DE69227244T2 - Sättigungssteuerung eines integrierten bipolaren Transistors - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Technik zum Steuern der Sättigung integrierter Bipolartransistoren, gemäß der der in das Substrat mittels eines Sättigungstransistors injizierte Strom als eine Information zum Ausführen einer Begrenzungsregelung der Sättigung verwendet wird.
• Die Sättigung eines integrierten Bipolartransistors bewirkt eine Injektion eines Stroms in das Substrat der integrierten Schaltung, das im allgemeinen mit Masse verbunden ist. Dieser Effekt der Sättigung kann abgesehen davon, daß er einen unnötigen Stromverbrauch darstellt, andere Folgen haben, die alle höchst unerwünscht sind. Selbstverständlich wird das Problem im Fall von Leistungstransistoren schwerwiegender, die gewöhnlich von einer Treiberschaltung über einen Basisanschluß angesteuert werden. Die Treiberschaltung kann einen Operationsverstärker enthalten, in dessen Eingänge ein Steuersignal eingegeben wird.
• Eine repräsentative Anwendung dieses Typs von Schaltung ist ein sogenannter Serienspannungsregler. Die Fig. 1 zeigt ein Funktionsdiagramm dieser gewöhnlichen Schaltung, bei der in diesem bestimmten Beispiel der Leistungstransistor ein PNP-Transistor ist. Der Operationsverstärker OP steuert die Basis des Leistungstransistors T1 als Funktion eines in seine Eingänge eingegebenen Steuersignals an, das in diesem speziellen Beispiel eine Spannungsdifferenz zwischen der geregelten Ausgangsspannung VL und einer Referenzspannung VR darstellt. Wenn die Spannung VL niedriger ist als VR erhöht der Verstärker OP den Ausgangsstrom IB, der in die Basis von T1 eingespeist wird und den Transistor zwingt, seinen Kollektorstrom IL zu erhöhen, wodurch eine gewünschte Anhebung der Ausgangsspannung VL bewirkt wird. Umgekehrt wird dann, wenn VL größer ist als VR, eine Reduktion des Basisstroms IB und somit des Kollektorstroms IL und der Ausgangsspannung VL erhalten.
• Selbstverständlich gibt es physikalische Grenzen für die Änderungsbereiche, innerhalb derer solche Parameter variieren können. Genauer wird durch zunehmende Reduzierung der Eingangsspannung IIN möglicherweise ein Zustand erreicht, in dem die Differenz des Potentials (VCE) zwischen dem Emitter und dem Kollektor des Leistungstransistors T1 durch Abfallen auf wenige hundert mV den Transistor dazu bringt, in einem Sättigungsbereich seiner Kennlinie zu arbeiten. Unter diesen Betriebsbedingungen kann der Spannungsregler der Fig. 1, d. h. der Bipolartransistor T1, keine richtige Leistung mehr erbringen. In einer Reglerschaltung wie derjenigen der Fig. 1 wird es unmöglich, eine Ausgangsspannung VL gleich der gewünschten Spannung VR zu halten, da einer Erhöhung des Basisstroms IB des Leistungstransistors T1 keine entsprechende Erhöhung des Kollektorstroms mehr folgt. Der Operationsverstärker OP erhöht bei dem Versuch, VL gleich VR zu halten, seinen Ausgangsstrom bis zum Maximalpegel seiner internen Regelmöglichkeiten. Dieser letzte Effekt hat seinerseits negative Auswirkungen, wenn der Leistungstransistor T1 ein integrierter Transistor ist. In diesem Fall hat der Transistor einen "vierten Anschluß", im allgemeinen als Substratanschluß bezeichnet (in Fig. 1 schematisch mit "S" gezeigt), der aus offensichtlichen Gründen auf dem niedrigsten in der integrierten Schaltung vorhandenen Potential gehalten werden sollte (typischerweise auf Massepotential). Die negativen Effekte, die durch die Sättigung eines integrierten Leistungstransistors T1 verursacht werden, sind im wesentlichen verbunden mit der Erzeugung eines Stroms IS durch den Substratanschluß, der über einen Versteckungsfaktor mit dem Basisstrom IB in Beziehung steht. Dieser Strom IS, der in das Substrat der integrierten Schaltung injiziert wird, ist daher im allgemeinen sehr hoch, unter Berücksichtigung, daß der Basisstrom IB bereits dazu neigt, unter Sättigungsbedingungen hoch zu sein.
• Ein gesättigter Transistor kann sogar das Vorzeichen seines eigenen Kollektorstroms umkehren, wenn irgendeine daran angeschlossene Komponente diesen aufnehmen kann. Als Folge hiervon kann der Strom IL in den Kollektor des Leistungstransistors T1 fließen. Das Vorhandensein einer induktiven Last (L) ist eine typische Situation, in der ein solcher umgekehrter Kollektorstrom auftreten kann. Unter anderen Umständen sind häufig große Kapazitäten aus offensichtlichen Gründen parallel zur Last eines Spannungsreglers angeschlossen. Ein Grund kann die Notwendigkeit sein, einen bestimmten Strom durch die Last auch während kurzer Stromversorgungsunterbrechungen der Reglerschaltung zu liefern. Unter den obenerwähnten Bedingungen der Sättigung können daher diese "Speicher"-Kondensatoren einen Strom (-IL) an den Kollektor eines gesättigten Leistungstransistors liefern, wodurch ungünstigerweise gespeicherte elektrische Ladung verloren geht und die Zeitspanne der "Selbsterhaltung" des Stroms durch die Last im Fall einer Stromversorgungsunterbrechung reduziert wird.
• Der Substratstrom IS sollte zum Basisstrom IB des Leistungstransistors T1 addiert werden, um die Summe aus Emitter- und Kollektorströmen gemäß der folgenden Beziehung zu ermitteln: IS + IB = IIN - IL. Als Folge hiervon ergibt ein großer Wert der Summe IS + IB einen großen "Eingangs"-Strom IIN, sowie einen hohen Entladestrom (-IL) einer Lastkapazität. Diese beiden Ströme sind höchst unerwünscht, da sie den Strompfad überlasten können, eine ungünstige Verlustleistung und möglicherweise eine Verkürzung der Maximalzeit der Unterbrechung der Stromversorgung verursachen, die die versorgten Schaltungen tolerieren können, bevor sie ihre Funktionsfähigkeit verlieren.
• Zum Steuern der Sättigung eines integrierten Bipolartransistors mit dem Ziel der Abschwächung oder der Verhinderung der obenerwähnten Konsequenzen sind mehrere Vorrichtungen bekannt.
• Das Dokument JP-A-60153204 offenbart eine Antisättigungsschaltung für einen Ausgangsbipolartransistor. Die Schaltung bewirkt, daß der Leckstrom über einen Hilfskollektor des Ausgangstransistors durch einen Sensorwiderstand zum Masseknoten der integrierten Schaltung fließt. Wenn die Spannung am Sensorwiderstand die Durchlaßspannung einer Diode überschreitet, fließt der Leckstrom durch die Diode in einen Rückkopplungstransistor, wodurch der Ansteuerpegel des Ausgangstransistors verringert wird, um eine Sättigung zu verhindern.
• Das Dokument G-A-2.179.218 beschreibt eine Antisättigungsschaltung für einen integrierten PNP-Transistor, in der die Eigenschaft der Erfindung gemäß einem bestimmten Gesetz vordefiniert sein kann. Die Schaltung verwendet eine Regelschleife, in der ein bestimmter Strom als Funktion des Eingangsstroms zum Leckstrom des PNP-Transistors summiert wird und möglicherweise einen Komparator veranlaßt, zu schalten, was das Einschreiten einer Schaltung bewirkt, die den aus der Basis des PNP-Transistors gezogenen Ansteuerstrom verringert.
• In Fig. 2 ist eine Antisättigungsschaltung schematisch gezeigt, die im allgemeinen gemäß einer bekannten Technik verwendet wird. Der Transistor T2, der sich während des Normalbetriebs der Schaltung in einem AUS-Zustand befindet, schaltet ein, wenn die Spannung zwischen dem Kollektor und der Basis des Leistungstransistors T1 gleich der Spannung wird, die zwischen dem Emitter und der Basis von T2 vorhanden ist, und ausreichend hoch ist, um den letzteren einzuschalten. Der durch T2 fließende Strom wird dann zur Reduzierung oder zum Abschalten des Ausgangsstroms des Operationsverstärkers OP verwendet, der die Basis von T2 ansteuert. Auf diese Weise werden die Probleme gelöst, die durch einen unkontrollierten Anstieg eines solchen Steuerstroms verursacht werden, wenn der Leistungstransistor T1 in die Sättigung eintritt.
• Das Prinzip, auf dem die Operation dieser bekannten Antisättigungsschaltungen beruht, besteht grundsätzlich darin, daß ein Transistor so definiert werden kann, daß er unter Sättigungsbedingungen arbeitet, wenn sein Kollektor/Basis- Übergang in Vorwärtsrichtung vorgespannt ist. Der Basis/Emitter-Übergang des Antisättigungstransistors T2 ist parallel zum Kollektor/Basis-Übergang des Leistungstransistors angeschlossen, so daß der Transistor T2 zu leiten beginnt, wenn ein solcher Kollektor/Basis-Übergang des gesättigten Leistungstransistors in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird.
• Diese wohlbekannte Lösung ist nicht frei von Nachteilen, obwohl sie eine zufriedenstellende Kontrolle der Sättigung ermöglicht. Hinsichtlich der Tatsache, daß der Leistungstransistor T1 im allgemeinen relativ hohe Ströme führt, können längs der Verbindung zwischen seinem Kollektoranschluß und dem Ausgangsanschluß (OUT) Spannungsabfälle auftreten. Um zu vermeiden, daß solche Spannungsabfälle die vom Emitter von T2 "gelesene" Spannung verfälschen können, muß dieser Transistor physikalisch sehr dicht am Kollektoranschluß von T1 angeordnet sein (um die Länge der Verbindung zu minimieren). Dies ist im Fall eines integrierten Leistungstransistors nicht immer einfach zu verwirklichen, da eine solche Vorrichtung bereits ein relativ komplexes System von Verbindungen besitzt. Die Struktur des Basisanschlus ses von T1 kann ähnliche Layoutprobleme ergeben, wenn auch von geringerem Ausmaß, da der Strom IB wenigstens eine Größenordnung kleiner ist als IL.
• Gemäß dem Stand der Technik wird im allgemeinen eine Kontrolle der Sättigung implementiert durch Einwirken auf die Ursache eines solchen Stroms, d. h. auf eine direkte Vorspannung (VBC) am Kollektor/Basis- Übergang. Es ist jedoch ebenfalls notwendig, sicherzustellen, daß der Strom IS nicht über einen bestimmten Maximalwert ansteigt. Aus diesem Grund ist es unter kritischen Arbeitsbedingungen und/oder bei Vorhandensein kritischer interner physikalischer Parameter eines bestimmten Herstellungsprozesses notwendig, die Interventionsschwelle von T2 mit einem bestimmten Sicherheitsspielraum einzustellen, wobei sich in vielen Fällen der Leistungstransistor T1 in einem Zustand befinden kann, der noch nicht einer wirklichen Sättigung entspricht, wenn die Antisättigungsschaltung eingreift. Ein noch nicht gesättigter T1 bewirkt eine untere Grenze für die Potentialdifferenz (VCEmin) zwischen seinem Emitter und Kollektor, die höher ist, als sie im Idealfall notwendig wäre, um die negativen Effekte der Sättigung des Leistungstransistors wie oben erwähnt zu beseitigen. Eine höhere Spannung VCEmin (wie sie unter Berücksichtigung des Sicherheitsspielraums erforderlich ist) kann sehr wichtig sein, wie im Fall eines Spannungsreglers, da dieser seinerseits eine Untergrenze für die Eingangsspannung IN während des Betriebs vorgibt. Tatsächlich kann aus Fig. 2 abgeleitet werden, daß VINmin = VCEmin + VR gilt. Um die niedrigstmögliche VINmin sicherzustellen, ist erwünscht, daß die Gleichung VCEmin = VCEsat immer erfüllt ist, wobei VCEsat die VCE des Leistungstransistors T1 unter mäßigen (anfänglichen) Sättigungsbedingungen ist, die noch nicht die obenerwähnten Konsequenzen bewirken.
• Andererseits können schnelle Spannungsspitzen auftreten, während die Spannung VN sich innerhalb eines normalen Betriebsbereichs befindet, für die der Antisättigungstransistor T2 nicht ansprechen sollte. Solche Spannungsspitzen breiten sich zur Basis des Leistungstransistors T1 aus, da seine VBE näherungsweise konstant ist. Von diesem Punkt aus erreichen die Spannungsspitzen über die parasitäre Kapazität, die zwischen dem Kollektor und der Basis des Antisättigungstransistors T2 vorhanden ist, den Kollektor von T2, der mit einem hochempfindlichen Eingangsknoten des treibenden Operations verstärkers OP verbunden ist. Wie oben erwähnt ist, moduliert ein solches Eingangssignal den Ausgangsstrom, d. h. IB, der seinerseits auf IL und möglicherweise auf VL einwirkt. Folglich verschlechtert das Vorhandensein des Antisättigungstransistors T2 mit seinen parasitären Kapazitäten die Gesamtleistung der Schaltung bei Vorhandensein von schnellen Spannungsspitzen auf den Stromversorgungsleitungen. In vielen Anwendungen wird dieser Aspekt aufgrund der Konsequenzen, die hieraus resultieren können, sehr wichtig.
• Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein System zum Kontrollieren der Sättigung eines integrierten bipolaren Leistungstransistors zu schaffen, das unabhängig vom Layout des Leistungstransistors leicht integriert werden kann und bei dem die Kontrolle der Sättigung leicht eingestellt werden kann, um zu intervenieren, wenn ein bestimmter tolerierbarer Pegel der Sättigung überschritten wird.
• Es ist eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine verbesserte Spannungsreglerschaltung zu schaffen, die einen geringen Spannungsabfall besitzt und einen Bipolarleistungstransistor als Serienregelelement verwendet, das von einem Operationsverstärker angesteuert wird, und die mit einer verbesserten Schaltungsanordnung zum Kontrollieren der Sättigung des Leistungstransistors, der als Serienregler verwendet wird, ausgestattet ist.
• Grundsätzlich überwacht das Antisättigungssystem der vorliegenden Erfindung anders als die bekannten Systeme nicht das Auftreten einer Vorwärtsvorspannung des Kollektor-Basis-Übergangs des Leistungstransistors als Indikator einer Sättigungsbedingung des Transistors. Im Gegensatz hierzu überwacht das System der Erfindung einen Substratstrom, der durch den Betrieb des Transistors in einem Sättigungsbereich seiner Kennlinie hervorgerufen wird. Dies wird verwirklicht durch Anschließen eines Sensorwiderstands, mit im allgemeinen kleinen Wert, im Verbindungsweg zwischen dem Substratanschluß des Leistungstransistors und einem Masseknoten der integrierten Schaltung. Der Strom, der möglicherweise vom Leistungstransistor in das Substrat injiziert wird, wenn dieser unter einer Sättigungsbedingung arbeitet, ergibt einen bestimmten Spannungsabfall am Sensorwiderstand, wobei diese Spannung als Signal verwendet wird, das einen bestimmten Sättigungszustand anzeigt. Diese Spannung wird mit einer Referenzspannung verglichen, indem z. B. ein Operationsverstärker verwendet wird, der einen Ausgangsstrom erzeugen kann, der in einem Eingang der Treiberschaltung des Leistungstransistors eingespeist wird, um eine gewünschte Kontrolle über die Sättigung auszuüben.
• Gemäß dem System der Erfindung ist es nicht mehr erforderlich, die Geometrie eines integrierten Leistungstransistors zu "stören", da es nicht mehr erforderlich ist, eine "interne" Betriebsspannung des integrierten Transistors zu erfassen, wie es in den bekannten Schaltungen durchgeführt wird. Eine Information in Form eines Substratstroms wird nicht durch die Länge (den Widerstand) des Verbindungspfades zwischen dem Substrat des Transistors und einem Sensorwiderstand beeinflußt, der vorteilhaft physikalisch weit entfernt von der integrierten Struktur des Leistungstransistors verwirklicht werden kann. In der Praxis wird eine korrigierende (begrenzende) Wirkung auf die Sättigung erreicht durch Modifizieren des Ansteuerbasisstroms des gesättigten Leistungstransistors, ähnlich der Vorgehensweise in einem Antisättigungssystem des Standes der Technik. Im Gegensatz hierzu wird anstelle der Überwachung der Parameter oder des Parameters, die die Sättigung des Leistungstransistors verursachen (d. h. seine VBC), eine Auswirkung der Sättigung überwacht, nämlich der Strom, der in das Substrat injiziert wird.
• Auf diese Weise ist es möglich, den Grad der Sättigung sehr genau zu begrenzen, indem die Auslöseschwelle eines Komparators eingestellt wird. Der Leistungstransistor kann einen bestimmten vorgegebenen tolerierbaren Pegel der Sättigung erreichen, unabhängig von den Arbeitsbedingungen und/oder der Streuung der elektrischen Parameter, die für diesen bestimmten hochintegrierten Fertigungsprozeß typisch sind. Auf diese Weise kann eine sehr nützliche Bedingung: VCEmin = VCEsat sichergestellt werden, wobei VCEsat sehr klein sein kann, da die Betriebsbedingungen des Leistungstransistors nur dann korrigiert werden, wenn dies unbedingt erforderlich ist, um unerwünschte Konsequenzen zu vermeiden.
• Im Fall einer typischen Anwendung, wie z. B. eines Serienspannungsreglers, breiten sich Spannungsspitzen, die auf der Eingangsleitung VN auftreten können, weder bis zu den Eingängen des Komparators aus, der die Sättigung kontrolliert, noch bis zum Ausgangsknoten, weshalb die Antisättigungsschal tung der Erfindung in keiner Weise das Verhalten des Spannungsreglers bei Vorhandensein von Spannungsspitzen modifiziert.
• Fig. 1 ist ein Funktionsschaltbild eines Low-drop-Spannungsreglers, der als Regelelement einen PNP-Leistungstransistor verwendet, wie oben beschrieben worden ist.
• Fig. 2 ist ein Grundschaltbild eines Low-drop-Serienreglers gemäß Fig. 1, der wie oben beschrieben mit einer bekannten Antisättigungsschaltung versehen ist.
• Fig. 3 ist ein Grundschaltbild einer Schaltung zum Kontrollieren der Sättigung, die gemäß der vorliegenden Erfindung ausgeführt ist.
• Fig. 4 ist eine genauere Ausführungsform der Schaltung der Fig. 3.
• Wie im Schaltbild der Fig. 3 gezeigt, umfaßt die Schaltung zum Kontrollieren der Sättigung des Leistungstransistors T1 einen Sensorwiderstand Rs, einen Differenzverstärker OP1 und eine Quelle für eine Referenzspannung VS.
• Der Strom IS, der vom Transistor T1 in das Substrat injiziert wird, wenn er in einem Sättigungsbereich seiner Kennlinien arbeitet, bewirkt einen bestimmten Spannungsabfall am Sensorwiderstand RS, der vom Operationsverstärker OP1 (Komparator) mit der Referenzspannung VS verglichen wird. Wenn der Spannungsabfall an Rs größer ist als Vs, erzeugt der Verstärker OP1 einen Ausgangsstrom, der in einen Eingang des Operationsverstärkers OP eingespeist wird. Als Folge hiervon reduziert der OP, der den Leistungstransistor T1 ansteuert, den Ansteuerstrom IB, wodurch der Substratstrom IS, der vom gesättigten Transistor in das Substrat injiziert wird, reduziert wird. Dieser Stromreduktionsvorgang endet, wenn der Substratstrom IS unter einen Schwellenwert (Vs/Rs) fällt.
• Eine Ausführungsform einer Antisättigungsschaltung der Erfindung ist in Fig. 4 dargestellt. Der Emitter des Transistors T6 fällt mit dem invertierenden Eingang (-) des Differenzverstärkers OP1 zusammen. Der Emitter des Transistors T5 fällt mit einem negativen Pol einer Referenzspannung zusammen, während der nichtinvertierende Eingang (+) des Verstärkers OP1 funktionell in die integrierte Struktur des Paares von Eingangstransistoren T5 und T6 eingefügt ist. Der Kollektor das Transistors T3 fällt mit dem Ausgangsknoten des Verstärkers OP1 zusammen, der im gezeigten Beispiel nicht mit einem dedizierten Steuereingang des Treiberverstärkers OP, sondern mit einem invertierenden Eingang (-) desselben verbunden ist. In der Praxis übt das Ausgangssignal, das vom Verstärker OP1 erzeugt wird, keine direkte Kontrolle über den Ausgangsstrom IB des Treiberverstärkers OP aus, sondern besitzt eine im wesentlichen äquivalente Wirkung durch Modifizieren der Referenzspannung VR, die am invertierenden Eingang (-) des Treiberverstärkers OP anliegt. Der Widerstand R3 dient ausschließlich zur Stromversorgung des Verstärkers OP1 durch Ableiten eines Stroms vom Ausgangsknoten des Spannungsreglers.
• Im folgenden wird die Operation der Antisättigungsschaltung beschrieben, die aus dem Verstärker OP1 und der Spannungsreferenz Vs der Fig. 4 besteht. Der durch den Widerstand R3 fließende Strom wird in den Emitter eines PNP- Transistors T4 injiziert. Dieser Transistor teilt den Strom in zwei Teile (zwischen seinen Kollektoren C1 und C2). Ein erster Anteil dieses Stroms tritt in den Kollektorbereich des Transistors T5 ein, während ein zweiter Anteil in den Kollektorbereich des Transistors T6 eintritt. Die Transistoren T5 und T6 besitzen eine gemeinsame Basis, wobei der Emitterbereich von T6 n mal so groß ist wie der Emitterbereich des Transistors T5. Auf diese Weise wird eine Spannungsdifferenz zwischen den zwei Emittern erzeugt, die gegeben ist durch: Vt · ln(n · Ic6/Ic5), wobei Vt = K · T/q, wobei K = Boltzmannkonstante, T = absolute Temperatur, q = Elektronenladung, Ic6 = Strom durch T6, Ic5 = Strom durch T5. Wenn die zwei Kollektoren C 1 und C2 des Transistors T4 so ausgelegt sind, daß sie den Strom in gleiche Anteile aufteilen (Ic5 = Ic6), wird eine solche Spannungsdifferenz gleich Vt · ln(n). Unter der Annahme von z. B. n = 3 und einer Temperatur von 27ºC ergibt sich eine solche Spannungsdifferenz zu ungefähr 30 mV. Diese Spannung stellt im wesentlichen die Referenzspannung Vs der Fig. 3 dar. Wenn die Spannung über Rs größer wird als die obenerwähnte Schwellenspannung, wird der Strom Ic5 tatsächlich größer als Ic6, der im Gegensatz hierzu immer gleich dem Strom durch den Kollektor C 1 des Transistors T4 ist. Der Differenzstrom zwischen diesen zwei Strömen fließt durch R2 und den Transistor T3 und durch den Widerstand R1, der in Serie mit der Spannungsreferenz VR des Treiberverstärkers des Leistungstransistors T1 angeschlossen ist. Dieser Strom bewirkt, indem er durch R1 fließt, eine Absenkung der vom Spannungsregler gesehenen Referenzspannung, welcher folglich die Ausgangsspannung VR reduziert und somit den Leistungstransistor T1 aus der Sättigung bringt. Der Widerstand R2 hat den Zweck der Plazierung einer oberen Grenze für den durch den Transistor T3 fließenden Strom. Wenn der Transistor T5 sich in einem Spitzenleitzustand befindet und dessen Kollektorspannung die Spannung an seinem Emitter erreicht, wird der Spannungsabfall an R2 tatsächlich zu: VbeT6 + VbeT4 - VbeT3 Vbe. Als Folge hiervon ergibt sich die obenerwähnte Obergrenze des durch den Transistor T3 fließenden Stroms zu: Vbe/R2.

Claims (3)

1. Verfahren zum Regeln der Sättigung eines Bipolartransistors, der auf einem Halbleitersubstrat einer integrierten Schaltung (T1) integriert ist, um den Strom (Is) zu begrenzen, der vom gesättigten Transistor (T1) in das Substrat (S) injiziert wird, durch Regeln eines Ansteuerstroms (IB), der in eine Basis (B) des integrierten Transistors (T1) eingespeist wird als Funktion eines Signals, das den Zustand der Sättigung des Transistors anzeigt, wobei das Verfahren umfaßt:

Erfassen eines ersten Signals, das eine Sättigungsbedingung des integrierten Transistors darstellt, an einem Sensorwiderstand (Rs), durch den der Substratstrom (IS) fließt;

Vergleichen des ersten Signals mit einer Referenzspannung (VS);

Erzeugen (OP 1) eines zweiten verstärkten Signals, eine Replika des ersten Signals, wenn das erste Signal größer wird als eine Schwelle, die von der Referenzspannung (Vs) angegeben wird;

Einspeisen des zweiten verstärkten Signals in einen Steueranschluß einer Treiberschaltung (OP), um den Ansteuerstrom (IB) zu modifizieren.

2. Antisättigungsschaltung für einen integrierten Bipolartransistor (T1), mit

einem Sensorwiderstand (Rs), der funktionell zwischen einem Substratbereich (S) eines integrierten Transistors und einem Masseknoten der integrierten Schaltung angeschlossen ist;

einem Komparator (OP1), der versehen ist mit einem ersten Eingang, der funktionell mit dem Sensorwiderstand (Rs) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der funktionell mit einer Referenzspannung (Vs) verbunden ist, und einem Ausgang, der mit einem Steueranschluß einer Treiberschaltung (OP) des integrierten Transistors (T1) verbunden ist; wobei

der Komparator (OP1) ein verstärktes Signal als Funktion eines Signals erzeugt, das am Sensorwiderstand (Rs) anliegt, durch den ein Substratstrom (IS) fließt, der vom integrierten Transistor (T1) erzeugt wird, wenn dieser in einem Sättigungsbereich seiner Kennlinie arbeitet, wenn das am Sensorwiderstand anliegende Signal (Is · Rs) größer wird als die Referenzspannung (Vs).

3. Spannungsreglerschaltung, die als Serienregler einen integrierten Bipolartransistor (T1) verwendet, der versehen ist mit einem Emitter (E), der funktionell mit einem Eingangsknoten (IN) verbunden ist, und einem Kollektor (C), der funktionell mit einem Ausgangsknoten (OUT) der Spannungsreglerschaltung verbunden ist, einer Basis (B), die mit einem Ausgang eines Operationsverstärkers (OP) verbunden ist, der einen nichtinvertierenden Eingang, der mit dem Ausgangsknoten (OUT) der Schaltung verbunden ist, sowie einen invertierenden Eingang besitzt, der mit einer ersten Referenzspannung (VR) verbunden ist, sowie einem Substratbereich (B), der mit Massepotential verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltung enthält: einen Sensorwiderstand (Rs), der funktionell zwischen dem Substratbereich (S) und einem Masseknoten der integrierten Schaltung angeschlossen ist;

einen Komparator (OP1) mit einem ersten Eingang, der mit dem Sensorwiderstand (Rs) verbunden ist, einem zweiten Eingang, der mit der zweiten Referenzspannung (Vs) verbunden ist, sowie einem Ausgang, der mit einem Steuerknoten des Operationsverstärkers (OP) verbunden ist; wobei

der Komparator (OP1) ein verstärktes Signal als Funktion eines Signals erzeugt, das am Sensorwiderstand (Rs) anliegt, wenn dieses größer wird als eine Schwellenspannung, die durch die zweite Referenzspannung (Vs) gegeben ist, wobei das verstärkte Signal an den Steuerknoten des Operationsverstärkers (OP) angelegt wird, um einen Ansteuerstrom (IB) zu reduzieren, der in die Basis (B) des integrierten Transistors (T1) eingespeist wird, um dessen Sättigung zu begrenzen.