DE69221358T2

DE69221358T2 - Spannungserhöhende Schaltleistungswandlung

Info

Publication number: DE69221358T2
Application number: DE69221358T
Authority: DE
Inventors: Jay M Prager; Patrizio Vinciarelli
Original assignee: VLT Corp
Current assignee: Vicor Corp
Priority date: 1991-03-08
Filing date: 1992-03-09
Publication date: 1998-02-05
Anticipated expiration: 2012-03-10
Also published as: WO1992016044A1; EP0508595A2; DE69221358D1; JPH06503223A; JP2512670B2; EP0508595A3; US5321348A; EP0508595B1

Description

Diese Erfindung betrifft spannungserhöhende Schaltleistungswandler.
Spannungserhöhende Schaltleistungswandler nehmen Leistung von einer Eingangsspannungsquelle auf und liefern Leistung an eine Last bei einem steuerbaren Lastspannungswert, der größer als die durch die Eingangsquelle gelieferte Spannung ist. Solche Wandler sind nützlich in Anwendungen, wo eine Last mit einer Spannung versorgt werden muß, die in ihrer Größenordnung größer als die verfügbare Quellspannung ist, oder wo die Größenordnung der durch eine Eingangsquelle gelieferten Spannung, entweder unter statischen oder Übergangsbedingungen, unter den Minimalwert der durch die Last benötigten Betriebsspannung fällt. In einer immer wichtigeren Anwendung bildet ein spannungserhöhender Schaltwandler das Kernelement eines leistungsfaktorverbessernden Wechselstrom-Gleichstrom-Vorreglers. In einem solchen Vorregler wird eine Wechselspannungsquelle gleichgerichtet und an den Eingang eines spannungserhöhenden Schaltleistungswandler geliefert. Der spannungserhöhende Schaltleistungswandler wird so gesteuert, daß die Lastspannung auf oder über sowohl dem Spitzenwert der Wechselspannungsquellspannung als auch der minimalen Betriebsspannung der Last gehalten wird, während gleichzeitig der Eingangsstrom des spannungserhöhenden Wandlers gezwungen wird, der zeitveränderlichen periodischen Wellenform der Wechselspannungsquelle zu folgen. Auf diese Art wird die durch den spannungserhöhende Schaltwandler gelieferte Spannung so gesteuert, daß sie innerhalb des Betriebsspannungsbereichs der Last liegt, während der der Wechselspannungscuelle präsentierte Leistungsfaktor im wesentlichen auf Eins gehalten wird. Beispiele von Vorreglern dieser Art werden in Wilkerson, US-Patent Nr. 4.677.366, Williams, US-Patent Nr. 4.940.929, und in unserer eigenen Europäischen Patentanmeldung Nr. 92300376.3 (Veröffentlichung Nr. EP-A-0496529) beschrieben. Ein solcher bekannter spannungserhöhender Schaltwandler wird in Fig. 1 gezeigt. In der Figur ist ein Eingangsinduktor 12 mit einer Eingangsspannungsquelle 14 der Größenordnung Uein und einem Schalter 16 in Reihe geschaltet. Eine Diode 18, die zwischen der Verbindung des Eingangsinduktors und dem Schalter geschaltet ist, ist gepolt, um Strom in Richtung eines Ausgangskondensator 20 und einer Last 22 zu führen. Im Betrieb ist die Frequenz, mit der der Schalter 16 während eines Wandlerbetriebszyklus ein und ausgeschaltet wird, fest, und die relative Einschaltdauer des Schalters (d.h. der Bruchteil D der Zeit, zu der der Schalter während eines Betriebszyklus an ist) wird als ein Mittel zum Steuern der Wandlerausgangsspannung Uaus variiert. Der Induktor glättet den Eingangsstrom 111 wobei er ihn im wesentlichen während des gesamten Betriebszyklus konstant hält, und der Ausgangskondensator glättet die Wirkung der Veränderungen des Stroms Iaus, so daß der Wandler im wesentlichen eine Gleichspannungsausgangsspannung liefert. Wenn der Schalter an ist, ist die Spannung über dem Schalter Null (wobei ideale Schaltungselemente angenommen werden) und der gesamte Eingangsstrom fließt verlustlos in dem Schalter; wenn der Schalter aus ist, fließt der gesamte Eingangsstrom durch die Diode zum Kondensator und die Last und die Spannung über dem Schalter ist gleich der Ausgangsspannung Uaus. Unter statischen Bedingungen muß die mittlere Spannung über dem Eingangsinduktor Null sein, andernfalls wird der Durchschnittswert Iein des Eingangsstroms I&sub1; variieren. Folglich muß der Durchschnittswert der Spannung über dem Schalter (1-D) Uaus gleich Uein sein, folglich ist Uaus = Uein/(1-D). Da D zwischen Null und eins liegen muß, ist Uaus > Uein. In früher vorgeschlagenen spannungserhöhenden Schaltleistungswandlern der in Fig. 1 dargestellten Art, ist weder der Schalter noch die Diode ideal, und beide Elemente tragen zu Wandlerverlusten bei. Wenn der Schalter eingeschaltet ist, ist er sowohl dem Strom, der in dem Eingangsinduktor fließt, als auch einem Sperrstrom ausgesetzt, der vom Ausgangskondensator zurück durch die Diode während der Diodenperrverzögerungszeit fließt. Ein Schalterausschalten tritt auf, wenn der Schalter den vollen Wandlereingangsstrom führt. Da sowohl die Anstiegs- und Abfallzeiten des Schalters endlich sind, wird das Vorhandensein von Schalterspannung und Strom während der Schalterübergangszeiten bewirken, daß Leistung im Schalter in Wärme umgewandelt wird, und, wenn alle anderen Bedingungen gleich bleiben, werden diese Schaltverluste direkt mit der Wandlerbetriebsfrequenz steigen. So müssen, obwohl eine gesteigerte Betriebsfrequenz dahingehend wünschenswert ist, daß sie eine Reduzierung der Größe des Eingangsinduktors und der Ausgangskondensators (und folglich der Größe des Wandlers) erlaubt, die früher vorgeschlagenen Wandler von Natur aus Leistungsdichte gegen Betriebswirkungsgrad eintauschen. Tatsächlich sinkt, da die Betriebsfrequenz eines bekannten spannungserhöhenden Schaltleistungswandlers sehr viel über 100 KHz hinaus gesteigert wird, der Wirkungsgrad rapide und die thermischen und elektrischen Belastungen auf den Schalter werden unkontrollierbar. Eine andere Eigenschaft der vorher bekannten spannungserhöhenden Schaltleistungswandler ist es, daß zwei oder mehr Einheiten, die an eine gemeinsame Eingangsquelle und Last angeschlossen sind, von Natur aus sich die Lastleistung nicht teilen werden, wenn sie synchron betrieben werden. Eine Stromverteilung zwischen auf diese Art verbundenen Einheiten ist in erster Ordnung von Effekten zweiter Ordnung (z.B. Diodenspannungsabfälle, Schalterscheinwiderstand) abhängig.
Eine Familie spannungserhöhender Nullstrom-Schalt-Quasiresonanzschaltungen werden in "Sinusoidal Line Current Rectification at Unity Power Factor with Boost Quasi-resonant Converters", Barbi + Oliveira da Silva, APEC 1990 Conference Proceedings, März 1990, Los Angeles, USA auf den Seiten 553-562 beschrieben, wobei die dargestellten Schaltungen sowohl einen Eingangsinduktor als auch einen Induktor in der Resonanzschaltung aufweisen. Die Autoren wenden die Nullstrom-Schalt-Quasiresonanz-Schaltungstechnologie auf Gleichrichter von sinusförmigen Netzstrom an.
Sebastian et al. offenbaren in "A Very Simple Method to Obtain One Additional Fully Regulated Output in Zerocurrent Switched Quasi-resonant Wandler", PESCE 1990 Conference Proceedings Vol II, Juni 199Q, San Antonio, Texas, USA auf den Seiten 536- 542 eine Anzahl von Ausführungsformen eines spannungserhöhenden Wandlers mit angezapften Induktor gemäß dem Oberbegriff der Ansprüche 1, 2, 8 und 9.
Wie wir unten detaillierter erläutern werden, können Ausführungsformen eines erfindungsgemäßen Nulistrom-Schalt-Spannungserhöhungsleistungswandlers ein verbesserte Leistung gegenüber früher vorgeschlagenen Wandlern bieten. Indem Schaltverluste im wesentlichen beseitigt werden, verringern unsere Nullstrom-Schalt-Spannungserhöhungsleistungswandler Verluste in und Belastungen auf Schaltelemente, die im dem Wandler enthalten sind, und überwinden die Betriebsfrequenzschranke, die von verschiedenen bekannten Wandlern gezeigt wird. Als Ergebnis kann unser Nullstrom-Schalt-Spannungserhöhungsleistungswandler bei höheren Wandlerbetriebsfrequenzen als bestimmte früher vorgeschlagene Wandler betrieben werden, mit einer entsprechenden Verbesserung der Wandlerleistungsdichte. Unser Nullstrom-Schalt-Spannungserhöhungsleistungswandler enthält den natürlichen Leistungsverteilungsmechanisrnus, der quantisierten Leistungswandlern innewohnt (beachte Vinciarelli, US-Patent Nr. 4.648.020), wodurch es erlaubt wird, daß zwei oder mehr solche Wandler gleichzeitig Leistung an eine gemeinsame Last liefern, wobei jeder Wandler einen im wesentlichen festen Anteil der gesamten Lastleistung trägt.
Gemäß einen ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung, stellen wir eine spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung bereit, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, wobei die Vorrichtung aufweist: einen magnetischen Kreis; einen Schalter, der in Reihe mit der Eingangsspannungsquelle und einem Abschnitt des magnetischen Kreises geschaltet ist; eine Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom im Schalter in wesentlichen Null ist, wobei die Einschaitzeiten gesteuert wird, um das Verhältnis der Spannung über die Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle zu regeln, wobei dieses Verhältnis größer oder gleich 1 ist; und eine Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen den magnetischen Kreis und der Last geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um es zu erlauben, daß Strom in die Richtung der Last fließt; wobei der magnetische Kreis einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß und einen Nebenschlußanschluß aufweist, die Eingangsquelle mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, und der Schalter mit dem Nebenschlußanschluß verbunden ist; und der magnetische Kreis einen nichsättigenden gekoppelten Induktor aufweist, der eine erste Wicklung und eine zweite Wicklung aufweist, wobei die erste Wicklung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß geschaltet ist, die zweite Wicklung zwischen dem Nebenschlußanschluß und Ausgangsanschluß geschaltet ist; wobei die Wandlervorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß ein Kondensator zwischen dem magnetischen Kreis und der Verbindung des Schalters und der Eingangsquelle geschaltet ist, wobei ein Abschnitt des magnetischen Kreises dadurch in Reihe mit dem Kondensator und dem Schalter geschaltet ist, wobei der Kondensator mit dem magnetischen Kreis zusammenarbeitet, um eine charakteristische Zeitkonstante für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms zu definieren, der fließt, wenn der Schalter geschlossen ist; darin, daß der Kondensator und die Einrichtungsleitungsvorrichtung mit dem Ausgangsanschluß des magnetischen Kreises verbunden sind; und darin, daß die Polarität der Wicklungen des Induktors so angeordnet ist, daß Auferlegen einer positiven Spannung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß verursacht, daß ein positive Spannung zwischen dem Ausgangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß erscheint.
In einen zweiten und alternativen Aspekt der Erfindung stellen wir eine spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung bereit, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, wobei die Vorrichtung aufweist: einen magnetischen Kreis; einen Schalter, der in Reihe mit der Eingangsspannungsquelle und einem Abschnitt des magnetischen Kreises geschaltet ist; eine Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, um den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom im Schalter im wesentlichen Null ist, wobei die Einschaltzeiten gesteuert werden, um das Verhältnis der Spannung über die Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle zu regeln, wobei dieses Verhältnis größer oder gleich 1 ist; und eine Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen den magnetischen Kreis und der Last geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um es zu erlauben, daß Strom in die Richtung der Last fließt; wobei der magnetische Kreis einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß und einen Nebenschlußanschluß aufweist, die Eingangsquelle mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, und der Schalter mit dem Nebenschlußanschluß verbunden ist; und der magnetische Kreis einen gekoppelten Induktor aufweist, der eine erste Wicklung und eine zweite Wicklung aufweist, wobei die erste Wicklung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist, die zweite Wicklung zwischen dem Nebenschlußanschluß und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist, und die Polarität der Wicklungen so angeordnet ist, daß ein Auferlegen einer positiven Spannung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß verursacht, daß eine positive Spannung zwischen dem Ausgangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß erscheint; wobei die Wandlervorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß ein Kondensator zwischen dem magnetischen Kreis und der Verbindung des Schalters und der Eingangsquelle geschaltet ist, ein Abschnitt des magnetischen Kreises dadurch in Reihe mit dem Kondensator und dem Schalter geschaltet ist, der Kondensator mit dem magnetischen Kreis zusammenarbeitet, um eine charakteristische Zeitkonstante für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms zu definieren, der fließt, nachdem der Schalter geschlossen ist; und darin, daß ein Kondensator und die Einrichtungsleitungsvorrichtung mit dem Ausgangsanschluß verbunden sind.
Es wird in einem dritten alternativen Aspekt der vorliegenden Erfindung, eine Spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine spannungsverbrauchende Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung bereitgestellt, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, und die aufweist: einen Schalter; einen nichtsättigenden gekoppelten Induktor, der eine erste Wicklung aufweist, die N&sub1; Windungen aufweist, die mit einer zweiten Wicklung verbunden und in Reihe geschaltet ist, die N&sub2; Windungen aufweist, wobei die Polaritäten der ersten und zweiten Wicklungen so angeordnet sind, daß die Spannung über die erste Wicklung eine Spannung über der zweite Wicklung induzieren wird, die sich zu der Spannung über die erste Wicklung addiert, die erste Wicklung mit der Eingangsquelle verbunden ist, beide der Wicklungen des gekoppelten Induktors in Reihe mit der Eingangsquelle und dem Schalter geschaltet sind, und der gekoppelte Induktor ein Windungsverhältnis a = N&sub1;/N&sub2;; eine Gesamtinduktivität der ersten.Wicklung Lpri; eine Gesamtinduktivität der zweiten Wicklung Lsec; jeweils erste und zweite Wicklungsstreuinduktivitäten, L&sub1;&sub1; und L&sub1;&sub2;; und eine Magnetisierungsinduktivität Lm aufweist, wobei Lpri = Lm + L&sub1;&sub1; und Lsec = L&sub1;&sub2; + Lm/a²; eine Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen der Last und der Verbindung der ersten Wicklung und der zweiten Wicklung geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um Strom von der Eingangsquelle zu der Last zu leiten, nachdem der Schaltergeöffnet ist; und eine Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom im Schalter Null ist; wobei das Verhältnis der Spannung der Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle durch Änderung der Rate, mit der die Einschaltzeiten begonnen werden, geändert wird, wobei das Verhältnis größer oder gleich 1 ist; wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie ferner einen ersten Kondensator vom Wert C aufweist, der zwischen der Verbindung der ersten Wicklung und der zweiten Wicklung und der Verbindung der Eingangsquelle und des Schalters geschaltet ist; und darin, daß der gekoppelte Induktor und der Kondensator ein charakteristisches Zeitmaß für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms definieren, der nach Einschalten des Schalter fließt.
Gemäß einem vierten und weiteren Aspekt der vorliegenden Erfindung, stellen wir eine spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine spannungsverbrauchende Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, bereit mit: einem nichtsättigenden gekoppelten Induktor, der eine erste Wicklung aufweist, die N1 Windungen aufweist, die mit einer zweiten Wicklung verbunden und in Reihe geschaltet ist, die N2 Windungen aufweist; wobei der gekoppelte Induktor ein Windungsverhältnis a = N1/N2, eine Gesamtinduktivität der ersten Wicklung Lpri; und eine Gesamtinduktivität der zweiten Wicklung Lsec; jeweils erste und zweite Wicklungsstreuinduktivitäten L11 und L12; und eine Magnetisierungsinduktivität Lm aufweist, wobei Lpri = + L&sub1;&sub1; und Lsec = L&sub1;&sub2; + Lm/a²; einem Schalter, der mit der Verbindung der ersten Wicklung und der zweiten Wicklung verbunden ist; einer Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen die Last und die zweite Wicklung geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um den Strom von der Eingangsquelle zu der Last zu leiten, nachdem der Schalter geöffnet ist; und einer Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom in dem Schalter Null ist; wobei das Verhältnis der Spannung über die Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle durch Änderung der Rate, mit der die Einschaltzeiten begonnen werden, geändert wird, wobei das Verhältnis größer qder gleich 1 ist; wobei die Wandlervorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß die Polaritäten der ersten und zweiten Wicklungen so angeordnet sind, daß eine Spannung über die erste Wicklung eine Spannung über die zweite Wicklung induzieren wird, die der Spannung über die erste Wicklung entgegengesetzt ist; darin, daß die Wandlervorrichtung ferner einen Kondensator vom Wert C aufweist, wobei beide der Wicklungen des gekoppelten Induktors in Reihe mit der Eingangsquelle und dem Kondensator geschaltet sind; darin, daß der Schalter zwischen die Verbindung der ersten Wicklung und der zweite Wicklung und die Verbindung der Eingangsquelle und des Kondensators geschaltet ist; darin, daß dieeinrichtungsleitungsvorrichtung zwischen die Last und die Verbindung der zweiten Wicklung und des Kondensators geschaltet ist; und darin, daß der gekoppelte Induktor und der Kondensator ein charakteristisches Zeitmaß
für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms definieren, der nach Einschalten des Schalter fließt.
Wie aus der detaillierten Beschreibung unten klarer werden wird, ist in bestimmten unserer Ausführungsformen die Steuervorrichtung angeordnet, um den Schalter im wesentlichen im ersten Augenblick auszuschalten, der der Zeit folgt, zu der der Schalter eingeschaltet ist, wenn der Strom im Schalter auf Null zurückgeht. In anderen Ausführungsformen wird der Schalter im wesentlichen im zweiten Augenblick ausgeschaltet, wenn der Strom im Schalter auf Null zurückgeht.
Der magnetische Kreis kann auch einen getrennten Induktor aufweisen, der mit der ersten Wicklung in Reihe geschaltet ist, oder mit der zweiten Wicklung in Reihe geschaltet ist. Der magnetische Kreis kann einen zweiten gekoppelten Induktor aufweisen, der eine dritte Wicklung und eine vierte Wicklung aufweist, wobei die dritte Wicklung an den Eingangsanschluß und in Reihe mit der ersten Wicklung geschaltet ist und die vierte Wicklung zwischen die Verbindung der ersten und zweiten Wicklungen und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist. Ein getrennter Induktor kann in Reihe mit der dritten Wicklung oder mit der vierten Wicklung geschaltet sein.
In in einigen Ausführungsformen, weist der Schalter auf: einen Zweirichtungsschalter mit zwei Anschlüssen, der fähig ist, einen zweipoligen Strom zu führen, wenn er an ist, und fähig zum Widerstehen einer gepolten Spannung ist, wenn er aus ist, wobei der Zweirichtungsschalter mit zwei Anschlüssen einen gepolten Schalter aufweist, der fähig ist, einer gepolten Spannung zu widerstehen, wenn er aus ist, wobei die Polarität der gepolten Spannung positive und negative Pole an dem Schalter definiert, und fähig zum Führen eines gepolten Stroms zwischen den positiven und den negativen Polen ist, wenn er eingeschaltet ist; und eine erste Einrichtungsleitungsvorrichtung, die parallel mit dem gepolten Schalter geschaltet ist, wobei die erste Einrichtungsleitungsvorrichtung so gepolt ist, daß sie Strom in einen Richtung leitet, die entgegengesetzt zu dem ist, der durch den gepolten Schalter geführt werden kann.
In anderen Ausführungsformen des Zweirichtungsschalters mit zwei Anschlüssen ist die Einrichtungsleitungsvorrichtung in Reihe mit dem gepolten Schalter geschaltet, wobei die erste Einrichtungsleitungsvorrichtung so gepolt ist, daß sie Strom in dieselbe Richtung wie der gepolte Schalter leitet.
Der gepolte Schalter kann einen bipolaren Transistor, einen Feldeffekttransistor, einen bipolaren Isolierschichttransistor, oder (im Fall einer Parallelschaltung zwischen der Einrichtungsleitungsvorrichtung und dem gepolten Schalter) einen Feldeffekttransistor in Reihe mit einer zweiten Einrichtungsleitungsvorrichtung aufweisen, wobei die zweite Einrichtungsleitungsvorrichtung so gepolt ist, daß sie Strom in dieselbe Richtung wie der Feldeffekttransistor führt.
Ein Ausgangskondensator kann parallel mit der Last geschaltet sein, wobei die Kapazität des Ausgangskondensators groß genug ist, so daß er die Wirkungen der zeitlichen Veränderungen des an die Last gelieferten Ausgangsstroms glättet. so daß der Ausgangsspannung des Wandlers im wesentlichen ein Gleichspannungswert ist. Eine Ausgangsspannungssteuervorrichtung kann verwendet werden, um die Frequenz der Schaltereinschaltzeiten als Reaktion auf die Ausgangsspannung an der Last zu steuern. Die Ausgangsspannungssteuervorrichtung kann aufweisen: ein Bezugssignal, das kennzeichnend für einen gewünschten Wert der Ausgangsspannung der Wandlervorrichtung ist; einen Teiler, der ein zweites Signal liefert, das kennezeichnend für die tatsächliche Ausgangsspannung der Wandlervorrichtung ist; einen Abweichungsverstärker, der das Bezugssignal mit dem zweiten Signal vergleicht, und der eine Ausgangsgröße liefert, die kennzeichnend für die Differenz zwischen dem gewünschten Wert der Wandlerausgangsspannung und der tatsächlichen Wandlerausgangsspannung ist; und eine Steuerschaltung veränderlicher Frequenz, die die Ausgangsgröße des Abweichungsverstärkers aufnimmt, und ein drittes Signal an die Schaltersteuervorrichtung liefert, wobei das dritte Signal kennzeichnend für die Rate ist, mit der Schaltereinschaltzeiten begonnen werden sollten, um die tatsächliche Wandlerausgangsspannung im wesentlichen gleich dem gewünschten Wert der Wandlerausgangsspannung zu halten.
In einigen Ausführungsformen ist die Ausgangsspannungssteuervorrichtung eine Leistungsfaktorvorreglersteuervorrichtung, die die Ausgangsspannung auf oder über sowohl dem durch Wechselspannungsquelle gelieferten Spitzenwert der Spannung als auch der minimalen Betriebsspannung der Last hält, während gleichzeitig der durch den spannungserhöhenden Leistungswandler aufgenommene Eingangsstrom gezwungen wird, der zeitveränderlichen Wellenform der Wechselspannungsquelle zu folgen.
Andere Vorteile und Merkmale werden aus der folgenden Beschreibung bevorzugter Ausführungsformen hervorgehen.
Wir beschreiben zunächst kurz die Zeichnungen:
Fig. 1 zeigt einen früher vorgeschlagenen spannungserhöhenden Schaltleistungswandler.
Fig. 2 zeigt einen früher vorgeschlagenen stromumpolenden Schalter.
Fig. 3 zeigt Betriebswellenformen für den stromumpolenden Schalter der Fig. 2.
Figuren 4A und 4B zeigen zwei Ausführungsformen eines stromumpolenden, bei Nullstrom schaltenden Schalters.
Fig. 5 zeigt Betriebswellenformen für irgendeinen der Schalter der Fig. 4A oder Fig. 4B in einer als Kurzzyklusmodus bezeichneten Betriebsart.
Fig. 6 zeigt Betriebswellenformen für irgendeinen der Schalter der Fig. 4A oder Fig. 4B in einer als Langzyklusmodus bezeichneten Betriebsart.
Fig. 7 ist ein bei Nullstrom schaltender spannungserhöhender Schaltleistungswandler, der einen bei Nullstrom schaltenden stromumpolenden Schalter der in Fig. 4A gezeigten Art aufweist.
Fig. 8 ist ein bei Nullstrom schaltender spannungserhöhender Schaltleistungswandler, der einen bei Nullstrom schaltenden stromumpolenden Schalter der in Fig. 4B gezeigten Art aufweist.
Fig. 9 zeigt eine Gruppierung von bei Nullstrom schaltenden spannungserhöhenden Schaltleistungswandlern.
Fig. 10 zeigt Wellenformen für einen Wandler der in Fig. 7 gezeigten Art, der im Kurzzyklusbetriebsart arbeitet, in dem das Verhältnis der Induktivitätswerte L&sub1; und L&sub2; endlich ist.
Fig. 11 zeigt Wellenformen für einen Wandler der in Fig. 7 gezeigten Art, der im Langzyklusbetriebsart arbeitet, in dem das Verhältnis der Induktivitätswerte L&sub1; und L&sub2; endlich ist.
Fig. 12 zeigt Wellenformen für einen Wandler der in Fig. 8 gezeigten Art, der im Kurzzyklusbetriebsart arbeitet, in dem das Verhältnis der Induktivitätswerte L&sub1; und L&sub2; endlich ist.
Fig. 13 zeigt Wellenformen für einen Wandler der in Fig. 8 gezeigten Art, der im Langzyklusbetriebsart arbeitet, in dem das Verhältnis der Induktivitätswerte L&sub1; und L&sub2; endlich ist.
Fig. 14 ist ein verallgemeinertes Schaltungsmodell, das einen allgemeinen Aufbau eines magnetische Kreises für einen bei Nullstrom schaltenden spannungserhöhenden Wandler darstellt.
Fig. 15 stellt Ausführungsformen von spannungserhöhenden Nullstrom-Schaltwandlern dar, die gekoppelte Induktoren aufweisen.
Fig. 16 ist ein Schaltungsmodell für einen gekoppelten Induktor.
Fig. 17 zeigt den Wandler der Fig. 15A, wobei der gekoppelte Induktor durch das Schaltungsmodell der Fig. 16 ersetzt ist.
Fig. 18 zeigt den Wandler der Fig. 15B, wobei der gekoppelte Induktor durch das Schaltungsmodell der Fig. 16 ersetzt ist.
Fig. 19 ist eine Tabelle von Gleichungen für die Schalterspannung gerade vor dem Schließen der Schalter für den Wandler der Fig. 17 für verschiedene Kopplungsbedingungen.
Fig. 20 ist eine Tabelle von Gleichungen für die Schalterspannung gerade vor dem Schließen der Schalter für den Wandler der Fig. 18 für verschiedene Kopplungsbedingungen.
Fig. 21 ist ein Theveninsches Ersatzschaltungsmodell (und damit verbundener Gleichungen), das die Schaltungswirkungen der Eingangsquelle und des gekoppelten Induktors für den Wandler der Fig. 17 kombiniert, wobei der Schalter geschlossen ist.
Fig. 22 ist ein Theveninsches Ersatzschaltungsmodell (und damit verbundener Gleichungen), das die Schaltungswirkungen der Eingangsquelle und des gekoppelten Induktors für den Wandler der Fig. 18 kombiniert, wobei der Schalter geschlossen ist.
Fig. 23 ist eine Tabelle von Gleichungen für den Strom, der in dem Schalter im Wandler der Fig. 17 während der Energieübertragungsphase fließt.
Fig. 24 ist eine Tabelle von Gleichungen für den Strom, der in dem Schalter im Wandler der Fig. 18 während der Energieübertragungsphase fließt.
Fig. 1 zeigt ein Schaltungsmodell einer Art eines früher vorgeschlagenen spannungserhöhenden Schaltwandlers 10, der Leistung von einer Eingangsspannungsquelle 14 des Werts Uein an eine Last 22 bei einer Lastspannung Uaus liefert, wobei Uaus > Uein. Der Wandler weist einen stromumpolenden Schalter 17, eine Eingangsinduktor 12 und einen Ausgangskondensator 20 auf. Der Strom umpolende Schalter 17 besteht aus einem Schalter 16 mit zwei Anschlüssen und einer Diode 18. Ein Schaltersteuerssignal 19, das an den stromumpolenden Schalter von einem Schaltersteuereingang geliefert wird, schaltet den Schalter mit zwei Anschlüssen 16 ein und aus. Wenn der Schalter mit zwei Anschlüssen an ist, fließt der Strom I&sub1;, der in den Eingangsanschluß 24 des stromumpolenden Schalters 17 fließt, aus dem Nebenschlußanschluß 21 heraus (d.h. Is = I&sub1;) und die geschaltete Spannung Us ist Null. Wenn der Schalter mit zwei Anschlüssen 16 ausgeschaltet wird, fließt der Strom I&sub1;, der in den Eingangsanschluß des stromumpolenden Schalters fließt, durch die Diode 18 und aus dem Ausgangsanschluß 25 heraus (d.h. Iaus = I&sub1;), und die geschaltete Spannung Us ist gleich der Ausgangsspannung Uaus. Wenn man ideale Komponenten annimmt, gibt es keinen Schalterverlust, der mit dem Fluß der Ströme Is und Iaus verbunden ist. Sowohl die Grundarbeitsprinzipien als auch die Leistungsbegrenzungen des bekannten Wandler können ohne Verlust der Allgemeinheit dargestellt werden, indem angenommen wird, daß die Rate, mit der der Schalter mit zwei Anschlüssen ein- und ausgeschaltet wird (d.h. die Wandlerbetriebsfrequenz) fest ist; daß der Schalter mit einer festen relativen Einschaltdauer D betrieben wird (wobei D der Bruchteil der Zeit ist, in der der Schalter während eines Wandlerbetriebszyklus an ist); daß der Durchschnittswert des Stroms I&sub1;, der in dem Eingangsinduktor fließt, Iein ist, daß der Wert L&sub1; des Eingangsinduktor groß genug ist, so daß der Fluß von I&sub1; in der in der in der Figur angezeigte Richtung während des gesamten Betriebszyklus aufrechterhalten wird; und der Wert Caus des Ausgangskondensator auch groß genug ist, so daß durch Glätten der Wirkungen der Anderungen des Stroms Iaus während des Betriebszyklus, der Wandler im wesentlichen eine Gleichspannungsausgangsspannung Uaus liefert. Es sollte offensichtlich sein, daß die Größe sowohl des Eingangsinduktors als auch des Ausgangskondensators (und folglich die Größe des Wandlers) reduziert werden können, wenn die Wandlerbetriebsfrequenz erhöht wird. Unter diesen Bedingungen wird der Durchschnittswert des Strom Iaus (1-D) Iein sein, der Durchschnittswert des Stroms Is wird D Iein sein und der Durchschnittswert der geschalteten Spannung Us wird (1-D) Uaus sein. Unter statischen Bedingungen muß die mittlere Spannung über dem Eingangsinduktor Uein - (1- D) Uaus Null sein, sonst wird der Durchschnittswert des Eingangsstroms Iein steigen oder fallen, bis die Bedingung erfüllt wird. Daher wird die statische Gleichspannungsausgangsspannung Uaus = Uein/(1-D) = Rv Uein, und das Verhältnis der Wandlerausgangsspannung zur Wandlereingangsspannung Rv wird unabhängig von der Wandlerbelastung gehalten werden. Diese dem Wandler innewohnende Eigenschaft, wo eine Entwicklung einer von Null verschiedenen Durchschnittsspannung am Wandlereingangsinduktor bewirkt, daß der Wandlereingangsstrom sich selbst einstellt, bis ein Verhältnis von Ausgangs- zur Eingangsspannüng erzielt ist, die die durchschnittliche Eingangsinduktorspannung auf Null zurückkehren läßt, wird als "Volt-Sekunden"-Regelung bezeichnet. Folglich ist unter statischen Bedingungen Pein = Uein Iein = Paus = Uaus Ilast und die Durchschnittswerte der Ströme und Spannungen sind: Iein = Pein/Uein; Iaus = Iein/Rv; Is = D Iein; Us = Uein; und Uaus = Rv Uein. Da 1> D> O, muß Uaus größer als Uein sein. Es sollte auch beachtet werden, daß wenn zwei der Wandler der Fig. 1 parallel geschaltet werden und sie synchron bei derselben Frequenz und relativen Einschaltdauer betrieben werden, der Bruchteil der durch jeden Wandler an die Last gelieferten Gesamtleistung nicht vorhergesagt werden kann. Der Voltsekunden-Regelungsmechanismus wird nur sicherstellen, daß die Summe der Wandlerausgangsströme mit einer Leistungsversorgung der Last bei einer Ausgangsspannung Uaus = Rv Uein in Einklang steht; er wird nicht sicherstellen, daß die einzelnen Ausgangsströne in irgendeinem besonderen Verhältnis stehen.
In physikalisch realisierbaren Wandlern sind weder der Schalter mit zwei Anschlüssen noch die Diode ideal, und jede dieser Komponenten wird zu Wandlerverlusten beitragen. Vorherrschende Verlustfaktoren, die mit einem bekannten stromumpolenden Schalter verbunden sind, können unter Bezugnahme auf die Figuren 2 und 3 veranschaulicht werden. Fig. 2 zeigt eine Stromquelle 27 des Werts Iein, die einen bekannten stromumpolenden Schalter 28 speist. Der Ausgangsanschluß 30 des stromumpolenden Schalters ist mit einen Spannungsverbraucher 31 verbunden (der zum Beispiel ein großer Kondensator sein könnte, der auf eine Spannung Uaus aufgeladen wird). Die nichtideale Schalter mit zwei Anschlüssen 32, der in der Praxis ein Feldeffekt- oder bipolarer Transistor sein könnte, ist jeweils durch endliche Anstiegs- und Abfallzeiten tr und tf gekennzeichnet. Die nichtideale Diode 34 ist durch einen endliche Sperrverzögerungszeit trr gekennzeichnet (d.h. die Zeitspanne, während der ein Sperrstrom in der Diode fließen kann, wenn die Diode von einem Durchlaßleit- in einen umgekehrten Sperrzustand umkehrt). Fig. 3 zeigt Spannungs- und Stromwellenformen für zwei Betriebszyklen des stromumpolenden Schalters der Fig. 2. Wenn der Schalter eingeschaltet wird (Fig. 3A, zu Zeiten to und to + T), muß er sofort beginnen, sowohl den Strom Iein(t), der im Eingangsinduktor fließt, als auch den Sperrstrom Irr (Fig. 3C) zu leiten, der während der Diodenperrverzögerungszeit trr vom Ausgangskondensator zurück durch die Diode fließt. Dieser Sperrstrom kann sehr groß sein, da es verhältnismäßig wenig Scheinwiderstand gibt, um seine Größenordnung zu begrenzen. Zu Zeiten to + t&sub1; und to + T + t&sub1; tritt ein Schalterausschalten auf, wenn der Schalter den vollen Wandlereingangsstrom (Figuren 3A und 3B) führt. Da sowohl die Anstiegszeit tr und Abfallzeit tf des Schalters endlich sind, wird das Vorhandensein von Schalterspannung und Strom während der Schalterübergangszeiten bewirken, daß Leistung im Schalter in Wärme umgewandelt wird, und, wenn alle anderen Bedingungen gleich bleiben, werden diese Schaltverluste direkt mit der Wandlerbetriebsfrequenz steigen. So müssen, obwohl eine gesteigerte Betriebsfrequenz dahingehend wünschenswert ist, daß sie eine Reduzierung der Größe des Eingangsinduktors und der Ausgangskondensators (und folglich der Größe des Wandlers) erlaubt, die früher vorgeschlagenen Wandler von Natur aus Leistungsdichte gegen Betriebswirkungsgrad eintauschen. Tatsächlich werden, da die Betriebsfrequenz eines bekannten spannungserhöhenden Schaltleistungswandlers sehr viel über 100 KHz hinaus gesteigert wird, die Schaltverluste ein beherrschender Verlustfaktor, der Wirkungsgrad sinkt rapide und die thermischen und elektrischen Belastungen auf den Schalter werden unkontrollierbär.
Die Figuren 4A und 4B zeigen zwei Ausführungsformen 36, 38 eines bei Nullstrom schaltenden stromumpolenden Schalters (im folgenden als ein ZC-Schalter bezeichnet), der durch effektives Beseitigen von Schaltverlusten verwendet werden kann, um bei Nullstrom schaltende spannungserhöhende Schaltwandler auszuführen, die die Nachteile und Leistungsbegrenzungen überwinden, die früher vorgeschlagenen spannungserhöhenden Schaltwandlern innewohnen. In den Figuren bestehen beide ZC-Schalter aus einem Schalter 40, 42 mit zwei Anschlüssen, einem ersten Induktor 44, 46 des Werts L&sub2;, einem ersten Kondensator 48, 50 des Werts C, einer Diode 52, 54 und einer Schaltersteuervorrichtung 41, 43. Jeder ZC-Schalter weist einen Eingangsanschluß 56, 58, einen Ausgangsanschluß 60, 62 und einem Nebenschlußanschluß 64, 66 auf. Zum Vergleich mit dem bekannten stromumpolenden Schalter der Figuren 1 und 2, ist der Eingangsanschluß jedes Schalters in Fig. 4 mit einer Stromquelle 68, 70 des Werts Iein verbunden und der Ausgangsanschluß von jedem ist mit einem Spannungsverbraucher des Werts Uaus verbunden. Ein Schaltersteuersignal, das an die Schaltersteuervorrichtung jedes ZC-Schalter an den Schaltersteuereingang 45, 47 geliefert wird, leitet den Beginn eines ZC- Schalterzyklus durch Einschalten des Schalters mit zwei Anschlüssen ein (bei Nullstrom). Die Schaltersteuervorrichtung schaltet den Schalter mit zwei Anschlüssen aus, wenn der Strom Isw im Schalter mit zwei Anschlüssen auf Null zurückgeht. Die Arbeitsweise jedes Schalters wird nun in jeder der beiden Betriebarten beschrieben werden.
Fig. 5 veranschaulicht die Arbeitsweise des ZC-Schalters der Fig. 4A in einer Betriebsart, die Kurzzyklusmodus genannt wird. In diesem Modus wird ein Betriebszyklus durch Schließen des Schalters mit zwei Anschlüssen zur Zeit t = 0 (Fig. 5) eingeleitet und der Schalter wird durch die Schaltersteuervorrichtung zum ersten nachfolgenden Zeitpunkt geöffnet, zu dem der Strom im Schalter Isw(t) (Fig. 5B) auf Null zurückgeht. Genau vor dem Schließen des Schalters mit zwei Anschlüssen (zur Zeit t = 0-) fließt der Strom Iein durch die Diode 52 in den Spannungsverbraucher. Folglich ist Isw(O-) = Ic(O-) = Is(O-) = 0 und Usw(O-) = Uc(O- )= Uaus. Wenn der Schalter bei t = 0 schließt, ist der Strom im Schalter Isw(O) Null (Fig. 5B), und dieser Strom kann sich infolge des Vorhandenseins des ersten Induktors 44 nicht sofort ändern. Die Spannung über dem ersten Induktor steigt auf Uaus und der Schalterstrom Isw(t) steigt mit einer Rate von Uaus/L&sub2; Ampere/Sekunde linear an, bis zur Zeit
die Ströme Isw(t&sub1;) = Is(t&sub1;) = Iein sind (Figuren 5B und 5E), der Strom Iaus(t&sub1;) linear auf Null abgefallen ist (Fig. 5F), und die Diode die Leitung einstellt. Zwischen den Zeiten t&sub1; und t&sub4; variieren die Spannungen und Ströme, die mit dem ersten Induktor 44 und dem ersten Kondensator 48 verbunden sind, sinusförmig während einer Energieübertragungsphase, die eine charakteristische Zeitkonstante
aufweist. Zur Zeit t&sub2; = t&sub1;+ Tc/2 sind die Kondensatorspannung Uc(t&sub2;) = O (Fig. 5C) und der Spitzenschalterstrom ist auf einem maximalen Wert Isw(t&sub2;) = Iein + Ip, wobei
ist. Zur Zeit t&sub3; = t&sub1; + Tc ist die Kondensatorspannung auf einen negativen Wert Uc(t3) = Uaus geschwungen und der Schalterstrom beträgt Isw(t&sub3;) = Iein. Zur Zeit t&sub4; geht der Schalterstrom auf Null zurück und der Schalter wird durch Schaltersteuervorrichtung ausgeschaltet. Die Länge des Energieübertragungszyklus beträgt daher:
und zur Zeit t&sub4;, wenn der Schalter ausgeschaltet wird, wird die Schalterspannung Usw(t&sub4;) gleich der negativen Kondensatorspannung -Ux, wobei
ist. Für t> t&sub4; fließt der volle Eingangsstrom Iein in dem ersten Kondensator, was bewirkt, daß Uc(t) linear zurück auf Uaus mit einer Rate ansteigt, die gleich Iein/C Volt/Sekunde ist. Zur Zeit t = t&sub5; ist die Kondensatorspannung wieder gleich Uaus. Nach der Zeit t&sub5; wird die Kondensatorspannung durch die Diode auf dem Pegel Uaus gehalten, der Eingangsstrom Iein fließt durch die Diode (folglich ist Iaus = Iein, Fig. 5F) in den Spannungsverbraucher, der Kondensatorstrom fällt auf Null, und die Bedingungen sind dieselben, wie sie zur Zeit t = 0 waren. Zur Zeit t = t&sub6; wird ein weiterer Zyklus begonnen.
Fig. 6 stellt die Arbeitsweise des ZC-Schalters der Fig. 4A in einer Betriebsart dar, die Langzyklusmodus genannt wird. Für dieselben Anfangbedingungen, die für Fig. 5 angenommen wurden, ist die Arbeitsweise des Schalters im Langzyklusmodus zwischen der Zeit t = 0 und der Zeit t = t&sub3; (Fig. 6) dieselbe wie die für den Kurzzyklusmodus beschriebene Arbeitsweise. Jedoch wird, anstatt den Schalter beim ersten Nulldurchgang des Schalterstroms Isw(t) auszuschalten, (zur Zeit t&sub4; in Fig. 5) gestattet, daß das Energieübertragungsintervall bis zum zweiten Nulldurchgang (zur Zeit t = t&sub4; in Fig. 5B) weitergeht. Die Gleichungen 1, 2, 3 und 5 gelten für den Langzyklusmodus, außer daß Ux jetzt der Wert der positiven Spannung ist, auf die der Kondensator am Ende des Energieübertragungszyklus (Fig. 6C) aufgeladen wird. Die Länge des Energieübertragungszyklus ist ebenfalls verschieden
Bezüglich der beiden verschiedenen Betriebsarten, sind mehrere Punkte zu beachten:
a) Sowohl im Kurz- als auch im Langzyklusmodus finden Spannungsübergänge am Schalter mit zwei Anschlüssen zu Zeiten des Nullstroms statt und die zeitlichen Veränderungen der Schalter- und Diodeströme sind weich und ohne scharfe Übergänge. Auf diese Art werden Schaltverluste, die mit einer endlichen Anstiegs- und Abfallzeit im ZC-Schalter verbunden sind, als auch Wirkungen der Diodenperrverzögerungszeit im wesentlichen beseitigt.
b) Für beide Modi stellt Ip eine obere Begrenzung für Iein dar. Für Werte von Iein, die größer als Ip sind, wird der Strom im Schalter nicht auf Null zurückgehen, und die Vorteile des Schalter gehen verloren.
c) Die Modi unterscheiden sich hinsichtlich der Länge der Energieübertragungsphase (T&sub1;&sub4;, Gleichungen 4 und 6), der Abhängigkeit von T&sub1;&sub4; von Iein und der Gesamtlänge des aktiven Abschnitts des Zyklus (t&sub5;). Für den Kurzzyklusmodus erhöht sich T&sub1;&sub4; von einem Minimalwert Tc auf einen Maximalwert 3/2 wenn Iein von Null auf Ip steigt. Im Gegensatz dazu sinkt im Langzyklusmodus T14 von einem Maximalwert von 2 Tc auf einen Minimalwert 3/2 Tc, wenn Iein von Null auf Ip steigt. Überdies erhöht sich für den Kurzzyklusmodus die Zeitspanne t = t&sub4; bis t = t&sub5; umgekehrt proportional zum Eingangsstrom Iein. Dies ist charakteristisch für diese Betriebsart, da die Spannung Ux am Kondensator zu der Zeit, zu der der ZC-Schalter geöffnet wird, negativer für kleinere Werte von Iein wird. Da Iein gegen Null strebt, nähert sich -Ux -Uaus, und die benötigte Zeit, um den Kondensator auf +Uaus zurück auf zuladen wird zunehmend länger. Folglich variiert der aktive Abschnitt des Zyklus t&sub5; über einen sehr weiten (theoretisch unendlichen) Bereich, wenn Iein zwischen Null und Ip variiert. Für den Langzyklusmodus jedoch sinkt die Zeitspanne t = t&sub4; bis t = t&sub5; wenn Iein sinkt, da, wenn sich Iein Null nähert, sich die positive Spannung +Ux am Kondensator am Ende des Energieübertragungszyklus Uaus nähert. Folglich ist die Veränderung der Länge des aktiven Abschnitts des Langzyklus t&sub5; (Fig. 6) verhältnismäßig beschränkt und sehr viel weniger als die Veränderung im Kurzzyklusmodus (t&sub5;, Fig. 5).
d) Der Energieübertragungszyklus (Zeit t = t&sub1; to t = t&sub4;) ist kein Mechanismus, durch den Energie vorwärts von der Eingangsquelle zur Last übertragen wird. Eher ist er ein Prozeß zum Durchführen einer Stromwendung unter kontrollierten Zuständen von Schalterspannung und -Strom. Durch geeignete Verbindung von passenenden Schaltungselementen (z.B. in Figuren 4A und 4B der erste Induktor 44, 46 und der erste Kondensator 48, 50) mit dem Schalter 40, 42 wird ein charakteristisches Zeitmaß für die zeitliche Veränderung des Stroms definiert, der in Schalter fließt, nachdem der Schalter eingeschaltet ist. Auf diese Art werden die Rate der Änderung des Schalterstroms nach dem Einschalten, und sowohl das Zeitveränderungsverhalten des Schalterstroms als auch die Zeit, zu der er später auf Null zurück geht, in erster Ordnung nur von den Werten der gewählten Schaltungselementen und den Werten der Eingangsquelle 68, 70 und des Spannungsverbrauchers. Der Energieübertragungszyklus ist daher ein Mechanismus zum Vermeiden von Schaltverlusten, während gleichzeitig die relative Durchschnittswerte von Is und Iaus gesteuert werden. Die Wellenformen für den Kurz- und Langzyklusbetrieb des ZC- Schalters der Fig. 4B sind jeweils dieselben wie die Wellenformen, die in Figuren 5 und 6 für den ZC-Schalter der Fig. 4A gezeigt werden. Im Betrieb sind die Unterschiede zwischen den Schaltern der Figuren 4A und 4B wie folgt:
a) Der Durchschnittsstrom im ersten Induktor 44 in dem ZC-Schalter der Fig. 4A ist gleich dem Durchschnittswert des Stroms Is im Nebenschlußweg. Für den ZC Schalter der Fig. 4B ist der Durchschnittsstrom im ersten Induktor 46 gleich dem Durchschnittswert von Iaus.
b) Die Spannung Us(t) an der Quelle des Stroms, der den ZC-Schalter der Fig. 4A speist, ist gleich der Kondensatorspannung Uc(t). Für den ZC-Schalter der Fig. 4B ist die durch die Quelle empfangene Spannung Us(t), gleich der Schalterspannung Usw(t). Obwohl die zeitlichen Veränderungen dieser Wellenformen unterschiedlich sind, kann gezeigt werden, daß für gleichwertige Betriebsbedingungen (Iein, Uaus, t&sub6;, L&sub2;, C und die Betriebsart sind dieselben), der Durchschnittswert von Us(t) über einem Betriebszyklus für beiden Schalter derselbe ist.
Die Figuren 7 und 8 zeigen Ausführungsformen von bei Nullstrom schaltenden spannungserhöhenden Schaltwandlern (im folgenden als ZCB-Wandler bezeichnet), die den ZC-Schalter der Figuren 4A und 4B nutzen. In beiden Figuren ist der ZCB-Wandler 72, 74 mit einer Eingangsquelle der Spannung Uein verbunden, und liefert an eine Last 76, 78 Leistung bei einer Ausgangsspannung Uaus. In Fig. 7 besteht der Wandler 72 aus einem Eingangsinduktor 80 des Werts L&sub1;, einem ZC-Schalter 82 der in Fig. 4A gezeigten Art und einem Ausgangskondensator 84 des Werts Caus. In Fig. 8 besteht der Wandler 74 aus einem Eingangsinduktor 86 des Werts L&sub1;, einem ZC- Schalter 88 der in Fig. 4B gezeigten Art, und einem Ausgangskondensator 90 des Werts Caus. In beiden Wandlern wird angenommen, daß der Wert Caus des Ausgangskondensators groß genug ist, daß er die Wirkungen der Veränderungen des Stroms Iaus während eines Betriebszyklus glättet und der Wandler im wesentlichen eine Gleichspannungsausgangsspannung Uaus liefert. Die Arbeitsprinzipien der ZCB-Wandler der Figuren 7 und 8 können veranschaulicht werden, indem anfangs angenommen wird, daß der Durchschnittswert des Stroms I&sub1;(t) Iein ist (und daher die Eingangsleistung in den Wandler Uein Iein ist) und daß der Wert L&sub1; des Eingangsinduktors sehr viel größer als der Wert L&sub2; des ersten Induktors 102, 100 ist, der in jedem ZC-Schalter enthalten ist. Unter diesen Umständen kann der Strom I&sub1;(t) über mehrere Wandlerbetriebszyklen als im wesentlichen konstant betrachtet werden (I&sub1;(t) = Iein), und die Wellenformen der Spannungen und Ströme im Wandler werden im wesentlichen dieselben sein, wie jene, die in den Figuren 5 und 6 gezeigt werden. Folglich werden die Wellenformen für jeden der Wandler der Fig. 7 oder 8 den in Fig. 5 gezeigten Wellenformen entsprechen, wenn der ZC-Schalter im Kurzzyklusmodus betrieben wird, und die Wellenformen für jeden Wandler werden den in Fig. 6 gezeigten Wellenformen entsprechen, wenn der ZC Schalter im Langzyklusmodus betrieben wird. Wie beim bekannten Wandler, wird der Volt-Sekunden-Regelungsprozeß erfordern, daß im statischen Zustand der Durchschnittswert der Spannung Us(t) (Figuren 7 und 8) gleich der Eingangsspannung Uein ist. In diesem Zusammenhang ist es höchst aufschlußreich, zu untersuchen, wie die Gesamtlänge eines Betriebszyklus (t&sub6; in Figuren 5 und 6) variiert werden muß, damit die Wandlerausgangsspannung auf einem festen Wert Uaus > Uein gehalten wird, wenn sowohl die Lastleistung Paus, und die Eingangsspannung Uein sich ändern. Wir bemerken zunächst, daß wenn die Lastleistung Paus ist und die Eingangsspannung Uein ist, dann ist in erster Ordnung unter Vernachlässigung von Verlusten Uein Iein = Uaus Iaus, Iein = Paus/Uein.
Für den Langzyklusmodus kann gezeigt werden, wenn man den Mittlerwert der Spannung Us(t) (die, wie vorher bemerkt, gleich Uc(t) (Fig. 6C) für den Wandler der Fig. 7 ist, und gleich Usw(t) (Fig. 6D) für den Wandler der Fig. 8 ist, wobei beide Wellenformen denselben Durchschnittswert aufweisen) über einen Betriebszyklus nimmt, daß bei Vollast (Iein = Ip) die Länge des Betriebszyklus auf einem Minimalwert sein wird,
um den Durchschnittswert von Us(t) gleich Uein zu halten, wohingegen bei keiner Last (Iein = 0) die Länge des Zyklus auf einem Maximalwert
sein wird. Im Langzyklusmodus ist das Verhältnis der maximalen Wandlerbetriebsfrequenz fmaxlc zur minimalen Wandlerbetriebsfrequenz fminlc:
Folglich ist im Langzyklusmodus der Bereich der Betriebsfrequenz schwach von der Last (Gleichung 9) abhängig, wohingegen wie durch die Gleichungen 7 und 8 gezeigt wird, für jede gegebene Last der absolute Wert der Betriebsfrequenz fallen wird, wenn Uein sich Uaus nähert. Dies ist bezeichnend für die Arbeitsweise eines bekannten Wandlers, der eine feste Einschaltzeit und eine variable Betriebsfrequenz aufweist: die Betriebsfrequenz ist in wesentlichen unabhängig von der Last und sinkt, wenn Uein sich Uaus nähert.
Es ist schon angemerkt worden, daß im Kurzzyklusmodus die Zeitdauer des aktiven Abschnitts des Zyklus (t&sub5;, Fig. 5) über einen weiten Bereich als eine Funktion von Iein variiert. Bei Vollast (Iein = Ip) wird die minimale Länge eines Betriebszyklus t6minsc für jeden der Wandler der Fig. 7 oder 8, die im Kurzzyklusmodus arbeiten, dieselbe sein, wie jene in Gleichung 7 für den Langzyklusmodus gegebene (ein nähere Betrachtung der Figuren 5 und 6 und der Gleichungen 1 bis 6 zeigt, daß die Wellenformen für beide Modi dieselben werden, wenn Iein = Ip). Wenn jedoch Iein sich Null nähert, bricht die Annahme zusammen, daß der verhältnismäßig große, jedoch endliche Wert L&sub1; des Eingangsinduktors Iein über mehrere Betriebszyklen im wesentlichen konstant halten kann, da diese Annahme eine unendliche maximale Betriebszykluszeit t6maxsc vorhersagen würde. Es kann jedoch gezeigt werden, daß für kleine Werte von Iein (z.B. kleiner als 0,1 Ip), die Länge eines benötigten Betriebszyklus, um den Durchschnittswert von Us(t) gleich Uein zu halten, durch
nahe angenährt wird.
Folglich wird, wenn Iein von einem Wert Ip auf Werte von Iein fällt, die kleiner als 0,1 Ip sind, der Variationsbereich der Wandlerbetriebsfrequenz nahe angenähert durch:
Bei leichten Belastungen wird die Wandlerbetriebsfrequenz direkt proportional mit Iein fallen, und der relative Variationsbereich der Wandlerbetriebsfrequenz als eine Funktion der Last ist sehr weit.
Es ist angemerkt worden, daß wenn zwei oder mehr bekannte Wandler an dieselbe Quelle und Last angeschlossen sind, und jeder mit derselben relative Einschaltdauer betrieben wird (in einer parallelisierten Gruppierung betrieben wird), sie von Natur aus nicht gleiche Bruchteile der gesamten Lastleistung liefern werden. Wenn zwei oder mehr der Wandler der Figuren 7 oder 8, die dieselbe charakteristische Zeitkonstante Tc und gleiche Werte des Eingangsinduktors L&sub1; aufweisen, in einer parallelisierten Gruppierung geschaltet sind (wie in Fig. 91 die Wandler der in Fig. 7 gezeigten Art zeigt), und die Wandler 92, 94, 96 bei derselben Betriebsfrequenz betrieben werden (wie in der Figur durch das gemeinsame Schaltersteuersignal angezeigt wird, das an alle Wandler geliefert wird), werden sie dazu neigen, sich die an die Last 98 gelieferte Leistung zu teilen (siehe Vinciarelli, US- Patent Nr. 4.648.020). Im Kurzzyklusmodus wird wegen der starken Abhängigkeit von t&sub5; (Fig. 5) von Iein eine Neigung bestehen, daß die Leistung im wesentlichen gleich zwischen Wandlern verteilt wird und Effekte zweiter Ordnung in physikalisch realisierbaren Wandlern, wie Dioden- und Schalterspannungsabfälle und Induktorwiderstände, im wesentlichen unbedeutend gemacht werden. Im Langzyklusmodus, wo die Abhängigkeit von t&sub5; von Iein sehr viel schwächer ist, werden diese Effekte bedeutender sein und das Ausmaß, bis zu dem physikalisch realisierbare Wandler sich die Lastleistung teilen, wird verringert werden.
Wenn der Wert des Eingangsinduktors L&sub1; reduziert wird, ist die Annahme, daß Iein während des gesamten Betriebszyklus im wesentlichen konstant bleibt, nicht länger gültig, aber die Arbeitsprinzipien des Wandlers bleiben dieselben. Die Figuren 10 und 11 stellen die Wirkungen eines endlichen Verhältnisses von L&sub1; zu L&sub2; auf die Wellenformen des ZCB-Wandlers der Fig. 7 dar, der in den Kurz- bzw. Langzyklusmodi arbeitet; die Figuren 12 und 13 stellen die Wirkungen eines endlichen Verhältnisses von L&sub1; zu L&sub2; auf die Wellenformen des ZCB-Wandlers der Fig. 8 dar, der in dem Kurz- bzw. Langzyklusmodi arbeitet. In allen der Figuren ist der Eingangsstrom zu der Zeit, in der der Schalter geschlossen ist, (t = 0) Iein und die Wandlerausgangsspannung ist Uaus. Die Schlüsselwirkungen eines endlichen Verhältnisses von L&sub1; zu L&sub2; sind wie folgt, wobei gestrichene Werte (z.B. Ip') Werte für den ZCB-Wandler der Fig. 7 kennzeichnen, der ein endliches Induktivitätsverhältnis aufweist; doppelt gestrichene Werte (z.B. Ip") kennzeichnen Werte für den ZCB-Wandler der Fig. 8, der ein endliches Induktivitätsverhältnis aufweist; und ungestrichene Werte (z.B. Ip) bezeichnen vorher beschriebenen Ergebnisse für den ZCB-Wandler, in dem das Induktivitätsverhältnis sehr groß ist:
a) t = 0-: Im ZCB Wandler der Fig. 8 wird entweder in der Kurzoder der Langbetriebsart die maximale Schalterspannung, Usw" (O-) (Figuren 12D und 13D), durch die Spannungsteilerwirkung der beiden Induktoren verringert werden:
b) 0 < t < t&sub1;: Für den ZCB-Wandler der Fig. 7 wird entweder in der Kurz- oder der Langbetriebsart der Strom im Eingangsinduktor I&sub1;' (t) sinken (Figuren 10A und 11A) infolge der Gegenspannung Uaus - Uein am Eingangsinduktor L&sub1;. Dies wird dazu tendieren, sowohl t&sub1; als auch den Strom, der im Eingangsinduktor zur Zeit t&sub1; fließt, zu reduzieren (I&sub1;' (t&sub1;) = Ia&sub1;). Für den ZCB-Wandler der Fig. 8, wird der Strom im Eingangsinduktor dazu neigen, auf einen Wert I&sub1;" (t&sub1;) = Ia2 zu steigen (Figuren 12A und 13A), infolge der Eingangsspannungsquelle, die über dem Induktor eingeprägt wird, aber t&sub1; wird unverändert bleiben.
c) t&sub1; < t < t&sub4;: Für den ZCB-Wandler der Fig. 7 wird in jeder Betriebsart die charakteristische Zeitkonstante von dem parallelisierten Wert des Eingangsinduktors und des ersten Induktors abhängen und wird daher ein wenig verringert werden:
Überdies werden, da eine Energieübertragung zwischen dem ersten Kondensator und beiden Induktoren stattfindet, und der Eingangsinduktor mit der Eingangsquelle verbunden ist, die sinusförmigen Spitzenauslenkungen der Ströme und Spannungen auf Werte reduziert, die durch
nahe angenähert werden, wobei ΔU = Uein Lp/L&sub1; und Ial der Strom im ersten Induktor zu Zeit t&sub1; ist. Folglich werden die negativen Spitzenauslenkungen der Spannungen am Kondensator, und die Spitzenauslenkungen der Ströme im Schalter und Kondensator reduziert, wenn die Eingangsquellspannung gesteigert wird. Auch fließt, wie in den Figuren 10A und 11A gezeigt wird, ein Bruchteil des Stroms des ersten Kondensators als ein sinusförmiger Strom im Eingangsinduktor während dieses Intervalls. Der ZCB-Wandler der Fig 8 weist diese Effekte nicht auf, weil der Schalter den Eingangsinduktor mit der Eingangsquellenrückleitung verbindet; folglich sind die Werte Tc", Uc" (t&sub3;), Ux", und Ip" für diesen Wandler gleich den vorher für den Fall, wo L&sub1; > L&sub2; gegebenen Werten Tc, Uc(t&sub3;), Ux und Ip. Für beide Wandler wird auch eine linear ansteigende Stromkomponente (wie durch die gestrichelte Linie bei den Wellenformen für Isw(t) in den Figuren 10B bis 13B angezeigt wird), die von der Eingangsquellspannung herrührt, die über einen oder beide Induktoren eingeprägt wird, in dem Schalter fließen. Dieser zusätzliche Schalterstrom vergrößert die Dauer des Energieübertragungsintervalls und reduziert den maximal zulässigen Wert der Durchschnittseingangsströme auf einen Wert unter ihren jeweilige Werten Ip". Folglich wird, während das Verhältnis von L&sub1; zu L&sub2; reduziert wird, der maximale Leistungsgrenzwert des Wandler sinken.
Für den Wandler der Fig. 7 wird der Strom I&sub1;' (t) einen minimalen Wert I'min erreichen (Figuren 10A und 11A), wenn der Wert der Kondensatorspannung Uc' (t) (Figuren 1OC und 11C), auf einen Wert sinkt, der gleich Uein ist (und die Spannung an L&sub1; gleich Null ist), und der Strom wird dann anwachsen, während die Kondensatorspannung weiter sinkt. Im Kurzzyklusmodus wird der Strom während dieser gesamten Zeitspanne weiter steigen, da die Kondensatorspannung unter Uein bleibt. Im Langzyklusmodus kann die Kondensatorspannung wiederum während der Zeitspanne (für leichte Belastungen) über Uein steigen und der Strom kann seinen Spitzenwert I'max erreichen (Fig. 11A).
d) t&sub4; < t < t&sub5;: Wenn der Schalter öffnet, wird die Spannung am Schalter im Wandler der Fig. 8, Usw"(t&sub4;) (Figuren 12D und 13D) nicht gleich der Spannung am ersten Kondensator Uc" (t&sub4;) sein, aufgrund des Spannungteilereffekts der beiden Induktivitäten. Vielmehr wird die Spannung gleich Usw" (t&sub4;) = Uc(t&sub4;) L&sub1;/(L&sub1;+L&sub2;) + Uein L&sub2;/(L&sub1;+L&sub2;), wobei Uc(t&sub4;) gleich +Ux in Langzyklusmodus, und -Ux im Kurzzyklusmodus ist. Der Absolutwert von Usw" (t&sub4;) wird kleiner als Uaus sein. Nachdem der Schalter zur Zeit t&sub4; öffnet, werden die Ströme und Spannungen im ZCB-Wandler der Figuren 7 und 8 für ein endliches Verhältnis von L&sub1; zu L&sub2; sinusförmigen Veränderungen aufweisen, die jeweils charakteristische Zeitmaße
aufweisen. Für jeden der Wandler der Fig. 7 oder 8, die im Kurzzyklusmodus arbeiten, kann gezeigt werden, daß wenn die Last verringert wird, die Zeitspanne t = t&sub4; bis t = t&sub5;&sub1; während der sich der Kondensator auf Uc' (t&sub5;) = Uc" (t&sub5;) = +Uaus wieder auflädt, zwischen T&sub1;'/2 (T&sub1;"/2) und T&sub1;'(T&sub1;") liegen wird, abhängig von den relativen Werten von Uein und Uaus und dem Verhältnis von L&sub1; zu L&sub2;. Wenn das Verhältnis L&sub1;/L&sub2; steigt, steigt die Zeitspanne und für sehr große Induktivitätsverhältnisse wird, wie vorher beschrieben, die Änderung im wesentlichen linear werden, und die Zeitspanne kann sehr groß werden, wenn Iein verringert wird. Tatsächlich würde das Verhältnis von L&sub1; zu L&sub2; im allgemeinen sehr klein gemacht werden (z.B. kleiner als 10 zu 1), sonst wird der oben beschriebene lineare Anstieg des Stroms in L&sub1;, der durch die Eingangsquelle während der Zeitspanne t = 0 bis t = t&sub4; induziert wird, sehr groß werden. Größere L&sub1;/L&sub2;-Verhältnisse sind vom Standpunkt des Parallelgruppierungsbetriebs wünschenswert, da eine breitere Variation von t&sub5; als eine Funktion der Last die Bedeutung der Effekte zweiter Ordnung (z.B. Dioden- und Schalterspannungsabfälle in physikalisch realisierbaren Wandlern) auf eine Leistungsteilung zwischen den Wandlern reduziert. Ein endliches Induktivitätsverhältnis weist ähnliche Wirkungen auf den Langzyklusbetrieb auf. Jedoch ist, da die Abhängigkeit von t&sub5; von der Last gering ist, selbst wo L&sub1; sehr viel größer als L&sub2; ist, die Verringerung der Dauer dieses Abschnitts des Betriebszyklus weniger bedeutend. Im allgemeinen wird der Strom im Eingangsinduktor seinen Maximalwert (I'max (Figuren 10A und 11A) für den Wandler der Fig. 7, und I"max (Figuren 12A und 13A) für den Wandler der Fig. 8) vor der Zeit t&sub5; erreicht haben, als Ergebnis der Kondensatorspannung, die über Uein steigt und zur Zeit t&sub5;, steigen werden wird. Zur Zeit t&sub5; wird der Eingangsstrom Ibl< I'max (Figuren 10A und 11a), für den Wandler der Fig. 7 sein, und wird Ib2 < I"max (Figuren 12A und 13A) für den Wandler der Fig. 8 sein.
e) t&sub5; < t < t6: Zur Zeit t&sub5; wird der Strom, der in den Eingangsinduktoren jedes Wandlers der Figuren 7 und 8 fließt, Ib1 bzw. Ib2, größer als Iein sein, infolge des linearen Anstiegs des Eingangsstroms, der im Eingangsinduktor durch die Eingangsquellspannung während der vorrausgehenden Abschnitte des Betriebszyklus induziert wird. Folglich werden die Ausgangsströme Iaus' (t&sub5;) = Ib1, und Iaus" (t&sub5;) = Ib2 größer als Iein zur Zeit t = t&sub5; sein. Wie vorgehend bemerkt, wird die Schalterspannung in Wandler der Fig. 8 einen kleineren Wert als Uaus annehmen.
Während des Ausgleichs der Zeitspanne werden die Ströme Iaus' (t) und Iaus" (t) linear zurück in Richtung Iein sinken, infolge der Gegenspannung Uaus-Uein, die einem oder beiden Induktoren eingeprägt wird.
Im allgemeinen ergeben sich die Vorteile, die durch den stromumpolenden Schalter der Figuren 4A und 4B geboten werden, aus den folgenden topologischen Merkmalen des Schalter:
a) Anordnen eines induktiven Elements in dem Reihenkreis, der durch den Zweirichtungsschalter, die Ausgangsdiode und den Spannungsverbraucher (z.B. den Ausgangskondensator und die Last) gebildet wird, wobei ein Ende des induktiven Elements mit dem Zweirichtungsschalter verbunden ist;
b) Anordnen der Ausgangsdiode zwischen dem Ende des induktiven Elements, das nicht mit dem Zweirichtungsschalter und dem Spannungsverbraucher verbunden ist;
c) Anordnen eines Kondensators an der Verbindung der Ausgangsdiode und des induktiven Elements, wobei der Kondensator mit dem induktiven Element zusammenarbeitet, um das charakteristische Zeitmaß für den Anstieg und Abfall der sinusförmigen Komponente des Stroms zu definieren, der in dem Zweirichtungsschalter fließt.
Anordnen der Induktivität, wie oben in (a) angemerkt, stellt sicher, daß der Strom im Schalter Null ist, wenn der Schalter eingeschaltet wird; däß die Änderungsrate des Stroms beim Einschalten endlich ist; und daß mit der Ausgangsdiode verbundene Sperrverzögerungseffekte im wesentlichen beseitigt werden. Anordnen der Ausgangsdiode, wie oben in (b) angemerkt, stellt sicher, daß der Strom I&sub1;(t), der in den Eingangsanschluß des stromumpolenden Schalters zur Zeit fließt, in der der Zweirichtungsschalter ausgeschaltet ist, (wenn Isw Null ist) zum Spannungsverbraucher durchfließt Anordnen des Kondensators, wie oben in (c) angemerkt, sorgt für die weiche Variation des Anstiegs und Abfalls des Schalterstrom und der Rückkehr des Schalterstroms auf Null anschließend an das Schließen des Schalters. In den ZCB- Wandlern der Figuren 7 und 8 stellt eine Zwischenschaltung der Induktivität zwischen der Eingangsspannungsquelle und dem Eingangsanschluß des ZC-Schalters den Grundmechanismus bereit, um es zu gestatten, daß Energie von einer Quelle niedriger Spannung zu einem Verbraucher höherer Spannung übertragen wird. Im allgemein kann dann, wie in Fig. 14 gezeigt, ein erfindungsgemäßer ZCB-Wandler als aus einem magnetische Kreis 200, einem Schalter mit zwei Anschlüssen 202, einem ersten Kondensator 204 und einer Ausgangsdiode 206 bestehend betrachtet werden. Der magnetische Kreis weist drei Anschlüsse auf einen Eingangsanschluß 208, einen Ausgangsanschluß 210 und einen Nebenschlußanschluß 212, und wird durch einen Induktivitätswert Leinaus, der zwischen dem Eingangsanschluß 208 und dem Ausgangsanschluß 210 besteht, und einem Induktivitätswert Lsaus gekennzeichnet, der zwischen dem Nebenschlußanschluß 212 und dem Ausgangsanschluß 210 besteht. In der Praxis wird die Induktivität zwischen dem Eingangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß größer oder gleich der Induktivität zwischen dem Nebenschlußanschluß und dem Ausgangsanschluß sein. Wenn ein magnetischer Kreis, der diese Bedingungen erfüllt, in dem ZCB-Wandler der Fig. 14 benutzt wird, dann werden die Hauptbedingungen zum Erzielen sowohl eines Nullstromschaltens als auch einer Übertragung von Energie von einer Quelle niedriger Spannung zu einem Verbraucher höherer Spannung erfüllt worden sein. Die Zwischenschaltung der Induktivität zwischen dem Kondensator und dem Schalter mit zwei Anschlüssen (der Induktivität zwischen dem Ausgangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß des magnetischen Kreises) stellt sicher, daß der Anstieg und Abfall des Schalterstroms glatt (sinusförmig) sein wird, und stellt daher die Grundlage für das Schalten bei einem Strom von Null bereit. Das Vorhandensein von Induktivität in Reihe mit der Eingangsquelle (der Ersatzeingangsinduktivität am ein Eingangsanschluß des magnetischen Kreises) stellt den Grundmechanismus dafür bereit, daß es gestattet wird, daß Energie von einer Quelle niedriger Spannung zu einem Verbraucher höherer Spannung übertragen wird. Folglich kann, obwohl die ZCB-Wandler der Figuren 7 und 8 einen magnetischen Aufbau nutzen, der aus zwei konzentrierten Induktoren besteht, ein erfindungsgemäßer ZCB-Wandler mit vielen anderen magnetischen Kreisaufbauten ausgeführt werden. Zum Beispiel stellt Fig. 15 fünf weitere mögliche Ausführungsformen der spannungserhöhenden ZCB-Wandler dar, die gekoppelte Induktoren nutzen. In Figuren 15A und 15B bestehen die magnetischen Kreise 200 aus einem einzelnen gekoppelten Induktor. In den Figuren 15C und 15D bestehen die magnetischen Kreise 200 aus einer Kombination eines gekoppelten Induktors und konzentrierte Induktoren. In Fig. 15E weist der magnetische Kreis 200 im ZCB-Wandler ein Paar gekoppelter Induktoren und bis zu drei konzentrierte Induktoren auf.
In den Wandlern der Fig. 15, sind die gekoppelten Induktoren von herkömmlicher Art, wobei die zwei Wicklungen nicht vollkommen gekoppelt sind. Folglich weist jede Wicklung einen Induktivitätswert auf, der eine "Streuinduktivität" (entsprechend einer konzentrierten Induktivität, die mit jenem Abschnitt des Flusses in der Wicklung verbunden ist, der nicht in die andere Wicklung koppelt) und eine "Magnetisierungsinduktivität" kombiniert (die die Induktivität darstellt, die mit dem Fluß verbunden ist, der beide Wicklungen durchflutet). Als Schaltungselement weist einer solcher Aufbau eine Transformatorwirkung auf, die durch die Wirkungen der Streuinduktivitäten gedämpft wird. Das übliche Schaltungsmodell für eine solche Vorrichtung wird in Fig. 16 gezeigt. In der Figur besteht der gekoppelte Induktor aus einer Primärwicklung, die N&sub1; Windungen aufweist, und einer Sekundärwicklung, die N&sub2; Windungen aufweist. Die Kopplungskoeffizienten der beiden Wicklungen sind k&sub1; bzw. k&sub2; (0 < k&sub1;,k&sub2; < 1). Die Wirkung der Flußdurchflutung zwischen den Wicklungen wird durch einen idealen Transformator verkörpert, der ein Windungsverhältnis a = N&sub1;/N&sub2; und eine konzentrierten Magnetisierungsinduktivität des Werts Lm aufweist. Die Streuinduktivitäten der Primär- und Sekundärwicklungen werden durch konzentrierte Induktoren des Werts L&sub1;&sub1; bzw. L&sub1;&sub2; verkörpert. Die relativen Werte der konzentrierten Induktoren L&sub1;&sub1;, L&sub1;&sub2; und der Magnetisierungsinduktivität Lm hängen von den magnetischen Eigenschaften der Medien, die die Wicklungen verbinden (z.B. der Permeabilität des verwendeten magnetischen Materials) und der Konstruktion des gekoppelten Induktors ab (z.B. N&sub1;, N&sub2;, k&sub1; und k&sub2;). Die Gesamtinduktivität nur der Primärwicklung ist Lpri = L&sub1;&sub1; + Lm; die Gesamtinduktivität nur der Sekundärwicklung ist Lsec = L&sub1;&sub2; + Lm/a . In erster Ordnung werden die Beziehungen zwischen L&sub1;&sub1;, L&sub1;&sub2; und Lm in Fig. 16 sowohl für den allgemeinen Fall (k&sub1; ungleich k&sub2;) als auch für den Fall, wo k&sub1; = k&sub2; = k ist, gezeigt. Die Wirkungen des gekoppelten Induktors auf die Arbeitsweise der ZCB-Wandler können unter Bezugnahme auf die Figuren 17 und 18 dargestellt werden, die jeweils die ZCB-Wandler der Figuren 15A und 15B zeigen, wobei die gekoppelten Induktoren durch das Schaltungsmodell der Fig. 16 ersetzt sind. Es sollte offensichtlich sein, daß die Arbeitsprinzipien dieser Wandler direkt auf die Wandler der Figuren 15B und 15D zutreffen, da es für jede Kombination eines gekoppelten Induktors und konzentrierter Induktivitäten einen einzelnen gekoppelten Ersatzinduktor gibt, der passende Werte von k&sub1;, k&sub2;, a, N&sub1; und N&sub2; aufweist.
Die primären Wirkungen der magnetischen Kreise der Wandler der Fig. 17 und 18 können veranschaulicht werden, indem die Arbeitsweise dieser "gekoppelten" Wandler mit der vorher beschriebenen Arbeitsweise der "getrennten" Entsprechungen der Figuren 7 und 8 verglichen werden (und in diesem Zusammenhang sollte beachtet werden, daß die Wandler der Figuren 7 und 8 Grenzfälle der "gekoppelten" Wandler der Figuren 17 und 18 sind: wenn angenommen wird, daß Lpri (oder Lsec) fest ist, dann verwandelt sich, wenn k gegen Null geht, der gekoppelten Induktor in zwei konzentrierte Induktoren zurück). Zur Vereinfachung werden wir die ZCB-Wandleranordnung der Figuren 7 und 17 als "L"-Anordnungen (aufgrund der Orientierung der Induktoren in den Schaltungsmodellen) und die Wandler der Figuren 8 und 18 als "T"-Anordnungen bezeichnen. Folglich werden die Wandler der Figuren 7, 8, 17 und 18 jeweils als getrennte L-; getrennte T-; gekoppelte L-; und gekoppelte T-Anordnungen bezeichnet werden. Wir werden auch annehmen, daß ein Betriebszyklus mit dem Schließen des Zweirichtungsschalters bei t = 0 beginnt, zu welcher Zeit der Strom, I&sub1;(O- ), der in den Eingang des ZCB-Wandler fließt, gleich Iein ist; die Eingangsquellspannung Uein ist; und der Wandler eine Ausgangsspannung Uaus liefert, wobei Uaus > Uein. Die in den Figuren 4, 5, 10, 11, 12 und 13 zum Definieren des Beginns und Endes jeder Phase verwendeten Konventionen werden auch verwendet werden: der Strom Iaus(t) geht auf Null zur Zeit t&sub1;; die Energieübertragungsphase beginnt zur Zeit t&sub1; und endet zur Zeit t&sub4; (wenn der Zweirichtungsschalter bei Nullstrom geöffnet wird); der aktive Abschnitt des Zyklus endet zur Zeit t&sub5;, wenn Uc(t) auf Uaus zurückgeht; und der Betriebszyklus endet zur Zeit t&sub6; mit einem weiteren Schließen des Zweirichtungsschalters und dem Beginn eines neuen Zyklus. Obwohl die relativen Werte der Spannungen, Ströme und Zeitintervalle für die getrennten und die gekoppelten Wandler unterschiedlich sein werden, wird die Gestalt der Wellenformen für eine gegebene Betriebsart ähnlich zu jener in den Figuren 10 bis 13 sein, und diese Figuren werden als Bezug benutzt werden.
Unter Bezugnahme auf die Figuren 17 und 18 können die Wirkungen der Kopplung wie folgt zusammengefaßt werden: ein Anstieg der Spannung über dem Zweirichtungsschalter&sub1; wenn der Schalter aus ist; Verringerung des Spitzenspannungshubs am Kondensator während der Energieübertragungsphase; und eine Verringerung des Spitzenstroms im Zweirichtungsschalter:
a) Schalterspannung: Für den Wandler der Fig. 17 ist zur Zeit t = 0- (genau vor dem Schließen des Zweirichtungsschalters) die Spannung Upri negativ und gleich - (Uaus - Uein). Infolge der Kopplung wird ein Anteil dieser Spannung über der Sekundärwicklung erscheinen, und mit der in Fig. 17 gezeigten Polarität der Wicklungen wird die Schalterspannung bei t = 0 größer als Uaus sein. Fig. 19 gibt sowohl eine allgemeine Gleichung für Usw(0-), als auch Gleichungen für drei Spezialfälle:
1) Gleich gekoppelt: In diesem Fall nehmen wir an, daß k&sub1; = k&sub2; = k. Unter diesen Umständen ist Lpri = a² Lsec, L&sub1;&sub1; = a² L&sub1;&sub2; = (1-k) Lpri = a² (1-k) Lsec und Lm = k Lpri. Dieser Fall zeigt veranschaulichend die Grundarbeitsprinzipien der gekoppelten Wandler und die allgemeinen Wirkungen von k und a auf die Schaltungsleistung.
2) Straff gekoppelt: In diesem Fall nehmen wir an, daß k&sub1; = k&sub2; = k, und daß sich k Eins nähert (jedoch nicht gleich ist). Unter diesen Umständen ist Lpri = a² Lsec, L&sub1;&sub1; = a² L&sub1;&sub2; und Lm » L&sub1;&sub1;,L&sub1;&sub2;. Als natürliche Folgerung wird angenommen, daß der gekoppelte Induktor mit einer verhältnismäßig großen Anzahl von Windungen gewickelt ist, so daß die Streuinduktivitäten nicht verschwindend klein sind. Der verhältnismäßig große Wert von Lm bedeutet, daß der Strom Im, der in der Magnetisierungsinduktivität fließt, sich nicht bedeutend während eines Betriebszyklus ändert und daß die in der Magnetisierungsinduktivität gespeicherte Energie im wesentlichen konstant und verhältnismäßig groß ist.
3) Fehlende Kopplung: In diesem Fall nehmen wir an, daß k&sub1; = k&sub2; - k und daß k gegen Null geht. In diesem Grenzfall verschwindet der Effekt der Transformatorwirkung und der gekoppelte Induktor entartet in zwei konzentrierte Induktoren: Lm = 0 und Lpri = L&sub1;&sub1; = a² Lsec = a² L&sub1;&sub2;. Wie oben bemerkt wird, in diesem Fall der gekoppelte Wandler der Figuren 17 und 18 gleich dem getrennten Wandler der Figuren 7 und 8.
Im allgemeinen wird für eine von Null verschiedene Kopplung die Schalterspannung als Funktion von sowohl (Uaus - Uein) als auch k steigen, und wird fallen, wenn das Windungsverhältnis a steigt. Die Schalterspannung wird maximiert, wenn der gekoppelte Induktor straff gekoppelt ist oder wenn sich die Eingangsspannung Null nähert (wie es in einer Leistungsfaktor verbessernden Vorregleranwendung zu Zeiten des Netzwechselspannungsnulldurchgangs stattfinden würde). Wenn sich die Koppelung Null annähert (getrennte Anordnung), nähert sich die Schalterspannung Uaus.
Die Gleichungen für die Schalterspannung bei t = 0 für den Wandler der Fig. 18 werden in Fig. 20 gegeben. Eine genaue Betrachtung der Gleichungen zeigt, daß wenn die Koppelung Null ist, Usw(0-) immer geringer als Uaus ist, infolge der Spannungsteilungswirkung der beiden getrennten Induktoren, wohingegen für die anderen Fälle Usw(0-) entweder größer oder kleiner als Uaus sein kann. Betrachtung der gleich gekoppelten und straff gekoppelten Gleichungen zeigt daß: a) damit Usw(0- positiv wird, k < a, und b) damit Usw(0-) kleiner als Uaus wird, a ( l/k. Damit folglich Usw(0-) sowohl positiv als auch kleiner als Uaus ist, 1/k > a > k. Wenn k gegen Null geht, wird jeder positive Wert von a diese Bedingungen erfüllen, und Usw(0-) wird immer kleiner als Uaus sein. Jedoch für endliche Kopplung (0 < k < 1) gibt es einen Bereich von Werten von a, die die Bedingung befriedigen (z.B. für k = 0,5, Werte von a zwischen 0,5 und 2), und dieser Bereich reduziert sich auf Null wenn sich k 1 nähert. Folglich ist im straff gekoppelten Fall Usw(0-) immer größer als Uaus.
b) Kondensatorspannung und Schalterstrom während der Energieübertragungsphase: Der Schalter schließt zu Zeit t = 0 und bleibt geschlossen, bis zur Zeit t = t&sub4; der Strom im Schalter auf Null zurückgeht. Zwischen der Zeit t = 0 und t = t&sub1; sinkt der Ausgangsstrom Iaus(t) linear und die Kondensatorspannung Uc(t) ist konstant und in erster Ordnung gleich Uaus. Zur Zeit t&sub1; geht Ausgangsstrom gegen Null, die Ausgangsdiode sperrt, und die Energieübertragungsphase beginnt. Wir vorher erörtert kann die Zeit t&sub4; entweder dem ersten Nulldurchgang (Kurzzyklusmodus) oder dem zweiten Nulldurchgang (Langzyklusmodus) des Stroms Isw(t) entsprechen. Während bei den getrennten Anordnungen die Ströme in den Induktoren nur von der Spannung am Induktor abhängig waren, ist bei den gekoppelten Anordnungen die Spannung und der Strom für jede Wicklüng im allgemeinen von der Spannung und dem Strom in der anderen Wicklung abhängig. Wenn k Eins erreicht, wird der gekoppelte Induktor mehr "Transformator-ähnlich" und die Beziehungen zwischen den Wicklungsspannungen und Strömen nähert sich Upri = a Usec und Ipri = Isec/a. Ein Einblick in die Wirkungen der Kopplung kann gewonnen werden, indem der T-Anordnungswandler (Fig. 18) mit geschlossenem Zweirichtungsschalter betrachtet wird. Wenn k = 0 ist, wird die Eingangsquelle völlig über dem Eingangsinduktor eingeprägt, und die Eingangsquellspannung hat keine Wirkung auf die Spannung oder den Strom im Ausgangsinduktor. Wenn jedoch die Induktoren straff gekoppelt sind, wird ein Teil der Eingangsspannung (die sich Uein/a nähert, wenn k sich Eins nähert) in der Sekundärwicklung reflektiert werden. Da die Rate, mit der der Ausgangsstrom zwischen t = 0 und t&sub1; fällt, und der Spitzenhub der Kondensatorspannung zwischen der Zeit t&sub1; und t&sub4; beide von dieser reflektierten Spannung abhängen, würde es erwartet werden, daß eine gesteigerte Kopplung (mehr reflektierte Spannung) einen Anstieg von t&sub1; und eine Abnahme des sinusförmigen Spitzenspannungshubs am Kondensator verursachen würde, und daß diese Effekte reduziert werden würden, wenn das Windungsverhältnis a sich erhöht (kleinere reflektierte Spannung). Ein ähnliches Argument trifft auf den L-Anordnungswandler der Fig. 17 zu.
Um das Wandlerverhalten während der Zeitspanne zwischen t = 0 und t&sub4; vorherzusagen, ist es nützlich, die Wirkung aller Schaltungselemente zwischen der Eingangsquelle und dem Kondensator (z.B. den gekoppelten Induktor, den geschlossenen Schalter, und die Eingangsspannungsquelle) in einer Theveninschen Ersatzschaltung zu konzentrieren. So ist Fig. 21 ein Schaltungsmodell des L-Anordnungswandlers der Fig. 17, wobei der Zweirichtungsschalter geschlossen ist und die erwähnten Schaltungselemente durch ein Theveninsches Ersatzschaltungsmodell (die "L-Ersatz"-Schaltung) ersetzt sind; Fig. 22 ist ein Schaltungsmodell des T-Anordnungswandlers der Fig. 18, wobei der Zweirichtungsschalter geschlossen ist und die erwähnten Schaltungselemente durch ein Theveninsches Ersatzschaltungsmodell (die "T-Ersatz"-Schaltung) ersetzt sind. In beiden Figuren sind die Wirkungen des gekoppelten Induktors, der Eingangsquelle und des geschlossenen Schalters in einer Leerlauf-Ersatzeingangsspannungsquelle des Werts Uoc und einer Ersatzinduktivität des Werts Leq konzentriert. Die für verschiedene Fälle vorhergehend definierten Werte von Uoc und Leq, werden in den Figuren gezeigt. Die Werte von Leq und C werden die charakteristische Zeitkonstante für das Energieübertragungsintervall (Zeit t&sub1; bis t&sub4;) und der Werte von Uoc, Uaus und Leq werden die Rate definieren, mit der der Strom Iaus(t) während des Zeitintervalls t = 0 bis t = t&sub1; sinkt. Eine genaue Betrachtung der Gleichungen zeigt, daß die Größenordnung von Leq in allen Fällen im wesentlichen in erster Ordnung von den Streuinduktivitätswerten (die für den getrennten Fall die Werte der konzentrierten Induktivitäten sind) und den Werten von k und a abhängig ist. Selbst wo die Primär- und Sekundärinduktivitäten Lpri und Lsec sehr groß in Vergleich mit den Werten der Streuinduktivitäten sein können (d.h. in dem straff gekoppelt Fall, wobei k nahe Eins ist), kann Leq nicht über 2 L&sub1;&sub2; hinausgehen.
Wenn der Schalter bei t = 0 schließt, wird der Ausgangsstrom Iaus(t) beginnen, linear abzufallen. Wenn I&sub1;(0) = Iaus(0) = Iein, dann gilt unter Bezugnahem auf die Figuren 21 und 22:
wobei Iaus(t&sub1;) = 0:
Für Wandler, die dieselben Werte von Leq aufweisen, wird t&sub1; däzu neigen, zuzunehmen, wenn Uoc steigt. Eine genaue Betrachtung der Figuren 21 und 22 zeigt, daß im allgemeinen Uoc mit zunehmender Kopplung steigt und mit abnehmenden Windungsverhältnis a fällt. Folglich wird, wie oben vohergesagt, t&sub1; mit zunehmenden k steigen, und dieser Effekt wird vermindert, wenn a zunimmt. Bezüglich des Verhaltens des Wandlereingangsstroms I&sub1;(t) während dieser Zeitspanne ist gezeigt worden, daß der Eingangsstrom für dem getrennten L-Wandler während der Zeitspanne t = 0 bis t = t&sub1; sinkt, während dieser Strom für den getrennten T zunimmt. Im gekoppelten L wird der Wandlereingangsstrom auch während dieser Zeitspanne steigen. Jedoch für den gekoppelten T-Wandler wird das Maß, in dem die Ausgangsspannung zurück in die Primärwicklung reflektiert wird, bestimmen, ob der Eingangsstrom steigt oder fällt, und dies wird von den Werten von Uaus, Uein, a, und k abhängen. Unter Bezugnahme auf Fig. 18 kann gezeigt werden, daß der Eingangsstrom eines gekoppelten T-Wandlers zwischen t = 0 und t = t&sub1; steigen wird, wenn k a < Uein/Uaus, andernfalls wird der Strom fallen.
Beginnend zur Zeit t&sub1;, beginnt die Energieübertragungsphase. Da die Kondensatorspannung zur Zeit t&sub1; Uc(t&sub1;) gleich Uaus ist, wird dann unter Bezugnahme auf die Figuren 21 und 22 die Kondensatorspannung während des Energieübertragungsintervals sein:
Uc(t) = Uoc+(Uaus-Uoc) cos(ωeq (t-t&sub1;)) t&sub1;< t< t&sub4; (14)
wobei
Folglich startet die Kondensatorspannung bei einem Wert Uaus und schwingt herunter auf einen Wert, der um einen Betrag von 2 (Uaus - Uoc) unter Uaus liegt. Wenn Uoc steigt (erhöhtes k, verringertes Windungsverhältnis a, erhöhtes Uein) wird der Spitzenspannungshub reduziert. Bezüglich der Wirkung der Kopplung und des Windungsverhältnisses auf den Strom im Zweirichtungsschalter kann wiederum ein Einblick gewonnen werden, indem der T-Anordnungswandler der Fig. 18 betrachtet wird. Für k = 0 fließt der gesamte Kondensatorstrom in dem Schalter. Wenn k steigt, bewirkt jedoch die Transformatorwirkung, daß ein Teil des Kondensatorstroms als Stromfluß in der Primärwicklung des gekoppelten Induktors reflektiert wird. Wenn k sich Eins nähert, wird ein Bruchteil 1/a des sinusförmigen Kondensatorstroms zurück zur Eingangsquelle fließen und ein Bruchteil (a-1)/a wird in der Sekündärwicklung und dem Zweirichtungsschalter fließen (für den Wandler der Fig. 17 sind die Bruchteile jeweils 1/(1+a) und a/(1+a)). Folglich bewirkt eine gesteigerte Kopplung eine Verringerung des Spitzenwerts der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms, wobei der Effekt reduziert wird, wenn das Windungsverhältnis steigt. Unter Bezugnahme auf die Figuren 17 bis 22 und unter Verwendung der in den Figuren 10 bis 13 verwendeten Parameterkonventionen, werden die Gleichungen, die die zeitliche Veränderung des Schalterstroms während des Energieübertragungsintervalls beschreiben, in den Figuren 23 und 24 für die L-bzw. T-Anordnungswandler, für die gleich gekoppelten, straff gekoppelten und getrennten Fälle gegeben. Es sollte auch beachtet werden; daß die Wellenformen zwischen der Zeit t = 0 und t = t&sub4; für den gekoppelten L-Wandler ähnlich zu jenen sein werden, die in den Figuren 10 und 11 für die getrennte L-Anordnung gezeigt werden. Jedoch werden die Wellenformen für den Eingangsstrom I&sub1;(t) für den gekoppelten T-Wandler unterschiedlich zu jenen sein, die während dieser Zeitspanne in den Figuren 12 und 13 gezeigt werden, da ein Abschnitt des sinusförmigen Kondensatorstroms, der während der Energieübertragungsphase fließt, zurück zur Primärwicklung des gekoppelten Induktors reflektiert wird. Folglich wird, während der getrennte T-Eingangsstrom zwischen t&sub1; und t&sub4; einfach ein linear ansteigender Strom war, die Wellenform für den gekoppelten T-Eingangsstrom sowohl aus einer linear ansteigenden Komponente als auch einer sinusförmigen Vertiefung bestehen.
Bisher ist angenommen worden, daß Strom, der in der Eingangsinduktivität des ZCB-Wandler fließt, den gesamten Zyklus hindurch ununterbrochen gewesen ist (d.h. nicht auf Null zurückgeht). Für irgendwelche gegebenen Werte der Eingangsquellspannung und Wandlerausgangsspannung und für endliche Werte der Eingangsinduktivität wird es einen Wert der Belastung geben, unter dem diese Annahme nicht länger gültig ist. Betrachten wir zum Beispiel den getrennten L-Wandler der Fig. 7, der im Langzyklusmodus arbeitet (Wellenformen der Fig. 11b). Der Strom im Eingangsinduktor 80 verläuft (annährend) linear zwischen zwei Werten Imax und Imin, wobei die Spitze-Spitze-Auslenkung Imax-Imin von der Eingangsquellspannung Uein, der Wandlerausgangsspannung Uaus und dem Wert des Eingangsinduktors L&sub1; abhängt. Wenn der Durchschnittseingangsstrom kleiner als (Imax-Imin)/2 wird, wird der Eingangsstrom dazu neigen, sich während eines Teils des Betriebszyklus umzukehren. Da kein Strom umgekehrt in der Ausgangsdiode fließen kann, muß der erste Kondensator 84 (Fig. 7) den umgekehrten Strom liefern und dies wird zu einer schwingenden Energieübertragung hin und her zwischen dem ersten Kondensator und dem Eingangsinduktor und Eingangsquelle führen. Ein ähnliches Szenario trifft für jeden der vorher beschriebenen getrennten oder gekoppelten ZCB-Wandler in jeder Betriebsart zu. Dieser Zustand kann durch Anordnen einer Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung zwischen der Eingangsquelle und dem ZCB-Wandlereingang vermieden werden. Wie zum Beispiel in Fig. 25A gezeigt wird, kann eine zweite Diode 112, die so gepolt ist, daß sie Strom in die Richtung der Last leitet, in Reihe mit dem Wandlereingang angeordnet werden. Bei einer wichtigen Klasse von Anwendungen, wo die Eingangsspannung zum ZCB-Wandler durch Gleichrichten einer Wechselspannungsgrundleistungsquelle hergeleitet wird (z.B. einem leistungsfaktorverbessernden Vorregler), kann der Eingangsgleichrichter (z.B. 114 in Fig. 25B) selbst die Funktion übernehmen. Für getrennte Wandleranordnungen ist die schlechtestenfalls auftretende umgekehrte Spannung, der die Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung widerstehen muß, gleich der Wandlerausgangsspannung Uaus. Für gekoppelte Anordnungen wird jedoch die Transformatorwirkung im allgemeinen zu einer höheren umgekehrten Spannung führen. Erwägen wir zum Beispiel, daß der Zweirichtungsschalter in einem gleich gekoppelten L- oder T-Anordnungswandler (Figuren 17, 18) eingeschaltet wird, wenn I&sub1;(0) = 0. Die Ausgangsspannung Uaus wird über der Sekundärwicklung des gekoppelten Induktors eingeprägt werden und eine Spannung des Werts a k Uaus wird an der Primärwicklung erscheinen. Für den L- Anordnungswandler addiert sich diese Spannung zu der Ausgangsspannung und wird zu einer schlechtestenfalls (Uein = 0) auftretenden umgekehrten Spannung an der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung führen, die gleich Urev = Uaus (1+a k) ist. Für die T-Anordnungswandler ist Urev = a k Uaus. In jedem Fall wird die umgekehrte Spannung an der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung sinusförmig sinken, wenn die Kondensatorspannung abklingt (in eine Ersatzinduktivität, die gleich Lsec ist) und die Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung wird beginnen, zu leiten, wenn Urev unter Uein gesunken ist.
Wenn eine Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung verwendet wird, kann auch der Eingangsstrom während des aktiven Abschnitts des Betriebszyklus unterbrochen werden (auf Null gehen). Wenn zum Beispiel, unter Bezugnahme auf die Figuren 10 und 11 (getrennte L-Anordnung), Iein reduziert wird (zum Beispiel infolge von steigendem Uein und/oder abnehmender Last), gibt es einen gewissen Wert, unter dem der Eingangsstrom vor t = t&sub2; Null erreichen wird. Dies wird auch sowohl für den gekoppelten L- als auch den gekoppelten T-Wandler zutreffen, da, wie vorher bemerkt, die Kopplung einen Teil des sinusförmigen Stroms zwingt, der während des Energieübertragungszyklus fließt, zur Eingangsquelle zurück zu fließen. Wenn I&sub1;(t) gegen Null geht, wird die Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung die Leitung einstellen und die charakteristische Zeitkonstante des ZCB-Wandler wird auf einen Wert π Lsec C ansteigen. Für den getrennten L-Wandler ist Lsec = L&sub2; (Fig. 7); für den gekoppelten Wandler ist Lsec die Sekundärinduktivität des gekoppelten Induktors. Die allgemeine Wirkung wird, wie in Fig. 26 gezeigt, sein, die Dauer der Energieübertragungsphase zu erhöhen, und deshalb die gesamte Zeitspanne eines Betriebszyklus zu erhöhen. In Fig. 26 startet der Betriebszyklus mit I&sub1;(0) = Iein. Zur Zeit t&sub1; beginnt die Energieübertragungsphase, jedoch geht zur Zeit tC I&sub1;(tc) gegen Null. Zwischen der Zeit tC und td bleibt der Eingangsstrom bei Null, und infolge des Anstiegs der charakteristischen Zeitkonstante, werden die zeitlichen Veränderungen von Isw und Uc verlangsamt. Zur Zeit t = td ist die Kondensatorspannung auf einen Wert Ucon gesunken, bei der die Durchlaßleitung des Eingangsstroms in der Einrichtungsleitungsvorrichtung wieder möglich ist. Für den getrennten L-Wandler ist Ucon = Uein, während für den gleich gekoppelten L- und gleich gekoppelten T-Wandler, Ucon gleich Uein/(1+ak) bzw. Uein/ak ist. Es ist zu beachten, daß ein unterbrochener Fluß von I&sub1;(t) in dem getrennten T-Wandler nicht während des aktiven Abschnitts eines Zyklus auftreten kann, da der Eingangsstrom andauernd ansteigt, wenn der Zweirichtungsschalter geschlossen ist.
Im allgemeinen wird dann ein ZCB-Wandler, der eine Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung aufweist, das folgenden Verhalten aufweisen, wenn die Belastung (z.B. I&sub1;(0) = Iein) reduziert wird:
a) unter einem gewissen Wert der Last (gewissen Wert von Iein) wird der Eingangsstrom während des aktiven Abschnitts des Betriebszyklus (z.B. wie in Fig. 26) unterbrochen werden. Da keine Voltsekunden mit der Eingangsinduktivität zwischen der Zeit t = tC und t = td verbunden sind, und weil die Länge des aktiven Abschnitts des Zyklus sich erhöht hat, wird die Wirkung sein, die Betriebsfrequenz des Wandlers (für konstantes Uaus) weiter zu senken;
b) wenn die Last weiter reduziert wird, werden I&sub1; und Iaus vor dem Beginn des nächsten Betriebszyklus schließlich auf Null sinken. Betriebszyklen werden immer bei Iein = 0 beginnen, und die Werte von t&sub4; und t&sub5; werden im wesentlichen unveränderlich sein. Da die Eingangs- und Ausgangsströme bei jeden Zyklus bei Null starten, und vor dem nächsten Betriebszyklus auf Null zurückgehen, sind die mit den Induktivitäten verbunden Voltsekunden Null. Der Ausgangsstrom wird aus einer Reihe von im wesentlichen trapezförmigen Impulsen bestehen, die bei t = t&sub5; beginnen, und vor t&sub6; auf Null abnehmen. Folglich wird der Durchschnittsausgangsstrom im wesentlichen lediglich eine Funktion der Betriebsfrequenz sein und die Frequenz wird fallen, wenn die Last vermindert wird.
Die Wirkungen des unterbrochenen Betriebs sind am offensichtlichsten, wenn im Langzyklusmodus gearbeitet wird. Es ist schon gezeigt worden, daß in diesem Modus die Variation der Betriebsfrequenz mit der Last sehr gering ist, wenn der Wandlereingangsstrom kontinuierlich ist. Wenn die Wandlerlast jedoch reduziert wird, wird eine unterbrochene Arbeitsweise während des Betriebszyklus beginnen aufzutreten und eine stärkere Abhängigkeit der Betriebsfrequenz von der Last wird augenscheinlich werden. Wenn die Last weiter reduziert wird und der Wert von Iein auf Null sinkt, wird sich die Betriebsfrequenz in wesentlichen linear mit der Belastung verringern.
In anderen Ausführungsformen können erfindungsgemäße gekoppelte ZCB-Wandler aufgebaut werden, die die Vorteile der vorher beschriebenen gekoppelten ZCB-Wandler aufweisen, die aber auch während des aktiven Abschnitts des Betriebszyklus Vorwärtsleistungsflußeigenschaften aufweisen. Dies hat vorteilhafte Wirkungen sowohl auf das Reduzieren des Betriebsfrequenzbereiches des Wandlers als auch auf das Setzen einer Grenze für den maximalen Wert der durch die Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung wahrgenommenen Sperrspannung. Verschiedene solcher Ausführungsformen werden in den Figuren 27A bis 27D gezeigt. In den Figuren sind die verschiedenen Ausführungsformen so zu sehen, daß sie im wesentlichen dieselben wie ihre jeweiligen Gegenstücke in den Figuren 15A bis 15D sind, außer daß jeder der Wandler der Fig. 27 sowohl eine Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung 210 der vorher diskutierten Art aufweist als auch eine zusätzliche Vorwärtsdiode 212.
Die Wirkung der Vorwärtsdiode 212 kann durch Betrachten der Arbeitsweise des gekoppelten T-Wandlers der Fig. 27B bei leichter Belastung erläutert werden. Wie oben erörtert, wird angenommen werden, daß der Eingangsstrom I&sub1;(t) während des aktiven Abschnitts des Betriebszyklus auf Null sinkt. In Abwesenheit der Vorwärtsdiode verhinderte die Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung 210 ein Umkehren des Flusses von I&sub1;(t) und es wurde gezeigt, daß die charakteristische Zeitkonstante bis zu einer solchen Zeit anstieg, zu der I&sub1;(t) den Vorwärtsfluß wieder aufnehmen konnte. Durch Einschließen der Vorwärtsdiode wird jedoch der umgekehrte Fluß des Strom I&sub1;(t) nicht gesperrt, sondern zum Wandlerausgang geleitet. Fig. 28 zeigt Wellenformen für den Wandler der Fig. 27B, der bei leichter Belastung arbeitet. Zwischen der Zeit t = 0 und t = trev sind die Spannungen und Ströme wie vorher für den Wandler der Fig. 15B beschrieben, und die Spannung Uj(t) an der Verbindung der Eingangseinrichtungsvorrichtung und der Vorwärtsdiode ist im wesentlichen gleich Uein. Die Theveninsche Ersatzschaltung der Fig. 22 trifft während dieses Zeitintervalls zu. Zur Zeit trev wird der Eingangsstrom I&sub1;(t) Null und wenn k a Uc(trev) > Uaus ist, dann wird die zurück zur Primärwicklung reflektierte Spannung größer als Uaus sein und die Vorwärtsdiode wird Strom leiten. Folglich wird I&sub1;(t) umgekehrt durch die Vorwärtsdiode zum Wandlerausgang fließen (in Figuren 27B und 28 wird der Strom in der Vorwärtsdiode als If(t)) gezeigt. Der Spannung Uj (t) wird steigen, um gleich Uaus zu werden und der Wandler wird effektiv aus einer "Eingangsquelle" arbeiten, die gleich Uaus ist. Unter Bezugnahme auf Fig. 22 steigt die Theveninsche Leerlaufspannung, da der Wert von Uein in den Gleichungen für Uoc durch den Wert Uaus ersetzt wird. Dies reduziert den negativen Spitzenspannungshub am Kondensator, und begrenzt die maximale Sperrspannung, die durch die Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung 210 wahrgenommen wird, auf (Uaus - Uein). Für den gleich gekoppelten Fall wird bei leichter Belastung der Spitzenhub der Kondensatorspannung durch 2 (Uaus - Uaus k/a) angenähert. Wenn a/k zwei ist (was so sein muß, wenn zum Beispiel a> 2), dann ist der Spitzenhub annährend gleich Uaus und die Kondensatorspannung wird dazu neigen, nur auf null Volt abzuklingen (für den gekoppelten L-Wandler (Fig. 27A) gilt das gleiche, wenn a> 1). Weil ein umgekehrter Fluß des Primärwicklungsstroms I&sub1;(t) auftreten kann, gibt es keine Änderung der charakteristischen Zeitkonstante des Wandlers. Zur Zeit tp geht der Strom in der Vorwärtsdiode gegen Null und ein Vorwärtsstrom I&sub1;(t) kann wieder in der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung fließen. Die Spannung Uj (tp) ist wieder gleich Uein. Wenn die Wandlerbelastung reduziert wird, fällt Iein, und die Breite des Stromimpulses tp - trev, der in der Vorwärtsdiode fließt, wird zunehmen. Unter völlig unterbrochenen Bedingungen (Iein = 0) nähert sich die Impulsbreite der charakteristischen Zeitkonstante. Wenn die Belastung gesteigert wird, nimmt die Breite zu, und wird über einem gewissen Wert der Last gegen Null gehen, da der Strom I&sub1;(t) ununterbrochen in der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung 210 fließt. Unter dieser Bedingung ist die Vorwärtsdiode 212 inaktiv und für dieselben Komponentenwerte wird die Arbeitsweise des Wandlers der Fig. 27 identisch mit der Arbeitsweise ihrer jeweiligen Gegenstücke der Fig. 15.
Durch Bereitstellen einer Einrichtung zur Vorwärtsenergieübertragung während des aktiven Abschnitts des Zyklus, ergibt die Eingliederung einer Vorwärtsdiode in einem ZCB-Wandler, wie in Fig. 27 dargestellt, die folgenden Leistungsvorteile:
a) Die Betriebsfrequenz bei leichten Belastungen wird gesteigert werden. In einem ZCB-Wandler ohne die Vorwärtsdiode findet Energieübertragung zum Wandlerausgang nur statt, nachdem der aktive Abschnitt des Zyklus geendet hat und die Kondensatorspannung nocheinmal auf Uaus gestiegen ist. Überdies erhöht, wenn die Last reduziert wird, die Änderung der charakteristischen Zeitkonstante die Daüer des aktiven Abschnitts des Betriebszyklus. Da beide Effekte die Gesamtzeitspanne erhöhen, die benötigt wird, um einen gegebenen Energiebetrag zu übertragen, wird die Betriebsfrequenz bei leichter Belastung eines ZCB-Wandlers, der keine Vorwärtsdiode enthält, niedriger sein, als die Frequenz eines entsprechenden Wandlers, der es tut.
b) Da die Spannung an der Verbindung der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung 210 und der Vorwärtsdiode 212 die Wandlerausgangsspannung Uaus nicht überschreiten kann, ist der Sperrspannungsgrenzwert der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung begrenzt. Betrachten wir zum Beispiel den gekoppelten L-Wandler der Fig. 15A, der einen straff gekoppelten Induktor mit einen Windungsverhältnis a > 1 aufweist. Im unterbrochenen Betrieb (d.h. bei keiner Last oder bei geringer Last) wird die Spannung an der Verbindung der Eingangseinrichtungsleitungsvorrichtung und der Primärwicklung des gekoppelten Induktors bis zu einer Spitze von (1+a) Uaus steigen. Mit der Vorwärtsdiode (Fig. 27A) kann die Spannung Uaus nicht überschreiten.
Es gibt viele Ausführungsformen von spannungserhöhenden Nullstrom-Schalt-Wandlern, die erfindungsgemäß nach den oben beschriebenen Prinzipien arbeiten. Im allgemeinen kann ein erfindungsgemäßer ZCB-Wandler wie folgt gekennzeichnet werden:
a) Er weist einen magnetischen Kreis, einen Schalter, einen Kondensator, eine Schaltersteuervorrichtung und eine Ausgangseinrichtungsleitungsvorrichtung auf;
b) Der Schalter ist sowohl mit der Eingangsspannungsquelle als auch einem Abschnitt des magnetischen Kreises in Reihe geschaltet;
c) Der Kondensator ist in Reihe mit einem Abschnitt des magnetischen Kreises und dem Schalter geschaltet, wobei der Kondensator ünd der magnetische Kreis dadurch eine charakteristische Zeitkonstante für den Anstieg und Abfall des sinusförmigen Stroms definieren, der in dem Schalter fließt, nachdem der Schalter geschlossen ist;
d) Die Ausgangseinrichtungsleitungsvorrichtung stellt eine Verbindung her zwischen dem magnetischen Kreis und der spannungsverbrauchenden Last (die eine Last parallel mit einem Speicherkondensator sein kann) und ist so gepolt, daß Strom nur in die Richtung der Last fließen kann;
e) Der Schalter wird bei Nullstrom ein- und ausgeschaltet, wobei die Einschaltzeiten gesteuert werden, um das Verhältnis der Spannung an der Last zur Eingangsspannung zu regeln, wobei das Verhältnis größer als Eins ist.
Nach dem Schließen des Schalters wird die Kondensatorspannung sinusförmig (mit derselben charakteristischen Zeitkonstante wie der Schalterstrom) von einem ersten Wert, der größer als die Wandlereingangsspannung ist, auf einen zweiten Wert fallen, der kleiner als die Wandlereingangsspannung ist, und die Spannung wird auf den ersten Spannungswert zurückkehren, nachdem der Schalter geöffnet ist. So ist zum Beispiel der Wandler der Fig. 15E, der zwei gekoppelte Induktoren und drei getrennte Induktoren enthält (die Schaltersteuervorrichtung ist vorhanden, wird aber nicht gezeigt) ein weitere mögliche Ausführungsform eines ZCB- Wandlers. Figuren 29A und 29B zeigen zwei weitere mögliche Ausführungsformen. In Fig. 29A ist die Ausgangsdiode 262 zwischen einer Anzapfung an der Sekundärwicklung des gekoppelten Induktors 252 und der Last geschaltet. In dem gezeigten Wandler wird die Transformatorwirkung bewirken, daß die Kondensatorspannung auf einen Wert ansteigt, der größer als Uaus ist, wenn der Schalter aus ist und die Diode leitet. In einer alternativen Ausführungsform des Wandlers der Fig. 29A, könnte der Abschnitt des gekoppelten Induktors zwischen der Eingangsquelle und dem Schalter durch einen getrennten Induktor ersetzt werden, und die Induktivität, die zwischen dem Schalter und dem Kondensator geschaltet ist, würde ein angezapfter Induktor sein, wie in der Figur gezeigt, wobei die Diode und der Kondensator auch wie gezeigt verbunden sind. In der Ausführungsform der Fig. 29B ist die Ausgangsdiode auch mit einer Anzapfung an einem gekoppelten Induktor verbunden. Viele andere Ausführungsformen sind ebenfalls möglich, die Kombinationen von gekoppelten Induktoren, getrennten Induktoren und angezapften gekoppelten Induktoren aufweisen, die gemäß den oben beschriebenen Prinzipien arbeiten.
Die Betriebsbedingungen des Schalters mit zwei Anschlüssen, der in dem stromumpolenden Schalter der Figuren 4A und 4B enthalten ist, und die verschiedenen ZCB-Wandler der Figuren 7 bis 29, werden sich abhängig von der Betriebsart unterscheiden. Im Kurzzyklusmodus geht der Schalterstrom immer in eine Richtung, jedoch kann es sein, daß der Schalter einer negativen Spannung zu der Zeit widerstehen muß, zu der er ausgeschaltet wird (zur Zeit t&sub4; in den Figuren 3D, 10D und 12D). Im Langzyklusmodus braucht der Schalter keiner negativen Spannung zu widerstehen, er muß jedoch einen negativen Strom während eines Teils des Betriebszyklus führen (z.B. Figuren 5B, 11B und 13B). In der Praxis werden Halbleiterschalter im allgemeinen nicht einer gepolten Spannung widerstehen oder können effektiv keine gepolten Ströme führen. Fig. 30A zeigt eine Ausführungsform eines Schalters mit zwei Anschlüssen 118, der in einem ZCB-Wandler verwendet werden kann, der im Langzyklusmodus arbeitet. In der Figur ist der gepolte Schalter 120 eine gepolte Vorrichtung (die fähig ist, einer positive Spannung Usw zu widerstehen, wenn sie ausgeschaltet ist, die größer oder gleich dem Spitzenwert der Spannung ist, die über dem Schalter in einer gegebenen Anwendung erscheinen wird, und fähig ist, einen gepolten Strom Isw in die Richtung zu führen, die durch den Pfeil angezeigt wird, wenn sie an ist). Negative Werte des Stroms Is werden durch die erste Diode 122 geführt, die einen Sperrspannungskennwert aufweist, der größer oder gleich der Spannungswiderstandfähigkeit des gepolten Schalters ist. Fig. 31A zeigt eine Ausführungsform eines Schalters mit zwei Anschlüssen 124, der in einem ZCB-Wandler verwendet werden kann, der im Kurzzyklusmodus arbeitet. In der Figur ist der gepolte Schalter eine gepolte Vorrichtung (die fähig ist, einer positiven Spannung Usw zu widerstehen, wenn sie aus ist, die größer oder gleich dem Spitzenwert der Spannung ist, die über dem Schalter in einer gegebenen Anwendung erscheinen wird, und fähig ist, einen gepolten Strom Isw in die Richtung zu führen, die durch den Pfeil angezeigt wird, wenn sie an ist). Wenn der gepolte Schalter 126 ausgeschaltet wird (bei Nullstrom), wird der negative Wert der Spannung Usw durch die Diode 128 gesperrt werden. Im allgemeinen würden die Dioden 122, 128 Vorrichtungen mit schneller Verzögerung sein. In jeder Ausführungsform könnte der gepolte Schalter zum Beispiel ein Feldeffekttransistor (FET), ein bipolarer Transistor oder ein bipolarer Isolierschichttransistor (IGBT) sein, und diese Vorrichtungen können verglichen werden, was ihre Verluste und Treiber-Erfordernisse betrifft (z.B. die Schaltungskomplexität und begleitenden Verluste, die damit verbunden sind, die Vorrichtung ein und auszuschalten). Leitungsverluste (die Usw Is-Verluste während der Zeitspanne, in der der Schalter eingeschaltet ist) sind im bipolaren Transistor im wesentlichen proportional zum Durchschnittswert von Isw (die Vorrichtung ist im wesentlichen ein "konstant-Spannungs-" Schalter, wenn er an ist), jedoch benötigt die Vorrichtung eine komplexe Treiberschaltungstechnik, da das Ein- und Ausschalten der Vorrichtung das Steuern des Flusses eines bedeutenden Betrags des Basis-Stroms erfordert. Im allgemeinen machen die Treiber-Erfordernisse einen bipolaren Transistor zu einer schlechten Wahl für den Schalter. Einen FET ein und aus zu treiben ist einfacher, da das Ein- und Ausschalten der Vorrichtung im wesentlichen mit dem Laden ünd Entladen der Gate-Kapazität der Vorrichtung zwischen zwei Spannungspegeln verbunden ist, jedoch sind die Leistungsverluste im FET proportional zum Quadrat des Effektivstroms in der Vorrichtung (die Vorrichtung ist im wesentlichen eine Vorrichtung mit konstantem Widerstand, wenn sie an ist). In bekannten Wandlern ist das Minimieren der Schalterübergangszeiten ein kritischer Faktor beim Minimieren von Schaltverlusten. Dieses Erfordernis ist beim ZCB Wandler gelockert. So ist im allgemeinen die Treiberschaltungstechnik für einen FET in einem ZCB-Wandler einfacher als für einen bekannten Wandler, da die Spitzenwerte der Ströme, die mit dem schnellen Laden und Entladen der Gate- Kapazität verbunden sind, reduziert werden. Der IGBT, der Leitungsverlusteigenschaften, die ähnlich zu einem bipolaren Transistor sind, mit den Treiber-Erfordernissen verbindet, die ähnlich zu jenen eines FETs sind, kann allgemein in bekannten Wandlern nicht verwendet werden, außer bei niedrigen Betriebsfrequenzen (folglich niedriger Leistungsdichte), weil er durch Übergangszeiten gekennzeichnet ist, die langsamer als ein FET sind. Im ZCB-Wandler sind jedoch die langsameren Übergangszeiten weniger wichtig, und die Vorteile der niedrigen Leitungsverluste und der Einfachheit der Treiberschaltung können zum Vorteil benutzt werden. Fig. 30B zeigt eine Ausführungsform 130 des Schalters mit zwei Anschlüssen 118 der Fig. 30A, wo ein FET 132 als gepolter Schalter verwendet wird. In der Figur ist eine zweite Diode 134 in Reihe mit dem FET angeordnet, um sicherzustellen, daß ein negativer Stromfluß Is durch die erste Diode 136 getragen wird, und nicht in der körpereigenen Diode des FETs fließt (wobei die Körperdiode von Natur aus eine langsame Sperrverzögerungscharakteristik aufweist). Fig. 30C zeigt eine Ausführungsform des Schalters der Fig. 30A, wo ein IGBT als gepolter Schalter 140 verwendet wird. Figuren 31B und 31C zeigen Ausführungsformen des Schalters mit zwei Anschlüssen der Fig. 31A, die einen FET bzw. einen IGBT verwenden.
In der Anwendung wird es im allgemeinen erwünscht sein, die Ausgangsspannung eines ZCB-Wandlers auf einem gewissen vorherbestimmten Wert Uaus zu halten, wenn sowohl die Eingangsquellspannung als auch die Wandlerlast variieren. Der Wert von Uaus kann entweder fest sein, oder er kann auf eine vorherbestimmte Weise geändert werden (siehe unsere obenerwähnte Europäische Patentanmeldung Nr. 92300376.8 (Veröffentlichung Nr. EP-A- 496529)). Eine Methode des Steuerns der ZCB-Wandlerausgangsspannung wird in Fig. 32 gezeigt. In der Figur erhält ein ZCB-Wandler 142, der von der in Fig. 7 oder 8 gezeigten Art sein kann, und der in entweder der Lang- oder Kurzzyklusbetriebsart arbeiten kann, Leistung aus einer Eingangsquelle bei einer Spannung Uein und liefert Leistung an eine Last 147 bei einer Ausgangsspannung Uausi wobei Uaus> Uein. Ein erstes Signal Uref, das kennzeichnend für einen gewissen gewünschten Wert der Ausgangsspannung Uaus ist, wird an den Abweichungsverstärker 144 geliefert, der auch ein zweites Signal U&sub1; = K Uaus erhält, das proportional zur Wandlerausgangsspannung Uaus ist. Das Signal U&sub1; wird an den Abweichungsverstärker durch einen Teiler 146 geliefert. Wenn das Signal U&sub1; größer als Uref ist, wird die Ausgangsgröße des Abweichungsverstärkers abnehmen; wenn das Signal U&sub1; kleiner als Uref ist, wird die Ausgangsgröße des Abweichungsverstärkers zunehmen. Die Ausgangsgröße des Abweichungsverstärkers wird an eine Steuervorrichtung 148 mit variabler Frequenz geliefert. Wenn die Abweichungsverstärkerausgangsgröße zunimmt, wird das Signal Uf, das an die Schaltersteuervorrichtung 150 geliefert wird, die Rate, mit der die Wandlerbetriebszyklen begonnen werden, steigern (d.h. die Wandlerbetriebsfrequenz steigern). Auf diese Art wird die Wandlerbetriebsfrequenz automatisch so geregelt, daß sie Uaus = Uref/k aufrechterhält, wenn sowohl die Last als auch die Eingangsspannung sich ändern.
Es gibt viele Arten, die Schaltersteuervorrichtung auszuführen (z.B. 41, 43 (Figuren 4A und 4B); 150 (Fig. 32)). Details einer solchen Steuervorrichtung werden in Fig. 33 dargestellt, die einen Abschnitt eines ZC-Schalter zeigt, der aus einer Schaltersteuervorrichtung 41, einem Schalter 40 und einem in Reihe mit dem Schalter 40 geschalteten Stromtransformator 200 besteht. Wie in der Figur gezeigt, nimmt das Signal INIT zur Zeit t = 0 einen hohen Pegel an, was bewirkt, daß die Ausgangsgröße UQ der bistabilen Setz-Rücksetz-Kippschaltung 270 (deren Ausgangsgröße UQ einen hohen Pegel annimmt, wenn ein hochpegeliges Signal an ihren S-Eingang gelegt wird, und eine niedrigen Pegel annimmt, wenn ein hochpegeliges Signal an ihren R-Eingang gelegt wird) in ihren hochpegeligen Zustand geht. Das Signal UQ wird an einen Schaltertreiber 210 geliefert, der den Schalter 40 schließt, wenn UQ auf einem hohen Pegel ist. Auf das Schließen hin beginnt ein Schalterstrom Isw zu fließen, und durch die Transformatorwirkung fließt ein Bruchteil dieses Stroms in der Signaldiode 230, die mit der Sekundärwicklung des Stromtransformators 200 verbunden ist (wobei das Windungsverhältnis N&sub2;/N&sub1; größer als eins ist). Die Diodenspannung UI wird an einen Eingang des Komparators 240 geliefert. Ein Schwellenspannung Ut (zum Beispiel 0,1 V), wird an den anderen Eingang des Komparators 240 geliefert. Wenn UI über Ut steigt, geht der Komparatorausgang in seinen niedrigen Zustand. Wenn der Schalterstrom Isw zur Zeit t&sub2; auf Null zurückkehrt, sinkt auch der Strom in der Diode und die Spannung U&sub1; fällt unter Ut. Dies bewirkt, daß der Ausgang des Komparators 240 in seinen hohen Zustand zurückkehrt, und bewirkt, daß über den Kondensator 250 und dem Widerstand 260 ein Impuls zum Gehen in den hohen Pegel UR an den R-Eingang der bistabilen Kippschaltung 270 geliefert wird. Dieser Impuls setzt die bistabilen Kippschaltung zurück, UQ geht auf einen niedrigen Pegel und der Schalter 40 wird ausgeschaltet. Wie beschrieben, ist die Schaltersteuervorrichtung 41 der Fig. 33 so angeordnet, daß sie den Schalter im wesentlichen im ersten Augenblick öffnet, der der Zeit folgt, zu der der Schalter eingeschaltet wird, wenn der Strom auf Null zurückgeht. Die Anordnung der Fig. 33 ist folglich geeignet für die Kurzzyklusbetriebsart. Die Schaltersteuervorrichtung kann an den Langzyklusmodus durch einfaches Umkehren der Polarität irgendeiner der Wicklungen des Stromtransformators angepaßt werden (wie in Fig. 34 gezeigt). Mit der Wicklungsanordnung der Fig. 34, wird der Schalter im wesentlichen im zweiten Augenblick, der der Zeit folgt, zu der der Schalter eingeschaltet wird, wenn der Strom auf Null zurückgeht.

Claims

1. Spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, wobei die Vorrichtung aufweist: einen magnetischen Kreis; einen Schalter, der in Reihe mit der Eingangsspannungsquelle und einem Abschnitt des magnetischen Kreises geschaltet ist; eine Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom im Schalter im wesentlichen Null ist, wobei die Einschaltzeiten gesteuert wird, um das Verhältnis der Spannung über die Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle zu regeln, wobei dieses Verhältnis größer oder gleich 1 ist; und eine Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen den magnetischen Kreis und der Last geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um es zu erlauben, daß Strom in die Richtung der Last fließt; wobei der magnetische Kreis einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß und einen Nebenschlußanschluß aufweist, die Eingangsquelle mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, und der Schalter mit dem Nebenschlußanschluß verbunden ist; und der magnetische Kreis einen nichsättigenden gekoppelten Induktor aufweist, der eine erste Wicklung und eine zweite Wicklung aufweist, wobei die erste Wicklung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß geschaltet ist, die zweite Wicklung zwischen dem Nebenschlußanschluß und Ausgangsanschluß geschaltet ist; wobei die Wandlervorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß ein Kondensator zwischen dem magnetischen Kreis und der Verbindung des Schalters und der Eingangsquelle geschaltet ist, wobei ein Abschnitt des magnetischen Kreises dadurch in Reihe mit dem Kondensator und dem Schalter geschaltet ist, wobei der Kondensator mit dem magnetischen Kreis zusammenarbeitet, um eine charakteristische Zeitkonstante für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms zu definieren, der fließt, wenn der Schalter geschlossen ist; darin, daß der Kondensator und die Einrichtungsleitungsvorrichtung mit dem Ausgangsanschluß des magnetischen Kreises verbunden sind; und darin, daß die Polarität der Wicklungen des Induktors so angeordnet ist, daß Auferlegen einer positiven Spannung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß verursacht, daß ein positive Spannung zwischen dem Ausgangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß erscheint.

2. Spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung, die größer als die Größenordnung der Spännung der Eingangsspannungsquelle ist, wobei die Vorrichtung aufweist: einen magnetische Kreis; einen Schalter, der in Reihe mit der Eingangsspannungsquelle und einem Abschnitt des magnetischen Kreises geschaltet ist; eine Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, um den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom im Schalter im wesentlichen Null ist, wobei die Einschaltzeiten gesteuert werden, um das Verhältnis der Spannung über die Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle zu regeln, wobei dieses Verhältnis größer oder gleich 1 ist; und eine Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen den magnetischen Kreis und der Last geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um es zu erlauben, daß Strom in die Richtung der Last fließt; wobei der magnetische Kreis einen Eingangsanschluß, einen Ausgangsanschluß und einen Nebenschlußanschluß aufweist, die Eingangsquelle mit dem Eingangsanschluß verbunden ist, und der Schalter mit dem Nebenschlußanschluß verbunden ist; und der magnetische Kreis einen gekoppelten Induktor aufweist, der eine erste Wicklung und eine zweite Wicklung aufweist, wobei die erste Wicklung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist, die zweite Wicklung zwischen dem Nebenschlußanschluß und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist, und die Polarität der Wicklungen so angeordnet ist, daß ein Auferlegen einer positiven Spannung zwischen dem Eingangsanschluß und dem Ausgangsanschluß verursacht, daß eine positive Spannung zwischen dem Ausgangsanschluß und dem Nebenschlußanschluß erscheint; wobei die Wandlervorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß ein Kondensator zwischen dem magnetischen Kreis und der Verbindung des Schalters und der Eingangsquelle geschaltet ist, ein Abschnitt des magnetischen Kreises dadurch in Reihe mit dem Kondensator und dem Schalter geschaltet ist, der Kondensator mit dem magnetischen Kreis zusammenarbeitet, um eine charakteristische Zeitkonstante für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms zu definieren, der fließt, nachdem der Schalter geschlossen ist; und darin, daß ein Kondensator und die Einrichtungsleitungsvorrichtung mit dem Ausgangsanschluß verbunden sind.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der magnetische Kreis ferner einen zweiten gekoppelten Induktor aufweist, der eine dritte Wicklung und eine vierte Wicklung aufweist, wobei die dritte Wicklung an den Eingangsanschluß und in Reihe mit der ersten Wicklung geschaltet ist und die vierte Wicklung zwischen der Verbindung der ersten und zweiten Wicklungen und dem Ausgangsanschluß geschaltet ist.

4. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der magnetische Kreis ferner einen getrennten Induktor aufweist, der in Reihe mit der ersten Wicklung geschaltet ist.

5. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der magnetische Kreis ferner einen getrennten Induktor aufweist, der in Reihe mit der zweiten Wicklung geschaltet ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der magnetische Kreis ferner einen getrennten Induktor aufweist, der in Reihe mit der dritten Wicklung geschaltet ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der magnetische Kreis ferner einen getrennten Induktor aufweist, der in Reihe mit der vierten Wicklung geschaltet ist.

8. Spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine spannungsverbrauchende Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, und die aufweist: einen Schalter; einen nichtsättigenden gekoppelten Induktor, der eine erste Wicklung aufweist, die N&sub1; Windungen aufweist, die mit einer zweiten Wicklung verbunden und in Reihe geschaltet ist, die N&sub2; Windungen aufweist, wobei die Polaritäten der ersten und zweiten Wicklungen so angeordnet sind, daß die Spannung über die erste Wicklung eine Spannung über der zweite Wicklung induzieren wird, die sich zu der Spannung über die erste Wicklung addiert, die erste Wicklung mit der Eingangsquelle verbunden ist, beide der Wicklungen des gekoppelten Induktors in Reihe mit der Eingangsquelle und dem Schalter geschaltet sind, und der gekoppelte Induktor ein Windungsverhältnis a = N&sub1;/N&sub2;; eine Gesamtinduktivität der ersten Wicklung Lpri; eine Gesamtinduktivität der zweiten Wicklung Lsec; jeweils erste und zweite Wicklungsstreuinduktivitäten, L&sub1;&sub1; und L&sub1;&sub2;; und eine Magnetisierungsinduktivität Lm aufweist, wobei Lpri = Lm + L&sub1;&sub1; und Lsec = L&sub1;&sub2; + Lm/a²; eine Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen der Last und der Verbindung der ersten Wicklung und der zweiten Wicklung geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um Strom von der Eingangsquelle zu der Last zu leiten, nachdem der Schalter geöffnet ist; und eine Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, den Schalter zu Zeiten ein- und auszuschalten, wenn der Strom im Schalter Null ist; wobei das Verhältnis der Spannung der Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle durch Änderung der Rate, mit der die Einschaitzeiten begonnen werden, geändert wird, wobei das Verhältnis größer oder gleich 1 ist; wobei die Vorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß sie ferner einen ersten Kondensator vom Wert C aufweist, der zwischen der Verbindung der ersten Wicklung und der zweiten Wicklung und der Verbindung der Eingangsquelle und des Schalters geschaltet ist; und darin, daß der gekoppelte Induktor und der Kondensator ein charakteristisches Zeitmaß für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms definieren, der nach Einschalten des Schalter fließt.

9. Spannungserhöhende Leistungswandlervorrichtung zur Übertragung von Leistung von einer Eingangsspannungsquelle an eine spannungsverbrauchende Last bei einer Lastspannung einer Größenordnung, die größer als die Größenordnung der Spannung der Eingangsspannungsquelle ist, mit: einem nichtsättigenden gekoppelten Induktor, der eine erste Wicklung aufweist, die N&sub1; Windungen aufweist, die mit einer zweiten Wicklung verbunden und in Reihe geschaltet ist, die N&sub2; Windungen aufweist; wobei der gekoppelte Induktor ein Windungsverhältnis a = N&sub1;/N&sub2;, eine Gesamtinduktivität der ersten Wicklung Lpri; und eine Gesamtinduktivität der zweiten Wicklung Lsec; jeweils erste und zweite Wicklungsstreuinduktivitäten L&sub1;&sub1; und L&sub1;&sub2;; und eine Magnetisierungsinduktivität Lm aufweist, wöbei Lpri = Lm + L&sub1;&sub1; und Lsec = L&sub1;&sub2; + Lm/a²; einem Schalter, der mit der Verbindung der ersten Wicklung und der zweiten Wicklung verbunden ist; einer Einrichtungsleitungsvorrichtung, die zwischen die Last und die zweite Wicklung geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung gepolt ist, um den Strom von der Eingangsquelle zu der Last zu leiten, nachdem der Schalter geöffnet ist; und einer Schaltersteuervorrichtung, die wirksam angepaßt ist, den Schalter zu Zeiten einund auszuschalten, wenn der Strom in dem Schalter Null ist; wobei das Verhältnis der Spannung über die Last zum Spannungsdurchschnittswert über die Eingangsquelle durch Änderung der Rate, mit der die Einschaltzeiten begonnen werden, geändert wird, wobei das Verhältnis größer oder gleich 1 ist; wobei die Wandlervorrichtung dadurch gekennzeichnet ist, daß die Polaritäten der ersten und zweiten Wicklungen so angeordnet sind, daß eine Spannung über die erste Wicklung eine Spannung über die zweite Wicklung induzieren wird, die der Spannung über die erste Wicklung entgegengesetzt ist; darin, daß die Wandlervorrichtung ferner einen Kondensator vom Wert C aufweist, wobei beide der Wicklungen des gekoppelten Induktors in Reihe mit der Eingangsquelle und dem Kondensator geschaltet sind; darin, daß der Schalter zwischen die Verbindung der ersten Wicklung und der zweite Wicklung und die Verbindung der Eingangsquelle und des Kondensators geschaltet ist; darin, daß die Einrichtungsleitungsvorrichtung zwischen die Last und die Verbindung der zweiten Wicklung und des Kondensators geschaltet ist; und darin, daß der gekoppelte Induktor und der Kondensator ein charakteristisches Zeitmaß

für die zeitliche Veränderung der sinusförmigen Komponente des Schalterstroms definieren, der nach Einschalten des Schalter fließt.

10. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine zweite Einrichtungsleitungsvorrichtung aufweist, die in Reihe zwischen die Eingangsquelle und die Vorrichtung geschaltet ist.

11. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsquelle eine Wechselspannungsquelle ist und ferner einen Vollwellengleichrichter aufweist, der zwischen die Wechselspannungsquelle und die Vorrichtung geschaltet ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner eine dritte Einrichtungsleitungsvorrichtung aufweist, die zwischen dem Eingang des spannungserhöhenden Leistungswandlers und der Last geschaltet ist, wobei die dritte Einrichtungsleitungsvorrichtung so gepolt ist, daß Strom, der zurück zur Eingangsquelle fließt, die durch die zweite Einrichtungsleitungsvorrichtung gesperrt ist, durch die dritte Einrichtungsleitungsvorrichtung in die Richtung der Last fließen kann.

13. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuervorrichtung angeordnet ist, um den Schalter im wesentlichen im ersten Augenblick auszuschalten, der der Zeit folgt, zu der der Schalter eingeschaltet ist, wenn der Strom im Schalter auf Null zurückgeht.

14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuervorrichtung angeordnet ist, um den Schalter in wesentlichen im zweiten Augenblick auszuschalten, der der Zeit folgt, zu der der Schalter eingeschaltet ist, wenn der Strom im Schalter auf Null zurückgeht.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner einen Ausgangskondensator parallel zu der Last aufweist, wobei die Kapazität des Ausgangskondensators groß genug ist, so daß er die Wirkung der zeitlichen Veränderungen des Ausgangsstroms glättet, der an die Last geliefert wird, so daß die Ausgangsspannung des Wandlers im wesentlichen ein Gleichspannungswert ist.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner eine Ausgangsspannungssteuervorrichtung aufweist, die die Frequenz der Schalterschaltzeiten als Reaktion auf die Ausgangsspannung an der Last ändert.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannungssteuervorrichtung aufweist: eine Bezugssignalquelle, die einen gewünschten Ausgangsspannungswert der Wandlervorrichtung angibt; einen Teiler, der wirksam ein zweites Signal liefert, das die tatsächliche Ausgangsspannung der Wandlervorrichtung angibt; einen Abweichungsverstärker, der angepaßt ist, um das Bezugssignal mit dem zweiten Signal zu vergleichen und eine Ausgangsgröße zu liefern, die den Unterschied zwischen dem gewünschten Wert der Wandlerausgangsspannung und der tatsächlichen Wandlerausgangsspannung angibt; und eine Steuerschaltung veränderlicher Frequenz, die wirksam die Ausgangsgröße des Abweichungsverstärkers aufnimmt und ein drittes Signal an die Schaltersteuervorrichtung liefert, wobei das dritte Signal die Rate angibt, mit der die Schaltereinschaltzeiten eingeleitet werden sollen, um die tatsächliche Wandlerausgangsspannung im wesentlichen gleich dem gewünschten Wert der Wandlerausgangsspannung zu halten.

18. Vorrichtung nach den Ansprüchen 11 und 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgangsspannungssteuervorrichtung eine Leistungsfaktorvorregelsteuervorrichtung aufweist, wobei die Leistungsfaktorvorregelsteuervorrichtung wirksam angepaßt ist, um die Ausgangsspannung bei oder über sowohl dem Spitzenwert der durch die Wechselspannungsquelle gelieferten Spannung als auch der minimalen Betriebsspannung der Last zu halten, während sie gleichzeitig den durch den spannungserhöhenden Leistungswandler entnommenen Eingangsstrom zwingt, dem der Zeitveränderungswellenform der Wechselspannungsquelle zu folgen.

19. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9 oder eines anderen dazu zugehörenden Anspruchs, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter einen Zweirichtungsschalter mit zwei Anschlüssen aufweist, der fähig ist, einen zweipoligen Strom zu führen, wenn er eingeschaltet ist, und fähig ist, einer gepolten Spannung zu widerstehen, wenn er ausgeschaltet ist; wobei der Zweirichtungsschalter mit zwei Anschlüssen einen gepolten Schalter aufweist, der fähig ist, einer gepolten Spannung zu widerstehen, wenn er ausgeschaltet ist, wobei die Polarität des gepolten Spannung positive und negative Pole an dem Schalter definiert, und fähig ist, einen gepolten Strom zwischen den positiven und negativen Polen zu führen, wenn er eingeschaltet ist, und ferner eine Einrichtungsleitungsvorrichtung aufweist, die parallel mit dem gepolten Schalter geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung so gepolt ist, daß sie Strom in eine Richtung leitet, die entgegengesetzt ist zu der, die durch den gepolten Schalter geführt werden kann.

20. Vorrichtung nach Anspruch 8 oder 9 oder eines anderen dazu zugehörenden Anspruchs, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter einen Zweirichtungsschalter mit zwei Anschlüssen aufweist, der fähig ist, einen gepolten Strom zu führen, wenn er an ist, und fähig ist, einer zweipoligen Spannung zu widerstehen, wenn er aus ist; wobei der Zweirichtungsschalter mit zwei Anschlüssen einen gepolten Schalter aufweist, der fähig ist, einer gepolten Spannung zu widerstehen, wenn er ausgeschaltet ist, wobei die Polarität der gepolten Spannung positive und negative Pole an dem Schalter definiert, und fähig ist, einen gepolten Strom zwischen den positiven und negativen Polen zu führen, wenn er eingeschaltet ist, und ferner eine Einrichtungsleitungsvorrichtung aufweist, die in Reihe mit dem gepolten Schalter geschaltet ist, wobei die Einrichtungsleitungsvorrichtung so gepolt ist, daß sie Strom in die gleiche Richtung wie der gepolte Schalter leitet.

21. Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der gepolte Schalter einen bipolaren Isolierschichttransistor aufweist.

22. Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der gepolte Schalter einen bipolaren Transistor aufweist.

23. Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der gepolte Schalter einen Feldeffekttransistor aufweist.