DE69117826T2 - Mess- und Steuereinrichtung, insbesondere für elektrische Induktionsmotoren - Google Patents

Description

• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine insbesondere für Asyrichronmotoren bestimmte Meß und Steuereinrichtung.
• Heutzutage werden für die unterschiedlichsten Verwendungszwecke vor allem Kurzschlußläufer-Asynchronmotoren verwendet. Wenn diese Asynchronmotoren unter gleichen Bedingungen mit Gleichstrommotoren konkurrieren sollen, so besteht das größte technische Problem in der Geschwindigkeitsregulierung
• Da integrierte Schaltkreise, Mikroprozessoren und Starkstromtransistoren immer leichter erhältlich sind, ist es heute möglich, Steuerinverter herzustellen, die eine verbesserte und präzisere Steuerung der dem Asynchronmotor gelieferten Leistung ermöglichen.
• Zusammenfassend muß ein Kontrollelement für einen Asynchronmotor die folgenden Anforderungen erfüllen: Zum einen muß es ein hohes Maximaldrehmoment aufweisen, das sowohl beim Anlaufen als auch während des normalen Betriebs wenigstens das Drei- bis Vierfache des Nominaldrehmoments des Motors beträgt. Weiterhin muß es schnell auf Touren kommen, d.h. das Verhältnis zwischen dem Maximaldrehmoment und der Trägheit des Motors muß gut sein. Es muß eine ziemlich hohe Präzision, d.h. eine starke Abstufung der gelieferten Leistung bei Drehmoment- und Geschwindigkeitsänderungen, bieten und eine höhere Geschwindigkeit bei konstanter Leistung erreichen, die wenigstens dem Drei- bis Vierfachen der Grundgeschwindigkeit des Asynchronmotors entspricht.
• Eine Lösung des beschriebenen technischen Problems liegt in der Verwendung von Steuerstrecken- bzw. Regelkreis-Invertern, bei denen allerdings ein gleichmäßiger Antrieb des Motors problematisch ist, wenn bei verän derter Last oder veränderter benötigter Geschwindigkeit hohe Drehmomente oder hohe Reaktionsgeschwindigkeiten notwendig sind.
• Zur Lösung dieser vor allem beim Einsatz in der Industrie äußerst störenden Probleme wurden komplizierte Kontrollelemente entwickelt, die man oft als Vektorkontrollelemente bezeichnet. Derartige Kontrollelemente basieren normalerweise auf Schaltkreisen, die die Vektoren erfassen und berechnen, welche dem Strom bzw. dem Magnetfluß entsprechen.
• Die Strom- und Magnetflußvektoren weisen eine winklige Drehrate in der Luftspalte des Motors auf, welche derjenigen entspricht, die sich auf die Speiseleistungs frequenz bezieht, und erzeugen die mechanischen Drehmomente, die den Läufer in Bewegung halten, was außerdem zu einer relativen Schlupfgeschwindigkeit des Magnetflußvektors bezüglich des mit der mechanischen Geschwindigkeit der Welle umlaufenden Läufers führt und diesen beschleunigt bzw. seine Nutzlast überwindet.
• Wie aus Fig.l hervorgeht, basieren derartige Einrichtungen normalerweise auf einem Feedbacksystem auf der Grundlage eines komplizierten, in der Herstellung teueren Mikroprozessors, da zur Berechnung des Moduls und der Phase der Magnetfluß- sowie der Drehmomentvektoren komplizierte Matrixoperationen ausgeführt werden müssen, die, wie bekannt, einen beträchtlichen Einsatz von Computerleistung des in diesen Vektorkontrolleinheiten angeordneten Mikroprozessors nötig machen, weshalb für Vektorkontrolleinheiten normalerweise Mikroprozessoren von hoher Qualität benötigt werden, die in jedem Fall über eine große RAM-Speicherkapazität sowie über in ROM-Speichern permanent abgespeicherte Anwendungsprogramme verfügen müssen. Letztere Eigenschaften sind bei normalen Mikroprozessoren nicht üblich, sondern nur bei besonderen, normalerweise sehr teuren Mikroprozessoren. Darüber hinaus müssen auch Aufbau und Maße der elektronischen Periphäreinheiten des Mikroprozessors besonders genau ausgeführt sein, da die Vektorkontolleinheiten unter Bedinungen eingesetzt werden, in denen üblicherweise beträchtliche elektromagnetische Störgeräusche auftreten, was normalerweise negative Auswirkungen auf die unter solchen Bedingungen eingesetzten elektronischen Bauteile hat.
• JP-A-61 008 640 beschreibt eine Einrichtung gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.
• Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die oben in bezug auf bekannte Invertertypen mit Steuerketten- bzw. Regelkreis-Vektorkontrolleinheiten beschriebenen Nachteile auszuschalten oder zumindest beträchtlich zu verringern, indem eine insbesondere für Asynchronmotoren bestimmte Meß und Steuereinrichtung vorgesehen wird, deren Einsatz die Verwendung von Mikroprozessoren überflüssig macht, während die für die Regelkreiskontrolle typische Genauigkeit beibehalten wird.
• Zu dieser Aufgabe gehört es auch, eine Meß- und Steuereinrichtung zu offenbaren, die keine komplizierten Matrixoperationen erforderlich macht, um die zur korrekten Steuerung des Asynchronmotors notwendigen Informationen zu erhalten.
• Schließlich gehört es ebenso zur Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Meß- und Steuereinrichung zu offenbaren, die relativ einfach und zu vergleichsweise sehr günstiqen Kosten herzustellen ist.
• Diese Aufgabe sowie weitere, die im folgenden noch ge nauer erläutert werden, werden durch eine insbesondere für Asynchronmotoren bestimmte Meß- und Steuereinrichtung gelöst, enthaltend eine Multiplizier- /Dividierschaltung mit einem ersten Eingang zur Ermittlung der an einem den Elektromotor speisenden Inverter anliegenden Spannung, einem zweiten Eingang zur Ermittlung des vom Elektromotor aufgenommenen Stroms, und einem dritten Eingang zur Ermittlung der Arbeitswinkelfrequenz des Elektromotors, wobei die Multiplizier- /Dividierschaltung so ausgeführt ist, daß sie einen Wert berechnen kann, der dem momentanen mechanischen Drehmoment des Elektromotors entspricht, gekennzeichnet durch Mittel zur Berechnung des momentanen Kraf tflusses des Elektromotores, wobei der momentane Wert des Kraftflusses dadurch berechnet wird, daß die Quadratwurzel des Ergebnisses der Division zwischen dem berechneten Wert des momentanen mechanischen Drehmoments und einem berechneten Wert der Schlupffrequenz des Elektromotors gezogen wird, wobei weiterhin der Ausgang der Mittel zur Berechnung des momentanen Kraftflusses mit ersten Vergleichsmitteln verbunden ist, um ein Signal zu erzeugen, das der Differenz zwischen dem berechneten Wert des momentanen Kraftflusses und einem Referenzwert des Kraftflusses entspricht, wobei das Differenzsignal zu einem Kraftflußregulator geleitet wird, um eine Speisespannung für den Elektromotor zu erzeugen, die am Inverter angelegt wird.
• Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung werden aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten, aber nicht ausschließlichen Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen, insbesondere für Asynchronmotoren bestimmten Meß und Steuereinrichtung unter Bezugnahme auf ein in der beigefügten Zeichnung dargestelltes, nicht einschränkendes Ausführungsbeispiel näher erläutert.
In der Zeichnung zeigen:
• Fig.1 ein als Beispiel dienendes Diagramm einer bekannten, auf einem Mikroprozessor basierenden Vektorkontrolleinheit;
• Fig.2 ein als Beispiel dienendes Diagramm eines über einen Inverter gespeisten Asynchronmotors;
• Fig. 3A, 3B und 3C Diagramme zu Ausführungsbeispielen einer insbesondere für Asynchronmotoren bestimmten, erfindungsgemäßen Meß und Steuereinrichtung.
• Das in Fig.1 dargestellte Beispiel eines bekannten Vektorkontrollelements umfaßt einen Mikroprozessor 1, der von einem Konverter 4 bereitgestellte Daten über die drei Speisephasen 2a, 2b, 2c eines Asnychronmotors 3 erhält, wobei der Konverter die drei Phasen in nur zwei Meßsignale 5a und Sb umwandelt. Diese analogen Signale werden mit Hilfe von A/D-Konvertern 6a, 6b in digitale Signale umgewandelt. Der Mikroprozessor 1 erhält außerdem durch einen Umwandler 7 Daten über die Frequenz des Asynchronmotors 3. Im Mikroprozessor 1 werden die Meßdaten mit den vom Benutzer vorgegebenen Daten verglichen, die durch die Bezugsziffern 8 und 9 gekennzeich net sind. Die Ausgangssignale 10a, 10b und 10c werden durch den Mikroprozessor 1 an einen Inverter 11 weitergegeben, um die Speisespannung des Asynchronmotors zu regulieren.
• Wie schon aus dieser zusammenfassenden Beschreibung und den obigen Ausführungen deutlich wird, benötigt eine Vektorkontrolleinheit kompliziert zusammengesetzte Bauteile und Programme, um die notwendigen Vergleichsoperationen ausführen zu können. Hinsichtlich der Kon struktion müssen dabei weiterhin besondere Vorsichtsmaßnahmen getroffen werden, um elektromagnetische Interferenzen zu vermeiden, die die Arbeit dieses Vektorkontrollelements unter Umständen beträchtlich beeinflussen können.
• Das mechanische Drehmoment, das von einem Asynchronmotor erzeugt wird, entspricht, wie bekannt, dem skalaren Produkt der Magnetfluß- und Stromvektoren. Eine Beeinflussung des mechanischen Drehmoments C erfordert daher eine Beeinflussung des Produkts:
• C = Φ * Iq = Id * Iq wobei [phi] den Magnetflußvektor und I den Bestandteil des Stromvektors bezeichnet, der zu [phi] in Quadratur steht. Die zweite Gleichung trifft zu, da der Magnetfluß [phi] Id proportional ist, abzüglich ggf. vorhandener Konstanten. Id und Iq stehen zueinander in Quadratur und entsprechen den Erreger- und Ankerströmen eines Gleichstrommotors. Normalerweise ist es notwendig, so zu verfahren, daß der Magnetfluß [phi] (bzw. der Strom Id) einen Maximalwert aufweist und konstant ist, wie dies bei Gleichstrommotoren der Fall ist. Dies ermöglicht es, ein vorherbestimmtes mechanisches Drehmoment C bei einem Minimalwert des aktiven Komponenten Iq zu erzielen, und dadurch den Motor optimal zu nutzen.
• Der Magnetflußvektor [phi] muß bezüglich des Läufers eine derartige Schlupfgeschwindigkeit Ws aufweisen, daß die aktive Komponente Iq den Wert besitzt, bei dem das oben Beschriebene erreicht werden kann, d.h.:
• Iq =Ws * φ / R,
• wobei Ws die Schlupffrequenz und R den elektrischen Widerstand des Läuferkreises bezeichnet.
• Wie sich Fig.2 entnehmen läßt, entspricht theoretisch bei Asynchronmotoren die durch den Stator 12 auf den Läufer 13 eines Asynchronmotros 14 übertragene elektrische Leistung P dem Produkt des mechnischen Drehmoments C und der Arbeitswinkelfrequenz W, d.h..
• P = C * W.
• Die elektrische Leistung P entspricht jedoch der aktiven Leistung, die vom Asynchronmotor 14 an den Eingängen 15a, 15b und 15c als Speiseleistung für den Asynchronmotor 14 selbst aufgenommen wird, abzüglich des normalerweise kleinen Verlustes im Stator 12 des Asynchronmotors 14. Wenn allerdings der Asynchronmotor 14 mit Hilfe des Inverters 16 mit Energie versorgt wird,
• welcher wiederum mit Gleichspannung bzw. uber einen Generator 17 mit konstanter Spannung E beaufschlagt wird, so ist die elektrische Leistung P die Leistung, die beständig aufgenommen wird, d.h. das Produkt 18 der Spei sespannung E 17 und des aufgenommenen Stroms ICC, d.h.:
• P = E * ICC + C * W
• Dies zeigt, daß das mechanische Drehmoment C direkt proportional zur elektrischen Leistung P ist, d.h.:
• C = E * ICC /W.
• Daraus ergeben sich die folgenden Ausdrücke:
• C = Id * Iq (abzüglich etwaiger Konstanten)
• Iq = Id * Ws.
• Das folgenden System ergibt sich aus den vorhergehenden Ausdrücken:
• Id = ((E * ICC) / ( W * WS)) ½ = (C/Ws) ½ Iq = Id * Ws.
• Das letzte System zeigt, daß die Werte des Moduls von Iq und Id, die für die Vektorkontrolle eines Asynchronmotors benötigt werden, direkt aus der Berechnung des mechanischen Drehmoments C ausgehend von den Werten der Speisespannung E, des aufgenommenen Stroms ICC und der Arbeitsfrequenz W gewonnen werden können. Wenn der berechnete Wert der Schlupffrequenz Ws benötigt wird, wird er auffolgende Weise berechnet:
• Ws = Iq / Id,
• wobei
• Id = (Is2 - Iq2) ½
• und wobei Is der Gesamtwert des von den drei Leistungs speisephasen 15a, 15b und 15c des Asynchronmotors 14 aufgenommenen Stroms ist, wobei dieser Gesamtwert beispielsweise mit Hilfe von drei Stromwandlern ermittelt wird, von denen jeweils einer jeder Leistungsspeisephase isa, lsb, lsc des Asynchronmotors 14 zugeordnet ist.
• Die Arbeitswerte des Asynchronmotors wurden auf diese Weise theoretisch ermittelt und es wurde auf der Grundlage dieser Werte eine insbesondere für Asynchronmoto ren bestimmte, erfindungsgemäße Meß und Steuereinrichtung entwickelt. Ein Beispiel für eine solche Einrichtung ist in den Fig.3A, 3B und 3C schematisch dargestellt.
• Die erfindungsgemäße Meß- und Steuereinrichtung 20, erhält über die Eingänge 20a und 20b die Speisespannung E 17 und den aufgenommenen Strom ICC 18, sowie die momentane Winkelfrequenz Wist vom Asynchronmotor 14, die mit Hilfe eines Umformers 21 ermittelt wird und die Schaltung 20 über einen Eingang 20c erreicht. Die benötigte Geschwindigkeit des Asynchronmotors 14, die in eine Referenzarbeitsfrequenz WR umgesetzt wurde, und der Arbeitsmagnetfluß [phi]R bzw. der Reaktionsarbeitsstrom IdR, werden an den Eingängen 20g und 20h durch den Bediener auf Wählelementen, die die selben Bezugsziffern tragen, eingestellt. Die Speisespannung V und die Arbeitsfrequenz W des Asynchronmotors 14 werden von den Ausgängen 22a und 22b vom Schaltkreis 20 zum Inverter 16 übertragen.
• Die Meß und Steuereinrichtung umfaßt die in Fig.3C dargestellten Mittel zum Berechnen eines Signais, das dem momentanen mechanischen Drehmoment Cist entspricht, welche aus einer Multiplizier/Dividierschaltung 23 bestehen, enthaltend einen ersten Eingang 20a und einen zweiten Eingang 20b, jeweils für den aufgenommenen Strom ICC 18 bzw. für die Speisespannung E 17, und einen dritten Eingang 22a für ein elektrisches Signal, das der Arbeitswinkelfrequenz W des Asynchronmotors 14 entspricht. Die Multiplizer-/Dividierschaltung 23 berechnet das Verhältnis:
• Cist = E * ICC / W,
• das an eine dargestellte Frequenzregulierschaltung gemäß Fig.3A über einen Ausgang 24 weitergegeben wird.
• Aus Fig.3A ist weiterhin ersichtlich, daß die Frequenzregulierschaltung ein zweites Vergleichsmittel 25 enthält, in dem das Signal, welches der momentanen Winkelfrequenz Wist des Asynchronmotors 14 entspricht und vom fünften Eingang 20c kommt, von dem Signal subtrahiert wird, das der Referenzarbeitsfrequenz WR entspricht und vom vierten Eingang 20g kommt.
• Das Ausgangssignal des zweiten Vergleichsmittels 25 stellt das Eingangssignal für einen Geschwindigkeitsregulator 26 dar, der ein Signal berechnet, das entweder dem mechanischen Arbeitsdrehmoment WR oder dem Arbeitsstrom IqR entspricht. Das Verhältnis zwischen diesen beiden Werten, die einander proportional sind, wurde oben bereits erläutert.
• Das Ausgangssignal des Geschwindigkeitsregulators 26 stellt das Eingangssignal für ein drittes Vergleichsmittel 27 dar, in dem das Signal, das dem momentanen mechanischen Drehmoment Cist entspricht, von dem Signal subtrahiert wird, das dem mechanischen Arbeitsdrehmoment entspricht (oder es wird der momentane Strom Iq, ist vom Arbeitsstrom IqR subtrahiert). Das Signal, das dem momentanen mechanischen Drehmoment Cist bzw. dem momentanenen Strom Iq,ist entspricht, kommt vom sechsten Eingang 24.
• Das Ausgangssignal des dritten Vergleichsmittels 27 bildet das Eingangssignal des Stromregulators 27, der aus dem ankommenden Signal ein Signal errechnet, das dem Referenzwert der Schlupffrequenz WsR entspricht.
• Das Ausgangssignal der Stromregeischaltung 28 stellt das Eingangssignal für ein viertes Vergleichsmittel 29 dar, in dem das Signal, das dem tatsächlichen, berech neten Wert der Schlußffrequenz Ws entspricht und von einem mit einer Feedback-Abzweigung 30, die weiter unten noch erläutert wird, verbundenen siebten Eingang kommt, von dem Signal subtrahiert wird, das dem Referenzwert der Schlupffrequenz WsR entspricht.
• Das Ausgangssignal des vierten Vergleichsmittels 29 bildet das Eingangssignal für den Schlupfregulator 31, der aus diesem Eingangssinal das Signal errechnet, das der Arbeitsfrequenz W entspricht und an den Inverter 16 über den Ausgang 22a weitergeleitet wird. Das Signal, das der Arbeitsfrequenz W entspricht, wird außerdem der Feedback-Abzweigung 30 zugeleitet.
• Die Feedback-Abzweigung 30 umfaßt ein fünftes Vergleichsmittel 32, in dem das Signal, das für die momentane Frequenz Wist steht, welche der Geschwindigkeit des Asynchronmotors 14 entspricht, und vom achten Eingang 20c kommt, von dem Signal subtrahiert wird, das der Arbeitsfrequenz W entspricht. Das Ausgangssignal des fünften Vergleichsmittels, das dem berechneten Wert der Schlupffrequenz Ws entspricht, bildet das Subtrahenten-Eingangssignal des vierten Vergleichsmittels 29.
• Der in Fig.3B dargestellte Spannungsregulierkreis umfaßt ein erstes Vergleichsmittel 33, in dem das Signal, das dem momentanen Magnetfluß [phi]ist entspricht (bzw. dem momentanen Strom list) und vom zehnten Eingang, der von den Eingängen 24 und 30 gebildet wird, kommt, von dem Signal, das dem benötigten Arbeitsmagnetfluß [phi]R entspricht und vom neunten Eingang 20h kommt, bzw. vorn benötigten Arbeitsstrom IdR subtrahiert wird. Der momentane Magnetfluß [philist (bzw. der momentane Strom Iist) wird auf die oben beschriebene Weise (C/Ws) ½ durch die Mittel 35 berechnet. Das Ausgangssignal des ersten Vergleichsmittels 33 ist das Eingangssignal für einen Flußregulator 34, der aus dem empfangenen Eingangssignal die Speisestromspannung V errechnet, die an den Inverter 16 über den Ausgang 22b angelegt wird.
• Wie in der theoretischen Einführung zu dieser erfindungsgemäßen Einrichtung bereits erklärt, werden damit in diesem Schaltkreis ausgehend von gemessenen Werten sowie von Werten, die ein Bediener zuvor eingestellt hat, Steuersignale für den Inverter verarbeitet, der dem Asynchronmotor Leistung zuführt. Die skalaren Signale V und W regulieren die Leistungszufuhr und die Arbeitsfrequenz des Asynchronmotors und damit Vektorenwerte, ohne daß komplizierte Matrixoperationen oder der Einsatz von Mikroprozessoren nötig wären.
• Die erfindungsgemäße Vorrichtung ist geringfügig langsamer als die herkömmlich verwendeten Vektorkontrollelemente, da ihre Reaktionszeit üblicherweise 10 Muillisekunden beträgt, während Vektorkontrolleinheiten Reaktionszeiten von einer Millisekunde aufweisen. Diese höhere Reaktionszeit hat jedoch keine negativen Auswir kungen auf die erfindungsgemäße Einrichtung, da die Reaktionszeit, die derzeit bei mit Asynchronmotoren ausgestatteten Maschinen benötigt wird, um wenigstens eine Größenordnung höher liegt, als die Reaktionszeit der erfindungsgemäßen automatischen Regelkreisschaltung.
• Insbesondere ermöglicht die erfindungsgemäße Einrichtung das Erreichen hoher Geschwindigkeiten, indem der eingestellte Arbeitsfluß [phi]R, der vorn neunten Eingang 20h kommt, verringert wird, wodurch es möglich wird, bei höherer Frequenz mit einer Spannung zu arbeiten, die dem maximal zu erreichenden Wert entspricht.
• Die erfindungsgemäße Einrichtung kann auf vielfältige Weise abgeändert und modifiziert werden, ohne daß damit der Rahmen des erfindungsgemäßen Konzepts überschritten würde. So können beispielsweise die benötigten elektronischen Bauteile für die verschiedenen Regulierschaltungen je nach gewünschtem Verwendungszweck variieren. Alle einzelnen Bauelemente können außerdem durch an dere, technisch gleichwertige ersetzt werden.
• Die verwendeten Materialien sowie die Abmessungen können an die Anforderungen in der Praxis angepaßt werden.
• Die Bezugszeichen in den Ansprüchen für technische Merkmale der Erfindung dienen nur zur besseren Verständlichkeit der Ansprüche und haben keine begrenzende Wirkung auf die beispielhaft damit gekennzeichneten einzelnen Elemente.

Claims (6)

1. Meß- und Steuereinrichtung, insbesondere für Asynchronmotoren, enthaltend

- eine Multiplizier-/Dividierschaltung (23) mit einem ersten Eingang (20b) zur Beauf schlagung mit der an einem Inverter (16) anliegenden Spannung, um einen Elektromotor (14) zu speisen, einem zweiten Eingang (20a) zur Beaufschlagung mit dem vom Elektromotor (14) aufgenommenen Strom, und einem dritten Eingang (22a) zur Aufnahme einer Arbeitswinkelfrequenz (w) des Elektrornotors (14), die dem Inverter (16) zugeführt wird,

- wobei die Multiplizier-/Dividierschaltung (23) einen berechneten Wert erzeugt, der dem momenta nen mechanischen Drehmoment (cist) des Elektromotors (14) entspricht, gekennzeichnet durch

- Mittel (35) zur Berechnung des momentanen Kraftflusses des Elektromotores, um den momentanen Wert des Kraftflusses dadurch zu berechnen, daß die Quadratwurzel des Ergebnisses der Division zwischen dem berechneten Wert des momentanen mechanischen Drehmoments (Cist) und des berechneten Werts der Schlupffrequenz (ws) des Elektromotors gezogen wird,

- wobei der Ausgang der Mittel zur Berechnung des momentanen Kraftflusses mit ersten Vergleichsmitteln (33) verbunden ist, um ein Signal zu erzeugen, das der Differenz zwischen dem berechneten Wert des momentanen Kraftflusses und dem Referenzwert des Kraftflusses entspricht, wobei das Differenzsignal zu einem Kraftflußregulator (34) geschickt wird, um eine Speisespannung (22b) des Elektromotors (14) zu erzeugen, die zum Inverter (16) geführt wird.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Umformer (21) vorgesehen ist, um eine momentane Winkelfrequenz (wist) des Elektromotors (14) zu erkennen.

3. Einrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sie zweite Vergleichsmittel (25) aufweist, die mit ihrem Ausgang mit dem Eingang eines Geschwindigkeitsregulators (26) verbunden sind, wobei die Eingangssignale der zweiten Vergleichsmittel (25) die ermittelte momenane Winkelfrequenz (wist) und eine Referenzarbeitsfrequenz (wR) sind und das Ausgangssignal des Geschwindigkeitsregulators (26) ein Signal ist, das dem mechanischen Arbeitsdrehmoment (CR) entspricht.

4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß es dritte Vergleichsmittel (27) enthält, um das Signal entsprechend dem mechanischem Arbeitsdrehmoment (CR) mit dem berechneten Wert des momentanen mechanischen Drehmoments (Cist) zu vergleichen, wobei der Ausgang der dritten Vergleichsmittel (27) mit einer Regeischaltung (28) verbunden ist, um einen Referenzwert der Schlupffrequenz (wsR) zu erzeugen.

5. Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sie vierte Vergleichsmittel (29) aufweist, um den Referenzwert der Schlupffrequenz (wsR) mit dem berechneten Wert (ws) der Schlupffrequenz zu ver gleichen, wobei der Ausgang der vierten Vergleichsmittel (29) mit einem Schlupfregulator (31) verbunden ist, um die Arbeitswinkelfrequenz (w) zu erzeugen, die dem Inverter (16) zugeführt wird.

6. Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß sie fünfte Vergleichsmittel (37) aufweist, um die Ärbeitswinkelfrequenz (w) mit der momentanen Winkelfrequenz (wist) zu vergleichen, um den berechneten Wert (ws) der Schlupffrequenz zu erzeugen.