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Die vorliegende Erfindung betrifft einen Gleichrichter, der in
mindestens zwei getrennten Bereichen von
Versorgungs-Wechselspannungen arbeiten kann.
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Genauer betrifft die vorliegenden Erfindung einen
Gleichrichter, der sich automatisch an den Spannungsbereich anpassen
kann, welcher die Spannung umfaßt, bei der er gespeist wird.
Diese Art von Gleichrichtern ist besonders praktisch, wenn ein
Gleichstromgerät aus einer Wechselstromversorgung gespeist
werden soll, welche entweder der amerikanischen Norm (110 v,
60 Hz) oder der französischen Norm (220 v, 50 Hz) entspricht,
wobei sich die Spannung um die Bezugsspannung von 110 V oder
220 v herum erheblich verändern kann. Es sind jedoch auch
andere Anwendungen denkbar.
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Fig. 1 und 2 zeigen Schaltpläne von derartigen Gleichrichtern
nach dem Stand der Technik (FR-A-2 556 522).
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Der in diesen Figuren gezeigte Gleichrichter 10 umfaßt eine
Diodenbrücke D1 bis D4, bei der ein Eingang (Anschlüsse 11 und
12) mit einer Wechselspannungsversorgung (nicht gezeigt)
verbunden ist und zwei Speicherkondensatoren C1 und C2 in Reihe
zueinander und parallel zu einem Ausgang der Diodenbrücke
(Anschlüsse 13 und 14) geschaltet sind. Die Kondensatoren C1 und
C2 sind normalerweise abhängig von der versorgungsleistung im
Verhältnis von 2uF/W dimensioniert. Für einen Gleichrichter,
welcher eine Leistung von 200 W abgeben können soll, ist dann
der Wert der Kondensatoren C1 und C2 400 uF. Wenn der
Gleichrichter in Versorgungsspannungsbereichen arbeiten soll, welche
um 110 V bzw. 220 v herum liegen, bei einer Frequenz in der
Größenordnung von 50 bis 60 Hz, unterliegt die Spannung über
den Kondensatoren C1 und C2 einer Schwankung von weniger als
50 v.
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Ein Schalter S ist zwischen einem Eingangsanschluß (hier
Anschluß 12) und einem Reihenverbindungspunkt 15 zwischen den
Kondensatoren C1 und C2 angeschlossen. Er ist einem
Versorgungsspannungsbereich-Detektor 17 und einer
Schaltersteuervorrichtung 16 zugeordnet, welche auf den Detektor 17 anspricht
und den Schalter S schließen kann, wenn die
Versorgungsspannung innerhalb eines vorgegebenen Bereichs dieser
Versorgungsspannungsbereiche liegt. In der Praxis ist der Schalter S ein
Triac.
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Die in den Figuren 1 und 2 dargestellte Schaltung arbeitet auf
herkömmliche Weise, und ihre Funktion ist im folgenden
beschrieben.
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Bei der in den Fig. 1 und 2 gezeigten Schaltung nach dem Stand
der Technik wird ein Signal zu der Steuerschaltung 16
geschickt, wenn der Detektor 17 eine Versorgungsspannung in dem
zweiten Bereich, beispielsweise in dem Bereich um 220 V herum,
erfaßt, bei dem der Schalter offen gehalten wird; wenn der
Detektor 17 eine Versorgungsspannug in dem ersten
Versorgungsbereich erfaßt, welcher um 110 V herum liegt, wird ein Signal
zu der Steuerschaltung 16 geschickt, bei dem der Schalter S
geschlossen wird.
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Im ersten Fall entsprechen die Strompfade den in Fig. 1
gezeigten. Diese Figur zeigt den Strom I&sbplus;, der während der
positiven Halbwelle fließt, als dünne durchgezogene Linie. Es sei
bemerkt, daß während dieser Halbwelle die Dioden D1 und D2
leiten, die Dioden D3 und D4 sperren und der Strom I&sbplus; die
beiden Kondensatoren C1 und C2 auflädt. Der Strom I&submin;, welcher
während der negativen Halbwelle fließt, ist als dünne
gestrichelte Linie gezeigt. Es sei bemerkt, daß die Dioden D3 und D4
leiten und daß die Dioden D1 und D2 sperren. Der Strom lädt
ebenfalls die Kondensatoren C1 und C2 auf. Die Ströme I&sbplus; und I_
fließen in der Schaltung, welche aus den in Reihe geschalteten
Kondensatoren C1 und C2 besteht, in derselben Richtung.
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Wenn der Detektor 17 eine Spannung in dem um 110 v herum
liegenden Bereich erfaßt, wird der Schalter S geschlossen (Fig.
2). Man beachte, daß der Strom I&sbplus; nur den Kondensator C2
auflädt, während die Diode D1 sperrt, weil das Schließen des
Schalters S dazu führt, daß an dieser die Spannung über dem
Kondensator C1 anliegt, welche sie in Sperrichtung vorspannt.
Während der negativen Halbwelle lädt der Strom I&submin; nur den
Kondensator C1 auf, während die Diode D4 sperrt, weil das
Schließen des Schalters S die Wirkung hat, daß an dieser die
Spannung über dem Kondensator C2 anliegt, welche sie in
Sperrichtung vorspannt.
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Bei der in Fig. 2 gezeigten Schaltung gibt zum Schließen des
Schalters S die Steuerschaltung 16 einen Steuerstrom aus, der
in der Praxis an das Gate, oder den Triggeranschluß, des
Triacs angelegt wird, welcher den Schalter S darstellt. Bei
einigen Anwendungen liegt dieser Steuerstrom in der Größenordnung
von 20 mA, wobei die Steuerschaltung üblicherweise etwa 4 W
verbraucht. Ein derartiger Verbrauch wird als zu hoch
angesehen.
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Auch sind manchmal die Schwankungen der Netzspannung
beachtlich. Wenn man einen Gleichrichter betrachtet, der in einem
110 V-Modus und einem 220 V-Modus arbeiten kann, bedeutet dies
in der Praxis, daß der Gleichrichter im 110 V-Modus in einem
Spannungsbereich von 88 bis 132 V arbeiten können muß, während
der Gleichrichter in dem 220 V-Modus in einem Spannungsbereich
von 176 bis 276 V arbeiten können muß.
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Daher umfassen die Leistungsversorgungsmodule dieser
Schaltkreise Hochleistungs-Widerstände (mit einer Leistung über 5
W). Diese Komponenten sind sehr kostspielig, woraus folgt, daß
die Vermarktung von Gleichrichtern, welche so aufgebaut sein
müssen, aus wirtschaftlichen Gründen behindert wird.
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Es ist daher wünschenswert, den Verbrauch der Steuerschaltung
für den gesteuerten Schalter vermindern zu können, so daß
bereits auf dieser Ebene eine Einsparung erreicht wird, und daß
darüberhinaus in der versorgungsschaltung der Steuerschaltung
Widerstände verwendet werden können, welche eine erheblich
geringere Belastbarkeit haben (beispielsweise in der
Größenordnung von 2 W), um auch auf dieser Ebene erhebliche
Einsparungen zu erzielen.
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Die vorliegende Erfindung sieht einen Gleichrichter vor, der
in mindestens zwei getrennten Bereichen von
versorgungs-Wechselspannungen arbeiten kann, mit einer Diodenbrücke, deren
einer Eingang mit einer Versorgungs-Wechselspannung verbunden
ist, zwei Speicherkondensatoren, welche in Reihe geschaltet
sind und parallel zu einem Ausgang der Diodenbrücke liegen,
einem gesteuerten Schalter, welcher zwischen einem
Eingangsanschluß der Diodenbrücke und einem Reihenverbindungspunkt
zwischen den beiden Kondensatoren angeschlossen ist, einem
Versorgungsspannungsbereichs-Detektor und einer
Schalter-Steuervorrichtung, welche auf den Detektor anspricht und den
Schalter so ansteuern kann, daß er geschlossen wird, wenn die
Wechsel-Versorgungsspannung innerhalb eines vorgegebenen der
Versorgungsspannungsbereiche liegt, dadurch gekennzeichnet,
daß die Steuervorrichtung darüberhinaus den Schalter nach
einem ersten Zeitintervall nach einem Nulldurchgang der
Versorgungsspannung
schließen kann und nach einem zweiten
Zeitintervall öffnen kann, wobei das Ende des zweiten
Zeitintervalls im wesentlichen dem Zeitpunkt entspricht, zu dem der
Absolutwert der Spannung ein Maximum durchläuft.
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Bei einer bevorzugten Ausführungsform ist vorteilhaft
mindestens ein Teil des Schalter ein Triac, wobei die
Steuervorrichtung eine Triac-Steuervorrichtung aufweist, die mit dem
Gate des Triacs verbunden ist und den Triac nach dem ersten
Zeitintervall nach dem Nulldurchgang der Versorgungsspannung
einschalten kann und den Triac nach dem zweiten Zeitintervall
sperren kann.
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Diese Anordnung erzielt die erforderliche Energieeinsparung.
Allgemein gesprochen gibt die Steuerschaltung nur dann einen
Strom aus, wenn der Schalter geschlossen ist. Wenn alle
anderen Punkte gleich sind, wird ein Verbrauch von 2 W im
Vergleich zu dem Verbrauch von 5 W nach dem Stand der Technik
erreicht. Dadurch wird es möglich, in der Versorgungsschaltung
Widerstände mit geringerer Belastbarkeit (2 W) anstelle der
Hochleistungs-Widerstände, die beim Stand der Technik
eingesetzt wurden, zu verwenden.
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Die Merkmale und Vorteile der vorliegenden Erfindung ergeben
sich darüberhinaus aus der folgenden Beschreibung mit Bezug
auf die Zeichnung. In den Figuren zeigen:
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Fig. 1 und 2 wurden bereits beschrieben,
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Fig. 3 einen Schaltplan eines Gleichrichters gemäß der
vorliegenden Erfindung,
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Fig. 4 einen Schaltplan der Steuer- und Detektor-Schaltung
des in Fig. 3 gezeigten Gleichrichters,
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Fig. 5 ein erstes schematisches Zeitablaufdiagramm des
Verlaufs der verschiedenen Spannungspegel während einer
Periode der wechsel-Versorgungsspannung des
Gleichrichters,
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Fig. 6 einen Blockschaltplan einer Ausführungsform des
Oszillators und des Frequenzteilers, die in Fig. 4
gezeigt sind,
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Fig. 7 ein zweites Zeitablaufdiagramm des Verlaufs
bestimmter Signale,
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Fig. 8 ein Prinzipschaltbild einer Ausführungsform der
Freigabe-Sperr-Steuereinrichtung, welche in Fig. 4
gezeigt ist,
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Fig. 9 ein drittes Zeitablaufdiagramm des Verlaufs
derselben Signale, und
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Fig. 10 und 11 Prinzipschaltbilder einer Ausführungsform der
verschiedenen in Fig. 4 gezeigten Schaltkreise.
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Die Elemente und Komponenten, welche in mehreren Figuren
vorkommen, behalten dieselben Bezugszeichen.
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Fig. 3 zeigt den Eingang 11, 12, die Diodenbrücke D1 bis D4,
die beiden Kondensatoren C1, C2 und den Ausgang der
Diodenbrücke 13, 14. Der gesteuerte Schalter S ist durch einen Triac
21 ersetzt, dessen Steuerelektrode oder Gate 22 mit einem
Ausgang VG einer Steuerschaltung 22 nach der Erfindung verbunden
ist. Der Eingang 11 des Gleichrichters ist mit einem ersten
Widerstand R1 (1 MΩ) einer Widerstandsbrücke verbunden, deren
gemeinsamer Anschluß mit einem Eingang VM der Steuerschaltung
20 verbunden ist und deren zweiter Widerstand R2 (18 kΩ) mit
einem -Vcc Versorgungsanschluß des Schaltkreises verbunden
ist.
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Ein 0 V Anschluß der Schaltung ist ebenfalls mit einem, 12,
der beiden Eingangsanschlüsse verbunden.
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Der 0 V Anschluß ist darüberhinaus mit einer
Hilfsversorgungsspannung
verbunden, die aus einem Speicherkondensator C9 (100
uF) besteht, der mit einem Begrenzungswiderstand R9 (18 kΩ)
und einer mit dem anderen Eingangsanschluß 11 verbundenen
Gleichrichterdiode D5 in Reihe geschaltet ist. Der -Vcc
Anschluß der Schaltung 20 ist mit dem Kondensator C9 und dem
Widerstand R9 verbunden.
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Die Schaltung 20 ist auch mit einem RC-Schaltkreis verbunden,
der einen Widerstand R5 (85 kΩ) umfaßt, welcher mit deren
Anschlüssen 2 und 3 verbunden ist, sowie ein Kondensator C6 (1
uF), welcher zwischen deren Anschluß 2 und dem -Vcc Anschluß
angeschlossen ist.
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Gemäß einem wichtigen Merkmal dieser Erfindung kann die
Steuerschaltung 20 den Schalter, welcher aus dem Triac 21 besteht,
nach einem ersten Zeitintervall nach jedem Nulldurchgang der
Versorgungsspannung schließen und den Schalter, welcher aus
dem Triac 21 besteht, nach einem zweiten Zeitintervall öffnen,
wobei das Ende des zweiten Zeitintervalls im wesentlichen dem
Zeitpunkt entspricht, zu dem der Absolutwert der Spannung ein
Maximum erreicht.
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Bei dem gezeigten Ausführungsbeispiel kann die Steuerschaltung
20 an ihrem Ausgang VG Steuerstromimpulse erzeugen, um den
Triac einzuschalten, nachdem das erste Zeitintervall nach dem
Nulldurchgang der Versorgungsspannung verstrichen ist, und die
Zuführung des Steuerstroms nach dem zweiten Zeitintervall
unterbrechen.
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Der Zweck der Steuerschaltung 20 wird im folgenden mit Bezug
auf Fig. 5 beschrieben.
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Wenn dem Gleichrichter eine Versorgungsspannung zugeführt
wird, welche in einem ersten Versorgungsspannungsbereich (in
diesem Fall um 220 V herum) liegt, leitet der Triac nicht, mit
anderen Worten, der durch den Triac gebildete Schalter ist
offen.
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Wenn die Versorgungsspannung innerhalb des zweiten Bereiches
liegt, in diesem Fall um 110 V herum, leitet der Triac 21, mit
anderen Worten, der durch den Triac gebildete Schalter ist
während eines vorgegebenen Zeitintervalls geschlossen, wie im
folgenden beschrieben ist.
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Es soll eine Periode der Versorgungsspannung betrachtet
werden:
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- während der positiven Halbwelle (Strom I&sbplus;, Fig. 2)
ermöglicht das Schließen des gesteuerten Schalters (oder das
Einschalten des Triacs) das Aufladen des
Speicherkondensators C2, der dann mit der negativen Polarität verbunden
ist;
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- während der negativen Halbwelle (Strom I&submin;) ermöglicht das
Schließen des gesteuerten Schalters das Aufladen des
Speicherkondensators C1, der dann mit der positiven
Polarität verbunden ist.
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Man hat herausgefunden, daß der Schalter nur geschlossen
werden muß, wenn die Restspannung über jedem Kondensator geringer
ist als die Netzspannung.
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Bei dieser Ausführungsform ist der Wert der Kondensatoren C1
und C2 400 uF, und unter dieser Bedingung liegt die
Spannungsschwankung über jedem Kondensator unter 50 V.
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Der Zeitpunkt, zu dem die Spannung über einem der
Kondensatoren unter die Netz spannung fällt und zu dem folglich der Triac
20 leitend sein muß, ist die Zeit tc, welche in Fig. 5 auf der
Abszisse angezeichnet ist.
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Im oberen Teil der Fig. 5 gibt die Kurve Ue die Veränderung der
nominalen Versorgungsspannung von 110 V während einer Periode
wieder. Die Kurve Uc2 zeigt die Veränderung der Spannung über
dem Kondensator C2. Der Kondensator C2 lädt sich nur auf, wenn
die Spannung an seinen Anschlüssen niedriger ist als die
Netzspannung, weil die Spannung über der Diode D2 dann positiv
ist, wodurch diese leitend wird. Anders gesagt, der maximale
Spannungsabfall über C2 liegt in der Größenordnung von 50 V,
wobei der Kondensator C2 sich erst ab dem Zeitpunkt tc
aufzuladen beginnt, zu dem die Kurve Uc2 die Kurve Ue schneidet.
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Der Kondensator C2 lädt sich andererseits nur zwischen dem
Zeitpunkt tc und dem Zeitpunkt tm auf, zu dem die Spannung Uc2
ein Maximum durchläuf t, d.h. am Ende des ersten Quadranten
(90º), weil danach die Netzspannung fällt (zwischen 90º und
360º) und sich der Kondensator C2 entlädt (mit einer Steigung,
so daß die Spannung an seinen Anschlüssen nicht um mehr als 50
V abfällt).
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Bezüglich der Aufladung des Kondensators C2 hat man
herausgefunden, daß der Triac nur zwischen den Zeitpunkten tc und tm
leiten muß, wobei die Diode D2 ihrerseits zwischen diesen
Zeitpunkten leitend ist.
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Dieselben Beobachtungen können bezüglich der Aufladung und
Entladung des Kondensators C1 sowie bezüglich des leitenden
Zustands des Triacs gemacht werden, wobei man beachten muß,
daß sich der Kondensator C1 nur während der negativen
Halbwelle auflädt.
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Die in Fig. 5 gezeigte Kurve Ue ist die der
Versorgungsspannung, wenn diese den Nominalwert 110 V hat. In der Praxis kann
die Versorgungsspannung unter den Nominalwert fallen (man
nimmt hier an, daß sie einen unteren Grenzwert von 88 V
annehmen kann), oder sie kann über den Nominalwert steigen (bis sie
in diesem Beispiel den oberen Grenzwert von 132 V annimmt).
Ähnlich kann die Frequenz den Wert 50 oder 60 Hz annehmen.
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Der früheste Punkt, bei dem die Kurve Uc2 die Kurve Ue
schneidet (wodurch der theoretische minimale Wert von tc erzielt
wird), wird erreicht, wenn die Versorgungsspannung 88 v
beträgt und 60 Hz hat. Wenn man eine minimale Schwingung von 50
V zuläßt, beträgt der minimale Wert von tc 1,7 ms nach dem
Nulldurchgang der Versorgungs-Wechselspannung im ersten
Quadranten (unter Berücksichtigung einer Sicherheitsmarge und der
in dieser Ausführungsform verwendeten Komponenten sei hier als
Minimalwert für tc 1,6 ms angenommen - dies entspricht dem
Bezugswert t&sub1; in den verschiedenen Zeitdiagrammen). Andere
minimale Werte für tc können erhalten werden, wenn man die
Eigenschaften der Versorgungsspannung und der Kondensatoren ändert.
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Der Zeitpunkt tm wird im wesentlichen durch die Frequenz der
Versorgungsspannung bestimmt, und er ist um so weiter von tc
entfernt, je niedriger die Frequenz ist. Für eine Frequenz von
50 Hz, entspricht der Zeitpunkt t&sub2; dem maximalen Wert für tm
bei 5 ms nach dem Nulldurchgang der Versorgungsspannung im
ersten Quadranten (oder 3,4 ms nach dem ersten Zeitintervall
von 1,6 ms).
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In der positiven Halbwelle ist daher ein erstes Zeitintervall
δt&sub1;, in diesem Ausführungsbeispiel von 1,6 ms, nach dem
Nulldurchgang der Versorgungsspannung definiert, in dem der Triac
eingeschaltet werden darf, sowie ein zweites Zeitintervall δt&sub2;,
welches bei t&sub1; beginnt und an dessen Ende, bei t&sub2;, der Triac
sperren muß (in diesem Beispiel gilt δt&sub2; = 3,4 ms). Allgemein
gilt, daß das Ende des Zeitintervalls δt&sub1; durch den
theoretischen Minimalwert bestimmt wird, den tc annehmen kann, unter
Berücksichtigung der Schwankung der Spannung über dem
Kondensator C2, des minimalen Wertes der Versorgungsspannung und des
maximalen Wertes der Frequenz der Versorgungsspannung, und
möglicherweise einer Sicherheitsmarge (in diesem Beispiel 0,1
ms). Das Ende des zweiten Zeitintervalls δt&sub2; wird im
wesentlichen durch den Minimalwert der Frequenz der
Versorgungsspannung bestimmt und auf den Zeitpunkt festgesetzt, zu dem der
Spannungswert ein Maximum (90º oder 270º) durchläuft, wobei
ein Sicherheitsabstand vorgesehen werden kann.
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Aufgrund ähnlicher Überlegungen werden die Werte der
Zeitintervalle δt&sub1; und δt&sub2; für den Kondensator C1 vorgegeben, welche
identisch mit den oben ermittelten Intervallen für C2 sind,
jedoch im dritten Quadranten (zwischen 180º und 270º) liegen
und ausgehend von dem Nulldurchgang der Versorgungsspannung am
Ende des zweiten Quadranten berechnet werden. Auch diese Werte
hängen von den Eigenschaften der Versorgungsspannung und der
Kondensatoren ab.
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In Fig. 5 sind auch der Verlauf des Stromes in der
Steuerelektrode 22 des Triacs 21 als Funktion der Zeit sowie der durch
diese fließende Strom gezeigt. Man sieht, daß die
Steuerschaltung 20 während des Zeitintervalls δt&sub2; Stromimpulse senden
kann, wobei der Strom in dem Triac in der einen Richtung und
dann in der anderen nur während des Zeitintervalls fließt,
während dessen sich die K6ndensatoren C1 oder C2 aufladen.
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Im folgenden ist mit Bezug auf Fig. 4, 6 und 8 eine bevorzugte
Ausführungsform der Steuerschaltung 20 beschrieben.
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In diesen Figuren wurden die verschiedenen Komponenten auf
herkömmliche Weise dargestellt, insbesondere so wie in dem
Katalog SGS-THOMSON MICROELECTRONICS 1988 bis 1989, Referenz
SFST 1188, erste Auflage, gezeigt. Die verschiedenen Eingänge
und Ausgänge der Komponenten sind ebenfalls auf herkömmliche
Weise dargestellt. Die Komponenten stammen aus der
CMOS-Familie HCF 4000.
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In Fig. 4 sind die Eingänge 0 V, -Vcc, VM, 2 und 3 sowie der
Ausgang VG dargestellt.
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Der Triggerstrom für den Triacs 21 wird bei dieser
Ausführungsform von einem NMOS-Feldeffekttransistor 30 erzeugt,
dessen Drain mit dem Ausgang VG der Schaltung verbunden ist
und dessen Source mit einem Widerstand verbunden ist, der
selbst geerdet ist. Das Gate des Transistors 30 ist mit dem
Ausgang einer Synthesestufe verbunden, welche ein UND-Gatter
31 aufweist und Informationen von verschiedenen, weiter unten
beschriebenen Schaltungen kombiniert, wobei das UND-Gatter 31
eine Folge von Impulsen (Signal T5) an das Gate des
Transistors 30 sendet, um den Triac 21 anzuschalten, wenn eine
Anzahl von Bedingungen erfüllt ist.
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Die Steuerschaltung 20 umfaßt eine
Spannungspegel-Detektorstufe mit einem Detektor 32, welcher im wesentlichen aus einem
Vergleicher 33 gebildet wird, der mit einem ODER-Gatter 34
verbunden ist, dessen Ausgang mit dem Eingang MR einer Modus-
Kontrollerschaltung verbunden ist. Die
Netzmodus-Kontrollerschaltung umfaßt ein Flip-Flop 37, dessen Ausgang Q mit einem
Eingang des UND-Gatters 31 verbunden ist.
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Die Steuerschaltung 20 weist ferner einen Detektor auf, der
den Nulldurchgang der Versorgungsspannung erfaßt und aus einem
Vergleicher 38 und einem D-Flip-Flop 39 (HCF 4013B) gebildet
ist.
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Ein D-Flip-Flop ist ein logisches Kipplid mit einem
asynchronen Modus (Setzen auf Null und Zurücksetzen auf Null: Eingänge
S und R) und einem synchronen Modus, in dem der Zustand des
Eingangs D bei jeder steigenden Flanke am Takteingang CK am
Ausgang Q wiedergegeben wird.
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Die Vergleicher 33 und 38 sind mit einem
Rückführungswiderstand
R3 (220 kΩ) und einem negativen Eingangswiderstand R4
(10 kΩ) (bzw. R7 (220 kΩ) und R8 (10 kΩ)) verbunden, welche
eine Hysterese in den Betrieb der Komparatoren einführen. Ein
Widerstand R11 (10 kΩ) ist mit dem negativen Eingang des
Vergleichers 33 und mit dem Punkt VM verbunden. Die Widerstände
R4 und R11 werden zum Ausgleichen des Polarisierungsstromes
des Vergleichers 33 eingesetzt. Der Punkt VM ist mit dem
negativen Eingang des Vergleichers 38 verbunden.
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Der Ausgang Q des Flip-Flops 39 ist mit einem Eingang eines
EXKLUSIV-ODER-Gatters 40 verbunden, dessen Ausgang ein Signal
T1 abgibt, welches den Nulldurchgang der versorgungsspannung
wiedergibt.
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Die Widerstände R1 und R2 bilden einen Spannungsteiler am
Eingang der Diodenbrücke, welcher die Spannung mit einem
verminderten Maßstab (Faktor 0,018) wiedergibt: das Signal bei VM
bildet das differentielle Eingangssignal der Vergleicher 33
und 38.
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Jedesmal, wenn sich das Vorzeichen der Spannung ändert, ändert
der Ausgang des Vergleichers 38 seinen Zustand:
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- der Zustand logisch "1" entspricht 0 V,
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- der Zustand logisch "0" entspricht -9 v.
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Das D-Flip-Flop 39 und das EXKLUSIV-ODER-Gatter 40 analysieren
jede Veränderung des Zustandes des Flip-Flops 38. Ein
periodisches Rechtecksignal T2 mit einer Frequenz von 25 kHz, welches
von einer Oszillatorschaltung 41 erzeugt wird, die später noch
beschrieben ist, wird an den Eingang CK des D-Flip-Flops 39
angelegt. Jedesmal, wenn der Ausgang des Vergleichers 38
seinen Zustand ändert, gibt das Ausgangssignal des Gatters 40 das
Signal T2 wieder. Dadurch wird bei jedem Nulldurchgang der
versorgungsspannung ein Rechteckimpuls erzeugt: dies ist das
Signal T1.
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Fig. 7 gibt ein Zeitablaufdiagramm wieder und zeigt in ihrem
oberen Teil eine positive Halbwelle der Versorgungsspannung.
Das Signal T1 ist ein Rechteckimpuls, dessen ansteigende
Flanke mit dem Nulldurchgang der Versorgungs-Wechselspannung
zusammenfällt.
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Ferner erlaubt das Signal bei VM die Erfassung einer
Veränderung des Netzmodus (110 V oder 220 V) mit Hilfe des Detektors
32. Der Widerstand R4, der mit dem positiven Eingang des
Vergleichers 33 verbunden ist, ist mit dem Mittelabgriff eines
Potentiometers R12 (3 kΩ) verbunden, dessen Enden mit den
Bezugsspannungen 0 V und -Vcc verbunden sind.
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Wenn die Werte von R1 und R2 gegeben sind (1 MΩ bzw. 18 kΩ),
gibt die Spannung VM die Spannung einer Halbwelle (bei der
anderen Halbwelle ist die Diode D5 kurzgeschlossen) mit
vermindertem Maßstab (Faktor 0,018) wieder. Diese Spannung wird
an den negativen Eingang des Vergleichers 33 angelegt. An dem
positiven Eingang des Vergleichers wird eine Schwellspannung
angelegt, welche durch den Mittelabgriff des Potentiometers
R12 bestimmt wird, wobei abhängig von dieser der Ausgang des
Vergleichers 33 sein Vorzeichen ändert. Der Schwellwert wird
bei dieser Ausführungsform auf 3,75 V festgesetzt (was einem
effektiven Mittelwert der Spannung von 150 V entspricht).
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Der Ausgang des Komparators 33 ändert daher seinen Zustand
abhängig von der Spannung an den Eingangsanschlüssen 11 und
12:
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- der logische Zustand "1" entspricht dem Bereich um 220 V
herum und
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- der logische Zustand "0" entspricht dem Bereich um 110 V
herum.
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Das Ausgangssignal des Vergleichers 33 wird an einen Eingang
des ODER-Gatters 34 angelegt, und dessen Ausgang wird auf "1"
eingestellt.
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Das Flip-Flop 37 umfaßt bei dieser Ausführungsform einen
Zähler 65 mit sieben Stufen (aus einem HCF 4024) und ein
NOR-Gatter 66 (Fig. 11). Ein Eingang des NOR-Gatters 66 ist mit dem
Ausgang Q5 des siebenstufigen Zählers 65 verbunden, und der
Ausgang des NOR-Gatters ist mit dem Takteingang CK des
siebenstufigen Zählers verbunden. Der zweite Eingang des NOR-Gatters
66 ist mit dem Eingang CP der Schaltung 37 verbunden. Der
Eingang CP ist mit dem Ausgang des Flip-Flops 38 verbunden.
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Wenn die 220 V Spannung erfaßt wird, liegt der Ausgang des
Gatters 34 auf "1". Eine "1" wird daher an den Rücksetzeingang
MR des Zählers 65 (zum Zurücksetzen auf Null) angelegt, und
dessen Ausgang Q5 wird folglich zwangsläufig auf Null gesetzt.
Am Eingang a des UND-Gatters 31 erscheint also eine "0", so
daß auch an dessen Ausgang eine "0" auftritt.
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Wen die 110 V Spannung vom Vergleicher 33 erfaßt wird, liegt
der Ausgang des Gatters 34 auf "0", und am Eingang MR des
Zählers 65 liegt folglich auch eine "0" an. Letzterer kann dann
aufgrund der an seinen Takteingang CK angelegten Signale
zählen. Das Flip-Flop 37 ist über seinen Eingang CP mit dem
Ausgang des Vergleichers 38 verbunden. Der Ausgang des
Vergleichers 38 ändert seinen Zustand jedesmal dann, wenn die an die
Eingänge 11 und 12 angelegte Spannung ihr Vorzeichen ändert.
Der zweite Eingang des NOR-Gatters 66 ändert daher seinen
Zustand jedesmal dann, wenn die Spannung ihr Vorzeichen ändert.
Dieses Signal wird an den Eingang CK angelegt, und da der
Zähler 35 ein siebenstuf iger Zähler ist, geht der Ausgang Q5 nach
sieben vom Eingang CK erfaßten steigenden Flanken auf "1".
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Die Modus-Kontrollerschaltung 37 arbeitete daher
offensichtlich
als ein Verzögerungselement, wenn die Spannung 110 V
erfaßt wird, wobei diese Verzögerung acht Perioden der
Netzspannung entspricht. Am Ende dieser Verzögerung wird der Eingang
des UND-Gatters 31 auf "1" gesetzt,
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Die Steuerschaltung 20 umfaßt ferner eine Schaltung zur
Regelung der Versorgungsspannung, welche aus einer
ZENER-Regeldiode 35 (BZX 83 C9V1) besteht, die parallel zu den Eingängen 0 v
und -Vcc geschaltet ist, so daß der -Vcc Anschluß auf einer
Spannung von -9 V liegt.
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Der durch die Diode 35 gebildete Regler ist einer
Rücksetzschaltung 36 (zum Zurücksetzen auf Null) zugeordnet, welche
einen Impuls erzeugt, wenn der Gleichrichter unter Spannung
gesetzt wird.
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Fig. 10 zeigt ein Blockschaltbild der Schaltung 36. Die
Schaltung 36 umfaßt insbesondere ein RC-Glied, welches aus einem
Widerstand R10 (220 kΩ) und einem Kondensator C10 (33 nF)
besteht, welche in Reihe zueinander und parallel zu der
Regeldiode 35 geschaltet sind. Der Verbindungpunkt zwischen dem
Widerstand R10 und dem Kondensator C10 ist mit dem Eingang
eines invertierenden "Schmitt-Trigger"-Verstärkers 58
verbunden, dessen Ausgang mit dem zweiten Eingang des ODER-Gatters
34 verbunden ist. Der invertierende Verstärker 58 besteht bei
diesem Ausführungsbeispiel aus einem HCF 40106 B.
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Der Widerstand R10 verzögert die Aufladung des Kondensators
C10 beim Einschalten der Spannung. Wenn der Gleichrichter
unter Spannung gesetzt, oder eingeschaltet wird, steigt die
Spannung am Eingang des Verstärkers 58 langsam an und bleibt
unter dem Schwellwert des Verstärkers 58, welcher an seinem
Ausgang einen logischen Zustand "1" erzeugt, der einerseits an
den Eingang des ODER-Gatters 34 und andererseits an den
Rücksetzeingang R des D-Flip-Flops 39 angelegt wird. Wenn die
Spannung des Kondensators C10 gleich der Schwellspannung des
Verstärkers 59 ist, kippt sein Ausgang auf logisch "0", der
dann an das CDER-Gatter 34 und den Eingang R des Flip-Flops 39
angelegt wird.
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Bei jedem Unterspannungsetzen oder Einschalten wird eine
logische "1" an die Rücksetz-Eingänge des Flip-Flops 37 und des
Flip-Flops 39 angelegt, um die Steuerschaltung des Triacs
während einer Zeitspanne vollständig zurückzusetzen, die
einerseits durch den Schwellwert des Verstärkers 59 (5,5 V) und
andererseits durch die Schaltung R10-C10 (7 ms) festgelegt
wird.
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Die Steuerschaltung 20 umfaßt ferner einen Oszillator 41, der
einerseits mit dem Eingang CK des Flip-Flops 39 und
andererseits mit dem Eingang CK eines Frequenzteilers 42 verbunden
ist, dessen Ausgang ein Signal T3 erzeugt.
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Die Schaltung 41, welche das Signal T2 erzeugt, besteht bei
dieser Ausführungsform aus zwei invertierenden
"Schmitt-Trigger"-Verstärkern 43 und 44, die in Fig. 6 gezeigt sind
(Bauteile HCF 40106B). Der Rückführungswiderstand R5 mit einem
Wert von 82 kΩ am Eingang des Verstärkers 43, mit dem der
Kondensator C6 mit einem Wert von 1 nF verbunden ist, ist selbst
mit dem -Vcc Eingang der Schaltung verbunden.
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Der aus den Komponenten R5, C6, 43 und 44 gebildete Oszillator
stützt sich auf die Rückführung des Eingangs zum Ausgang über
den Widerstand, welcher den Kondensator C6 lädt. Wenn der
Eingang des Oszillators, der an dem Verbindungspunkt dem
Kondensators C6 mit dem Widerstand R5 liegt, auf "0" ist, ist der
Ausgang auf "1", wodurch dieser Eingang geladen wird. Die RC-
Schaltung R5-C6 führt eine Verzögerung ein, und aufgrund der
Hysterese am Eingang kippt der Eingang auf "1", wenn der
Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand R5 und dem Kondensator
C6 die Hysteresespannung erreicht. Auf diese Weise wird eine
Schwingung am Ausgang des zweiten invertierenden Verstärkers
44 erzeugt. Dies ist das Signal T2 mit der Frequenz 25 kHz,
welches alle 40 us einen Impuls mit einer Dauer von 20 us
erzeugt.
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Dieses Signal T2 wird an den Eingang CK eines Frequenzteilers
47 angelegt, welcher beispielsweise von einem HCF 4510
gebildet wird. Dieser Frequenzteiler teilt durch zehn. Der Ausgang
des Frequenzteilers ist bei dieser Ausführungsform mit dem
Eingang eines Schmidt-Trigger-Verstärkers 48 (HCF 40106B)
verbunden. Die Anordnung der Komponenten 47, 48, welche bei
dieser Ausführungsform den Frequenzteiler 42 bilden, ist in Fig.
4 gezeigt.
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Dieser Frequenzteiler zählt Impulse des Signals T2 und erzeugt
einen Impuls T3 immer dann, wenn 10 Impulse gezählt worden
sind. Er wird bei jedem Nulldurchgang von dem Signal T1
zurückgesetzt.
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Das Signal T3 wird an einen Eingang des UND-Gatters 31 und an
einen Eingang CP einer Schaltung 50 angelegt, welche das
Freigeben und Sperren der Steuerung des Triacs 21 kontrolliert.
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Der Ausgang des EXKLUSIV-ODER-Gatters 40 (Signal T1) ist mit
einem Eingang S der Freigabe-Sperr-Steuerschaltung 50
verbunden.
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Die Freigabe-Sperr-Steuerschaltung 50 ist eine Schaltung,
welche abhängig von den Signalen T1 und T3 drei Zeitintervalle
für jede Halbwelle der Netzspannung definiert (Fig. 7):
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- bei jedem Nulldurchgang der Netzspannung wird die
Schaltung 50 zurückgesetzt,
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sie definiert und realisiert das Zeitintervall δt&sub1; nach
dem Nulldurchgang der Spannung, während dessen die
Ansteuerung des Triacs 21 gesperrt ist (bei dieser
Ausführungsform gilt δt&sub1; = 1,6 ms),
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- sie definiert und realisiert dann das zweite
Zeitintervall δt&sub2;1 während dessen die Ansteuerung des Triacs
freigegeben wird (bei dieser Ausführungsform gilt δt&sub2; = 3,4
ms) ,
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- sie sperrt schließlich die Ansteuerung des Triacs bis zum
nächsten Nulldurchgang der Spannung (δt&sub3;). Bei der hier
beschriebenen Ausführungsform ist der Wert δt&sub3; 3,33 ms,
wenn die Netzfrequenz 60 Hz beträgt, und 5 ms, wenn die
Netzfrequenz 50 Hz beträgt.
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Fig. 8 zeigt eine bevorzugte Ausführungsform für die Schaltung
50. Diese Schaltung umfaßt im wesentlichen ein Eingangs-D-
Flip-Flop 51, dessen Ausgang mit einem Eingang MR eines
siebenstufigen Zählers 52 verbunden ist, dessen Ausgänge 5, 6 und
11 mit zwei UND-Gattern 53 und 54 verbunden sind, wobei der
Ausgang 5 des Zählers 52 über einen invertierenden Verstärker
55 mit dem einen Eingang des UND-Gatters verbunden ist. Der
Ausgang des UND-Gatters 53 ist mit einem Eingang R eines
Ausgangs-D-Flip-Flops 56 verbunden, während der Ausgang des UND-
Gatters 54 mit einem Eingang CK des Flip-Flops 56 verbunden
ist. Die Ausgänge 4 und 9 des Zählers 52 sind über ein UND-
Gatter 57 mit einem Rücksetzeingang R (zum Zurücksetzen auf
Null) des Eingangs-Flip-Flops 51 verbunden.
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Das Signal T1 wird an den Eingang CK des Eingangs-Flip-Flops
51 angelegt, während das Signal T3 an den Eingang CK des
Zählers 52 angelegt wird. Das Signal am Ausgang Q des Ausgangs-
Flip-Flops 56 entspricht dem Signal T4, welches an das UND-
Gatter 31 der Synthesestufe angelegt wird.
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Bei dieser Ausführungsform sind die beiden D-Flip-Flops 51 und
56 als HCF 4013 realisiert, während der siebenstufige Zähler
als HCF 4024 realisiert ist. Die UND-Gatter 53, 54 und 57 sind
als HCF 4073 realisiert. Der invertierende Verstärker 55 ist
als HCF 40106B realisiert.
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Im folgenden ist die Funktionsweise der Schaltung 50 mit Bezug
auf Fig. 9 beschrieben, welche ein Zeitablaufdiagramm der
unterschiedlichen Signale zeigt.
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Das Eingangs-Flip-Flop 56 formt das Signal T1 und schützt es
gegen Störungen, welche möglicherweise in der Versorgungs-
Wechselspannung vorhanden sind. Dieses Flip-Flop wird von der
steigenden Flanke des Impulses T1 gesetzt. Das Signal T6 am
Ausgang Q geht dann auf "0". Das Eingangs-Flip-Flop 51 wird
nach 7 ms von einem an seinen Rücksetzeingang R angelegten
Signal zurückgesetzt.
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Dies zuletzt genannte Signal wird von dem Zähler 52 erzeugt.
Dieser Zähler kann 35 mal die steigende Flanke des
Signalimpulses T3 zählen, seine Periode beträgt 200 us. Jedesmal wenn
der Zähler 7 35 mal die steigende Flanke des Impulses T3
gezählt hat, wird dann über das UND-Gatter 57 ein Signal am
Eingang R des Eingangs-Flip-Flops 51 erzeugt, so daß dieses auf
Null zurückgesetzt wird.
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Mit dem Zähler 52 kann auch die minimale Freigabezeit für die
Ansteuerung des Triacs bestimmt werden. Bei dieser
Ausführungsform wird die Zeit t&sub1; (Fig. 5) auf 1,6 ms festgesetzt,
wobei insbesondere die Periode des Signals T3 von 200 us
berücksichtigt wird, welche als Zählbasis dient. Der Zähler 52
zählt acht mal die steigende Flanke des Impulses T3, um an dem
Ausgang des Gatters 54 das Signal T8 zu erzeugen, welches die
minimale Freigabezeit für die Ansteuerung des Triacs bestimmt.
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Eine weitere Funktion des Zählers 52 ist, die maximale Zeit t&sub2;
für das Sperren der Ansteuerung des Triacs zu ermitteln (bei
dieser Ausführungsform 5 ms nach dem Nulldurchgang der
Versorgungsspannung). Hierfür zählt der Zähler 52 25 mal die
steigende Flanke-des Signales T3 und erzeugt so ein Signal T7 am
Ausgang des Gatters 53.
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Die fallende Flanke der Signale T7 und T8 wird mittels der
steigenden Flanke des Signales T6 ermittelt, das an den
Eingang MR des Zählers 52 angelegt wird und seinerseits beim
Zurücksetzen des Eingangs-Flip-Flops 51 auf Null, 7 ms nach dem
Nulldurchgang der Versorgungsspannung erzeugt wird.
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Das Ausgangs-D-Flip-Flop 56 erzeugt das Zeitintervall, während
dessen das Gate 22 des Triacs 21 angesteuert wird, aus den
Signalen T7 und T8: die steigende Flanke des Signales T7 setzt
das Ausgangs-Flip-Flop auf "1", und die steigende Flanke des
Signales T8 setzt dieses wieder zurück. Dadurch erhält man ein
Signal T4, welches dieses Zeitintervall nach dem Nulldurchgang
der Versorgungsspannung wiedergibt (T4 ist während des
Zeitintervalls, welches 1,6 ms nach dem Nulldurchgang der
Versorgungsspannung beginnt und 5 ms nach diesem Nulldurchgang
endet, auf logisch "1").
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Das Signal T4 wird an die Synthesestufe angelegt, die aus dem
UND-Gatter 31 besteht. Impulse werden an das Gate des Triacs
(Signal T5) geschickt, wenn die drei Eingänge des UND-Gatters
31 logisch "1" sind:
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- Der Eingang a wird mit einer Verzögerung von acht
Perioden, nachdem ein Spannungsbereich 110 V um herum von dem
Vergleicher 31 erfaßt worden ist, auf logisch "1"
gesetzt, wie oben erläutert wurde. Dieser Eingang bleibt so
lange auf "1", wie der Spannungsbereich um 110 V herum
erfaßt wird;
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ein "1"-Signal wird an einen Eingang b des UND-Gatters 31
angelegt, wenn das Signal T4 logisch "1" ist;
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- ein "1" -Signal wird an den Eingang c des UND-Gatters 31
jedesmal dann angelegt, wenn das Signal T3 den Wert "1"
annimmt.
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Solange der Spannungsbereich um 110 V herum erfaßt wird, wird
während des Zeitintervalls δt&sub2; eine Impuls folge mit der
Frequenz 25 kHz zum Gate des Transistors 30 geschickt (Fig. 7 und
9). Eine gleichartige Impulsfolge wird daher zum Gate des
Triacs 21 geschickt, der mit dem Drain des Transistors 30
verbunden ist.
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Bei dem gerade beschriebenen Beispiel wurde durch die
Schaltung 20 eine Einsparung der verbrauchten Leistung von mehr als
50% im Vergleich zu der beim oben beschriebenen Stand der
Technik erreichten Einsparung erzielt.
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Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung nicht auf die
beschriebene Ausführungsform beschränkt und umfaßt alle
Varianten, welche sich dem Fachmann erschließen. Andere
Komponenten können dazu verwendet werden, um den Triac nur während
des Zeitintervalls δt&sub2; einzuschalten.
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Ebenso kann dieses Zeitintervall so gewählt werden, daß der
Betrieb eines Gleichrichters gemäß der vorliegenden Erfindung
auch bei anderen Versorgungsspannungsbereichen möglich ist als
denen, welche hier beispielhaft beschrieben worden sind.