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Die Erfindung bezieht sich auf Wandlerschaltungen (Fig 1-Fig. 22) zur Umformung von Gleichspannungen in Gleichspannungen mit Hilfe von zwei Halbleiterschaltern (einem aktiven wie Bipo- lartransistor, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT und einem passiven d. h. einer Diode), einem oder mehreren Kondensatoren, einer oder mehreren Induktivitäten, wovon eine als gekoppelte Spule in Form eines Spartransformators ausgeführt ist
Die Idee, angezapfte Spulen In Schaltnetzteilen zu verwenden, findet man schon In R. D. Mlddlebrook : A Continuous Model for the Tapped-Inductor Boost Converter, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1975 Record, pp. 63-79 und weiter angewendet auf die drei klassi- schen DC/DC Wandler Strukturen in M. Rlco, J.
Uceda, J Sebastlan, & F. Aldana : Static and Dynamic Modelling of Tapped-Inductor DC-to-DC Converters, IEEE Power Electronics Specialists Con-
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Very Simple Method to Obtain One Additional Fully Regulated Output in Zero-Current-Switched Quasiresonant Converters, IEEE Power EIectronics Specialists Conference, 1990 Record, pp. 536- 542 Ausgehend davon wurde dieses Verfahren bel der Realisierung eines Hochsetzstellers für eine stark schwankende Eingangsspannung verwendet und gleichzeitig mit der Verwendung einer Pulsbreiten und Frequenzstellung zur Regelung verknüpft. Dies ist in der Publikation L. L. Erhartt & F. A Himmelstoss : A Simple Boost-Converter with High Step-Up Ratio, in Proceedmgs of Power Conversion and Intelligent Motion PCIM'95, pp. 433-441 genau beschrieben.
Bei der Analyse dieser Schaltung zeigten sich Vorteile in bestimmten Betnebsemsatzen durch bessere Ausnutzung der verwendeten Halbleiterbauelemente
Im Rahmen dieses Patents wird nun der Einsatz von Spartransformatoren In anderen Schaltnetzteilstrukturen als den Grundstrukturen (Hochsetzsteller, Tiefsetzsteller bzw. Inverswandler) vorgeschlagen. Dabei handelt es sich um Strukturen, die im Rahmen einer Untersuchung moglicher Topologien höherer Ordnung publiziert wurden (F. A. Himmelstoss : Fourth Order DC-DC Converters with Llmited Duty Cycle Range, Proceedings of the International Telecommunication Energy Conference, INTELEC'93, Vo1. 1, pp. 358-364 und F. A.
Himmelstoss : Analysis and Comparision of Half-Bridge Bidirectional DC-DC Converters, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1994 Record, pp. 922-928), sowie um die unter dem Namen SEPIC- bzw ZETA-Konverter bekannten Strukturen (K.-H. L ! U, & F C. Lee- Zero-Voltage Switching Technique in DC/DC Converters, IEEE Power Electronics Specialists Conference, 1986 Record, pp. 58-70). In jeder DC-DC Wandlerstruktur, die einen Transformator verwendet oder eingefügt werden kann, kann dieser durch einen Spartransformator ersetzt werden. Die Schaltungen sind in den Bildern Fig. 1-Flg. 22 beispielhaft mit MOSFETs dargestellt.
Es ergeben sich damit andere Spannungstransformationszusammenhänge, die in bestimmten Anwendungsfällen zu günstigeren Tastverhältnissen für die Halbleiterschalter und zu günstigeren Bauteilbelastungen (in Hinblick auf erforderliche Stromtragfähigkeit bzw. Sperrspannung der Halbleiterbauelemente) führen und so die Auswahl preisgünstigerer Bauelemente ermöglichen.
Die Eingangsgleichspannung kann je nach Anwendungsfall von einer Batterie, Solarzelle, Brennstoffzellen geliefert werden, oder durch Gleichrichtung aus dem Ein- oder Mehrphasennetz, bzw. durch Gleichnchtung der Ausgangsspannung von Wechsel- oder Drehstromgeneratoren und anschliessender, eventuell auch nur grober Filterung, gewonnen werden.
Die Eingangsgleichspannung kann auch nur durch Schalten eines E ! nphaseng ! eichrichters zwischen Einphasennetz und der gegenständlichen Wandlerstruktur gewonnen werden. Das ergibt die Möglichkeit, die so gewonnene Struktur als PFC (Power Factor Corrector) zu benutzen und so bel geeigneter Ansteuerung des aktiven Schalters dem Netz einen Strom mit dominierender NetzGrundschwingung zu entnehmen
Das speziell Neue an den gegenständlichen Schaltungen ist die Tatsache, dass sie noch nie publiziert wurden Dadurch, dass eine Spule einer bekannten DC/DC Wandlertopologie in Form eines Spartransformators oder durch zwei auf einem Kern gewickelten Spulen, von denen dann das Ende der einen mit dem Anfang der zweiten (bel Annahme von gleichen Wicklungssinn) durch die externe Schaltung direkt verbunden wird, realisiert ist,
kommt es zu Spannungstransformationszusammenhangen, die nicht nur eine Funktion des Tastverhältnisses (und bei diskontinuierlichem Betrieb von der Last), sondern auch des Windungsverhältnisses sind, es entsteht dadurch ein weiterer Freiheitsgrad bel der Dimensionierung der Schaltungen, der in bestimmten Anwendungsfällen zu günstigeren Tastverhaltnissen für die Halbleiterschalter und so zu günstigeren
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Bauteilbelastungen (In Hinblick auf erforderliche Stromtragfähigkeit bzw. Sperrfähigkeit der Halbleiterbauelemente) führt und so die Auswahl preisgünstigerer Bauelemente ermoglicht.
Eine weiterer Aspekt der Schaltungen ist die Möglichkeit, sowohl den aktiven Schalter wie den passiven Schalter durch Ausführung als strombidirektionalen Schalter bei gleichzeitiger gegengleicher Ansteuerung so zu erweitern, dass der Konverter in einen bidirektionalen verwandelt und so die Dynamik gesteigert wird.
In den Entgegenhaltungen werden immer nur Hochsetzsteller verwendet, die Möglichkeit des Einsatzes in Wandlern höherer Ordnung (im gegenstandlichen Fall werden Wandler vierter Ordnung) dargestellt, wird nirgends angedeutet Diese Schaltungen werden dadurch flexibler und daher für den praktischen Einsatz vorteilhafter.
In EP 508 595 A2 (VTL Corporation) wird ein boost converter mit einer angezapften Spule als Hochsetzinduktivität verwendet. Die Tellwicklung, die in Serie mit dem Transistor liegt, dient dabei im Zusammenwirken mit einem Kondensator, der parallel zur Serienschaltung, bestehend aus dieser Teilwicklung mit dem aktiven Schalter, liegt, zur Entlastung des aktiven Schalters, der durch diese Beschaltung zu einem ZVS (zero voltage switch) wird. Eine Veränderung des Spannungs- übersetzungsverhaltnisses wird nicht angestrebt Weiters ist anzumerken, dass bei ZVSs die Steuerung der Ausgangsspannung nicht über das Tastverhältnis erfolgt, sondern durch Veränderung der Frequenz. Dies ist notwendig, da, um das Schalten im Stromnulldurchgang zu gewährleisten, mit fixen Einschaltzeiten gearbeitet wird.
Durch die Serieninduktivität ist entlastetes Einschalten gegeben, gleichzeitig startet nach Kommutierung des Stroms aus der Diode die Schwingung zwischen Serieninduktivität und Resonanzkondensator, die den Strom Im aktiven Schalter wieder zu null zwingt und damit den Ausschaltzeitpunkt, damit verlustlos ausgeschaltet werden kann, aufzwingt Damit kann aber der Freiheitsgrad der angezapften Spule in bezug auf das Übersetzungsverhältnis nicht genutzt werden. Die Teilwicklung in Serie zum aktiven Schalter muss entsprechend der Schwingungsdauer des Resonanzkreises, bzw. entsprechend der gewünschten Amplitude der Resonanzschwingung (diese muss grösser als der maximale Laststrom sein, um ZCS zu erzielen) dimensioniert werden.
EP 571 232 A2 (VTL Corporation) stellt eine Weiterentwicklung dar. Auch hier steht das ver- lustarme Schalten im Vordergrund. Zwischen high-side Pol des Schalters und der Teilwicklung wird hier noch eine Sàttigungsdrossel geschaltet, die Einschaltverluste werden noch etwas reduziert.
EP 568 123 A1 (Philips) stellt eine Kombination von Tiefsetzsteller mit Làngsregler dar, wobei der Längsregler durch den Transistor des Tiefsetzers realisiert wird. Topologisch gibt es keinen direkten Zusammenhang zu den hier dargestellten Schaltungen, da die zwei Teilwicklungen nicht an einem Punkt zusammengeschaltet sind.
Als Wandlerschaltungen vierter Ordnung zur Umformung von Gleichspannungen (unipolare Spannung) (U1) in eine Gleichspannung (U2) (DC/DC-Konverter) mit Hilfe eines aktiven Halbleiterschalters (S), ausgeführt mit einem Bipolartransistor, MOSFET, IGBT, GTO, MCT, SIT (h) oder ähnlichem, an dessen Steuerelektrode Pulse mit festlegbarem Tastverhältnis und Frequenz gelegt sind und mit einem passiven Schalter (Diode) (D), werden solche bezeichnet, die vier Speicherelemente haben. Dies sind jeweils zwei Kondensatoren und zwei Induktivitäten. Ein Kondensator wird dabei immer parallel zur Ausgangsspannung liegen.
(Wandler dritter Ordnung wurden auf diese Kapazität verzichten, können aber dann nicht zur Erzeugung einer konstanten Ausgangs-
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men, so wird dieser Knoten aufgespalten (nicht sinnvoll bei der Parallelschaltung von Ausgangskondensator und Last) und zwischen diesen beiden neuen Knoten der Schaltung die neue Teilwicklung des Spartrafos gelegt ; die anderen Bauteile werden nun auf die beiden Teilknoten verteilt, wobei immer mindestens ein Bauteil anzuschliessen ist. In den Unteranspruchen sind sinnvolle Konverterstrukturen ausgeformt bzw. die Erweiterung der Schaltungen auf Bidirektionalität bzw. auf soft-switching ausgedrückt. Es ist jedoch hinzuweisen, dass dabei nicht alle möglichen Konverterstrukturen dargestellt sind.
Weiters spricht auch nichts dagegen, dass beide Induktivitäten als Spartransformatoren ausgeführt sind und so weitere Kombinationen erzielt werden.
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Der Zusammenhang zwischen Ausgangsspannung und Eingangsspannung in Abhängigkeit des Tastverhältnisses d und den Windungszahlen des Spartransformators ist beispielhaft für die Schaltung Fig. 1 angegeben
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der Spartransformator hat dabei die Gesamtwindungszahl N1+N2, die Teilspulen die Windungszahlen N 1 bzw. N2.
Es ist noch anzuführen, dass der aktive Schalter durch Entlastungsnetzwerke (z. B. wie in Fig. 23) oder mit Hilfe von Quasiresonanzstrukturen und ähnlichen soft-switching Strukturen zur Verringerung der Schaitveriuste erweitert werden kann. Einen Überblick mit reicher Uteraturanga- be findet man dazu im Artikel Soft-Switching Techniques in PWM Converters, G. Hua & F. C. Lee, IEEE Transactions on Industrial Electronics, Vol 42, Dez. 1995,595-603.
Die Figuren 1 bis 22 stellen Ausformungen der Erfindung dar. Figur 23 stellt ein Beispiel einer Schaltentlastung des aktiven Schalters dar.
Figur 1 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von Induktivität (L1) und aktivem Schalter (S) liegt, parallel zum aktiven Schalter (S) die Serienschaltung aus einem Kondensator (C1) mit der Spule mit Anzapfung (X) geschaltet Ist und die Anode der Diode (D) mit der Anzapfung und die Kathode mit einem Kondensator (C2), dessen zweite Klemme mit dem Minuspol der Eingangsspannung verbunden ist, geschaltet ist, wobei die Ausgangsspannung (U2) am Kondensator abgegriffen wird.
Figur 2 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von aktivem Schalter (S), zweiter Teilwicklung der Spule (L12) mit Anzapfung (X) liegt, und dass parallel zur Spule mit Anzapfung eine Serienschaltung, bestehend aus einem Kondensator (C1) und einer Diode (D), deren Anode mit dem Minuspol der Eingangsspannung verbunden ist, geschaltet ist, und dass parallel zur Diode (D) em Tiefpass, gebildet durch die Senenschaltung einer Induktivität (L2) und eines Kondensators (C2), geschaltet ist, wobei am Kondensator (C2) die Ausgangsspannung (U2) abgegriffen wird.
Figur 7 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von passivem Schalter (D), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, zwischen der Kathode der Diode (D) und der Ausgangsklemme (3) eine Induktivität (L 1) geschaltet Ist, der aktive Schalter zwischen Eingangsklemme (1) und Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) liegt, der Bezugspunkt für Ein- (2) und Ausgang (4) gleich ist und parallel zum Ausgang (3, 4) mit der Spannung U2 ein Kondensator (C2) geschaltet ist.
Figur 9 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von Induktivität (L1), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, die Diode (D) zwischen der Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) und der Ausgangsklemme (3) liegt, der aktive Schalter zwischen dem Verbindungspunkt von Induktivität (L1) und Kapazität (C1) und Ausgangsklemme (3) geschaltet Ist, der Bezugspunkt für Ein- (2) und Ausgang (4) gleich Ist und parallel zum Ausgang (3, 4) mit der Spannung U2 ein Kondensator (C2) geschaltet ist.
Figur 11 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die (negative) Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von Induktivität (L1), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, der aktive Schalter (S) zwischen der Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) und der Eingangsklemme (1) geschaltet ist, weiters die Diode (D) zwischen dem Verbindungspunkt von Induktivität (L1) und Kondensator (C1) und Ausgangsklemme (3) geschaltet ist, die Eingangsklemme (2) und die Ausgangsklemme (4) sind direkt verbunden, parallel zu den Ausgangsklemmen (3, 4) ist ein Kondensator (C2) geschaltet, an dem die Ausgangsspannung (U2) abgegriffen wird
Figur 13 zeigt eine Wandierschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von Induktivitat (L1), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, der aktive Schalter (S) zwischen der Eingangsklemme (1)
und der Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) geschaltet ist, weiters die Diode (D) zwischen Ausgangsklemme (3) und dem Verbindungspunkt von Induktivität (L1) und Kondensator (C1) geschaltet ist, die Eingangsklemme (2) und die Ausgangsklemme (4) direkt verbunden sind, parallel zu den Ausgangsklemmen (3, 4) ist ein Kondensator (C2) geschaltet, an dem die Ausgangsspannung (U2) abgegriffen wird.
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Figur 15 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Ausgangsspannung (U2) an der Serienschaltung von Induktivität (L1), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) hegt, der passive Schalter (D) zwischen der Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) und der Ausgangsklemme (3) geschaltet ist, weiters der aktive Schalter (S) zwischen dem Verbindungspunkt von Induktivität (L1) und Kondensator (C1) und Eingangsklemme (1) geschaltet ist, die Eingangsklemme (2) und die Ausgangsklemme (4) sind direkt verbunden, parallel zu den Ausgangsklemmen (3, 4) ist ein Kondensator (C2) geschaltet, an dem die Ausgangsspannung (U2) abgegriffen wird.
Figur 17 zeigt eine Wandlerschaltung, bel der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von passivem Schalter (D), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, zwischen der Kathode der Diode (D) und der Ausgangsklemme (3) eine Induktivität (L 1) geschaltet ist, der aktive Schalter zwischen Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) und Ausgangsklemme (3) liegt, der Bezugspunkt für Ein- und Ausgang gleich ist und parallel zum Ausgang mit der Spannung U2 der Kondensator C2 geschaltet ist.
Figur 19 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von aktivem Schalter (S), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, zwischen aktivem Schalter (S) und Ausgangsklemme (3) eine Induktivität (L 1) geschaltet ist, der passive Schalter zwischen Ausgangsklemme (3) und Anzapfung liegt, der Bezugspunkt für Ein- und Ausgang gleich ist und parallel zum Ausgang mit der Spannung U2 der Kondensator C2 geschaltet ist.
Figur 21 zeigt eine Wandlerschaltung, bei der die Eingangsspannung (U1) an der Serienschaltung von Induktivität (L1), Kondensator (C1) und der Spule mit Anzapfung (X) liegt, die Diode (D) zwischen der Anzapfung der Spule mit Anzapfung (X) und der Eingangsklemme (1) liegt, der aktive Schalter zwischen dem Verbindungspunkt von Induktivität (L1) und Kapazität (C1) und Ausgangsklemme (3) geschaltet ist, der Bezugspunkt für Ein-und Ausgang gleich ist und parallel zum Ausgang mit der Spannung U2 der Kondensator C2 geschaltet ist.
Bei den Figs. 5,6, 8,10, 12,14, 16,18, 20,22 sind Wandlerschaltungen dargestellt, bei denen die Anschlüsse an der Spule mit Anzapfung (X) (a) und (b) vertauscht sind.
In Fig. 3 ist das Verfahren an einem normalen Tiefsetzsteller zweiter Ordnung dargestellt und in Fig. 4 sind die Anschlüsse an der Spule mit Anzapfung (X) (a) und (b) vertauscht.
In Fig. 23 ist eine einfaches Entlastungsnetzwerk zur Reduktion der Schaltverluste am aktiven Schalter abgebildet.
Bezugszeichenaufstellung
U 1 Eingangsspannung
U2 Ausgangsspannung
L Induktivität, Spule L 1 Induktivität, Spule
L2 Induktivität, Spule
X Spule mit Anzapfung a Klemme der Spule mit Anzapfung X b Klemme der Spule mit Anzapfung X c Klemme der Spule mit Anzapfung X
L21 Teilwicklung der Spule mit Anzapfung X
L22 Teilwicklung der Spule mit Anzapfung X
L 11 Teilwicklung der Spule mit Anzapfung X
L12 Teilwicklung der Spule mit Anzapfung X
N1 Windungszahl einer Teilwicklung der Spule mit Anzapfung X
N2 Windungszahl einer Teilwicklung der Spule mit Anzapfung X
C Kondensator
C1 Kondensator
C2 Kondensator
S aktiver Schalter
D passiver Schalter (Diode)
RL Lastwiderstand
1 Klemme für Eingangsspannung
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