenden Stromspiegel verbunden. Der Transistor T6 (vom N-Kanal-Typ) ist als Diode gestaltet (Gate und Drain miteinander verbunden) und ist mit der Drain-Elektrode von T4 und mit Vss verbunden. Der Transistor T7 ist ein Transistor, der den Stromfluß im Transistor T6 dupliziert (der seinerseits mit dem Stromfluß im Transistor T4 übereinstimmt). Die Gates von T6 und T7 sind miteinander verbunden, ihre Source-Elektroden liegen an Vss. Die Drain-Elektrode des Transistors T7 dient zur Steuerung des Leitungszustands des Transistors T3 der Zwischenstufe und damit der Leitung des Transistors T1. Am einfachsten wird die Drain-Elektrode des Transistors T7 direkt mit dem Gate des Transistors T3 verbunden (Schaltschema von Fig. 1). Diesem Gate wird im übrigen an dem Steueranschluß E, mit welchem es verbunden ist, ein zu verstärkendes Eingangssignal zugeführt.
Dieses zu verstärkende Signal kommt beispielsweise vom Ausgang eines Differentialverstärkers AD mit zwei aus einer gemeinsamen Spannungsquelle SC2 gespeisten Differenzzweigen.
Das Leitendwerden des Transistors T4, im Falle wenn der ankommende oder Her-Strom einen Grenzwert übersteigt, erzeugt einen Strom I in dem Transistor T6 und somit einen im Prinzip identischen Strom I7 = I in dem Transistor T7 (falls die Transistoren T6 und T7 einen Duplizierfaktor von 1 besitzen); dieser Strom I7 wird am Eingang E abgenommen, d. h. daß er vom Ausgangszweig des mit dem Eingang E verbundenen Differentialverstärkers AD kommt. Sobald dieser Strom den Maximalstrom, welchen der Ausgangszweig des Differentialverstärkers AD liefern kann, übersteigt, sinkt das Eingangspotential E; die Folge hiervon ist eine Erhöhung des Gate- Potentials des Transistors T1 und damit eine Verringerung des Stroms in diesem.
Man erhält somit eine Begrenzung des ankommenden oder Her- Stroms des Verstärkers.
Diese Schaltung nach Fig. 1 weist jedoch manchmal Nachteile infolge des fortschreitend zunehmenden Wirksamwerdens der Strombegrenzung auf.
Gemäß einer in Fig. 2 veranschaulichten bevorzugten Ausführungsform werden diese Nachteile durch einen zusätzlichen Trenn- oder Isolationstransistor T8 vermieden. Er dient zur Unterbrechung der Verbindung zwischen dem Transistor T7 und dem Eingang E, solange der Transistor T4 nur erst teilweise leitend geworden ist. Der Transistor T8 wird dann voll leitend, sobald der Strom in dem Transistor T4 einen vorgegebenen Schwellwert überschreitet.
Solange daher der (ankommende oder Her-)Strom in der Ausgangsstufe einen zulässigen Schwellwert nicht überschreitet, und auch während der begrenzten Phase, wo der Ausgangsstrom in dem Widerstand R den Transistor T4 leitend zu machen beginnt, besteht keine oder praktisch keine Rückwirkung des Ausgangs auf den Eingang, was vorteilhaft (im Hinblick auf die Lösung von Instabilitätsproblemen) ist.
Sobald hingegen der Transistor T4 einen bestimmten Leitfähigkeitsschwellwert überschreitet, wird der Transistor T8 schlagartig leitend, und der Transistor T7 absorbiert ausreichend Strom, um das Eingangspotential E abzusenken (dies findet dann statt, wenn der Transistor T7 den gesamten Strom absorbiert, den der Ausgang des AD-Verstärkers liefern kann).
Bei der bevorzugten Ausführungsform gemäß Fig. 2 ist die Drain-Elektrode des Duplizier-Transistors T7 zusätzlich über einen Widerstand R1 mit der positiven Speisespannungsquelle Vcc verbunden. Obgleich dieser Widerstand für die Funktion der Strombegrenzungsschaltung nicht im strengen Sinne notwendig ist, wirkt sich dieser Widerstand günstig auf die Stabilität der Schaltung aus, indem er eine Rückwirkungszeitkonstante in die von der Strombegrenzungsschaltung gebildete Schleife einführt.
Das Gitter des Transistors T8 ist vorzugsweise mit dem Gitter der Transistoren T6 und T7 verbunden, seine Source- Elektrode mit der Drain-Elektrode des Transistors T7 und seine Drain-Elektrode mit dem Eingang E. Außerdem ist es erwünscht, daß das Substrat des Transistors T8 (d. h. der Halbleiterbereich, in welchen die Source-Elektrode und die Drain-Elektrode dieses Transistors eindiffundiert sind) mit dem niedrigsten Potential der Schaltung (Vss) verbunden ist, statt mit der Source-Elektrode verbunden zu sein, oder auf frei schwimmendem Potential belassen zu werden.
Die Schaltung arbeitet dann in folgender Weise, sobald der Ausgangsstrom Is (in ankommender oder Her-Richtung) sich dem maximal zulässigen Wert annähert: Der Strom Is erzeugt an den Anschlüssen des Widerstands R eine Spannung R.Is. Sobald diese Spannung die zum Leitendwerden des Transistors T4 erforderliche Schwellenspannung Vt4 erreicht, beginnt dieser Transistor T4, einen Strom I zu leiten, der durch den Transistor T6 fließt; der Strom des Transistors T6 wird in Form eines Stroms I7 in den Transistor T7 dupliziert. Anfangs ist das Source-Potential des Transistors T8 zu hoch und sein Gate-Potential zu niedrig, als daß der Transistor T8 leitend wäre. Der Strom des Transistors T7 kommt daher ausschließlich aus dem Widerstand R1 und erzeugt in diesem einen Spannungsabfall R1.I7.
Es besteht ein Stromschwellwert für den Transistor T4, für welchen die folgenden Bedingungen gelten: Das Gate-Potential von T6 und T7, und damit von T8, ist infolge der Tatsache, daß T6 und T7 einen Strom leiten, genügend hoch und die Source-Spannung von T8 infolge des Spannungsabfalls R1.I7 in dem Widerstand R1 genügend niedrig, daß die Gate-Source- Spannung Vgs8 des Transistors T8 den Schwellwert Vt8 für die Leitung in diesem Transistor übersteigt. T8 wird somit schlagartig leitend, da jeder selbst auch nur geringe Anstieg des Stroms I im Transistor T4 sich in einen starken Anstieg der Gate-Source-Spannung von T8 umsetzt.
Im übrigen wird der Transistor T8 mit verhältnismäßig kleiner Auslegung relativ bezüglich dem Transistor T7 gewählt, derart, daß T8 eindeutig leitend ist, sobald der Spannungsabfall in R1 etwa gleich Vcc wird.
In seinem leitenden Zustand nimmt T8 somit einen Strom vom Eingang E her auf und leitet diesen in den Transistor T7.
Die Transistoren sind so dimensioniert, daß der von dem Transistor T8 aufgenommene Strom sehr rasch größer als der am Eingang E maximal verfügbare Strom wird. Falls der Eingang E durch den Differentialverstärker AD gesteuert wird, wird daher dafür gesorgt, daß der von T8 aufgenommene Strom unschwer größer als der maximale Strom wird, der vom Ausgangszweig des Differentialverstärkers AD geliefert werden kann. Die Spannung an E sinkt dann ab und unterbricht die Leitung des Transistors T3 und damit die des Transistors T1.
Bezeichnet man mit Vgs7 die Gate-Source-Spannung des von dem Strom I7s durchflossenen Transistors T7 im Zeitpunkt, in dem der Transistor T8 leitend wird, und mit Vt8 die Schwellspannung für den Leitungszustand von T8, so kann man sagen, daß der leitende Zustand des Transistors T8 bei einem Schwellwertstrom I7s gleich (Vcc - Vgs7 + Vt8)/R1 eintritt.
Der übergang von T8 in den leitenden Zustand erfolgt, sobald der Strom I in T4 den Wert übersteigt, welcher (durch Duplizierung) einen Strom I7s in T7 erzeugt. Nimmt man an, daß der Stromduplizierungskoeffizient zwischen T6 und T7 den Wert 1 besitzt, so stellt dann der Betrag I = I7s = (Vcc + Vgs7 - Vt8)/R1 den Schwellwertstrom in dem Transistor T4 dar, damit die Strombegrenzung wirksam wird.
Fig. 3 veranschaulicht eine graphische Darstellung der Verläufe von Änderungen des Stroms I8 in dem Transistor T8 in Abhängigkeit vom Ausgangsstrom Is des Verstärkers oder von der Spannung R.Is an den Anschlüssen des Widerstands R. Die gestrichelte Kurve zeigt den Verlauf von I7 in einer Schaltungsanordnung gemäß Fig. 1, während die voll ausgezogene Kurve den Verlauf von I8 in der Schaltungsanordnung nach Fig. 2 wiedergibt. Der Vorteil der Schaltungskonfiguration gemäß Fig. 2 ist ganz klar: Die Stromaufnahme I8 ist unterhalb einer bestimmten Schwelle (die höher liegt als im Fall von Fig. 1, was bedeutet, daß der Betrag des Widerstands R in Abhängigkeit von der jeweiligen Schaltung gewählt werden muß) praktisch Null; dieser Strom I8 steigt oberhalb dieses Schwellwerts sehr rasch an. Damit wird ein ganzer (gestrichelt gezeigter) Bereich einer zweifelhaften Wirkungsweise unterdrückt, bei welcher die Strombegrenzung nur halb wirkt, jedoch eine schädliche Rückwirkungs- bzw. Rückführschleife in den Verstärker eingeführt wird. In den Kurven von Fig. 3 gibt der Punkt P1 das Einsetzen des Übergangs des Transistors T4 in den leitenden Zustand wieder, während der Punkt P2 einen Schwellwert des Stroms in T4 (oder mittels Duplizierung in T7) wiedergibt, welcher dem Schwellwert für den übergang des Transistors T8 in den leitenden Zustand in der Anordnung nach Fig. 2 entspricht.

Claims

1. Verstärker mit einer Ausgangsstufe und einer Strombegrenzungsschaltung, wobei die Ausgangsstufe zwei Ausgangstransistoren (T1, T2) in Reihe zwischen zwei Speise- bzw. Versorgungsanschlüssen (Vcc, Vss) und wenigstens einen ersten Steueranschluß (E), welcher eine Steuerung der Leitung des ersten Transistors (T1) gestattet, aufweist, und wobei die Strombegrenzungsschaltung einen Widerstand (R) in Reihe zwischen einem Ausgang (A) der Stufe und dem Verbindungspunkt (A) zwischen den beiden Ausgangstransistoren mit wenigstens einem Begrenzungstransistor (T4) aufweist, dessen Gate mit dem einen Ende des Widerstands und dessen Source mit dessen anderem Ende verbunden sind, wobei

- der Drain-Anschluß des Begrenzungstransistors (T4) mit einem als Diode geschalteten Transistor (T6) verbunden ist und einen Strom leitet, sobald der Ausgangsstrom in dem Widerstand einen vorgegebenen Wert in einem ersten Richtungssinn übersteigt;

- des weiteren ein Transistor (T7) zur Duplizierung des Stroms in dem als Diode geschalteten Transistor (T6) vorgesehen ist,

dadurch gekennzeichnet, daß

der Drainanschluß des Duplizierungstransistors über einen Trenn- bzw. Isoliertransistor (T8) mit dem ersten Steueranschluß (E) verbunden ist und

der Trenn- bzw. Isoliertransistor (T8) so angeschlossen ist, daß er leitend wird, sobald der Strom in dem Begrenzungstransistor (T4) einen vorgegebenen Schwellwert übersteigt.

2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß der Source-Anschluß des Trenn- bzw. Isoliertransistors (T8) mit dem Drain-Anschluß des Duplizierungstransistors (T7), sein Drain-Anschluß mit dem ersten Steueranschluß (E) und sein Gate mit dem Gate des Duplizierungstransistors (T7) verbunden sind, und daß sein Substrat mit dem negativsten Potential der Schaltung (für einen N-Kanal-Transistor) verbunden ist.

3. Verstärker nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain-Anschluß des Duplizierungstransistors über einen Widerstand (R1) mit einer Speisespannungsquelle (Vcc) verbunden ist.

4. Verstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein zweiter Begrenzungstransistor (T5) vorgesehen ist, dessen Gate und dessen Source jeweils mit einem Ende des Ausgangswiderstands (R) verbunden sind, wobei dieser Begrenzungstransistor (T5) leitend gemacht wird, sobald der Strom in dem Widerstand (R) einen vorgegebenen Wert in dem zum Richtungssinn des Stroms, welcher den ersten Begrenzungstransistor leitend macht, entgegengesetzten Sinn übersteigt, und wobei der Drain-Anschluß des zweiten Begrenzungstransistors (T5) so verbunden ist, daß er auf einen zweiten Steueranschluß (F) der Schaltung einwirkt, in einem geeigneten Sinn zur Verringerung des Stroms in dem zweiten Ausgangstransistor (T5), falls der vorgegeben Wert des Ausgangsstroms überschritten wird.

5. Verstärker nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Drain-Anschluß des zweiten Begrenzungstransistors (T5) direkt mit dem Gate des zweiten Ausgangstransistors (T2) verbunden ist.

6. Verstärker nach einem der Ansprüche 4 und 5, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Steueranschluß (E) das Gate eines Verstärkertransistors (T3) ist, dessen Drain-Anschluß mit dem Gate des ersten Ausgangstransistors verbunden ist.

7. Verstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet daß der zweite Steueranschluß (F mit dem Drain-Anschluß des Verstärkertransistors über eine Gruppe von in Durchlaßrichtung vorgespannten Dioden (D1, D2) verbunden ist.

8. Verstärker nach einem der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß von den Begrenzungstransistoren einer vom P-Kanal-Typ und der andere vom N-Kanal-Typ ist.