DE69215298T2

DE69215298T2 - PSK-Demodulator mit Korrektur im Basisband für Phasen- oder Frequenzfehler

Info

Publication number: DE69215298T2
Application number: DE69215298T
Authority: DE
Inventors: Joelle Kervarec; Alain Leclert; Patrick Vandamme
Original assignee: France Telecom SA
Current assignee: Orange SA
Priority date: 1991-08-30
Filing date: 1992-08-27
Publication date: 1997-05-07
Anticipated expiration: 2012-08-28
Also published as: US5301210A; FR2680923B1; EP0530107B1; FR2680923A1; DE69215298D1; JPH05211536A; EP0530107A1; JP3147529B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur kohärenten Demodulation und insbesondere Mittel zur Wiedergewinnung einer Trägerwelle in dem modulierten Signal, das die Demodulationsvorrichtung empfängt.
Die Demodulationsvorrichtung ist in einem Empfänger eines digitalen Übertragungssystems beispielsweise für digitale Verbindungen zwischen Richtfunkverbindungen und/oder durch Satelliten enthalten.
In einem Sender eines Übertragungssystems moduliert ein digitales Datensignal eine radioelektrische Trägerwelle. Die verwendete Modulation kann eine Mehrphasenmodulation oder eine Mehramplitudenmodulation sein. Die Mehrphasenmodulation ist eine Phasenmodulation mit N Zuständen oder Symbolen, wobei N eine ganze Zahl gleich einem Vielfachen von 2 ist; beispielsweise wenn N gleich 4, 8 oder 16 ist, wird die Phasenmodulation mit der Abkürzung MDP4, MDP8 oder MDP16 bezeichnet. Die Mehramplitudenmodulation ist unter dem Kurzzeichen MAQ bekannt, was "Amplitudenmodulation mit Phasenverschiebung um 90º" bedeutet und zwei um 90º phasenverschobene modulierte Trägerwellen jeweils kombiniert, beispielsweise mit 2, 4 oder 8 Zuständen oder Amplitudenpegeln; eine Mehramplitudenmodulation bietet somit beispielsweise 4, 16 oder 64 Zustände oder Symbole entsprechend den Kurzzeichen MAQ4, MAQ16 oder MAQ64.
Was auch die verwendete Modulation ist, diese gebraucht eine Modulation durch zwei Signalkomponenten, die von dem zu modulierenden digitalen Signal ausgegeben worden sind, wobei sie zwei um 90º phasenverschobene Wellen moduliert, die von derselben Trägerwelle ausgegeben worden sind. Die Trägerfrequenz ist höher ale die Sendefrequenz der Symbole, die auch Taktfrequenz 1/T genannt wird, wobei T die Taktperiode ist. Das modulierte digitale Signal wird allgemein auf die Sendefrequenz im Sender des Übertragungssystems transponiert. Im Empfänger übertragen Mittel zur Frequenztransposition und vorverstärkung das gesendete Signal und geben das modulierte Mehrsymbolsignal mit Zwischenfrequenz auf die Demodulationsvorrichtung.
Die beiden zur Wiedergewinnung des durch einen Sender übertragenen digitalen Signale erforderlichen Parameter sind die Phase und die Frequenz der Trägerwelle.
Die bekannten Trägerwellenwiedergewinnungskreise gebrauchen Phasenregelkreise. Diese Kreise sind in Form einer Analogschleife mit Phasenverriegelung (PLL) ausgeführt, enthaltend einen Phasenkomparator, ein Filter und einen spannungsgesteuerten Oszillator. Die mit derartigen Ausführungen verbundenen Nachteile sind zahlreich. Auf der Leistungsebene erfolgt die Kompensation einer Frequenzabweichung zwischen der von dem spannungsgesteuerten Oszillator gelieferten Demodulationsträgerwellenfrequenz und der Frequenz der Modulationsträgerwelle im Sender lediglich im Gegenzug zu einem Phasenfehler proportional zur Frequenzabweichung zwischen den Trägerwellen und umgekehrt proportional zur Schleifenverstärkung. Der Phasenzähler, der nicht vernachlässigbare Konsequenzen auf die Leistungen des Übertragungssystems hat, soll auf geringe Werte, gewöhnlich einige Zehntel Grad, beschränkt sein, was es auferlegt, die Schleifenverstärkung zu erhöhen. Aus Stabilitätsgründen für die Schleife kann man indessen diese Verstärkung nicht beliebig vergrößern.
Eine weitere durch diesen Phasenfehler herbeigeführte Konsequenz ist die Beschränkung des Frequenzbereichs zur Erfassung von Frequenzwerten, die mit einem zulässigen statischen Phasenfehler kompatibel sind.
Auf der Ebene der Ausführung einer solchen Phasenschleife sind strenge Regelungen erforderlich, um die gewünschten Leistungen zu erhalten. Im übrigen erfordert eine Modifikation eines der Schleifenparameter oder der Parameter des Übertragungssystems wie die Modulationsgeschwindigkeit eine vollständige Neudefinition des Aufbaus der Schleife.
Das amerikanische Patent US-A-4 968 955 bezieht sich auf einen kohärenten Demodulator mit Analogkreis zur Phasen- oder Phasenschleifenregelung mit herkömmlichem analogem VCO. Im Vergleich zu den Demodulatoren des herkömmlichen Typs wird eine Phasenschleife mit Empfängerkanal verwendet. Das durch die Verwendung dieser beiden Phasenschleifen angestrebte Ziel ist das folgende: durch Auswahl einer der beiden Phasenschleifeh besteht der Phasenfehler entweder aus einem ersten Fehlersignal, das für Fehler mit kleiner Phase gut geeignet ist, oder aus einem zweiten Fehlersignal, das folgend auf eine Vorverarbeitung erhalten worden ist, die sämtliche Punkte der Konstellation in bezug auf die gewählte Modulation (Bsp: MAQ 256) um die Achse der positiven Abezissen in einem Fresnel-Bezugspunkt zurückführt. Diese Verarbeitung besteht in einer Phasenverschiebung von (90 x N - 45)º, wobei N die Zahl der betreffenden Skala ist.
Die europäische Patentanmeldung EP-A-0 208 284 bezieht sich auf die auf die MAQ-modulationsn angewendete Trägerwellenwiedergewinnungstechnik, die sich von der Phasenmehrdeutigkeit freimacht und die Kreuz- und Inveredemodulation vermeidet. Der kohärente Demodulator gemäß der EP-A-0 208 284 umfaßt auf wohlbekannte Weise einen Phasenregelungekreis mit einem spannungegesteuerten Oszillator. Der Demodulator umfaßt außerdem einen ersten Analog-Digital-Umsetzer im Demodulationskanal in Phase und einen um 90º phasenverschobenen zweiten Analog- Digital-Umsetzer im Demodulationskanal. Ein Logikkreis erzeugt ein Fehlersignal abhängig von Ausgangssignalen der Umsetzer. Ein Phasensteuerkreis verschiebt das Takteignal des zweiten Analog-Digital-Umsetzers in bezug auf das Takteignal des ersten Analog-Digital-Umsetzers in der Phase, um die beiden Demodulationskanäle zu diskriminieren und die Phasenmehrdeutigkeit aufzuheben.
Die Erfindung bezweckt, die Nachteile der bekannten Analogphasenschleifen zu beheben, wobei Trägerwellenwiedergewinnungsmittel geliefert werden, die völlig in der Form digitaler Kreise konzipiert sind. Unter diesen Bedingungen sind die Wiedergewinnungemittel zum einen leichter integriebar und weisen zum anderen unabhangige Funktionsmerkmale der Modulationsgeschwindigkeit des empfangenen Signale auf.
Zu diesem Zweck ist eine kohärente Demodulationsvorrichtung, die ein moduliertes Signal empfängt, das durch Mehrsymbolmodulation von zwei Trägerwellen mit um 90º phasenverschobener Modulation erhalten worden ist, wobei die Vorrichtung Demodulationsmittel umfaßt, die mittels eines lokalen Oszillatore Trägerwellen mit um 90º phasenverschobener Demodulation zum Demodulieren des modulierten Signale in zwei demodulierte Analogsignalkomponenten liefern,
Signalabtastmittel, die mit Taktfrequenz der Symbole des modulierten Signale arbeiten, um die beiden demodulierten analogen Signalkomponenten in zwei digitale Eingangesignale umzuwandeln,
digitale Phasenverschiebungsmittel, um die Eingangesignale um eine digitale Demodulationsphase in zwei digitale Ausgangesignale phasenzuverschieben, und
digitale Mittel zum verallgemeinerten Vergleich, die die beiden digitalen Ausgangssignale empfangen, um übertragene Signalfehlerimpulse zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß der lokale Oszillator Demodulationsträgerwellen erzeugt, die eine freie Frequenz aufweisen, die zu einem Frequenzunsicherheitebereich der Modulationsträgerwellen gehört, und
daß die Demodulationsvorrichtung Mittel zur digitalen Verarbeitung umfaßt, um die digitale Demodulationsphase abhängig von Fehlersignalimpulsen zu berechnen, um später die Phasenund Frequenzdifferenzen zwischen den Modulationsträgerwellen und den Demodulationsträgerwellen durch Phasenverechiebung der Eingangesignale zu kompensieren.
Die Demodulationsvorrichtung umfaßt als Analogkreise Demodulationsmittel mit Miechern und Oszillator, die das durch die beiden um 90º phasenverschobenen Demodulationsträgerwellen empfangene modulierte Signal demodulieren. Der Oszillator in den Demodulationsmitteln ist ein freier Oszillator und kein spannungegesteuerter Oszillator mehr. Dies vereinfacht die Integration der Vorrichtung und gestattet es, bessere Eigenschaften zu erhalten.
Die im wesentlichen durch die Phasenverschiebungsmittel, die Mittel zum verallgemeinerten Vergleich und die Verarbeitungsmittel ausgeführte Phasenschleife ist vollständig digital. Diese Phasenschleife arbeitet dabei auf der Modulationsfrequenz, was für Taktfrequenzen mehrerer zehn MHz mit herkömmlichen Technologien verwendet werden kann.
Gemäß einem Merkmal der Erfindung unterscheiden die digitalen Mittel zum verallgemeinerten Vergleich den Betrieb mit Phasennachlauf (oder "Halten der Frequenz"), in dessen Verlauf ein Phasenvergleich zwischen Modulationsträgerwellen und Demodulationsträgerwellen ausgeführt wird, und es wird der Betrieb der Frequenzerfassung ausgeführt, in dessen Verlauf ein Frequenzvergleich zwischen den Trägerwellen ausgeführt wird. Insbesondere umfassen die Mittel zum verallgemeinerten Vergleich digitale Phasenvergleichsmittel, um bei der Taktfrequenz jeweils erste und zweite Fehlersignalimpulse in Reaktion auf negative und positive Phasendifferenzen zwischen den Demodulatiosträgerwellen und den Modulationsträgerwellen zu erzeugen, digitale Frequenzvergleichsmittel, um bei der Taktfrequenz dritte und vierte Fehlersignalimpulse jeweils in Reaktion auf positive und negative Frequenzdifferenzen zwischen den Demodulationsträgerwellen und den Modulationsträgerwellen zu erzeugen, und Zustandserfassungsmittel, um während jeder Symboltaktperiode einen Erfassungsimpuls in Reaktion auf Amplituden der digitalen Ausgangssignale zu liefern, die in den jeweiligen vorbestimmten Amplitudenintervallen enthalten sind, um ein Logiksteuersignal zu erzeugen, um die Frequenzvergleichsmittel zu aktivieren und die Phasenvergleichsmittel zu deaktivieren, wenn eine kumulierte Impulserfassungezählung während einer Mehrfachperiode der Periode der Symbole größer als ein erster vorbestimmter Schwellwert ist, und um die Frequenzvergleichsmittel zu deaktivieren und die Phasenvergleichsmittel zu aktivieren, wenn die kumulierte Erfassungsimpulszählung während der Mehrfachperiode kleiner als der erste Schwellwert ist.
Die Zustandserfassungsmittel, die dazu beitragen, die beiden Bereiche zu unterscheiden, umfassen vorzugsweise einen Kreis zum Erzeugen eines der Erfassungsimpulse während der Taktperiode, wenn die Amplituden der Ausgangssignale in den vorbestimmten jeweiligen Intervallen enthalten sind, einen Zähler zum Zählen der Erfassungsimpulse während der Mehrfachperiode, einen Komparator zum Vergleichen der kumulierten Zählung von Erfassungsimpulsen im Zähler bei dem ersten vorbestimmten Schwellwert, um ein Logiketeuersignal zu erzeugen, dessen beiden Zustände jeweils für Impulszählungen einer Erfassung größer und kleiner als der erste vorbestimmte Schwellwert sind, und Umschaltmittel zum Umschalten der Fehlersignalimpulsausgänge der Phasen- und Frequenzvergleichsmittel auf Eingänge der Digitalverarbeitungsmittel abhangig von Zuständen des Steuersignals.
Gemäß einem weiteren Merkmal der Erfindung umfassen die digitalen Verarbeitungsmittel einen Aufwärts- und Abwärtszähler mit einem inkrementierbaren und dekrementierbaren Inhalt. Der Inhalt wird jeweils durch die ersten und zweiten Fehlersignalimpulse inkrementiert und dekrementiert, die durch die Mittel für den verallgemeinerten Vergleich erzeugt werden, wenn die kumulierte Erfassungsimpulszählung im Zähler während der Mehrfachperiode kleiner als der erste Schwellwert ist. Der Inhalt des Aufwärts- und Abwärtszählere wird ebenso jeweils durch die dritten und vierten Fehlersignalimpulse inkrementiert und dekrementiert, die durch die verallgemeinerten Vergleichsmittel erzeugt werden, wenn die kumulierte Erfassungsimpulezählung im Zähler während der Mehrfachperiode größer als der erste Schwellwert ist. Die digitalen Verarbeitungemittel umfassen ebenso Additions- und Subtraktionsmittel, um jeweils den Inhalt des Aufwärts- und Abwärtszählere zu einem ersten vorbestimmten Parameter in Reaktion auf den einen der ersten und dritten Impulse zu addieren und um den Inhalt des Aufwärtsund Abwärtszählers von dem ersten Parameter in Reaktion auf den einen der zweiten und vierten Impulse zu subtrahieren, Mittel zum Multiplizieren des Ergebnisses der ausgeführten Operation durch die Mittel zum Addieren und Subtrahieren mittels eines zweiten vorbestimmten Parametere und Mittel zum Speichern des durch die Mittel zum Multiplizieren mit der Taktfrequenz gelieferten Ergebnisses, um eine Demodulationsphase zu erzeugen.
Der Aufwärts- und Abwärtszähler bewirkt eine erste Fehlersignalintegration auf analoge Weise zu einem Schleifenfilter, und die Mittel zum Speichern führen eine zweite Intregration des Fehlersignals auf eine Weise analog zu einem spannungsgesteuerten Oszillator durch. Diese doppelte Integration gestattet es, einen statischen Fehler mit Phase null zu erhalten, was auch die Frequenzabweichung sei, die zwischen den Modulations- und Demodulationsträgerwellen zu kompensieren ist.
Die Demodulationsvorrichtung kann ebenso Mittel zum periodischen Sichern des Inhalts des Aufwärts- und Abwärtszählers umfassen, wenn die im Zähler während der Mehrfachperiode kumulierte Erfassungsimpulezählung kleiner als der erste Schwellwert ist, und um den gesicherten Inhalt im Aufwärts- und Abwärtszähler einzugeben, wenn die kumulierte Erfassungsimpulszählung während der Mehrfachperiode in dem Zähler größer als der erste Schwellwert ist.
Die Mittel zum Sichern tragen dazu bei, einen Frequenzerfassungsbereich benachbart dem maximalen theoretischen Bereich mit sehr kurzen Erfassungperioden zu erhalten.
Weitere Vorteile und Merkmale der vorliegenden Erfindung gehen klarer beim Lesen der folgenden Beschreibung mehrerer Ausführungsformen dieser Erfindung unter Bezugnahme auf die beigefügten entsprechenden Zeichnungen hervor, in denen:
- Fig. 1A ein Blockdiagramm einer kohärenten Demodulationsvorrichtung gemäß dem Stand der Technik ist;
- Fig 1B ein Fresneldiagramm zur Veranschaulichung des Prinzips der kohärenten Demodulation ist;
- Fig. 2 ein Blockdiagramm einer digitalen kohärenten Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung ist;
- Fig. 3 ein Impulsansprechdiagramm für eine Ausführung der Funktionsgleichung einer Phasenschleife in diskreter Form ist;
- Fig. 4 ein Fresneldiagramm zur Darstellung des digitalen Demodulationsprinzips gemäß der Erfindung ist;
- Fig. 5 ein Blockdiagramm eines digitalen Phasenschiebers ist, der in der kohärenten Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung enthalten ist;
- Fig. 6 ein Blockdiagramm eines Kreises zum verallgemeinerten Phasenvergleich ist, der in der kohärenten Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung enthalten ist;
- Fig. 7, 8 und 9 jeweils Blockdiagramme eines Phasenkomparatore, Frequenzkomparators und Zustandserfassungsmittels ist, enthalten im Kreis zum Vergleich der verallgemeinerten Phase;
- Fig. 10 ein Fresneldiagramm ist, das eine Konstellation einer MAQ 16-Modulation ist, um das Funktionsprinzip des Zustandedetektore darzustellen;
- Fig. 11 ein Blockdiagramm eines digitalen Phasenschleifenverarbeitungskreises ist, der in der kohärenten Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung enthalten ist; und
- Fig. 12 ein Fresneldiagramm zur Darstellung des Funktionsprinzips des digitalen Phasenschleifenverarbeitungskreises ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1A, eine in einem Empfänger eines digitalen übertragungssystems gemäß dem Stand der Technik enthaltene kohärente Demodulationsvorrichtung umnfaßt einen Demodulationskreis CD und einen Kreis zur Wiedergewinnung der Trägerwelle CRP1. Die kohärente Demodulationsvorrichtung empfängt ein moduliertes Signal SI mit Modulationsträgerwelle, die von einem Sender eines digitalen Übertragungssystems übertragen worden ist.
Der Demodulationskreis CD umfaßt zwei Mischer 11a und 11b, die als Demodulatoren dienen, zwei Tiefpaßfilter 12a und 12b und einen (π/2) -Phasenschieber 13. Der Trägerwellenwiedergewinnungkreis CRP1 umfaßt einen Phasenkomparator 15, ein Schleifentiefpaßfilter 16 und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 17 und kann nach bestimmten dem Fachmann bekannten Ausführungen ein Hilfsmittel für die Frequenzerfassung (MAA) 18 enthalten, das mit dem Eingang des Schleifenfilters 16 verbunden ist.
Zwei erste entsprechende Eingänge der Mischer 11a und 11b empfangen das modulierte Signal S1. Ein Signal für die wiedergewonnene Trägerwelle SP wird auf zwei zweite Eingänge der Mischer 11a bzw. 11b direkt und über einen (π/2)-Phasenschieber 13 gegeben. Entsprechende Ausgänge der Mischer sind mit Eingängen des Komparators 15 über die Filter 12a und 12b verbunden. Die Filter 12a und 12b geben die Harmonischen in der Nähe der doppelten Frequenz der Trägerfrequenz in den durch die Mischer ausgegebenen demodulierten Signalen zurück. Der Phasenkomparator 15 erzeugt ein Fehlersignal E, das den augenblicklichen Phasenfehler zwischen dem wiedergewonnenen Modulationsträgersignal SP und der abzuschätzenden gesendeten Modulationsträgerwelle darstellt. Der Oszillator 17 erzeugt das wiedergewonnene Tragersignal SP, nach der Frequenz und der Phase der Modulationsträgerwelle in Reaktion auf das Fehlersignal E, das am Ausgang des Phasenkomparators 15 erzeugt wird und auf einen Steuereingang des Oszillatore 17 über das Schleifenfilter 16 gegeben wird.
Die Rolle des Schleifenfilters 16 steht in der Begrenzung des Einflusses des Rauschens auf das Fehlersignal E und in der Zurückweisung der hochfrequenten Komponenten, um den Oszillator 17 geeignet zu regeln.
Die Signale X und Y im Basisband, die von den entsprechenden Filtern 12a und 12b ausgegeben werden, entsprechen den beiden Signalkomponenten, die die beiden Trägerwellen mit 90º Phasenverschiebung im Sender modulieren. Diese beiden Signale werden auf eine nicht dargestellte Regenerationsschaltung gegeben, der einerseits die Zustände in den demodulierten Signalen diskriminiert und andererseits die Zustände mit Schwellwerten zum Dekodieren der Symbole vergleicht, um die am Anfang ausgesendete digitale Information wiederherzustellen. Die Abtastzeitpunkte in der Regenerationsechaltung werden durch einen Taktregenerationskreis gebildet, beispielsweise ausgehend von den Signalen im Basisband X und Y.
Fig. 1B zeigt zu Beispielszwecken in der Form eines Fresneldiagramms eine Phasenmodulation mit vier Zuständen (MDP4). Die vier auf dem Diagramm gezeigten Symbolkreuze sind die geometrischen Orte eines Vektors , der mit dem modulierten Signal verbunden ist. Die Demodulation besteht darin, das modulierte Signal SI auf die beiden Demodulationsträgerwellen zu "werfen", und hierzu ist es vorher erforderlich, die Phase der einen der Trägerwellen wiederzugewinnen. Dies wird durch den Komparator 15 ausgeführt, der ein Fehlersignal &epsi; erzeugt, um die Phase Φ&sub0; des wiedergewonnen Trägerwellensignais SP = cos (ω&sub0;+Φ&sub0; )zu regeln, das auf die zweiten Eingänge der Mischer jeweils direkt und über den Phasenschieber 13 mit der abzuschätzenden und wiederzugewinnenden Phase der Trägerwelle gegeben wird, hier cos ωot. Das die Phasenverschiebung Φ&sub0; darstellende Fehlersignal &epsi; wird ausgehend von den Basisbandkomponenten (X, Y) des demodulierten Signale und Komponenten ( , ) eines genau ausgehend von den Komponenten des demodulierten Signals wiederhergestellten Signals festgesetzt.
Der Phasenkomparator 15 wird in einigen Ausführungen durch einen Frequenzphasenkomparator ersetzt, um zunächst die Trägerfrequenz, insbesondere wenn sich diese in einem großen Bereich ändert, dann die Phase der Trägerwelle zu erhalten. Nichtsdestoweniger, in dem Fall, in dem lediglich der Phasenkomparator 15 verwendet wird, wird das Hilfsmittel zur Erfassung 18 nun durch Frequenzerfassung ausgeführt. Das Mittel 18 erzeugt ein Signal SAA, das mit der Nennfrequenz des Regeloszillators 17 im Frequenzunsicherheitsbereich der Trägerwellen mit 90º Phasenverschiebung wobbelt, die in dem empfangenen Signal übertragen worden sind. Das Signal SAA wird gesperrt, sobald die Frequenzerfassung stattgefunden hat. Die Vorrichtung 18 gestattet es insbesondere, den Frequenzerfassungsbereich beträchtlich zu vergrößern.
Die oben dargelegten Nachteile eines derartigen Kreises gemäß dem Stand der Technik sind in der Einleitung der Beschreibung aufgezählt worden. Wir zeigen nun die kohärente Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung für digital modulierte Signale einschließlich eines digitalen Trägerwellenwiedergewinnungskreises.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1A, das von dem Komparator 15 gelieferte Fehlersignal 6 wird über das Filter 16 und den spannungsgesteuerten Oszillator 17 in Serie auf den Demodulationseingang ed gegeben. Das Filter 16 weist eine formgestaltete Impedanz auf, die sich in der Laplace-transformierten Form schreibt:
F(p) = (1 + τ&sub2;p)/τ&sub1;p.
τ&sub1; und τ&sub2; sind von den Kennlinien des Filters 16 abgeleitete Konstanten.
Ebenso weist der spannungsgesteuerte Oszillator 17 eine formgestaltete Impedanz auf, die sich in der Laplace-transformierten Form schreibt:
Z(p) = K&sub0;/p,
wobei K&sub0; die Verstärkung des Oszillators 17 ist.
Das wiedergewonnene Trägerwellensignal SP weist daher eine Phase Φ zum Demodulieren des empfangenen Signals SI auf, das sich in der Laplace-transformierten Form schreibt:
Φ(p) = (Ko/p) [(1 + τ&sub2;p)/(τ&sub1;p)] &epsi;(p),
oder
Φ(p) = [Ko τ&sub2;/(τ&sub1; p) + Ko /(τ&sub1; p²)] &epsi;(p) (1)
Die mathematische Basis der vorliegenden Erfindung beruht in der Anwendung der obigen Gleichung (1) in diskreter Form. Es ist so möglich, eine "digitale" Phasenschleife für einen Trägerwellenwiedergewinnungskreis auszuführen, der ausgehend von digitalen Komponenten und nicht analogen wie einem Filter oder spannungegesteuerten Oszillator konzipiert ist.
Die von der Gleichung (1) abgeleitete Gleichung in diskreter Form schreibt sich:
Φm-1 = Φm + K&sub0;T(T/τ&sub1;) ((τ&sub2;/T) &epsi;m+Wm) mit Wm= Wm-1+&epsi;m-1 (2a)
T bezeichnet die Abtastperiode oder Taktperiode entsprechend der Periode der Symbole der demodulierten Signale, Φm bezeichnet die Demodulationsphase zu einem Abtastzeitpunkt t=mT und Wm ist eine Zwischenvariable.
Die in Fig. 3 gezeigte Darstellung durch Impulsansprechen gestattet es, die diskrete Realisierung der Gleichung (1) besser zu erfassen. Einem Impuls &epsi;(nT) am Eingang eines Übertragungssystems H(p) ist mit einer Antwort Snt verbunden. So wird zu jedem Zeitpunkt t = nT das vom System in Reaktion auf das Signal &epsi;(t) ausgegebene Signal Snt(t) durch die Summe der relativen Teilantworten auf die n angelegten Impulse zwischen t=0 und t = nT angenähert, sei es:
wobei H(t) die Antwort des Systems auf den Dirac-Impuls ist.
Die diskrete Formgebung der Gleichung (1) leitet sich beispielsweise von dem vorgenannten Ergebnis ab.
Die Terme KoT(T/τ&sub1;) und (τ&sub2;/T) in der Gleichung (2a) können sich schreiben:
wobei die Relationen verwendet werden, die charakteristische Parameter einer Schleife mit Phasenverriegelung geben:
ωn=(K&sub0;Kd/τ&sub1;)1/2
ξ=(τ&sub2;/2) ωn
BL = Wn(ξ+1/4)/(2ξ)
=(T&sub2;/2) w
wobei ωn und Ko jeweils die natürliche Frequenz und die Verstärkung des Osziallators 17, Kd die Verstärkung des Komparators 15 der Schleife und ξ den Dämpfungsfaktor der Schleife und BL seine Rauschbandbreite bezeichnen. Diese Relationen sind beispielsweise im Buch von GARDNER, - mit Titel "Phaselock Techniques", John Wiley & Sons, Inc. (1966), New York, insbesondere Seiten 8 bis 22 verbreitet worden.
Somit schreibt sich die Gleichung (2a) in der Form:
Bei Setzen:
schreibt sich die Gleichung (2a)
Φm+1 = Φm +MUL (ADD.&epsi;m + Wm) (2b)
Unter Bezugnahme auf Fig. 2, eine kohärente Demodulationsvorrichtung gemäß der Erfindung umfaßt den Demodulationskreis CD und einen Trägerwellenwiedergewinnungskreis CRP2.
Der Demodulationskreis CD umfaßt die beiden Mischer ha und lib, die beiden Filter 12a und 12b und den (π/2)-Phasenschieber 13, die auf dieselbe Weise wie in Fig. 1 eingerichtet sind. Das mit Zwischenfrequenz modulierte Signal SI wird auf die beiden ersten jeweiligen Eingänge der beiden Mischer gegeben. Man wird feststellen, daß ein moduliertes Signal mit einer Trägerwelle mit einer Nennfrequenz gleich der Sendefrequenz ebenso auf die ersten Eingänge der Mischer gegeben werden kann, wenn das empfangene Signal nicht vorab mit einer Zwischenfrequenz transponiert wird.
Der Trägerwellenwiedergewinnungskreis CRP2 umfaßt einen Lokalempfängeroszillator 21, einen Taktwiedergewinnungskreis 22, zwei Analog-Digital-Umsetzer 23a und 23b, einen digitalen Phasenschieber 24, einen Kreis zum verallgemeinerten Phasenvergleich 25 und einen digitalen Phasenschleifenverarbeitungskreis 26.
Der Lokaloszillator ersetzt den Oszillator 17 von Fig. 1 und hat somit einen Ausgang, der mit den zweiten Eingängen der Mischer ha und llb direkt und über den Phasenschieber 13 verbunden ist. Der Lokaloszillator 21 erzeugt ein Sinussignal, dessen Frequenz zu einem Frequenzunsicherheitsbereich der Sendeträgerwellen mit 90º Phasenverschiebung gehört. Der Taktwiedergewinnungskreis 22 empfängt das modulierte Signal 51 und erzeugt ein Abtastsignal mit einer Frequenz 1/T gleich der Sendefrequenz der modulierenden Symbole. Das Abtasteignal wird auf Abtasttakteingänge der Analog-Digital-Umsetzer 23a und 23b gegeben.
Die Analog-Digital-Umsetzer 23a und 23b digitalisieren zwei Zwischensignale X* und Y* die von den Filtern 12a und 12b des Demodulationskreises CD mit der Abtastfrequenz 1/T ausgegeben werden, die von dem Taktwiedergewinnungskreis 22 geliefert wird. Die beiden Analog-Digital-Umsetzer liefern digitalisierte Signale zu den parallelen Dateneingängen ED1 und ED2 des digitalen Phasenschiebere 24 durch zwei Eingangebusse BE1 und BE2. Die digitalisierten Signale tragen Abtasteingangesignalpaare wie XEn und YEn, was zu einer Abtastung der analogen Zwischensignale X* und Y* zu einem Zeitpunkt t=nT führt.
Der digitale Phasenschieber 24, der Kreis zum verallgemeinerten Phasenvergleich 25 und der digitale Phasenschleifenverarbeitungskreis 26 bilden eine "digitale" Phasenschleife. Parallele Datenausgänge SD1 und SD2 des digitalen Phasenschiebere 24 sind mit Eingängen des Vergleichekreises 25 durch zwei jeweilige Ausgangebusse BS1 und BS2 verbunden. Zwei Ausgangsanschlüsse BU und BD des Vergleichskreises 25 sind mit zwei Eingängen des digitalen Verarbeitungekreises 26 verbunden, dessen Ausgang in der Form eines Adressenbusses BA vorliegt, der mit Phasenverschiebungseingängen EΦ des digitalen Phasenschiebers 24 verbunden ist.
Die allgemeine Funktion der in Fig. 2 gezeigten Vorrichtung gemäß der Erfindung wird nun dargelegt, bevor die detaillierte Funktion der in den Trägerwellenwiedergewinnungskreisen CRP2 enthaltenen Kreise erläutert wird.
Der Lokalempfängeroszillator 21, dessen Frequenzprazision vorzugsweise durch einen Quarz sichergestellt ist, liefert, wie bereits angezeigt, ein sinusförmiges Signal mit einer Frequenz, die zu dem Frequenzungewißheitsbereich der Senderträgerwellen mit 90º Phasenverschiebung gehört. Das empfangene Signal SI schreibt sich in der Form:
SI = ai cos (ω&sub0;t) - bi ein (ω&sub0;t)
wobei (ai, bi) eine Folge von Symbolen abhängig von der festgehaltenen Mehrsymbolmodulation bezeichnet und cos(ω&sub0;t), sin(ω&sub0;t) das Paar der Trägerwellen mit 90º Phasenverschiebung bezeichnet.
An den Ausgängen der Filter 12a und 12b schreiben sich die Zwischensignale X* und Y* mit einem Nahphasenfehler in der Form:
X* = ai.cos(2π.Δf.t) und
Y* = bi.sin(2π.Δf.t),
Δf ist die Frequenzabweichung zwischen der durch den Lokaloszillator 21 erzeugten Frequenz und der Frequenz der Modulationsträgerwellen.
Die Zwischensignale X* und Y* werden nun mit der Sendefrequenz der Abtastsymbole 1/T abgetastet, um die Signale XEn und YEn jeweils am Ausgang der beiden Umsetzer 23a und 23b einzurichten.
Die digitalen Signale XEn und YEn an den Ausgängen der Umsetzer werden im digitalen Phasenschieber 24 mit einer Demodulationsphase Φn in der Phase verschoben, die durch den digitalen Phasenschleifenverarbeitungskreis 26 abhängig von diskreten Signalen vorgesehen wird, die durch die Ausgangsanschlüsse BU und BD des Kreises für den verallgemeinerten Phasenvergleich 25 angelegt werden.
Wobei auf Fig. 4 Bezug genommen wird und wobei die auf die beiden zweiten Eingänge der Mischer 11a und 11b gegebenen beiden Demodulationssignale mit (cos(ω&sub0; + 2π.Δf)t, sin(ω&sub0; + 2π.Δf)t) bezeichnet werden, intuitiv werden die beiden Modulationsträgerwellen (cosω&sub0;t;sinw&sub0;t) von den beiden Demodulationssignalen abgeleitet, die auf die beiden zweiten Eingänge durch eine Rotation Φn = 2πΔf.nT zu jedem Abtastzeitpunkt t=nT gegeben werden. Die Rolle des Phasenschiebers 24, des Kreises 25 und des Verarbeitungskreises 26 ist es genau, zu jedem Abtastzeitpunkt t = nT die Phasenverschiebung Φn einzurichten, um später die Demodulationseignale in bezug auf die Modulationsträgerwellen in Phase zu setzen, um die Werte der zu den Ausgängen SD1 und SD2 des digitalen Phasenschiebers 24 übertragenen Symbole wiederherzustellen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 5, der digitale Phasenschieber 24 umfaßt ein Eingangeregister 241, einen Multiplikations- und Additionskreis 242, einen Festspeicher ROM 243 und ein Ausgangeregister 244. Das Eingangeregister 241 und das Ausgangsregister 244 bilden Pufferspeicher, um jeweils vorübergehend die von den Analog-Digital-Umsetzern 23a und 23b empfangenen Daten und die Ausgangsdaten des Trägerwellenwiedergewinnungskreises zum Vergleichekreis 25 bei der Abtast- oder Taktfrequenz 1/T zu speichern. So speichert das Eingangeregister 241 die abgetasteten Eingangesignalpaare bei XEn und YEn bei der Frequenz 1/T, und das Ausgangeregister 244 speichert die abgetasteten Ausgangesignalpaare XSn und YSn des demodulierten Signale.
Die Rolle des Phaeenschiebers 24 ist es, mit einem die Eingangesignale XEn und YEn um einen Winkel Φn in der Phase zu verschieben, um die demodulierten Ausgangssignale XSn und YSn einzurichten. Fig. 4 zeigt die Funktion des Phasenschiebere schematisch. Die Rotationebeziehungen schreiben sich zu jedem Zeitpunkt t = nT wie folgt:
Der komplexe Kreis 242 empfängt das Paar (XEn, YEn) des Eingangeregistere 242 und liefert das Paar (XSn, YSn), zum Ausgangeregister 244 über interne Busse des Phasenschiebere 24. Der Kreis 242, der das Paar(XSn, YSn) berechnet, enthält so vier Multiplikatorglieder, ein Addierglied und ein Subtrahierglied.
Zwei Ausgangebusse des Speichers ROM 243 geben das Paar von trigonometrischen Funktionen (cosΦn, sinΦn) auf Eingänge des Kreises 242. Der Speicher ROM 243 enthält in einer diskreten Form die Funktionen cosΦn und sinΦn mit 0 ≤ Φn ≤ 2π. Um das Paar (cosΦn, sinΦn) in einer Zelle des Speichers zu lesen, liefert der digitale Phasenschleifenverarbeitungskreis 26 über den Bus BAΦ eine Leseadresse, um in den beiden Datenbuseen den den Phasenverschiebungswinkel Φn darstellenden Wert der Eingangssignale und XEn und YEn darzustellen.
Die Funktionen der Überführung, der Berechnung und des Lesens in den Regietern 241 und 244, dem Kreis 242 und dem Speicher 243 werden mit der Abtastfrequenz 1/T getaktet, die durch den Taktwiedergwinnungskreie 22 erzeugt wird.
Man wird feststellen, daß die Programmierung des Speichers ROM 243 in Harmonie mit dem digitalen Phasenschleifenverarbeitungskreis 26 im wesentlichen von der beibehaltenen Modulation (MAQ4, MAQ16...) und der gewünschten Schleifenstabilität genau abhängig von der beibehaltenen Modulation ist. Die aus dem Ausgangeregister 244 austretenden demodulierten digitalen Signale XSn und YSn werden auf einen nicht dargestellten Dekodierungekreis gegeben, um das übertragene digitale Signal wiederherzustellen, und ebenso auf die Eingänge des Vergleichskreises 25, um die Demodulationsphase Φn zum Zeitpunkt t = nT einzurichten.
Der Kreis zum verallgemeinerten Phasenvergleich 25, wie in Fig. 6 gezeigt, umfaßt einen Phasenkomparator 251, einen Frequenzkomparator 252, einen Zuetandedetektor 253 und einen Umechaltkreis 254. Die beiden Komparatoren 251 und 252 sowie der Zustandedetektor 253 empfangen jeweils an entsprechenden Eingängen die demodulierten Ausgangssignale XSn und YSn zu jedem Zeitpunkt t = nT. Zwei Ausgänge U&sub1; und D&sub1; des Phasenkomparatore 251 und zwei Ausgänge U&sub2; und D&sub2; des Frequenzkomparatore 252 werden im Umschaltkreis 254 durch ein Steuereignal C1 ausgewählt, das durch den Zuetandedetektor 253 eingerichtet wird. Das Steuersignal C1 befindet sich jeweils auf dem Logikpegel "1" um die Ausgänge U&sub1; und D&sub1; des Phasenkomparatore 251 mit den Ausgangsanschlüssen BU und BD des Vergleichekreises 25 zu verbinden, und auf dem Logikpegel "0", um die Ausgänge U&sub2; und D&sub2; des Frequenzkomparators 252 mit den Anschlüssen BU und BD zu verbinden. Der Phasenkomparator 251 wird im Phasennachlaufbetrieb ausgewählt, das heißt Frequenzhaltebetrieb, um die Demodulationsphase Φn auf der modulationsphase der Trägerwelle zu "glätten". Der Frequenzkomparator 252 wird im Frequenzerfassungebetrieb ausgewählt, um die Demodulationsfrequenz auf der Modulationsträgerfrequenz zu "glätten", das heißt die Frequenzabweichung Δf zu blockieren, die zwischen der Frequenz des Lokalempfängeroszillators 21 und der Modulationsträgerfrequenz vorhanden ist. Die Signale an den Ausgängen U&sub1;, D&sub1;, U&sub2; und D&sub2; der Komparatoren 251 und 252 und das Umschaltssteuersignal C1 liegen in Form von Impulsen vor.
Die Funktionen des Phasenkomparators 251, des Frequenzkomparators 252 und des Zustandedetektore 253 werden nun detailliert unter Bezugnahme auf Fig. 7, 8 und 9 beschrieben.
Wie in Fig.7 gezeigt ist, umfaßt der Phasenkomparator 251 einen Phasenfehlerberechnungskreis 251a und einen Aufbereitungekreis 251b.
Der Phasenfehlerberechnungskreie 251a kann analog zu den analogen "Signalverarbeitungsmitteln" sein, die in Fig. 7 der Patentanmeldung EP-A-71514 veranschaulicht sind. In dieser Patentanmeldung erzeugen die Verarbeitungemittel für Signale für die beiden Demodulationskanäle jeweilige Analogsignale (X - ) und (Y - ), wobei X und Y die von den Mischern ausgegebenen demodulierten Signale bezeichnen und und die beiden ausgehend von den demodulierten Signalen X und Y des demodulierten Signale insbesondere durch Diskrimination in bezug auf vorbestimmte Schweliwerte, die von den Symbolen des Modulationstype abhängig sind, wiederhergestellten Signale bezeichnen. Die Verarbeitungemittel erzeugen ein Fehlersignal &epsi;(Φ) des ternären Type, um einen spannungegesteuerten Oszillator wie den Oszillator 17 gemäß dem Stand der Technik zu steuern:
&epsi;(Φ) = sgn [sgn (X - ).sgn(Y) - sgn(Y - ).sgn(X)],
wobei sgn die Funktion "Signum" bezeichnet.
Gemäß der Erfindung erzeugt der Phasenfehlerberechnungskreis 251a zu jedem Zeitpunkt t = nT eines Fehlerabtasteignale ECPn, das zu einer Abtastung des Signale &epsi; (Φ) analog ist und das ebenfalls vom ternären Typ (+, -, 0) ist:
ECPn = sgn[sgn(XSn-).sgn(YSn) - sgn(YSn-).sgn(XSn)], wobei und die wiederhergestellten Abtasteignale bezeichnen.
Das Signal &epsi;CPn das vom Kreis 251a ausgegeben worden ist, wird auf den Eingang des Aufbereitungekreises 251b gegeben. Der Aufbereitungekreis umfaßt zwei Schwellwertkomparatoren, dessen Ausgänge U&sub1; und D&sub1; die Signale UCPn und DCPn ausgeben, von denen das eine zu einem Zeitpunkt t = nT einen kurzen aktiven Impuls im Zustand "1", jeweils in Reaktion auf ternäre Zustände "+" und "-" des Fehlersignale ECPn darstellt. Keines der Signale UCPn und DCPn weist einen aktiven Impuls auf, wenn das Fehlersignal &epsi;CPn gleich null ist. Die Rolle dieser Aufbereitung des Fehlersignale &epsi;CPn wird später anläßlich der Beschreibung des digitalen Phasenschleifenverarbeitungskreises 26 erläutert.
Unter Bezugnahme auf Fig. 8, der Frequenzkomparator 252 umfaßt den Phasenfehlerberechnungskreis 251a, einen Zonenvalidationskreis 252a, einen Übergangsvalidationskreis 252b, eine Kippschaltung D 252c, einen Aufbereitungekreis 252d und ein UND- Glied mit drei Eingängen 252e. Obwohl in den Fig. 7 und 8 veranschaulicht, ist der Kreis 251a in der Praxis den beiden Komparatoren 251 und 252 gemeinsam. Der Aufbereitungekreis 252d ist analog zum bereits mit Bezugnahme auf Fig. 7 dargestellten Kreis 251b.
Das ternäre Fehlersignal &epsi;CPn, das durch den Phasenfehlerberechnungekreis 251a erzeugt worden ist, wird auf den Eingang D der Kippechaltung 252c gegeben und wird an dessen Ausgang Q lediglich validiert, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. Hierzu haben der Zonenvalidationekreis 252a, der die Signale der demodulierten Abtastung XSn und YSn über die Busse BS&sub1; und BS&sub2; empfängt, der Übergangsvalidationskreis 252b, der das Fehlersignal &epsi;CPn empfängt, und der Taktwiedergewinnungskreis 22 jeweile mit den Eingängen des UND-Gliedes 252b verbundene Ausgänge, dessen Ausgang mit dem Takteingang CL der Kippechaltung 252c verbunden ist.
Das Funktionsprinzip des Frequenzkomparators 252 ist im wesentlichen analog zu denjenigen des Verarbeitungemittele für die demodulierten Signale, das in der Patentanmeldung FR-A-2552959 beschrieben worden ist und darin besteht, den auf die Kippschaltung 252c durch den Taktwiedergewinnungskreis 22 über das Glied 252e gegebenen Taktimpule 1/T zu blockieren und damit den Zustand des Ausgangs Q der Kippechaltung vor dem Taktimpule unter zwei Bedingungen beizubehalten. Diese beiden Bedingungen werden durch den Zonenvalidationekreis 252a und den Übergangsvalidationskreis 252b eingerichtet.
Der Ausgang des Zonenvalidationekreises 252a befindet sich im tiefen Zustand 11011 und der Zustand des Ausgangs des Phasenfehlerberechnungskreises 251a wird damit in der Kippschaltung D 252c nicht validiert, wenn:
wobei R eine vorbestimmte reelle Zahl ist. In der Praxis bedeuten diese Relationen, daß die Übergänge des Fehlersignale eine geringe Wahrscheinlichkeit dafür haben, daß sie signifikant sind und daß sie nicht validiert werden sollen.
Der Ausgang des übergangsvalidationskreiees 252b befindet sich jediglich im hohen Zustand "1", wenn das vom Phasenfehlerberechnungekreis 251a ausgegebene Fehlersignal &epsi;CPn von einem tiefen Zustand "-" zu einem hohen Zustand "+" oder umgekehrt übergeht. Die Frequenzdifferenz zwischen den lokalen Trägerwellen und den Modulationsträgerwellen ist nun von null unterschiedlich. Der Kreis 252b gestattet es in der Praxis, wobei auf Fig. 4 Bezug genommen wird, den Ausgang der Kippechaltung 252c auf einem hohen Zustand "+" zu halten, wenn die Differenz der Demodulationsträgerfrequenz (ω&sub0;/2π + Δf) und der Modulationsträgerfrequenz (ω&sub0;/2π) positiv ist, und in einem tiefen Zustand "-", wenn die Differenz der Demodulationsfrequenz und der Modulationsfrequenz negativ ist.
Gemäß der FR-A-2552959 ist der verwendete Phasenkomparator ein Komparator, der ein binäres Fehlersignal ausgibt. Der Phasenfehlerberechnungekreis 251a gemäß der Erfindung liefert ein Fehlersignal &epsi;CPn des ternären Typs. Die zweite Bedingung ist eine zusätzliche Bedingung, die darin besteht, einen Pegel "0" am Ausgang des Übergangevalidationskreises 252b für Übergänge des Fehlersignale &epsi;CPn zu &epsi;CPn+1 zwischen dem Zeitpunkt t = nT und dem Zeitpunkt t (n + 1)T jeweils vom Pegel "+" oder "-" zum Pegel "0" zu erzeugen. Die Frequenzerfassungsbereiche sind nunmehr erweitert.
Das Prinzip des Zustandedetektore 253, dessen Rolle es ist, den Umschaltkreis 251 zu steuern, um entweder die Ausgänge des Phasenkomparatore 251 oder die Ausgänge des Frequenzkomparators 252 selektiv zu validieren, wird nun unter Bezugnahme auf Fig. 9 beschrieben. Der Zustandedetektor 253 erfaßt die beiden Zustände der digitalen Trägerwellenwiedergewinnungsechleife: ein erster Zustand, der sogenannte "eingehängte Zustand" entspricht dem Phasennachlauf- (oder Frequenzfesthalte-)Betrieb, in dessen Verlauf der Phasenkomparator 251 ausgewählt ist; ein zweiter Zustand, der sogenannte "ausgehängte Zustand", entspricht dem Frequenzerfassungsbetrieb, in dessen Verlauf der Frequenzkomparator 252 ausgewählt ist. Diese Erfassung wird ausgeführt, in dem im Fresnel-Diagramm die Stelle der Komponenten des demodulierten Abtasteignale XSn und YSn analysiert wird, das der Zustandedetektor über die Busse BS&sub1; und BS&sub2; empfängt.
In Fig. 10 ist zu Beispielszwecken eine Freenel-Darstellung, auch "Konstellation" genannt, bezüglich einer MAQ16-Modulation gezeigt. Die Kreuze "x" bezeichnen die unterschiedlichen geometrischen Orte eines Vektore , die den Symbolen des modulierten Signale SI zugeordnet sind. Wobei nun auf Fig. 4 Bezug genommen wird, es ist ersehen worden, daß der erste Demodulationsechritt gemäß der vorliegenden Erfindung zur Erzeugung eines Zwischensignale (X*, Y*) darin besteht, das empfangene modulierte Signal auf die Signale cos [(ω&sub0; + 2πΔf)t] und sin (ω&sub0; + 2πΔf)t] "zu projizieren", deren Frequenz um Δf in bezug auf die Frequenz der Modulationsträgerwelle (ω&sup0;/2π) differiert. Wobei nun zu Fig. 10 zurückgekehrt wird, für eine Frequenzabweichung Δf verschieben sich die die Signale [cos (ω&sub0; + 2πΔf)t, sin (ω&sub0; + 2πΔf)t] darstellenden Vektoren kontinuier lich in der Phase in bezug auf die axialen Vektoren, die die modulationssignale [cos ω&sub0;t, sin ω&sup0;t] und die "Projektionen", die zum Erhalten der übertragenen Symbole ausgeführt worden sind, können Symbolpaare erzeugen, die in der Modulation MAQ16 nicht vorhanden sind. Es sind im Fresnel-Diagramm sachgemäß "verbotene Zonen" definiert, die keine Symbole oder Zustände von modulierten Signalen enthalten. Die Position, die Form und die Gestalt der verbotenen Zonen sind im Kreis 253a vorprogrammiert und hängen von den Merkmalen der Modulation ab. Ein Beispiel untersagter Zonen ist durch die gestrichelten Zonen angegeben, die sich auf den Achsen des Diagramms in Fig. 10 befinden.
Unter Bezugnahme auf Fig. 9, der Zustandedetektor umfaßt einen Kreis zur Detektion verbotener Zonen 253a, einen Zähler 253b, einen digitalen Schwellwertkomparator 253c und einen Frequenzteiler 253d. Der Kreis zur Detektion von verbotenen Zonen 253a empfängt auf zwei Eingängen die beiden Komponenten des demodulierten Signale XSn und YSn und erzeugt Inkrementationsimpulse INC, die auf einen Inkrementiereingang UP des Zählers 253b gegeben werden, wenn die Komponenten des demodulierten Signale zu verbotenen Zonen gehören. Dies überträgt die Tatsache, daß die Amplituden der Komponenten des demodulierten Signale (XSn YSn) zu entsprechenden vorbestimmten Amplitudenintervallpaaren gehören. Der Frequenzteiler 253d empfängt das Periodenabtasteignal T, das vom Taktwiedergewinnungskreis 22 ausgegeben wird, um ein Periodensignal MT zu erzeugen. Dieses Periodensignal MT wird auf einen Nullrückeetzeingang RS des Zählers 253b und einen Aktivierungseingang EA des Komparatore 253c gegeben. Am Ende jeder Periode MT gibt der Zähler 253b die Inkrementierimpulszählung auf einen Eingang des Komparators 253c, wird dann auf null gesetzt. Der Komparator 253c vergleicht die Inkremtierimpulezählung mit einem ersten vorbestimmten Schwellwert an jedem Periodenende MT. Der Ausgang des Komparatore 253c liefert dem Umschaltkreis 254 das Steuersignal C1.
Wenn der Kreis zur Erfassung von verbotenen Zonen 253a im demodulierten Signal (XSn YSn) Symbole erfaßt, die zu den verbotenen Zonen gehoren, inkrementiert ein Inkrementierimpuls INC, der einen Übergang zu einem hohen Pegel "1" darstellt, den Zähler 253b um eine Einheit. Die Zählung des Zählers 253b wird zyklisch mit der durch den Frequenzteiler 253d definierten Frequenz 1/(MT) mit einem im Komparator 253c gespeicherten digitalen ersten Schweliwert verglichen. Wenn die Zählung des Zählers größer als der erste digitale Schwellwert ist, geht das Steuersignal C1 in den logischen Zustand "1" über, um die Ausgänge U&sub2; und D&sub2; des Frequenzkomparators 252 mit den Anschlüssen BU und BD über den Umschaltkreis 254 zu verbinden. Wenn die Zählung des Zählers 253b kleiner als der erste digitale Schwellwert ist, geht das Steuersignal Cl in den Zustand "0" über, um die Ausgänge U&sub1; und D&sub1; des Phasenkomparatore 251 mit den Anschlüssen BU und BD über den Umschaltkreis 254 zu verbinden. Bezug nehmend auf Fig. 4, die Tatsache, daß die Zählung des Zählers 253c größer als der erste digitale vorbestimmte Schweliwert sein soll, bringt zum Ausdruck, daß die Frequenzabweichung Δf zu hoch ist und daß ein Erfaseungsechritt initialisiert werden soll, und daher, daß die Ausgänge des Frequenzkomparators 252 validiert werden müssen.
Die Rolle des digitalen Verarbeitungekreises 26 ist es, eine Phasenschleife zu "simulieren", deren diskrete Funktionegleichung die bereits gezeigte Gleichung 2b ist. Mit anderen Worten, der Kreis 26 filtert die Signaleigenschaften zu den Anschlüssen BU und BD des Kreises zum verallgemeinerten Phasenvergleich 25, um die Demodulationsphase Φn zu erzeugen und somit eine Rolle analog zum Schleifenfilter 16 und zum Oszillator VCO 17 gemäß dem Stand der Technik zu spielen.
Gemäß der in Fig. 11 veranschaulichten Ausführung enthält der digitale Verarbeitungskreis 26 einen Aufwärts-Abwärts-Zähler 261, einen Polaritätsauswahlkreis 262, ein digitäles Addierglied 263, ein Inkrementierungsregister 264, einen Busverechiebungekreis 265 und einen Akkumulator 266. Die Ausgangsanschlüsse BU und BD des Umschaltkreises 254 geben zu jedem Zeitpunkt t = nT entweder die von dem Phasenkomparator 251 ausgegebenen Signale UCPn und DCPn oder die vom Frequenzkomparator 252 ausgegebenen Signale UCFn und DCFn jeweils auf einen Aufwärtszähleteuereingang UP und einen Abwärtszählsteuereingang DOWN des Aufwärts- und Abwärtezählere 261. Datenausgänge des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 und erste Eingänge des Addiergliedes 263 sind über einen bidirektionalen Bus B1 verbunden. Zweite Dateneingänge des Addiergliedes 263 sind mit Ausgängen des Inkrementierregisters 264 über einen Bus B2 verbunden. Das Addierglied 263 gibt das Ergebnis einer Addition oder Subtraktion über einen Ausgangebus BS zum Busverschiebungekreis 265. Ausgänge des Bueverschiebungekreises sind mit ersten Eingängen des Akkumulators 266 verbunden, dessen Ausgänge den Adressenbus BAΦ bilden, um den Speicher ROM 243 im digitalen Phasenechieber 24 zu adressieren, und werden auf Zweite Eingänge des Akkumulatore in Schleife zurückgeführt.
Aus der Gleichung (2b) wird die Demodulationsphase Φm+1 zu dem Zeitpunkt p = (m + 1)T abgeleitet von der Demodulationsphase Φm zu dem Zeitpunkt t = mT, addiert zu einem Phaseninkrementierwert VIP, gegeben durch die Gleichung:
VIP = MUL (ADD.&epsi;m + Wm)
wobei &epsi;m das Fehlereignal zu dem Zeitpunkt t = mT bezeichnet und Wm = Wm-1 + &epsi;m-1 eine Zwischenvariable ist.
Für einen gegebenen zwischenvariablen Wert Wm zum Zeitpunkt t = mT wird der Phaseninkrementierwert VIP so durch Addition des Wertes ADD, -ADD oder "0" zu diesem Wert Bm abgeleitet, da das Fehlersignal &epsi;m gleich "1", "-1" oder "0" ist, dann durch Multiplikation des Wertes des Ergebnisses der vorhergehenden Operation mit MUL.
Die vom Kreis zum verallgemeinerten Phasenvergleich 25 ausgegebenen und jeweils auf den Aufwärtszähleingang UP und den Abwärtezähleingang DOWN des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 gegebenen Signale inkrementieren und dekrementieren den Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere 261, damit der letztere zu jedem Abtastzeitpunkt gleich der Zwischenvariablen Wm gemäß der obenstehenden Gleichung ist, in der &epsi;m-1 ein Fehlersignal ist, dessen mögliche Werte zur Menge {-1, 0, 1} gehören. Der Aufwärts- und Abwärtezähler 261 führt so eine erste Integration des Zwischensignale analog zu derjenigen des Schleifenfiltere 16 durch. Die Addition des Werts ADD.&epsi;m zu oder die Subtraktion von diesem Zwiechenwert besteht darin, den Wert ADD zu addieren oder zu subtrahieren oder gar keine Operation auszuführen, da das ternäre diskrete Fehlersignal &epsi;m Werte +1 oder 1 oder auch 0 hat. Die Addition oder die Subtraktion wird durch das Inkrementierregister 264, das Addierglied 263 und den Polaritätsauswahlkreis 262 ausgeführt. Zu diesem Zweck speichert das Register 264 einen binären Wert VADD im wesentlichen gleich ADD, gegeben durch:
wobei INT die gesamte Teilfunktion bezeichnet.
Der Polaritätsauswahlkreis 262 besitzt zwei Eingänge, die mit den Ausgangeanschlüssen BU und BD des Kreises zum verallgemeinerten Phasenvergleich verbunden sind, und einen Ausgang, der mit einem Entscheidungseingang ED des Addiergliedes 263 verbunden ist. Der Kreis 262 gibt ein die Operation, Addition oder Subtraktion, die durch das Addierglied 263 ausgeführt werden soll, darstellendes Signal auf den Entscheidungseingang ED. Die Operation besteht in einer Addition in Reaktion auf das Signal UCPn oder UCFn, das durch den Anschluß BU des Vergleichekreises 25 übertragen worden ist, und besteht in einer Subtraktion in Reaktion auf das Signal DCPn oder DCFn, das durch den Anschluß BD des Phasenvergleichekreises 25 übertragen worden ist. Es wird in Abwesenheit von Impulseignalen UCPn, DCPn, UCFn und DCFn keine Addition oder Subtraktion ausgeführt, das heißt, wenn das diskrete Fehlersignal 6m gleich 0 ist. Somit ist der Wert (VADD), der jeweils zu dem Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 addiert oder von diesem subtrahiert wird, von der durch den Kreis 262 gewählten Polarität abhängig.
Die Multiplikation mit dem Multiplikationskoeffizienten MUL zum Erhalten der Phaseninkrementation VIT wird durch den Bueverschiebungskreis 265 festgesetzt. Sei DIM die Dimension des Adressierungebusses BAΦ, das heißt die Zahl von Bits eines Leseadressierungswortes, das den Speicher ROM 243 des digitalen Phasenschiebere 24 adressiert. Der Bus BAΦ übermittelt die Binärwörter, die für Demodulationsphasen repräsentativ sind, die im Intervall [0,2π] enthalten sind, um die Gesamtheit der möglichen Phaseninkrementierungen zu überdecken, um die Demodulationephase zu jedem Zeitpunkt t = mT zu bilden. Jedes Adressenwort im Bus BAΦ adressiert diskrete trigonometrische Werte [cos Φm, sin Φm), die im Speicher 243 gespeichert worden sind, für diskrete Werte Φm, die zum Intervall [0,2π] gehören. Somit ist ein Adressenwort mit DIM Bits so, dafl das niederwertige binäre Element ein Elementarphaseninkrement

Φ = 2π/2DIM darstellt.

Um die Phaseninkrementierung in bezug auf den Multiplikationskoeffizienten MUL zu "normieren", was dazu äquivalent ist, VIP durch MUL zu teilen, und damit die höherwertigen Bits des Wortes VIP nach rechte oder nach links abhängig vom Vorzeichen von VIP zu verschieben, soll nun das Wort VIP abhängig nicht nur von ADD, sondern ebenso von &sub2;DIM verschoben werden, sei es eine Bueverschiebung, die der Gesamtwert am nächsten dem Verhältnis ist:
2π/(2DIM-1.MUL).
Man leitet daraus ab, daß die Bueverschiebung DEB durch die Gleichung definiert ist:
DEB = INT[Log&sub2; (π/(2DIM-1.MUL))]
in der INT die Funktion "ganzer Teil" bezeichnet. Der Phaseninkrementierungswert VIP, der von.dem Bueverschiebungekreis 265 herkommt, wird somit zu jedem Abtastzeitpunkt t = nT erhalten.
Die Demodulationsphase Φm + 1 zum Zeitpunkt t = (m + 1) T wird durch Addition des Phaseninkrementierungswertes VIP zur Demodulationephase Φm zum Zeitpunkt t = mT im Akkumulator 266 erhalten. Dieser letztere empfängt auf ersten Eingängen den genormten Phaseninkrementierwert VIP und gibt eine Paaradresse von diskreten trigonometrischen Werten [cos Φm sinΦm] aus. Der die Adresse tragende Bus BAΦ wird auf zweite Eingänge des Akkumulators 266 in Schleife zurückgeführt. Die niederwertigen Bits in der erhaltenen Summe werden abgeschnitten, damit die Adressen eine konstante Bitzahl haben. Der Akkumulator führt somit eine zweite Integration des Fehlersignale analog zu derjenigen durch, die im Analogoszillator VCO 17 ausgeführt wird.
Es ist gezeigt worden, wie eine Phasenschleife unter Berückeichtigung von deren diskreter Funktionegleichung "digital implantiert" wird, und daher ihrer Ausführung in Form eines Digitaikreises. Analogien zwischen einem derartigen digitalen Kreis und einer herkömmlichen analogen Phasenschleife werden nachfolgend dargestellt. Wie bereits gesagt, ist die digitale Addition von Fehlerabtasteignalen, die im Aufwärts- und Abw rtez hler 261 ausgeführt wird, das Abbild der durch das Phasenschleifenfilter 16 von Fig. 1 (1/τ1p) ausgeführten analogen Integration; ebenso ist die durch den Akkumulator 266 ausgeführte digitale Inkrementierung das Abbild der analogen Integration, die durch den spannungegesteuerten Oszillator 17 (Ko/p) ausgeführt wird.
Bezug nehmend auf Fig. 6 und 11, Kreise und Verbindungen, die mit kurzen unterbrochenen Strichen dargestellt sind, sind bislang nicht aus freien Stücken beschrieben worden. Diese Kreise und Verbindungen bilden Mittel zur Verwaltung der Frequenzerfassungsprozedur.
Unter Bezugnahme auf Fig. 11, die Verwaltungemittel zur Frequenzerfassung umfassen ein Sicherungsregister 267, einen Zustandsübergangserfassungskreis 268 und einen Logikkreis 269. Ein Eingange/Ausgangeport des Sicherungeregistere ist mit dem Bus B1 verbunden. Eingänge des Logikkreises 269 sind mit dem Ausgangebus des Bueverschiebungekreises 265 verbunden. Ein Ausgang des Logikkreises 269 und der Steuersignalausgang C1 des Zustandedetektore 253 sind mit Eingängen des Zustandsübergangserfassungekreises 268 verbunden. Der Ausgang des Kreises 268 bedient einen Ladeeingang LOAD des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 und einen Lese/Schreibeingang R/W des Sicherungsregisters 267.
Bezug nehmend auf Fig. 12, die Bildung der Demodulationsphase Φn+1 durch den Digitalverarbeitungskreis 26 zum Zeitpunkt t = (n+1)T wird von der Demodulationsphase Φn zum Zeitpunkt t = nT durch Addition des Phaseninkrementierungswertes VIP zum Zeitpunkt t = (n+1)T abgeleitet. Für eine gegebene feste Frequenzabweichung Δf zwischen der Frequenz des Lokaloszillatore 21 und der Frequenz der Trägerwellen mit 90º Phasenverschiebung ist somit der Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 für die Frequenzabweichung Δf repräsentativ, wenn die Schleife eingehängt ist. Der Aufwärts- und Abwärtezähler speichert nämlich den Phaseninkrementierungswert zu den Summen- und Produktwerten ADD und MUL nahebei, wie zuvor gesehen wurde. In den meisten Fällen der Anwendungen ändert sich diese Frequenzabweichung Af sehr langsam mit der Zeit und kann daher während der für eine Neusynchronisation der Schleife nach einem Aushängen erforderlichen mittleren Zeit als fest angesehen werden.
Das Sicherungeregister 267 wird genau in Gang gesetzt, um den Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere am Anfang einer Frequenzerfassungsphase neu zu initialisieren. Hierzu sichert das Register 267 den Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 periodisch, wenn die Schleife eingehängt ist. Wenn durch den Zustandedetektor 253 ein Aushängen festgestellt wird, gibt der letztere das Zustandsübergangseignal C1 auf den logischen Pegel "1", um die Ausgänge des Frequenzkomparators 252 zu validieren. Das Signal C1 wird ebenso auf den Eingang des Zustandsübergangserfassungekreises 268 gegeben, dessen Ausgang von einem niedrigen Zustand "0" zu einem hohen Zustand "1" übergeht, und gestattet es so, den Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere 261 mit dem Inhalt des Sicherungeregistere 267 neu zu initialisieren. Somit beginnt die Erfaseungephase nahe der gesuchten Frequenzabweichung Δf, was so beträchtlich herabgesetzte Erfassungszeitdauern impliziert.
Störursachen wie Frequenzabweichungen und Rauschen, die zu unerwünschten Aushängungen der Schleife geführt haben, brauchen zur Zeit der Erfassungephasen nicht berücksichtigt zu werden, die auf die unerwünschten Aushängungen folgen. Der Logikkreis 269 zielt genau darauf ab, die um die Frequenz des durch den Lokaloszillator 21 erzeugten Signale zugelassene Frequenzabweichung Δf zu begrenzen. Hierzu empfängt der Logikkreie 269 über den Ausgangsbus des Bueverechiebungekreises 265 einen normierten Phaseninkrementierungewert und positioniert seinen Ausgang auf den hohen Zustand "1", wenn dieser normierte Wert höher als ein zweiter vorbestimmter Schwellwert ist. Ein Überschreitungesignal entsprechend SD wird durch den Ausgang des Logikkreises 269 auf den Eingang des Zustandsübergangskreises 268 gegeben, der nun ein Nulleetzen des Inhalts des Aufwärts- und Abwärtszählers 261 steuert, um eine Frequenzerfassungprozedur neu zu initialisieren.

Claims

1. Kohärente Demodulationsvorrichtung, empfangend ein moduliertes Signal (SI), das durch Mehrsymbolmodulation von zwei Trägerwellen mit um 90º phasenverschobener Modulation erhalten wird, wobei die Vorrichtung Demodulationsmittel (CD) umfaßt, die mittels eines Lokaloszillatore (21) Trägerwellen mit um 90º phasenverschobener Demodulation liefern, um das modulierte Signal (SI) in zwei analoge demodulierte Signalkomponenten (X*, Y*) zu demodulieren,

Abtastmittel (23a, 23b), die bei Taktfrequenz (1/T) der Symbole des modulierten Signals arbeiten, um die beiden demodulierten analogen Signalkomponenten (X*, Y*) in zwei digitale Eingangesignale (XEn, YEn) umzuwandeln,

digitale Phaeenverechiebungsmittel (24), um die Eingangssingale um eine digitale Demodulationsphase (Φn) in der Phase in zwei digitale Ausgangssignale (XSn, YSn,) zu verschieben, und

digitale Mittel zum verallgemeinerten Vergleich (25), die die beiden digitalen Ausgangsignale (XSn, YSn) empfangen, um Fehlersignalimpulse zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß der Lokaloszillator (21) Demodulationsträgerwellen mit einer freien Frequenz erzeugt, die zu einem Frequenzunsicherheitebereich der modulationsträgerwellen gehört, und daß die Demodulationsvorrichtung

Mittel zur digitalen Verarbeitung (26) umfaßt, um die digitale Demodulationsphase (Φn) abhängig von Fehlersignalimpulsen zu berechnen, um später die Phasen- und Frequenzdifferenzen zwischen den Modulationsträgerwellen und den Demodulationsträgerwellen durch Phasenverechiebung der Eingangeeignale (XEn, YEn) zu kompensieren.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Phasenverschiebungsmittel (24) einen Speicher (243), der digitale Werte von zwei um 90º phasenverechobeneii sinusförmigen Funktionen (cosΦn, sinΦn) für mehrere diskrete Werte der Demodulationsphase (Φn) speichert, und digitale Multiplikatione- und Additionemittel umfaßt, die bei der Taktfrequenz (1/T) getaktet sind, um ein Abtaetpaar der Eingangssignale (XEn, YEn) mit einer Rotationsmatrix zu multiplizieren, deren Parameter im Speicher (243) abhängig von einer Leseadresse gelesen werden, die einen Wert der Demodulationsphase (Φn) repräsentiert, der durch die Mittel zur digitalen Verarbeitung (26) berechnet worden ist, um ein Abtastpaar der Ausgangssignale (XSn, YSn) zu erzeugen.

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die digitalen Mittel zum verallgemeinerten Vergleich (25) digitale Phasenvergleichemittel (251) umfassen, um bei der Taktfrequenz erste und zweite Fehlersignalimpulse (UCPn, DCPn) jeweils in Reaktion auf negative und positive Phasendifferenzen zwischen den Demodulationsträgerwellen und den Modulationsträgerwellen zu erzeugen, digitale Frequenzvergleichsmittel (252), um bei der Taktfrequenz dritte und vierte Fehlersignalimpulse UCFn, DCFn jeweile in Reaktion auf positive und negative Frequenzdifferenzen zwischen den Demodulationsträgerwellen und den Modulationsträgerwellen zu erzeugen, und Zustandeerfassungemittel (253, 254), um einen Detektioneimpule in Reaktion auf Amplituden der digitalen Ausgangeignale (XSn YSn) zu liefern, die in den jeweiligen vorbestimmten Amplitudenintervallen enthalten sind (verbotene Zonen) während jeder Taktfrequenzperiode, um ein Logiketeuersignal (C1) zu erzeugen, um die Frequenzvergleichsmittel (252) zu aktivieren und die Phasenvergleichemittel (251) zu deaktivieren, wenn eine kumulierte Zählung von Detektionsimpulsen während einer mehrfachen Periode (MT) der Periode der Symbole (T) größer als ein erster vorbestimmter Schweliwert ist, und um die Frequenzvergleichmsittel zu deaktivieren und die Phasenvergleichemittel (251) zu aktivieren, wenn die kumulierte Detektionsimpulezählung während der Mehrfachperiode (MT) kleiner als der erste Schwellwert ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Zuetandeerfaesungmittel (253, 254) einen Kreis (253a) zum Erzeugen eines der Detektionsimpulse, wenn die Amplituden der Ausgangssignale (XSN, YSn) in den jeweiligen vorbestimmten Intervallen während der Taktperiode enthalten sind, einen Zähler (253b) zum Zählen der Detektionsimpulse während der Mehrfachperiode (MT), einen Komparator (253c) zum Vergleichen der kumulierten Detektionsimpulezählung im Zähler mit dem ersten Schwellwert, um ein Steuerlogikeignal (C1) zu erzeugen, dessen beide Zustände jeweils für Detektionsimpulszählungen höher und niedriger als der vorbestimmte erste Schwellwert repräsentativ sind, und Umschaltmittel, um Fehlersignalausgangsimpulse (U&sub1;, D&sub1;; U&sub2;, D&sub2;) der Phasen- und Frequenzvergleichemittel (251, 252) mit Eingängen der Mittel zur digitalen Verarbeitung (26) jeweils abhängig von Zuständen des Steuersignale (C1) zu kommutieren.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittel zur digitalen Verarbeitung (26) umfassen

einen Aufwärts- und Abwärtezähler (261), der einen inkrementierbaren und dekrementierbaren Inhalt (W,,) aufweist, wobei der Inhalt jeweils durch die ersten und zweiten Fehlereignalimpulse (UCPn, DCPn) inkrementiert und dekrementiert wird, die durch die Mittel zum verallgemeinerten Vergleich (25) erzeugt werden, wenn die kumulierte Detektionsimpulezählung im Zähler (253b) während der Mehrfachperiode (MT) kleiner als der erste Schweliwert ist, und wobei der Inhalt ebenso jeweils durch die dritten und vierten Fehlersignalimpulse (UCFn, DCFn) jeweils inkrementiert und dekrementiert wird, die durch die Mittel zum verallgemeinerten Vergleich (25) erzeugt werden, wenn die im Zähler kumulierte Detektionsimpulezählung während der Mehrfachperiode (MT) größer als der erste Schwellwert ist,

Additions-Subtraktionsmittel (262, 263, 264) , um jeweils den Inhalt des Aufwärts- und Abwärtezählere zu einem ersten vorbestimmten Parameter (VADD) in Reaktion auf einen der ersten und dritten Impulse zu addieren und um den Inhalt des Aufwärtsund Abwärtszählers von dem ersten Parameter (VADD) in Reaktion auf einen der zweiten und vierten Impulse zu subtrahieren derart, daß ein Additione-Subtraktionereeultat geliefert wird,

Mittel (265) zum Multiplizieren des Additions-Subtraktionsergebniesee mit einem zweiten vorbestimmten Parameter (MUL) zu einem Produkt und

Mittel (266) zum Akkumulieren des Produktes bei der Taktfrequenz (LIT), um eine Demodulationsphase (Φn) zu erzeugen.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie Mittel (267, 268) zum periodischen Sichern des Inhalte (Wm) des Aufwärts- und Abwärtezählere (261) umfaßt, wenn die im Zähler (253b) während der Mehrfachperiode (MT) kumulierte Detektionsimpulezählung kleiner als der erste Schweliwert ist, und um den gesicherten Inhalt im Aufwärts- und Abwärtszähler (261) einzugeben, wenn die im Zähler (253b) während der Mehrfachperiode (MT) kumulierte Detektionsimpulezählung größer als der erste Schwellwert ist.

7. Vorrichtung nach einem beliebigen der Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Inhalt des Aufwärts- und Abwärtszählers (261) auf null reinitialisiert wird, wenn das durch die Mittel zum Multiplizieren (265) gelieferte Produkt einen zweiten vorbestimmten Schwellwert überschreitet.