DE69220523T2

DE69220523T2 - Sender-Empfänger für gleichzeitige, bidirektionelle Datenübertragung im Basisband

Info

Publication number: DE69220523T2
Application number: DE69220523T
Authority: DE
Inventors: Roland Marbot
Original assignee: Bull SAS
Current assignee: Bull SAS
Priority date: 1991-03-14
Filing date: 1992-03-12
Publication date: 1997-11-13
Anticipated expiration: 2012-03-13
Also published as: FR2674083A1; FR2674083B1; US5347538A; DE69220523D1; ATE154862T1; JPH0591161A; ES2104863T3; EP0504063A1; EP0504063B1; JPH0714174B2

Description

Die Erfindung betrifft die digitalen Datenübertragungen zwischen Stationen oder Einheiten über bidirektionale, serielle Punkt-zu-Punkt-Verbindungen. Diese Verbindungen enthalten einen übertragungsträger wie etwa verdrillte Doppelleitungen, Koaxialkabel oder Lichtleitfasern, der an jedem Ende mit einer Station über einen Sender und einen Empfänger, die der Station zugeordnet sind, verbunden ist.
Für zahlreiche Anwendungen wird die Verwendung eines Übertragungsmodus bevorzugt, der einen gleichzeitigen Betrieb in den beiden Richtungen zwischen den zwei Punkten ermöglicht, um eine bessere Ausnutzung der Leitungen zu erhalten.
Insbesondere ist diese Lösung für die Verwirklichung der Verbindung von Einheiten eines zentralen Datenverarbeitungs- Untersystems, das eine große Anzahl von Einheiten enthält, geeignet. Da die derzeitige Tendenz dahin geht, die Anzahl von Prozessoren und Speichern erheblich zu erhöhen, ist die Wahl eines Busses für die Ausführung der Informationsaustauschvorgänge zwischen sämtlichen dieser Einheiten nicht mehr geeignet. In diesem Zusammenhang wird bevorzugt, serielle Verbindungen zu verwenden, die jede Einheit mit jeder der anderen Einheiten des Systems in der Weise verbinden, daß der Parallelitätsgrad erhöht wird. Wegen der großen Anzahl von erforderlichen Verbindungen in einem solchen System wird die Wahl von bidirektionalen Verbindungen bevorzugt.
Im allgemeinen erfordert eine bidirektionale Übertragung auf Höhe jeder Station das Vorhandensein eines Sender-Empfängers, der mit den Leitungen über eine Anpassungsimpedanz verbunden ist. Außerdem müssen im Empfangsteil Mittel vorgesehen sein, die die Verarbeitung der Kollisionen, d. h. der Fälle, in denen die Sender von zwei miteinander verbundenen Stationen gleichzeitig auf derselben Leitung senden, ermöglichen. Diese Mittel müssen unter allen Umständen die Erfassung des Vorhandenseins und der Art der von der entfernten Station gesendeten Signale anhand des elektrischen Zustands der Leitung ermöglichen.
Um dieses Problem zu lösen, wird gewöhnlich das Prinzip einer Kompensation derjenigen Wirkung im Empfänger verwendet, die auf der Leitung durch den Sender derselben Station erzeugt wird, wenn dieser sendet. Dies ist gleichbedeutend damit, daß im Fall des Sendens eine Subtraktion des Sendesignals von dem auf der Leitung vorhandenen Signal ausgeführt wird. Die erhaltene Differenz stellt dann das Signal dar, das vom Sender der entfernten Station ausgesendet wird. Eine solche Lösung ist in der europäischen Patentanmeldung EP-A-186 142 mit dem Titel "Two wire bidirectional digital transmission system" beschrieben.
Das Dokument EP-A-0 220 626 beschreibt einen Sender-Empfänger für eine bidirektionale Übertragungsverbindung, der mit einer Anpassungsimpedanz Rll versehen ist. Der Sender-Empfänger enthält einen Differenzverstärker (R2, R3, T1, T2, T4, R6), um die Differenz zwischen einem Signal SGN1, das das auf der Verbindung vorhandene Signal darstellt, und einem Signal SEN1, das das Sendebefehlssignal DATA SIGNAL 1 darstellt, zu bilden.
Das Dokument US-A-3 909 559 beschreibt einen Sender-Empfänger für eine bidirektionale übertragungsleitung mit zwei Leitern, wovon einer an Masse liegt. Gemäß den Fig. 3 und 4 dieses Dokuments scheint es möglich, mehrere völlig übereinstimmende Sender-Empfänger an dieselbe Verbindung anzuschließen, sofern außerhalb der Sender-Empfänger wenigstens eine Anpassungsimpedanz zwischen die zwei Leiter geschaltet ist.
Die Erfindung schlägt eine andere Lösung vor, die nicht mehr darin besteht, vom Leitungssignal das Sendesignal zu subtrahieren, wenn der Sender der betrachteten Station sendet, sondern statt dessen darin besteht, das Leitungssignal zu einem Kompensationssignal mit derselben Polarität zu addieren, wobei das Kompensationssignal geeignet gewählt ist, damit die resultierende Summe das Sendesignal der anderen Station repräsentiert.
Genauer hat die Erfindung einen Sender-Empfänger zum Gegenstand, der dazu vorgesehen ist, über eine Übertragungsleitung mit einem ähnlichen Sender-Empfänger verbunden zu werden, wobei die Verbindung wenigstens eine Übertragungsleitung enthält, wobei der Sender-Empfänger Verstärkungsmittel enthält, um auf der Verbindung als Antwort auf Sendebefehlssignale Sendesignale zu erzeugen und um als Antwort auf Sendesignale, die vom anderen Sender-Empfänger auf der Verbindung erzeugt werden, Empfangssignale zu erzeugen, wobei der Sender- Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, daß die Verstärkungsmittel für jede Übertragungsleitung einen bidirektionalen Verstärker 1 enthalten, der enthält:
- eine erste Impedanz für die Anpassung an die an ihn angeschlossene Leitung,
- einen ersten Generator, der als Antwort auf die Sendebefehlssignale gesteuert wird und die erste Impedanz und die Leitung parallel speist,
- Erfassungsmittel, die als Antwort auf die Sendebefehlssignale gesteuert werden, um ein Meßsignal zu liefern, das entweder den durch die Anpassungsimpedanz fließenden Strom bei aktivem ersten Generator oder die Summe aus dem durch die Anpassungsimpedanz fließenden Strom und aus einem Kompensationswert bei nicht aktiven ersten Generator repräsentiert,
wobei der Kompensationswert in der Weise bestimmt wird, daß er eine Kompensationsbedingung erfüllt, gemäß der das Meßsignal im wesentlichen nur von Sendesignalen abhängt, die vom anderen Sender-Empfänger erzeugt werden.
Es können viele Verwirklichungen in Betracht gezogen werden, um ein die Summe von zwei Strömen repräsentierendes Signal zu erzeugen. Nichtsdestoweniger weist die Erfindung den Vorteil auf, daß sie die Wahl von besonders einfachen Verwirklichungen ermöglicht, weil die Schaltungen zum Addieren von zwei Signalen mit derselben Polarität einfacher als jene sein können, die die Differenzen bilden.
Dieser Vorteil ist besonders wertvoll, wenn versucht wird, einen Betrieb bei sehr hoher Frequenz zu erhalten, weil die Komplexität der Schaltungen stets Störungen zur Folge hat, die insbesondere durch die elektrischen Verbindungen und Anschlüsse bedingt sind.
Die Erfindung betrifft auch eine einfache und wirksame Verwirklichung, in der der Sender-Empfänger außerdem dadurch gekennzeichnet ist, daß die Erfassungsmittel eine zweite Impedanz enthalten, wovon ein erster Anschluß mit einem gemeinsamen Punkt der Anpassungsimpedanz und der Leitung verbunden ist, deren zweiter Anschluß, der Empfangsanschluß genannt wird, als Antwort auf die Sendebefehlssignale von einem zweiten Generator mit derselben Polarität wie der erste Generator mit Strom versorgt wird, daß der erste Generator und der zweite Generator als Antwort auf die Befehlssignale in der Weise gesteuert werden, daß der erste Generator aktiv ist, wenn der zweite Generator nicht aktiv ist, und umgekehrt, und daß das Meßsignal die Spannung ist, die am Empfangsanschluß vorhanden ist, wobei der Kompensationswert die Spannung an den Anschlüssen der zweiten Impedanz ist, wobei die Generatoren und die zweite Impedanz in der Weise dimensioniert sind, daß die Kompensationsbedingung erfüllt ist.
Die obenerwähnte Kompensationsbedingung hat, wie später genauer deutlich werden wird, eine Beziehung zwischen den Werten der Impedanzen und der Ströme, die im bidirektionalen Verstärker vorhanden sind, zur Folge. Im Fall einer Verwirklichung mittels diskreter Schaltungen wäre es möglich, diese Bedingung durch eine einfache Dimensionierung der Komponenten des bidirektionalen Verstärkers zu erfüllen. Hingegen ist diese Lösung im Fall einer integrierten Schaltung wegen der Herstellungsstreuungen sowie wegen der Drifts der Kennlinien durch Alterung oder durch Temperaturänderungen schwer anzuwenden.
Um dieses Problem zu lösen, und gemäß einem besonderen Merkmal der Erfindung, ist der Sender-Empfänger dadurch gekennzeichnet, daß der erste Generator eine einstellbare und durch erste Regelungsmittel steuerbare Stromquelle enthält, derart, daß die Kompensationsbedingung erfüllt ist.
Um andererseits einen integrierten Sender-Empfänger zu verwirklichen, der mit hoher Übertragungsrate beispielsweise in der Größenordnung von 1 GB/s arbeiten kann, hat die Lösung, die in der Verwendung einer Anpassungsimpedanz außerhalb der integrierten Schaltung besteht, Schwierigkeiten zur Folge, die insbesondere durch die parasitären Induktivitäten bedingt sind, die durch die Verbindungen zwischen der Impedanz und den Anschlüssen der integrierten Schaltungen eingeführt werden. Dieses Problem kann gelöst werden, wenn die Anpassungsimpedanz ihrerseits integriert ist, dann treten jedoch die vorangehenden Probleme wieder auf, die durch Herstellungsstreuungen und durch Kennlinien-Drifts bedingt sind.
Um dieses letztere Problem zu lösen, und gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung, ist der Sender-Empfänger dadurch gekennzeichnet, daß er einen Teil einer integrierten Schaltung bildet und daß die erste Impedanz einstellbar ist und durch zweite Regelungsmittel gesteuert wird, derart, daß die erste Impedanz einen Wert annimmt, der gleich demjenigen einer kalibrierten Impedanz außerhalb der integrierten Schaltung ist, die den Wert der charakteristischen Impedanz der Leitung besitzt.
Weitere Merkmale des Sender-Empfängers gemäß der Erfindung werden in der folgenden Beschreibung deutlich.
Insbesondere betrifft die Erfindung außerdem einen Sender- Empfänger des differentiellen Typs, der dazu vorgesehen ist, mit einer differentiellen Verbindung verbunden zu werden, die aus zwei Leitungen gebildet ist, die im Normalbetrieb dem Transport von komplementären Spannungen dienen, die einen entsprechenden binären logischen Wert repräsentieren. Diese Verwirklichung weist insbesondere die Vorteile der Verringerung des Rauschens und der Vereinfachung des Empfängers durch Verwenden von selbstreferentiellen Komparatoren auf.
Die Erfindung hat außerdem einen Sender-Empfänger zum Gegenstand, der dadurch gekennzeichnet ist, daß die Verstärkungsmittel dann, wenn die Verbindung zwei Übertragungsleitungen umfaßt, zwei Kanäle enthalten, die aus zwei bidirektionalen Verstärkern gebildet sind, die entsprechend den Übertragungs leitungen zugeordnet sind, daß die Verstärker entsprechend durch zwei differentielle Sendesignale gesteuert werden, die die Sendebefehlssignale bilden, daß eines der differentiellen Signale den ersten Stromgenerator des ersten Verstärkers sowie den zweiten Stromgenerator des zweiten Verstärkers steuert, während das andere der differentiellen Signale den ersten Generator des zweiten Verstärkers sowie den zweiten Generator des ersten Verstärkers steuert, und daß die Empfangssignale von der differentiellen Spannung abhängen, die zwischen den Empfangsanschlüssen der zwei bidirektionalen Verstärker vorhanden sind.
Die Erfindung betrifft außerdem eine integrierte Schaltung, die mehrere Sender-Empfänger mit den obengenannten Merkmalen enthält. In diesem Fall können bestimmte Elemente wie etwa die Regelungsmittel mehreren Sender-Empfängern derselben integrierten Schaltung gemeinsam sein.
Die Erfindung betrifft schließlich ein Datenverarbeitungssystem, in dem die Verbindung zwischen den funktionalen Einheiten dieses Systems mittels integrierter Schaltungen gemäß der Erfindung verwirklicht ist, die den Einheiten dieses Systems entsprechend zugeordnet sind.
Andere Aspekte, Einzelheiten der Ausführung und Vorteile des Sender-Empfängers gemäß der Erfindung werden außerdem in der folgenden Beschreibung dargelegt.
- Fig. 1 zeigt einen bidirektionalen Verstärker, der im Sender-Empfänger gemäß der Erfindung verwendet wird.
- Fig. 2 zeigt die Regelungsmittel, die dem bidirektionalen Verstärker zugeordnet sind.
- Fig. 3 zeigt einen bidirektionalen Verstärker des differentiellen Typs.
- Fig. 4 zeigt eine Verwirklichung der ersten Regelungsmittel.
- Fig. 5 zeigt den Empfangsteil der Verstärkungsmittel des Sender-Empfängers gemäß der Erfindung.
- Fig. 6 zeigt die zweiten Regelungsmittel.
- Fig. 7 zeigt eine Ausführungsform einer einstellbaren Anpassungsimpedanz.
- Fig. 8 zeigt Schaltungen, die die Verwirklichung der zweiten Regelungsmittel ermöglichen.
- Fig. 9 zeigt eine Parallel/seriell-Seriell/parallel- Schnittstellenschaltung, die den Sender-Empfänger gemäß der Erfindung verwendet.
- Die Fig. 10, 11 und 12 zeigen die Prüfverfahren, die auf die Sender-Empfänger und auf die integrierten Schaltungen gemäß der Erfindung anwendbar sind.
Fig. 1 ist eine vereinfachte funktionale Darstellung des im Sender-Empfänger verwendeten bidirektionalen Verstärkers.
Der Verstärker 1 enthält eine Anpassungsimpedanz R, die mit der Leitung L über Anschlüsse B sowie mit einem ersten Stromgenerator G1, der durch ein Sendebefehlssignal e gesteuert wird, verbunden ist. Der Generator G1 ist zu einer Anordnung parallelgeschaltet, die eine zweite Impedanz r enthält, die mit einem zweiten Stromgenerator G2 derselben Polarität wie der Generator G1, der durch das zu e komplementäre Signal e* gesteuert wird, in Serie geschaltet ist. Der Anschluß V der Impedanz r, der mit dem Stromgenerator G2 verbunden ist, bildet den Empfangsanschluß, dessen Spannung das Signal repräsentiert, das von der anderen Station gesendet wird, die mit dem anderen Ende der Leitung L verbunden ist. Der andere Anschluß U der Impedanz r ist mit dem gemeinsamen Punkt der Impedanz R, des Generators G1 und der Leitung L verbunden. Der andere Anschluß der Impedanz R ist mit einem festen Potential Vdd verbunden, das als Masse der Schaltung angenommen wird. In dem Fall, in dem die Leitung wie gezeigt ein Koaxialkabel ist, ist die Abschirmung des Kabels mit Masse verbunden.
Der erste Stromgenerator G1 ist aus einer ersten Stromquelle S1 gebildet, die in Abhängigkeit von einem Einstellsignal AI einen Strom I mit veränderlicher Intensität liefert. Die Stromquelle S1 ist mit der Impedanz R über einen Ein/Aus- Schalter T1, der durch das Signal e gesteuert wird, verbunden.
Ähnlich enthält der zweite Generator G2 eine zweite Stromquelle S2, die einen Strom i liefert, der in Abhängigkeit von einer Referenzspannung Vref gesteuert wird, wobei der zweite Generator G2 mit der Impedanz r über einen zweiten Ein/Aus- Schalter T2 verbunden ist, der durch das Signal e* gesteuert wird.
Die Stromquellen S1, S2 werden durch ein festes zweites Potential Vss versorgt, das in bezug auf Masse negativ ist. Von der Impedanz R wird angenommen, daß sie in Abhängigkeit von Einstellsignalen AR über einen Decodierer 8 verändert werden kann.
Um die Erläuterungen des Funktionsprinzips des bidirektionalen Verstärkers zu vereinfachen, wird zunächst angenommen, daß die Leitung L verlustfrei ist, daß i in bezug auf I vernachlassigbar ist und daß der Wert der Impedanz R in bezug auf jenen von r sehr klein ist. Andererseits wird angenommen, daß an das andere Ende der Leitung L ein bidirektionaler Verstärker mit dem gleichen Aufbau einer entfernten Station angeschlossen ist. Schließlich wird angenommen, daß der Sendezustand einer Station in das Setzen des Sendebefehlssignals e auf den logischen Zustand 1 überführt wird, was in diesem Fall das Schließen des Ein/Aus-Schalters T1 und das Öffnen des Ein/Aus-Schalters T2 hervorruft. Im Betrieb können vier Situationen entstehen:
a) die betrachtete Station ist die einzige, die sendet. Der Generator G2 ist dann inaktiv, während der Generator G1 zur Impedanz R parallel zur charakteristischen Impedanz der Leitung L einen Strom I liefert. Da angenommen wird, daß die Impedanz R an die Leitung angepaßt ist, fließt in dieser Impedanz ein Strom I/2, wobei die am Anschluß U sowie am Anschluß V vorhandene Spannung gleich -R I/2 ist.
b) Falls keine Station sendet, ist der Generator G1 jeder Station inaktiv, während die Generatoren G2 aktiv sind. Die Spannung am Anschluß V ist dann im wesentlichen gleich -r i.
c) Falls beide Stationen senden, sind die Generatoren G2 inaktiv, wobei sich der Strom I, der vom ersten Generator G1 der Station erzeugt wird, und jener der entfernten Station in den Impedanzen R und in der Leitung überlagern. Unter der Annahme eines linearen Betriebs ist die am Anschluß U sowie die am Anschluß V vorhandene Spannung gleich -R I.
d) Falls die entfernte Station die einzige ist, die sendet, fließt in der Impedanz R ein Strom I/2, wobei die am Anschluß U vorhandene Spannung gleich -R I/2 ist. Andererseits fließt in der Impedanz r der Strom i, wobei die Spannung am Anschluß V daher gleich -r i = R I/2 ist.
Da das Ziel darin besteht, ein nur vom Sendezustand der entfernten Station abhängendes Signal zu erhalten, wird festgestellt, daß die Spannung des Empfangsanschlusses V diese Bedingung gut erfüllt, wenn die Werte der Impedanzen r und R und der Strome i und I in der Weise gewählt werden, daß die folgende Beziehung gilt: r i = R I/2. Diese Spannung ist daher gleich -R I, wenn die entfernte Station sendet, und -R I/2, wenn sie nicht sendet.
Es empfiehlt sich indessen anzumerken, daß die Beziehung r i = R I/2 ermöglicht, am Anschluß V Spannungspegel zu erhalten, die vom Sendezustand der Station vollkommen unabhängig sind, sofern die anfänglichen Hypothesen vollständig erfüllt sind. Im entgegengesetzten Fall würde die Spannung am Empfangsanschluß V vom Sendezustand abhängen, die unvollkommene Kompensation, die sich daraus ergebe, würde jedoch unter bestimmten Bedingungen ebenso ermöglichen, das Senden der entfernten Station zu erfassen, indem die Empfangsspannung mit geeignet gewählten Schwellenwerten verglichen wird.
Eine genauere Rechnung würde die Aufstellung einer Beziehung zwischen R, I, r, i ermöglichen, um die Kompensation im realen Fall genau zu verwirklichen. Diese Beziehung muß die Bedingung zum Ausdruck bringen, daß der Spannungsabfall über den in Serie geschalteten Impedanzen R und r, der beobachtet wird, wenn der betreffende Sender der einzige ist, der sendet, gleich jenem ist, der beobachtet wird, wenn keiner der Sender sendet. Diese Bedingung ist im linearen Betrieb streng erfüllt und bleibt gültig, ohne daß die Aufstellung von Hypothesen weder hinsichtlich der Größenordnung des Widerstands r oder des Stroms i noch hinsichtlich der charakteristischen Impedanz der Leitung notwendig wäre.
Wenn daher ein idealer Betrieb der Stromgeneratoren angenommen wird, wird die Kompensationsbedingung durch die folgende Beziehung ausgedrückt: R I/2 = (R/2 + r) 1.
Die Kompensationsbedingung könnte kraft einer geeigneten Dimensionierung der Widerstände und der Stromquellen des Sender-Empfängers erfüllt werden. Indessen müssen im Hinblick auf eine integrierte Verwirklichung Mittel vorgesehen werden, die die automatische Einstellung der Charakteristiken der Komponenten und der Schaltungen in der Weise ermöglichen, daß die Herstellungsstreuungen und die Kennlinien-Drifts kompensiert werden.
Hierzu sind Regelungsmittel vorgesehen, die in Fig. 2 schematisch gezeigt sind. Diese Figur zeigt eine integrierte Schaltung, die mehrere Sender-Empfänger enthält, wovon nur die bidirektionalen Verstärker 1 gezeigt sind. Jeder Verstärker 1 ist mit einer zugeordneten Leitung L über Anschlußflächen B der integrierten Schaltung verbunden. Die Schaltung enthält Regelungsmittel für die Ströme I und die Anpassungsimpedanzen R der Verstärker 1. Die Regelung von 1 erfolgt mittels einer Stromsteuerschaltung 2, die mit einer Regelungsimpedanz Ra verbunden ist, deren Aufbau und Dimensionierung von den Impedanzen R abhängen. Die Schaltung 2 liefert ein Signal AI für die Einstellung des Stroms, der in den Einstelleingang der Stromquellen S1 der Verstärker 1 eingegeben wird. Die Schaltung 2 ist so beschaffen, daß der Strom I der Stromquellen eingestellt wird, um die vorher angegebene Kompensationsbedingung zu erfüllen. Die genaue Beschreibung der Schaltung 2 wird mit Bezug auf Fig. 4 gegeben.
Die Regelungsmittel für die Impedanzen R enthalten eine Widerstandssteuerschaltung 3, die mit der Regelungsimpedanz Ra und mit einer kalibrierten Impedanz Rc außerhalb der integrierten Schaltung verbunden ist. Die Schaltung 3 liefert ein Einstellsignal AR für die Regelungsimpedanz Ra und die Impedanzen R der Verstärker. Die Schaltung 3 regelt den Wert der Widerstände Ra und R auf den Wert des kalibrierten Widerstands Rc, der gleich der charakteristischen Impedanz der Leitungen L ist. Die Schaltung 3 wird im einzelnen mit Bezug auf Fig. 6 beschrieben.
Die Regelungsmittel für die Intensität I und die Impedanzen R stellen sicher, daß die Kompensationsbedingung unabhängig von den Herstellungsstreuungen und von den Kennlinien-Drifts unter Beibehaltung der Anpassungsbedingung der Anpassungsimpedanzen erfüllt ist.
Fig. 3 zeigt eine Verwirklichung in BICMOS-Technologie eines bidirektionalen Verstärkers des differentiellen Typs. Er ist funktional mit zwei bidirektionalen Verstärkern nach Fig. 1 äquivalent, die symmetrisch angeordnet und mit den Leitungen L bzw. L* einer differentiellen Verbindung verbunden sind. Da im differentiellen Betrieb nur einer der Kanäle zu einem Zeitpunkt aktiv ist, ist es ausreichend, eine einzige Stromquelle S1, S2 vorzusehen, die den den zwei Kanälen zugeordneten Stromgeneratoren G1, G2 gemeinsam ist.
So enthält der der Leitung L zugeordnete linke Kanal eine Anpassungsimpedanz R, die über den Punkt U an die Leitung L und an den Kollektor eines Bipolartransistors T1 angeschlossen ist, dessen Emitter an die erste gemeinsame Stromquelle Sl angeschlossen ist. Die Basis des Transistors T1 empfängt das Sendebefehlssignal e. Der Kollektor des Transistors T1 ist mit dem Kollektor V eines zweiten Transistors T2 über die Impedanz r verbunden. Der Emitter des Transistors T2 ist mit der zweiten gemeinsamen Stromquelle S2 verbunden. In symmetrischer Weise enthält der rechte Kanal, der mit der zweiten Leitung L* der differentiellen Verbindung verbunden ist, eine Anpassungsimpedanz R, die über den Punkt U* mit dem Kollektor eines Transistors T1* verbunden ist, dessen Emitter mit der gemeinsamen Stromquelle S1 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T1* ist mit dem Kollektor V* des Transistors T2* über die Impedanz r verbunden. Der Emitter des Transistors T2* ist mit der zweiten gemeinsamen Stromquelle S2 verbunden. Der Transistor T1* empfängt an seiner Basis das zum Signal e komplementare Signal e*. Die Signale e und e* bilden die differentiellen Sendebefehlssignale. Diese Signale sind komplementär und stellen einen bestimmten logischen Wert dar. Die Signale e und e* werden an die Basis der Transistoren T2* bzw. T2 über Widerstände angelegt, die dazu dienen, die Zeitkonstante zu kompensieren, die durch die Strukturkapazität der Impedanzen R bedingt ist.
Die Stromquelle S1 ist aus einem Bipolartransistor T3 gebildet, dessen Kollektor mit den Emittern der Transistoren T1 und T1* verbunden ist und dessen Emitter mit dem negativen Potential Vss über den Drain-Source-Pfad eines NMOS-Transistors N1 verbunden ist. Die Basis des Transistors T3 wird durch das Einstellsignal AI gesteuert, während das Gate des Transistors N1 das Versorgungssteuersignal AUTO empfängt. In ähnlicher Weise ist die zweite Stromquelle S2 aus einem Bipolartransistor T4 gebildet, dessen Kollektor mit den Emittern der Transistoren T2 und T2* verbunden ist und dessen Emitter mit der Spannung Vss über einen Widerstand N2 verbunden ist.
Die Funktionsweise der Schaltung von Fig. 3 ergibt sich kraft der folgenden Bemerkungen einfach aus derjenigen von Fig. 1. Für jeden Kanal ist der erste Stromgenerator G1 aus dem Transistor T1 oder T1*, der als Ein/Aus-Schalter arbeitet, und aus der ersten gemeinsamen Stromquelle S1 gebildet. Ebenso ist der zweite Stromgenerator G2 aus dem Transistor T2 oder T2* und aus der zweiten Stromquelle S2 gebildet. Jeder Kanal arbeitet dann genäu gleich wie die Schaltung von Fig. 1, wegen der differentiellen Betriebsart ist jedoch sowohl für den Sender- Empfänger der betrachteten Station als auch für jenen der entfernten Station zu einem Zeitpunkt nur eines der Sendebefehlssignale e, e* aktiv. Daraus folgt, daß kraft der obenbeschriebenen Kompensation die an den Meßanschlüssen V und V* vorhandenen Spannungen die Werte -R 1 und -R I/2 oder -R I/2 und -R I annehmen, jenachdem, ob der linke Kanal oder der rechte Kanal des Senders der entfernten Station aktiv ist oder nicht. Die Spannungen V und V* bilden daher ein differentielles Signal, das vom differentiellen Sendesignal der entfernten Station abhängt und am Ausgang des Verstärkers nach einer Signalformung ausgewertet werden kann.
Fig. 4 zeigt eine Stromsteuerschaltung 2, die für die Steuerung des differentiellen Verstärkers von Fig. 3 besonders geeignet ist. Es ist bereits gesehen worden, daß die Kompensationsbedingung zur Folge hat, daß der Spannungsabfall über den in Serie geschalteten Widerständen R und r gleich sein muß, wenn der betrachtete Sender der einzige ist, der sendet, und wenn kein Sender sendet. Folglich ist die Schaltung von Fig. 4 so beschaffen, daß diese zwei Fälle simuliert werden, daß die entsprechenden Meßspannungen verglichen werden und daß der Strom 1 in der Weise eingestellt wird, daß die Gleichheit dieser Spannungen erhalten wird.
Hierzu enthält die Schaltung von Fig. 4 eine Regelungsschaltung 9 mit im wesentlichen dem gleichen Aufbau und im wesentlichen der gleichen Dimensionierung wie der differentielle Verstärker von Fig. 3, die jedoch in der Weise abgewandelt ist, daß an ihren zwei Kanälen die gesuchten Simulationen verwirklicht werden. Insbesondere wird an die Basen der Transistoren T1, T1* ein festes differentielles Sendebefehlssignal angelegt, derart, daß diese leitend bzw. nichtleitend gemacht wird. Hierzu ist der Emitter des Transistors T1* mit seiner Basis verbunden, während die Basis des Transistors T1 eine in bezug auf Vss positive Spannung empfängt. Diese Spannung wird von einer Anordnung geliefert, die einen Bipolartransistor T5 enthält, dessen Basis und dessen Kollektor mit Masse verbunden sind und dessen Emitter über einen geeigneten Widerstand mit dem Potential Vss verbunden ist. Der Emitter des Transistors T5 liefert die Basisspannung des Transistors T1.
Andererseits sind die Anpassungsimpedanz R und die zweite Impedanz r durch eine Regelungsimpedanz Ra, Ra* bzw. durch eine Impedanz z ersetzt. Die Wahl für die Werte von Ra, Ra* und z muß die Tatsache berücksichtigen, daß im Gegensatz zur Schalter 9 der Sender-Empfänger über seine Anpassungsimpedanzen R mit den Leitungen verbunden ist und daß folglich die Stromquelle S1 eine äquivalente Impedanz versorgt, die gleich der halben Anpassungsimpedanz ist. Somit könnten gemäß einer ersten Möglichkeit die Regelungsimpedanzen Ra, Ra* verwirklicht werden, indem zwei Impedanzen, die mit den im Sender- Empfänger verwendeten Anpassungsimpedanzen R völlig übereinstimmen, parallelgeschaltet werden. In diesem Fall würde die Impedanz z mit r völlig übereinstimmen.
Gemäß einer anderen Möglichkeit werden Regelungsimpedanzen Ra, Ra* verwendet, die mit der Anpassungsimpedanz R völlig übereinstimmen, indem für z ein Wert gewählt wird, der gleich dem doppelten Wert der zweiten Impedanz r ist. Die Impedanz r wird dann durch Parallelschalten zweier Impedanzen verwirklicht, die mit z völlig übereinstimmen. Diese Lösung vereinfacht die Verwirklichung der Regelungsimpedanzen Ra, Ra*, die wie die Anpassungsimpedanzen R vorzugsweise einstellbar sind. Außerdem ermöglicht diese Lösung die Verwendung der Impedanz Ra des linken Kanals, um die Regelung der Impedanzen R auszuführen, wie später ersichtlich wird.
Gemäß einer nochmals anderen Möglichkeit besitzen die Impedanzen R und Ra einerseits und r und z andererseits denselben Wert, der von der Stromquelle S1 der Regelungsschaltung 9 gelieferte Strom ist jedoch gleich der Hälfte des Stroms, der von der Quelle S1 des bidirektionalen Verstärkers geliefert wird. Hierzu ist es ausreichend, den Transistor N1 der Schaltung 9 so zu dimensionieren, daß er einen Widerstand besitzt, der doppelt so groß wie derjenige des Verstärkers ist. In dem Maß, in dem R gegenüber r nicht vernachlässigbar ist, ist es günstig, daß Ra* gleich R/2 ist.
In all diesen Fällen und stets unter der Annahme eines linearen Betriebs sind die Spannungen V und V* zu den Spannungsabfällen über den Anschlüssen der Impedanzen R und r des Senders proportional, wenn er der einzige ist, der sendet, bzw. wenn kein Sender sendet. Die Spannungen V und V* werden an den direkten bzw. an den invertierenden Eingang eines Differenzverstärkers 10 mit hoher Verstärkung und hoher Eingangsimpedanz angelegt, dessen Ausgang das Stromeinstellsignal AI liefert, welches anschließend an die Basis der Transistoren T3 der Stromquellen S1 der Regelungsschaltung 9 und der bidirektionalen Verstärker 1 angelegt wird.
Gemäß einer Ausführungsvariante könnte der Verstärker 10 durch eine digitale Anordnung ersetzt sein, die derjenigen ähnlich ist, die für die Regelung von Impedanzen verwendet wird, wie später genauer deutlich wird.
Offensichtlich stellt die Schaltung von Fig. 4 den Strom I der Stromquellen S1 in der Weise ein, daß ständig die gesuchte Kompensationsbedingung beibehalten wird.
Da die Regelungsschaltung 9 im wesentlichen den gleichen Aufbau und die gleiche Dimensionierung wie die bidirektionalen Verstärker 1 besitzt, reproduziert sie mit guter Genauigkeit unabhängig von Herstellungsstreuungen deren Verhalten und berücksichtigt eventuell nicht vernachlässigbare Kriechströme der Transistoren T1, T1*, T2, T2*.
Selbstverständlich stellt diese Schaltung sicher, daß die Kompensationsbedingung vorn statischen Gesichtspunkt aus strikt erfüllt ist, was im allgemeinen ausreicht, weil die charakteristische Impedanz der Leitung und daher die Impedanzen R und r für hohe Frequenzen im wesentlichen rein ohmsche Widerstände sind. Der Fachmann kann diese Verwirklichung sicher anpassen, um die wirklichen Eigenschaften der Leitung in jedem besonderen Fall besser zu berücksichtigen.
Gemäß einem interessanten Aspekt der Verwirklichung des bidirektionalen Verstärkers und der Regelungsschaltung enthalten diese letzteren eine zweite völlig übereinstimmende Stromquelle S2, die aus dem Transistor T4, der mit einem Widerstand N2 in Serie geschaltet ist, gebildet ist. Daraus folgt, daß die an die Basis des Transistors T4 angelegte Spannung Vref den Spannungsabfall über dem Widerstand N2 und folglich den Strom i, der durch ihn fließt, festlegt. Somit bestimmt wegen der durch die Regelungsschaltung erzwungenen Dimensionierungsbedingung die Wahl der Spannung Vref indirekt das Produkt R I, das präzise fest sein muß, weil es die Dynamik der Signale festlegt.
Im Rahmen einer Anwendung auf eine Parallel/seriell-Senell/parallel-Schnittstellenschaltung für die Verwirklichung einer Verbindung einer großen Anzahl von Einheiten miteinander ist es nützlich, die Möglichkeit vorzusehen, die Versorgung der Leistungsschaltungen der inaktiven Sender und Empfänger zu unterbrechen. Deshalb sind die Stromquellen S1 mit einem NMOS- Transistor N1 versehen, der durch ein Spannungseinschaltsignal AUTO gesteuert wird. Diese Anordnung besitzt den Vorteil, insbesondere im Fall einer integrierten Verwirklichung, den Stromverbrauch der Schnittstellenschaltung zu verringern.
Es empfiehlt sich indessen, diese Möglichkeit im Entwurf des Empfangsteils des Sender-Empfängers zu berücksichtigen. Falls nämlich der Sender-Empfänger der entfernten Station im Ruhezustand ist, d. h., daß seine Stromquelle S1 inaktiv ist, wird keine der differentiellen Leitungen von diesen Sender-Empfänger versorgt. Daraus folgt, daß am Ausgang des bidirektionalen Verstärkers keine differentielle Spannung V, V* vorhanden ist, was eine fehlerhafte Erfassung der Empfangssignale bewirken könnte. Um diese Schwierigkeit zu vermeiden, ist im Empfangsteil des Sender-Empfängers eine Gesamtheit von Mitteln vorgesehen, um diesen Fall zu behandeln.
Fig. 5 zeigt den Empfangsteil in seiner Gesamtheit. Es findet sich offensichtlich der bidirektionale Verstärker 1 wieder, dem eine Signalformungsschaltung 4 und eine Schaltung 5 für die Erfassung einer Leitungsaktivität zugeordnet sind. Die Schaltung 5 empfängt die Spannungen V, V* des Verstärkers 1 und liefert ein differentielles Signal VAL, VAL*, das sich aus dem Vergleich zwischen der differentiellen Spannung, V, V* und einem bestimmten Schwellenwert ergibt. Die Schaltung 5 ist nämlich aus einer Gesamtheit von Komparatoren gebildet, um die Spannungen V bzw. V* mit einem Schwellenwert zu vergleichen, der zwischen den maximalen und minimalen Spannungen liegt, die von V und V* angenommen werden können, wenn die entfernte Station aktiv ist. Falls eine der Spannungen V oder V* dem Absolutwert nach größer als dieser Schwellenwert ist, versetzt eine Logikschaltung die Ausgänge VAL und VAL* der Schaltung 5 auf einen hohen bzw. einen niedrigen Pegel. Im entgegengesetzten Fall werden die Signale VAL und VAL* auf einen niedrigen bzw. einen hohen Pegel gesetzt. Da die Verwirklichung der Schaltung 5 im Bereich des Wissens des Fachmanns liegt, wird keine genauere Beschreibung gegeben.
Die Signalformungsschaltung 4 ist ein UND-Gatter in ECL-Technologie, das aus zwei Transistoren T6, T7 aufgebaut ist, die über ihren Emitter miteinander verbunden sind und deren Kollektoren jeweils über einem Widerstand mit Masse verbunden sind. Zwei andere Transistoren T8, T9 sind mit ihrem Emitter mit dem Kollektor eines fünften Transistors T10 verbunden, dessen Emitter über einen Widerstand N3 mit der Spannung Vss verbunden ist. Der Kollektor des Transistors T8 ist mit den Emittern der Transistoren T6 und T7 verbunden, während der Kollektor des Transistors T9 mit dem Kollektor des Transistors T7 verbunden ist. Die Basis des Transistors T10 empfängt die Referenzspannung Vref, um so den im Widerstand N3 fließenden Strom festzulegen. Die Basen der Transistoren T6 und T7 empfangen die Spannungen V* bzw. V. Die Basen der Transistoren T8 und T9 empfangen die Leitungs-Aktivitätssignale VAL bzw. VAL*. Die Spannungen s* und s der Kollektoren der Transistoren T6 und T7 bilden die differentiellen Empfangssignale, die am Ausgang in der restlichen Schaltung verwendet werden können.
Die Schaltung von Fig. 5 arbeitet in der folgenden Weise. Falls die entfernte Station aktiv ist, ist eine differentielle Spannung V, V* vorhanden, die von der Schaltung 5 erfaßt wird und dann ein positives differentielles Signal VAL, VAL* liefert. Daraus folgt, daß der Transistor T8 leitend ist und daß der Transistor T9 gesperrt ist. Die Schaltung 4 arbeitet dann als differentieller Verstärker, der an seinen Ausgängen s, s* ein von der differentiellen Spannung V, V* abhängendes differentielles Signal erzeugt.
Wenn dagegen die Schaltung 5 die Inaktivität der entfernten Station erfaßt, nehmen die Signale VAL und VAL* zum vorhergehenden Fall komplementäre Werte an. Der Transistor T8 ist dann gesperrt, während der Transistor T9 leitend ist. Daraus folgt, daß das Signal s im niedrigen Zustand ist und das Signal s* im hohen Zustand ist, wodurch der differentielle Ausgang der Signalformungsschaltung auf den logischen Wert 0 gezwungen wird.
Die vorangehende Beschreibung zeigt den Nutzen einer Festlegung des Wertes des Produkts R I mit ausreichender Präzision, um einen guten Betrieb der Komparatoren der Erfassungsschaltung 5 zu ermöglichen.
Fig. 6 zeigt die Regelungsmittel für die Anpassungsimpedanzen R. Sie enthalten einen Impedanzkomparator 3, der mit einer Referenzimpedanz Rc und mit einer Regelungsimpedanz Ra verbunden ist. Die Referenzimpedanz Rc ist eine kalibrierte Impedanz außerhalb der integrierten Schaltung, während die Impedanz Ra eine einstellbare integrierte Impedanz mit dem gleichen Aufbau und der gleichen Dimensionierung wie die einzustellenden Anpassungsimpedanzen R ist.
Der Impedanzkomparator 3 liefert ein digitales Einstellungssignal AR, das mit den Decodierern 7, 8 verbunden ist, die der Impedanz Ra bzw. jeder Anpassungsimpedanz R zugeordnet sind. Jeder Decodierer 7, 8 steuert den Wert der zugeordneten Impedanz. Die Decodierer 8, die den Anpassungsimpedanzen R zugeordnet sind, unterscheiden sich vom Decodierer 7 der Impedanz Ra durch das Vorhandensein eines zusätzlichen Eingangs INF*, der für die Prüfoperationen vorgesehen ist, die später erläutert werden.
Wie für die Stromregelung ermöglicht die weiter unten beschriebene Ausführung die Einstellung des rein ohmschen Teils der Anpassungsimpedanzen. Der Fachmann kann diese Ausführung abwandeln, um die wirklichen Charakteristiken des Leitung, falls notwendig, zu berücksichtigen.
Der Impedanzkomparator 3 enthält zwei Spannungsteilerbrücken Pa, Pc, die zu Ra bzw. Rc parallelgeschaltet sind. Diese zwei parallelen Anordnungen werden durch die völlig übereinstimmenden Stromquellen Sa bzw. Sc versorgt. In dem Fall, in dem die Impedanz Ra diejenige ist, die in der Schaltung 9 für die Regelung der Ströme verwendet wird, ist die Quelle Sa nämlich die Quelle S1 der Schaltung 9. Der Komparator 3 enthält außerdem einen Spannungskomparator 11, der mit den Teilerbrücken Pa und Pc sowie mit einem Aufwärts/Abwärts-Zähler 6 verbunden ist. Der Spannungskomparator 11 ist aus zwei Komparatoren CL, CH gebildet, die ein an den Aufwärtszähleingang des Aufwärts/Abwärts-Zählers 6 angelegtes Inkrementierungssignal INC bzw. ein an dessen Abwärtszähleingang angelegtes Dekrementierungssignal DEC liefern. Der Mittelpunkt c der Teilerbrücke Pc mit Widerstand 2X ist mit dem invertierenden Eingang des Komparators CL und mit dem direkten Eingang des Komparators CH verbunden. Die Teilerbrücke Pa enthält zwei Zwischenanschlüsse a, b, derart, daß der Widerstand X zwischen dem Punkt a und Masse und der Widerstand zwischen dem Punkt b und der Stromquelle Sa gleich sind, wobei ein Widerstand x zwischen den Punkten a und b gleich einem Bruchteil von X ist. Der Punkt a ist mit dem invertierenden Eingang des Komparators CH verbunden, während der Punkt b mit dem direkten Eingang des Komparators CL verbunden ist. Diese Anordnung ermöglicht durch eine geeignete Dimensionierung von X und x die Erzeugung eines Hysterese-Effekts, derart, daß das Inkrementierungssignal INC oder das Dekrementierungssignal DEC aktiv ist, wenn der Wert der Regelungsimpedanz Ra kleiner bzw. größer als der Wert der Referenzimpedanz Rc mit gegebenem Schwellenwert ist. Dies weist den Vorteil auf, daß eine Instabilität bei der Einstellung der Anpassungsimpedanzen vermieden wird.
Dieser Schwellenwert ist durch einen zugewiesenen Fehleranteil definiert und stützt sich auf den Wert von Rc. Es kann andererseits festgestellt werden, daß der Betrieb des Komparators 3 von Herstellungsstreuungen in dem Maß im wesentlichen unabhängig ist, in dem X gegenüber Rc ausreichend groß ist, was stets möglich ist.
Somit stellt der Zustand des Aufwärts/Abwärts-Zählers 6 den an die Impedanzen R und Ra anzulegenden Einstellwert dar, damit ihr Wert bis auf einen Fehleranteil gleich dem Wert der Referenzimpedanz Rc ist.
Die Regelung von Fig. 6 ist daher vom Typ mit digitaler Steuerung. Es wäre eine analoge Lösung vorstellbar, die beispielsweise PMOS-Transistoren verwendet, wobei die Widerstände der Drain-Source-Pfade die einstellbaren Impedanzen R und Ra bilden, wobei die Gates durch ein analoges Einstelisignal gesteuert werden, das die Differenz zwischen dem kalibrierten Impedanzwert Rc und demjenigen der Regelungsimpedanz Ra repräsentiert. Nun weist diese Lösung den Nachteil auf, daß das analoge Einstellsignal bei seiner Übertragung in der Schaltung Schwankungen ausgesetzt ist, insbesondere im Fall einer integrierten Schaltung, die eine große Anzahl von Sender-Empfängern enthält.
Die digitale Ausführung von Fig. 6 löst daher dieses Problem. Die oben angeregte Verwendung von PMOS-Transistoren als einstellbare Impedanzen wäre möglich, wenn ihnen Digital/Analog- Urnsetzungsschaltungen zugeordnet würden. Indessen würde diese Lösung die Verwendung von großen Transistoren erfordern, deren Strukturkapazität den Betrieb bei sehr hohen Frequenzen stören könnte.
Eine vollständig digitale Lösung ist daher vorzuziehen. Hierzu ist jede veränderliche Impedanz mittels mehrerer Widerstände gebildet, die durch ein digitales Einstellsignal wahlweise parallelgeschaltet werden. Es kann angemerkt werden, daß der Fall der Impedanz Ra von demjenigen der Impedanzen R leicht verschieden ist, weil es nicht notwendig ist, für Ra die Möglichkeit vorzusehen, daß sie für die Prüfoperationen einen unendlichen Wert annimmt. Folglich kann einer der Widerstände von Ra ständig angeschlossen sein.
Fig. 7 zeigt eine solche Ausführung, in der jeder Widerstand aus einem PMOS-Transistor P0-P6 gebildet ist. Die Transistoren sind parallelgeschaltet, wobei ihre Sources mit Masse verbunden sind und ihre Drains mit der zugeordneten Stromquelle verbunden sind. Die Gates der Transistoren P0-P6 werden entsprechend durch die Signale E0-E6 gesteuert. Der Widerstand des Drain-Source-Pfades jedes Transistors nimmt dann einen Wert an, der von der Dimensionierung des Transistors (beispielsweise dessen Gate-Breite) sowie vom Herstellungsverfahren abhängt, mit einer Unsicherheit um einen typischen Wert, der dem wahrscheinlichsten Fall entspricht.
Es ist vorstellbar, eine Dimensionierung der Widerstände P0-P6 zu wählen, derart, daß eine Gewichtung eines Binärcodes verwirklicht wird (die Widerstände sind alle verschieden und zu einer Zweierpotenz proportional), diese Verwirklichung stellt jedoch das Problem des gleichzeitigen Umschaltens mehrerer Widerstände, die Störungen auf Höhe der Leitungen hervorrufen können.
Um dieses Problem zu vermeiden, wird die Verwendung von Widerständen bevorzugt, die in der Weise dimensioniert sind, daß ihre aufeinanderfolgenden Aktivierungen zu regelmäßig abnehmenden Werten des resultierenden äquivalenten Widerstands führen. Im Gegenzug hat dies für eine gegebene Präzision eine Erhöhung der Anzahl der Widerstände und daher der Anzahl der Steuersignale zur Folge. Um diesen Nachteil zu kompensieren, besteht die gewählte Lösung außerdem darin, als Einstellungssignal AR ein codiertes digitales Einstellungssignal zu verwenden und jeder einzustellenden Impedanz einen entsprechenden Decodierer 7, 8 zuzuordnen. Der verwendete Code ist vorteilhaft ein Gray-Code, der direkt vom Aufwärts/Abwärts-Zähler 6 geliefert wird. Eine genaue Ausführung dieses Aufwärts/ Abwärts-Zählers und der zugeordneten Decodierer ist in Fig. 8 gezeigt.
Vor der Beschreibung von Fig. 8 ist es günstig, ein genaues Ausführungsbeispiel der vorangehenden Schaltungen anzugeben.
Wenn die charakteristische Impedanz der Leitung 50 Ohm beträgt, wird innerhalb der Grenzen einer Streuung von ungefähr 25 % bei den Werten der Bauelemente beispielsweise ein Fehler von weniger als 5 % für die Anpassungsimpedanzen erzeugt.
Die Anpassungsimpedanzen müssen dann im typischen Fall regelmäßig zwischen ungefähr 37 und 63 Ohm variieren. Die Berechnungen und die Simulationen führen dann zu einer Lösung mit sieben Transistoren P0 bis P6 mit wachsenden Widerständen, deren Dirnensionierungen in Abhängigkeit von der verwendeten Technologie einfach zu berechnen sind.
Andererseits müssen die Inkrementierungssignale INC oder die Dekrementierungssignale DEC aktiviert werden, wenn die Impedanz Ra um 5 % kleiner bzw. größer als die Impedanz Rc ist. Die Berechnungen zeigen dann mit Rc = 50 Ohm, daß X = 500 Ohm und x = 50 Ohm annehmen kann. Indem R I = 0,5 V gesetzt wird, folgt eine Rauschunempfindlichkeit für einen Rauschpegel unterhalb von 3,3 mV.
Fig. 8 zeigt den Aufwärts/Abwärts-Zähler 6 und die Decodierer 7 und 8 in dem besonderen Fall, in dem die Anpassungsimpedanzen sieben parallele PMOS-Transistoren enthalten.
Der Decodierer 7, der Ra zugeordnet ist, besitzt nur sechs Ausgänge C1 bis C6, die entsprechend mit den Gates der Transistoren P1 bis P6 verbunden sind. Der Transistor P0 wird durch eine negative Vorspannung an seinem Gate stets leitend gehalten. Wenn ein Ausgang C1-C6 des Decodierers 7 den logischen Wert 0 annimmt, wird der Transistor P1-P6, den er steuert, leitend gemacht.
Der Decodierer 8 enthält sieben Ausgänge E0 bis E6 und arbeitet ähnlich wie der Decodierer 7, bis auf den Unterschied, daß der erste Transistor P0 jenachdem, ob der Ausgang E0 den Wert 0 oder den Wert 1 besitzt, leitend oder gesperrt sein kann.
Der Aufwärts/Abwärts-Zähler 6 enthält drei Kippschaltungen DA, DB, DC des D-Typs, die den Zustand des Zählers definieren. Die Kippschaltungen DA, DB, DC empfangen an ihren D-Eingängen entsprechende Logiksignale A+, B+, C+, die von einer Gesamtheit von Logikgattern in Abhängigkeit von den INC- und DEC- Signalen und von den Zuständen A, B, C der Kippschaltungen DA, DB, DC geliefert werden.
Diese Logikschaltung führt die folgenden Gleichungen aus:
wobei das Symbol * die Komplementäroperation angibt.
Kraft dieser Steuerlogik kann der Zähler sieben verschiedene Zustände annehmen, wobei der Zustand 000 verboten ist. Jeder Zustand A, B, C entspricht dem im Gray-Code codierten Wert der Anzahl der Transistoren, die im leitenden Zustand sein müssen. Diese Anordnung hat zur Folge, daß jede Abwandlung des Wertes der einzustellenden Impedanzen in eine Zustandsänderung einer einzigen der Kippschaltungen DA, DB, DC zu einem Zeitpunkt überführt wird.
Um die Betriebssicherheit des Aufwärts/Abwärts-Zählers zu verbessern, sind die Kippschaltungen durch die Abstiegsflanken eines Taktsignals Ho synchronisiert, das von einem Prirnärsignal H und vorn Zustand einer zusätzlichen Kippschaltung DH abhängt. Die Kippschaltung DH empfängt an ihrem inversen Takteingang CK* das Taktsignal H und an ihrem Eingang D die logische Summe DEC + INC. Das Taktsignal H und der nichtinvertierende Ausgang Q der Kippschaltung DH sind mit den Eingängen eines NICHT-UND-Gatters (NAND-Gatter) GH verbunden, das an die invertierenden Takteingänge CK* der Kippschaltungen DA, DB, DC das Signal Ho liefert.
Der Aufwärts/Abwärts-Zähler 6 arbeitet in der folgenden Weise. Wenn der Abstand zwischen den Werten von Ra und Rc dem Absolutwert nach kleiner als der Schwellenwert ist, bleiben die Signale DEC und INC bei 0. Bei einer Abstiegsflanke des Taktsignals H wird die Kippschaltung DH auf 0 gesetzt, während der Ausgang Ho des Gatters GH auf 1 gehalten wird, was jede Zustandsänderung der Kippschaltungen DA, DB, DC verbietet. Wenn hingegen der Abstand zwischen Ra und Rc den Schwellenwert übersteigt, liegt eines der Signale DEC oder INC auf 1, während der D-Eingang der Kippschaltung DH den logischen Wert 1 empfängt. Bei Auftreten der folgenden Takt-Abstiegsflanke kehrt der Zustand der Kippschaltung DH auf 1 zurück, wobei der Ausgang des Gatters GH ein zum Taktsignal H komplementäres Signal liefert. Der Ausgang des Gatters GH ist daher 1, er kehrt jedoch bei Auftreten der folgenden Anstiegsflanke von H auf 0 zurück, wobei die Kippschaltungen DA, DB, DC entsprechend den vorangehenden Gleichungen (1), (2), (3) wieder aktualisiert werden.
Der eben beschriebene Betrieb zeigt, daß der Aufwärts/Abwärts- Zähler nur aktiv ist, wenn eine Abwandlung stattfinden soll, was die Vereinfachung der Logikschaltung für die Steuerung der Kippschaltungen ermöglicht. Außerdem sind die Kippschaltungen DA, DB, DC kraft der Kippschaltung DH und des Gatters GH durch den Takt H perfekt synchronisiert, ohne daß die Gefahr einer Störung durch das Auftreten der Signale INC oder DEC besteht.
Die Decodierer 7 und 8 empfangen die Zustandssignale A, B, C der Kippschaltungen DA, DB, DC oder ihr Komplement und liefern an ihrem Ausgang die Signale Cl-C6 oder E0-E6, die die zugeordneten variablen Impedanzen steuern.
Die Ausgänge C1-C6 des Decodierers 7 erfüllen die folgenden Gleichungen:
(4) C1 = (B + C)*,
C2 = (A* + B)*,
C3 = (A* + (B* + C)*]*,
C4 = A,
C5 = (A* C)*,
C6 = (A* B*)*.
Der Decodierer 8 ist dazu vorgesehen, seine Impedanz auf den unendlichen Wert zu steuern, wenn das Prüfsignal INF auf 1 liegt. Um andererseits die Anzahl der Leitungen zu begrenzen, die den Aufwärts/Abwärts-Zähler 6 mit den verschiedenen Decodierern 8 der integrierten Schaltung verbinden, werden nur die Signale A*, B*, C*, die von den invertierenden Ausgängen der Kippschaltungen DA, DB, DC ausgegeben werden, an den Eingang des Decodierers 8 angelegt. Wegen dieser Beschränkungen ist der Decodierer 8 so beschaffen, daß er die folgenden logischen Gleichungen verwirklicht:
(5) E0 = INF,
E2 = (B* C* INF*)*,
E2 = (A B* INF*)*,
E3 = (A B*)* (A C)* INF*,
E4 = (A* INF*)*,
E5 = (A* C* INF*)*,
E6 = (A* B* INF*)*.
Fig. 9 zeigt eine Parallel/seriell-Seriell/parallel-Schnittstellenschaltung, in der die Erfindung vorteilhaft angewendet werden kann. Von dieser Schaltung wird angenommen, daß sie in Form einer integrierten Schaltung verwirklicht ist, die dazu vorgesehen ist, einerseits mit den parallelen Eingangs/ Ausgangs-Leitungen, die aus Datenleitungen DT und aus Steuerleitungen CT aufgebaut sind, und andererseits mit den seriellen Übertragungsleitungen L verbunden zu werden.
Die Schaltung enthält Serial is ierungs / Deserial isierungs-Mittel 14, die mit den parallelen Eingängen/Ausgängen DT, CT sowie mit den verschiedenen Sender-Empfängern 12 über zugeordnete serielle Sende- und Empfangsleitungen verbunden sind. Jeder Sender-Empfänger 12 ist mit einer bidirektionalen Übertragungsleitung L über einen Verstärker 1 gemäß der vorangehenden Beschreibung verbunden. Jede Leitung L verbindet den zugeordneten Sender-Empfänger mit einem weiteren Sender-Empfänger, der einer entfernten Station zugehört.
Die integrierte Schaltung enthält außerdem die Regelungsmittel 2, 3 für den Strom I und die Anpassungsimpedanzen R der Verstärker. Schließlich steuert ein Taktgenerator 13, der ein Haupt-Taktsignal CL empfängt, das von einem äußeren Taktgeber geliefert wird, die Serialisierungs/Deserialisierungs-Mittel 14. Beim Senden arbeitet der Generator 13 als Frequenzmultiplizierer, derart, daß die serielle Daten-Senderate an die Empfangsrate der parallelen Daten angepaßt wird. Beim Empfang führt der Generator 13 die Rückgewinnung eines Taktsignals mit der Frequenz der seriellen Daten anhand dieser Daten aus, außerdem führt er eine Frequenzdivision aus, um den parallelen Teil des Serialisierers/Deserialisierers zu steuern.
Die Schaltungen 13 und 14 bilden den Gegenstand eines genauen Ausführungsbeispiels in jeder der folgenden französischen Patentanmeldungen, eingereicht am 11.07.90: "Procédé et système de transmission numérique de données en série", Nr. 90.08811, "Dispositif de sérialisation et de désérialisation de données en série en résultant", Nr. 90.08812; "Dispositif d'echantillonnage de données et système de transmission numérique de données en résultant", Nr. 90.08813.
Die Schaltung 14 enthält außerdem Mittel zum Auswählen der Sender-Empfänger und zum Liefern der Signale INF und AUTO an sie, um die Prüfoperationen bzw. die Unterbrechung der Versorgung der den inaktiven Leitungen zugeordneten Verstärker zu bewerkstelligen.
Der Betrieb der Schaltung von Fig. 9 ist zum großen Teil bekannt und erfordert daher keine genaue Erläuterung. Für mehr Einzelheiten kann auf die obengenannten Patentanmeldungen Bezug genommen werden.
Es empfiehlt sich indessen zu präzisieren, daß die Serialisierungs/Deserialisierungs-Mittel 14 Steuerschaltungen für die Aktivität der Sender-Empfänger in Abhängigkeit von Befehlen CT, die die Zielstation bezeichnen, enthalten. Umgekehrt sind diese Schaltungen dazu vorgesehen, als Antwort auf die Übereinstimmung der aktiven Leitungen beim Empfang an die parallele Schnittstelle Steuersignale zu liefern. Andererseits können Decodierungsschaltungen vorgesehen sein, die an die Sender-Empfänger, die durch geeignete Befehle CT bezeichnet sind, die Signale INF und AUTO liefern. Die praktische Verwirklichung dieser Schaltungen hängt im wesentlichen von der gewählten parallelen Schnittstelle ab. Wenn beispielsweise die Befehle CT einen Adressenteil und einen Steuerteil enthalten, dient der Adressenteil als Eingang für Adressendecodierer. Prüfbefehlssignale und Versorgungsbefehlssignale des Steuerteils werden verwendet, um eines der Signale INF oder AUTO, das vom Adressendecodierer ausgewählt wird, zu validieren.
Die Fig. 10, 11 und 12 symbolisieren die Prüfoperationen, die in der integrierten Schaltung von Fig. 9 ausgeführt werden können. In diesen Figuren ist der Serialisierer/ Deserialisierer 14 der integrierten Schaltung 16 über seine parallelen Eingänge/Ausgänge mit einer Prüfvorrichtung 15 verbunden. Wie oben ist die Schaltung 14 mit den Sender-Empfängern 12 verbunden, wovon aus Gründen der Deutlichkeit nur einer gezeigt ist.
Gemäß einer ersten Möglichkeit, die in Fig. 10 gezeigt ist, wird die integrierte Schaltung 16 nach der Herstellung und vor dem Anschluß an die seriellen Übertragungsleitungen geprüft. In diesem Fall befiehlt die Prüfvorrichtung 15 das Setzen auf 0 des Signals INF des zu prüfenden Sender-Empfängers, was zur Folge hat, daß seine Stromquelle die Anpassungsimpedanzen in ihrer normalen Konfiguration versorgt. Die Prüfvorrichtung 15 befiehlt anschließend das Senden einer Gesamtheit von Daten durch diesen Sender-Empfänger, die an die parallelen Eingänge der Schaltung 14 angelegt werden. Die Schaltung 14 setzt sie in serielle Daten um und überträgt sie an den ausgewählten Sender-Empfänger 12. In Abhängigkeit von den empfangenen seriellen Daten empfängt der Verstärker 1 des Sender-Empfängers 12 Sendebefehlssignale, die folglich die Stromquellen aktivieren, die die Anpassungsimpedanzen versorgen.
Da die Leitung nicht angeschlossen ist, versorgt die Quelle S1 nur die Anpassungsimpedanz R des aktiven Kanals und liefert daher an eine doppelte Impedanz in bezug auf eine äquivalente Impedanz, die sie versorgt, wenn sich der Sender-Empfänger im Normalbetrieb befindet. Folglich nimmt die Spannung V oder V* des aktiven Kanals den Wert -R I an. Andererseits nimmt die Spannung V* oder V des inaktiven Kanals den Wert -(R + r)i an, d. h. im wesentlichen -R I/2.
Die Spannungen V und V*, die an den Empfangsanschlüssen des Verstärkers 1 auftreten, geben daher die Sendebefehlssignale wieder, die nach der Signalformung und Umsetzung in parallele Daten von der Prüfvorrichtung 15 empfangen werden. Diese letztere führt dann den Vergleich zwischen den anfangs ausgeführten parallelen Daten und den empfangenen Daten aus. Falls eine Übereinstimmung vorliegt, bedeutet dies, daß die Schaltungen 13, 14 und 12 korrekt arbeiten.
Die gleiche Operation wird anschließend ausgeführt, indem nacheinander die anderen Sender-Empfänger der Schaltung ausgewählt werden.
Somit sind kraft der besonderen Konzeption der Sender-Empfänger die Prüfoperationen der integrierten Schaltung sehr einfach und ermöglichen die Prüfung nicht nur der guten Funktion der Sender-Empfänger, sondern auch sämtlicher angefügter und eingesetzter Schaltungen wie etwa des Serialisierers/ Deserialisierers 14.
Prüfungen können auch ausgeführt werden, wenn die integrierte Schaltung in einem System angeordnet ist, wobei ihre Sender- Empf änger mit den Übertragungsleitungen L verbunden sind.
Gemäß einer ersten Möglichkeit, die in Fig. 11 gezeigt ist, befiehlt die Prüfvorrichtung 15 das Setzen des Signals INF des zu prüfenden Sender-Empfängers auf 1, was die Anpassungsimpedanzen auf den unendlichen Wert zwingt. Die Stromquelle ihres Verstärkers 1 versorgt die einzigen Übertragungsleitungen L. Da die Anpassungsimpedanzen einen Wert besitzen, der gleich der charakteristischen Impedanz der Leitungen ist, findet sich dieselbe Situation wie in Fig. 10 wieder, so daß die Prüfung in der gleichen Weise ausgeführt werden kann.
In diesem Fall ergibt die Prüfung einen zusätzlichen Hinweis auf die Integrität der Verbindungen zwischen dem Sender-Empfänger und den Anschlüssen der integrierten Schaltung sowie der Verbindungen zwischen den Anschlüssen und den Leitungen.
Es kann angemerkt werden, daß die zwei vorangehenden Prüfungen den Normalbetrieb im Fall einer Übertragung ohne Strornverlust in strenger Weise simulieren.
Gemäß einer anderen Möglichkeit, die in Fig. 12 gezeigt ist, sind die Sender-Empfänger der zwei integrierten Schaltungen 16, 16' miteinander über die Leitungen L verbunden, während die Prüfvorrichtung das Setzen auf 0 des Signals INF des Sender-Empfängers der zu prüfenden integrierten Schaltung 16 und das Setzen auf 1 des Signals INF des der anderen integrierten Schaltung 16' entsprechenden Sender-Empfängers befiehlt.
In diesem Fall befindet sich der Sender-Empfänger 12 der Schaltung 16 in seiner normalen Konfiguration, während derjenige der Schaltung 16' abgekoppelte Anpassungsimpedanzen besitzt.
Somit ist die Leitung L an ihrem Ende, das mit der Schaltung 16' verbunden ist, offen, so daß die von der Schaltung 16 gesendeten Signale über die Leitung an die Schaltung 16' übertragen werden, dort reflektiert werden und dann über die Leitung an die Schaltung 16 zurückübertragen werden. Daraus folgt, daß die Reflexion der Signale ein Senden der Schaltung 16' und eine Übertragung über eine Leitung mit der doppelten Länge als jene der wirklichen Leitung simuliert, mit der Möglichkeit von Kollisionen zwischen den gesendeten Signalen und den empfangenen Signalen.
Die Prüfung kann daher wie vorher ausgeführt werden, sie liefert jedoch einen zusätzlichen Hinweis auf die Integrität der Leitung und den Verbindungen zwischen der Leitung und dem Sender-Empfänger der entfernten Station. Darüber hinaus berücksichtigt diese Prüfung die eventuellen Strornverluste bei der Übertragung. Schließlich kann die Wirkung der Reflexion ausgenutzt werden, um Fehler der Leitung durch Analyse der Empfangssignale und der Verzögerung zwischen dem Senden und dem Empfang der Prüfsignale zu lokalisieren.
Es ist nützlich anzumerken, daß die zwei letzteren Prüfmöglichkeiten vorteilhaft kombiniert werden können, um Fehler zu lokalisieren. Wenn daher die Prüfung nach Fig. 12 einen Fehler aufzeigt, gibt die Prüfung nach Fig. 11 an, ob der Fehler durch die Schaltung 16 bedingt ist oder nicht.
Im Zusammenhang einer Parallel/seriell-Seriell/parallel- Schnittstellenschaltung sind die vorangehenden Prüfverfahren besonders vorteilhaft im Fall einer Verbindung mit hoher Übertragungsrate, weil nur die Signale mit niedriger Frequenz zwischen der Prüfvorrichtung und der zu prüfenden integrierten Schaltung ausgetauscht werden.
Gemäß einer Ausführungsvariante der integrierten Schaltung sind Prüfschaltungen enthalten, die von außerhalb gesteuert werden, automatisch parallele Prüfsignale erzeugen können, die Vergleiche ausführen und die Ergebnisse dieser Vergleiche in von außen zugänglichen Registern speichern können.
Diese Prüfschaltung enthält einen Prüfsignalgenerator, beispielsweise einen Zufalissignalgenerator, der von einer Aktivierungsschaltung gesteuert wird, die in der Weise programmiert ist, daß das Schicken einer bestimmten Anzahl von Prüfwörtern ausgelöst wird. Da der Empfangstakt anhand der empfangenen seriellen Signale wiederhergestellt wird, ist er vom Sendetakt unabhängig. Außerdem müssen die Vergleichsschaltungen so beschaffen sein, daß sie Verzögerungen zwischen den gesendeten Signalen und den empfangenen Signalen berücksichtigen. Dies kann durch Pufferspeicher verwirklicht werden.
Indessen besteht eine weniger Platz beanspruchende Verwirklichung darin, den Vergleichsschaltungen einen Prüfsignalgenerator zuzuordnen, der mit demjenigen beim Senden völlig übereinstimmt, in gleicher Weise programmiert ist und durch den Empfangstakt synchronisiert ist. Diese Verwirklichung ermöglicht die Weglassung der Pufferspeicher sowie die Resynchronisationsschaltungen, die andernfalls notwendig wären.
Die Tatsache, daß in der integrierten Schaltung die Prüfschaltungen vorgesehen sind, weist den doppelten Vorteil auf, keine äußere Prüfvorrichtung zu erfordern und erschöpfendere Prüfungen zu ermöglichen. Die Verwendung einer Prüfvorrichtung verlangsamt nämlich wegen der Desynchronisation zwischen dem Senden und dem Empfangen, die zahlreiche Schreib- und Leseoperationen im Speicher der Prüfvorrichtung zur Folge hat, die Prüfoperationen erheblich.
Die Verwirklichung der Prüfsignalgeneratoren, der Vergleichsund der Speichermittel liegt im Bereich des Wissens des Fachmanns und erfordert daher keine genauere Beschreibung.

Claims

1. Sender-Empfänger, der dazu vorgesehen ist, über eine Übertragungsverbindung mit einem anderen, ähnlichen Sender- Empfänger verbunden zu werden, wobei die Verbindung wenigstens eine Übertragungsleitung (L, L*) enthält, wobei der Sender- Empfänger Verstärkungsmittel enthält, um auf der Verbindung als Antwort auf Sendebefehlssignale (e, e*) Sendesignale zu erzeugen und um als Antwort auf Sendesignale, die vom anderen Sender-Empfänger auf der Verbindung erzeugt werden, Empfangssignale (s, s*) zu erzeugen, wobei die Verstärkungsmittel für jede Übertragungsleitung (L, L*) einen bidirektionalen Verstärker (1) enthalten, der eine erste Impedanz (R) für die Anpassung an die Leitung enthält, die an diese angeschlossen ist, wobei der Sender-Empfänger dadurch gekennzeichnet ist, daß der bidirektionale Verstärker enthält:

- einen ersten Generator (G1), der als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert wird, um zur ersten Impedanz (R) und zur Leitung (L, L*), die parallel gespeist werden, einen Strom zu liefern,

- Erfassungsmittel (G2, r), die als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert werden, um ein Meßsignal (V) zu liefern, das entweder den durch die Anpassungsimpedanz (R) fließenden Strom bei aktivem ersten Generator (G1) oder die Summe aus dem durch die Anpassungsimpedanz (R) fließenden Strom und aus einem Kompensationswert bei nicht aktivem ersten Generator (G1) repräsentiert,

wobei der Kompensationswert in der Weise bestimmt wird, daß er eine Kompensationsbedingung erfüllt, gemäß der das Meßsignal (V) im wesentlichen nur von Sendesignalen abhängt, die vom anderen Sender-Empfänger erzeugt werden.

2. Sender-Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsmittel eine zweite Impedanz (r), wovon ein erster Anschluß mit einem gemeinsamen Punkt (U) der Anpassungsimpedanz und der Leitung verbunden ist, sowie einen zweiten Generator (G2) enthalten, der als Antwort auf die Sendebefehlssignale gesteuert wird und die gleiche Polarität wie der erste Generator (G1) besitzt, um den zweiten Anschluß (V) der zweiten Impedanz (r), der Empfangsanschluß genannt wird, mit Strom zu versorgen, daß der erste und der zweite Generator (G1, G2) als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) in der Weise gesteuert werden, daß der erste Generator (G1) aktiv ist, während der zweite Generator (G2) nicht aktiv ist, und umgekehrt, und daß das Meßsignal die am Empfangsanschluß (V) anliegende Spannung ist, wobei der Kompensationswert die Spannung über den Anschlüssen der zweiten Impedanz (r) ist, wobei die Generatoren (G1, G2) und die zweite Impedanz (r) so dimensioniert sind, daß sie die Kompensationsbedingung erfüllen.

3. Sender-Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der erste Generator (G1) eine einstellbare Stromquelle (S1) enthält, die durch erste Regelungsmittel (2) gesteuert wird, derart, daß die Kompensationsbedingung erfüllt wird.

4. Sender-Empfänger nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß er einen Teil einer integrierten Schaltung bildet und daß die erste Impedanz (R) einstellbar ist und durch zweite Regelungsmittel (3) gesteuert wird, derart, daß die erste Impedanz (R) einen Wert annimmt, der gleich demjenigen einer kalibrierten Impedanz (Rc) ist, die sich außerhalb der integrierten Schaltung befindet und den Wert der charakteristischen Impedanz der Leitung besitzt.

5. Sender-Empfänger nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Impedanz (R) unter der Steuerung eines Prüfsignals (INF) in den Zustand hoher Impedanz versetzt werden kann.

6. Sender-Empfänger nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß die erste einstellbare Impedanz (R) mit Feldeffekttransistoren (P0-P6) verwirklicht ist, deren Drain- Source-Pfade parallelgeschaltet sind und durch die zweiten Regelungsmittel (3) wahlweise in den leitenden Zustand versetzt werden.

7. Sender-Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom (I) der Stromquelle (S1) vom Kollektor eines Bipolartransistors (T3) geliefert wird, dessen Emitter über einen Widerstand (N1) mit einem zweiten Potential (Vss) verbunden ist, und daß die ersten Regelungsmittel (2) die Basisspannung des Bipolartransistors (3) steuern.

8. Sender-Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstand (N1) durch den Drain-Source-Pfad eines Feldeffekttransistors gebildet ist, dessen Gate durch ein Einschaltsignal (AUTO) der Verstärkungsmittel vorgespannt wird.

9. Sender-Empfänger nach einem der Ansprüche 2 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsmittel dann, wenn die Verbindung zwei Übertragungsleitungen (L, L*) enthält, zwei Kanäle enthalten, die aus zwei bidirektionalen Verstärkern (1) gebildet sind, die den Übertragungsleitungen entsprechend zugeordnet sind, daß die bidirektionalen Verstärker entsprechend durch zwei differentielle Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert werden, daß eines der differentiellen Sendebefehlssignale (e) den ersten Generator (G1) des ersten Verstärkers sowie den zweiten Generator (G2*) des zweiten Verstärkers steuert, während das andere der differentiellen Sendebefehlssignale (e*) den ersten Generator (G1*) des zweiten bidirektionalen Verstärkers sowie den zweiten Generator (G2) des ersten bidirektionalen Verstärkers steuert, und daß die Empfangssignale (s, s*) von der differentiellen Spannung (V, V*) abhängen, die zwischen den Empfangsanschlüssen der bidirektionalen Verstärker anliegt.

10. Sender-Empfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten Generatoren (G1, G1*) Stromgeneratoren sind und eine erste gemeinsame Stromquelle (S1) enthalten, daß jeder erste Stromgenerator (G1, G1*) einen ersten Ein/Aus- Schalter (T1, T1*) enthält, der die erste gemeinsame Stromquelle (S1) mit dem ersten Anschluß (U) der zweiten Impedanz (r) verbindet, und daß die ersten Ein/Aus-Schalter (T1, T1*) durch die entsprechenden differentiellen Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert werden.

11. Sender-Empfänger nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die zweiten Generatoren (G2, G2*) Stromgeneratoren sind und eine gemeinsame Stromquelle (S2) enthalten, daß jeder der zweiten Stromgeneratoren einen zweiten Ein/Aus- Schalter (T2, T2*) enthält, der die zweite gemeinsame Stromquelle (S2) mit dem Empfangsanschluß (V) verbindet, und daß der zweite Ein/Aus-Schalter (T2, T2*), der einer übertragungsleitung (L, L*) zugeordnet ist, durch das differentielle Sendebefehlssignal (e*, e) gesteuert wird, das den ersten Ein/Aus-Schalter (T1, T1*) steuert, der der anderen Übertragungsleitung (L, L*) zugeordnet ist.

12. Sender-Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die erste gemeinsame Stromquelle (S1) einstellbar ist und durch die ersten Regelungsmittel (2) gesteuert wird, die eine Regelungsschaltung (9) enthalten, die aus zwei bidirektionalen Verstärkern gebildet ist, wobei jeder bidirektionale Verstärker eine erste Impedanz (Ra, Ra*), einen ersten Generator (G1), der als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert wird, um einen Strom zur ersten Impedanz (Ra, Ra*) zu liefern, und Erfassungsmittel (G2, r) enthält, die ein Meßsignal (V) liefern, das entweder den durch die Impedanz (Ra, Ra*) fließenden Strom bei aktivem ersten Generator (G1) oder die Summe aus dem durch die Impedanz (Ra, Ra*) fließenden Strom und aus einem Kompensationswert bei nicht aktivem ersten Generator (G1) repräsentiert, wobei die Erfassungsmittel eine zweite Impedanz (z) enthalten, wovon ein erster Anschluß mit einem gemeinsamen Punkt (U) der Impedanz (Ra, Ra*) und des Generators (G1) verbunden ist und wovon der zweite Anschluß (V) durch einen gesteuerten zweiten Generator (G2) mit der gleichen Polarität wie der erste Generator (G1) gespeist wird, wobei der erste und der zweite Generator (G1, G2) als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) in der Weise gesteuert werden, daß der erste Generator (G1) aktiv ist, während der zweite Generator (G2) nicht aktiv ist, und umgekehrt, wobei das Meßsignal die Spannung ist, die am Empfangsanschluß (V) anliegt, wobei der Kompensationswert die Spannung über den Anschlüssen der zweiten Impedanz (r) ist, wobei die Generatoren (G1, G2) und die zweite Impedanz (r) so dimensioniert sind, daß sie die Kompensationsbedingung erfüllen, wobei die bidirektionalen Verstärker entsprechend durch zwei differentielle Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert werden, derart, daß eines der differentiellen Sendebefehlssignale (e) den ersten Generator (G1) des ersten Verstärkers sowie den zweiten Generator (G2*) des zweiten Verstärkers steuert, während das andere der differentiellen Sendebefehlssignale (e*) den ersten Generator (G1*) des zweiten bidirektionalen Verstärkers sowie den zweiten Generator (G2) des ersten bidirektionalen Verstärkers steuert, wobei die Regelungsschaltung so dimensioniert und vorgespannt ist, daß sie äuf einem Kanal eine Sendung und auf dem anderen Kanal das Fehlen einer Sendung simuliert, und daß die ersten Regelungsmittel (2) außerdem einen Spannungskomparator (10) enthalten, dessen Eingänge entsprechend mit den Empfangsanschlüssen (V, V*) der Verstärker der Regelungsschaltung verbunden sind und dessen Ausgang die ersten Stromquellen (S1) der Regelungsschaltung (9) und der bidirektionalen Verstärker (1) steuert.

13. Sender-Empfänger nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Ein/Aus-Schalter (T1, T1*, T2, T2*) Bipolartransistoren sind, deren Emitter-Kollektor-Pfade die erste bzw. die zweite gemeinsame Stromquelle (S1, S2) mit dem ersten Anschluß (U) der zweiten Impedanz (r) bzw. mit dem Empfangsanschluß (V, V*) des bidirektionalen Verstärkers (1) verbinden.

14. Sender-Empfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die erste gemeinsame Stromquelle (S1) einen dritten Bipolartransistor (T3) enthält, dessen Emitter über einen ersten Widerstand (N1) mit einem zweiten Potential (Vss) verbunden ist und dessen Kollektor mit den Emittern der ersten Bipolartransistoren (T1, T1*) verbunden ist, und daß die Basis des dritten Transistors (T3) mit dem Ausgang des Komparators (10) der ersten Regelungsmittel (2) verbunden ist.

15. Sender-Empfänger nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite gemeinsame Stromquelle (S2) einen vierten Bipolartransistor (T4) enthält, dessen Emitter über einen zweiten Widerstand (N2) mit dem zweiten Potential (Vss) verbunden ist und dessen Kollektor mit den Emittern der zweiten Bipolartransistoren (T2, T2*) verbunden ist, und daß die Basis des vierten Transistors (T4) in der Weise vorgespannt (Vref) ist, daß der Wert des Produkts R I fest ist, wobei R der Wert der ersten Impedanz ist und I der Wert des von der zweiten gemeinsamen Stromquelle (S2) gelieferten Stroms ist.

16. Integrierte Schaltung, die mehrere Sender-Empfänger enthält, die jeweils dazu vorgesehen sind, über eine Übertragungsverbindung mit einem anderen, ähnlichen Sender-Empfänger verbunden zu werden, wobei die Verbindung wenigstens eine Übertragungsleitung (L, L*) enthält, wobei jeder Sender-Empfänger Verstärkungsmittel enthält, um auf der Verbindung als Antwort auf Sendebefehlssignale (e, e*) Sendesignale zu erzeugen und um als Antwort auf Sendesignale, die auf der Verbindung durch den anderen Sender-Empfänger erzeugt werden, Empfangssignale (s, s*) zu erzeugen,

wobei die integrierte Schaltung dadurch gekennzeichnet ist, daß:

die Verstärkungsmittel für jede Übertragungsleitung (L, L*) einen bidirektionalen Verstärker (1) enthalten, der seinerseits versehen ist mit:

- einer ersten einstellbaren Impedanz (R) für die Anpassung an die Leitung, die mit dieser verbunden ist,

- einem ersten Generator (G1), der als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert wird und eine einstellbare Stromquelle (S1) enthält, um zur ersten Impedanz (R) und zur Leitung (L, L*), die parallel gespeist werden, einen Strom zu liefern,

- Erfassungsmitteln (G2, r), die als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert werden, um ein Meßsignal (V) zu liefern, das entweder den durch die Anpassungsimpedanz (R) fließenden Strom bei aktivem ersten Generator (G1) oder die Summe aus dem durch die Anpassungsimpedanz (R) fließenden Strom und aus einem Kompensationswert bei nicht aktivem ersten Generator (G1) repräsentiert,

wobei der Kompensationswert in der Weise bestimmt wird, daß er eine Kompensationsbedingung erfüllt, gemäß der das Meßsignal (V) im wesentlichen nur von den vom anderen Sender-Empfänger erzeugten Sendesignalen abhängt,

und dadurch, daß:

- erste Regelungsmittel (2), die mehreren der Sender-Empfänger gemeinsam sind, die Stromquelle (S1) so steuern, daß die Kompensationsbedingung erfüllt ist,

- zweite Regelungsmittel (3), die mehreren der Sender-Empfänger gemeinsam sind, die erste Impedanz (R) so steuern, daß sie einen Wert annimmt, die gleich demjenigen einer kalibrierten Impedanz (Rc) ist, die sich außerhalb der integrierten Schaltung befindet und den Wert der charakteristischen Impedanz der Leitung besitzt.

17. Integrierte Schaltung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Erfassungsmittel eine zweite Impedanz (r), wovon ein erster Anschluß mit einem gemeinsamen Punkt (U) der Anpassungsimpedanz und der Leitung verbunden ist, sowie einen zweiten Generator (G2) enthalten, der als Antwort auf die Sendebefehlssignale gesteuert wird und die gleiche Polarität wie der erste Generator (G1) besitzt, um den zweiten Anschluß (V) der zweiten Impedanz (r), der Empfangsanschluß genannt wird, mit Strom zu versorgen, daß der erste und der zweite Generator (G1, G2) als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) in der Weise gesteuert werden, daß der erste Generator (G1) aktiv ist, während der zweite Generator (G2) nicht aktiv ist, und umgekehrt, und daß das Meßsignal die Spannung ist, die am Empfanganschluß (V) anliegt, wobei der Kompensationswert die Spannung über den Anschlüssen der zweiten Impedanz (r) ist, wobei die Generatoren (G1, G2) und die zweite Impedanz (r) so dimensioniert sind, daß sie die Kompensationsbedingung erfüllen.

18. Datenverarbeitungssystem, das funktionale Einheiten enthält, die untereinander Informationen austauschen, dadurch gekennzeichnet, daß bestimmte dieser Einheiten wenigstens eine integrierte Schaltung enthalten, die mehrere Sender-Empfänger enthält, die jeweils dazu vorgesehen sind, über eine Übertragungsverbindung mit einem anderen, ähnlichen Sender-Empfänger der integrierten Schaltung, der zu einer anderen funktionalen Einheit des Systems gehört, verbunden zu werden, wobei die Verbindung wenigstens eine Übertragungsleitung (L, L*) enthält, wobei jeder Sender-Empfänger Verstärkungsmittel enthält, um auf der Verbindung als Antwort auf Sendebefehlssignale (e, e*) Sendesignale zu erzeugen und um als Antwort auf Sendesignale, die auf der Verbindung vom anderen Sender-Empfänger erzeugt werden, Empfangssignale (s, s*) zu erzeugen, wobei die Verstärkungsmittel für jede Übertragungsleitung (L, L*) einen bidirektionalen Verstärker (1) enthalten, der seinerseits enthält:

- eine erste einstellbare Impedanz (R) für die Anpassung an die Leitung, die mit dieser verbunden ist,

- einen ersten Generator (G1), der als Antwort auf die Sendebefehlssignale (e, e*) gesteuert wird und eine einstellbare Stromquelle (S1) enthält, um zur ersten Impedanz (R) und zur Leitung (L, L*), die parallel gespeist werden, einen strom zu liefern,

wobei der Kompensationswert in der Weise bestimmt wird, daß er eine Kompensationsbedingung erfüllt, gemäß der das Meßsignal (V) im wesentlichen nur von den vorn anderen Sender-Empfänger erzeugten Sendesignalen abhängt,

und dadurch, daß:

- zweite Regelungsmittel (3), die mehreren der Sender-Empfänger gemeinsam sind, die erste Impedanz (R) so steuern, daß sie einen Wert annimmt, der gleich demjenigen einer kalibrierten Impedanz (Rc) ist, die sich außerhalb der integrierten Schaltung befindet und den Wert der charakteristischen Impedanz der Leitung besitzt.