DE69030838T2

DE69030838T2 - Direktmischempfänger mit lokaler Trägerzitterfrequenz zur gesendeten Trägerfrequenz-Erfassung

Info

Publication number: DE69030838T2
Application number: DE69030838T
Authority: DE
Inventors: Yoichiro Minami
Original assignee: NEC Corp; Nippon Electric Co Ltd
Current assignee: NEC Corp
Priority date: 1989-04-20
Filing date: 1990-04-20
Publication date: 1997-11-20
Anticipated expiration: 2010-04-21
Also published as: EP0394064B1; US5091921A; AU5375390A; CA2014916A1; DE69030838D1; EP0394064A3; AU624707B2; EP0394064A2; CA2014916C

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Direktmisch empfänger, in dem die Hochfrequenz direkt in ein Basisbandsignal umgewandelt wird.
Bei einem herkömmlichen Überlagerungsempfänger sind Hochfrequenz- und Zwischenfrequenzfilter, beide von einem Hochempfindlichkeitstyp, erforderlich, um spiegeifrequenzen zu entfernen. Um eine geringe Größe und niedrige Zusatnmenbaukosten zu erreichen, ist bei einem Homodynempfänger eine Direktmischtechnik verwendet worden, bei der die Hochfrequenz des empfangenen Signais direkt in eine Basisbandfreguenz in einer Weise umgewandelt wird, wie sie in den U.S.-Patenten 4,193,034 und 4,254,503 gezeigt und beschrieben ist. Bei dem Direktmischempfänger werden orthogonale oder um 90º phasenverschobene lokale Trägerfrequenzen auf den gesendeten Träger abgestimmt, um Nullzwischenfrequenz (Homodyne) zu erzeugen, und Basisbandsignale werden als um 90º phasenverschobene Überlagerung zwi schen dem gesendeten Träger und dem um 90º phasenverschobenen lokalen Träger von Mischern erfaßt. Die Ausgangssignale der Mischer werden durch Tiefpaßfilter geleitet, um Rauschen zu entfernen, und über Begrenzungsverstärkerstufen einem Diskriminator zugeführt. Aufgrund der Nullzwischenfrequenz besteht keine Notwendigkeit, Spiegelfrequenzen zu entfernen, die bei herkömmlichen Überlagerungsempfängern vorhanden sind, bei denen in den Hochfrequenz- und Zwischenfrequenzverstärkern hochempfindliche Filter verwendet werden. Ein weiterer Vorteil der Nullzwischenfrequenz besteht darin, daß das Trennfilter zum Unterdrücken von Signalen benachbarter Kanäle mit aktiven Niederfrequenzfiltern aufintegrierten Schaltkreisen verwirklicht werden kann.
Ein Nachteil besteht jedoch darin, daß die Bandbreite, bei der ein akzeptabler Empfindlichkeitsgrad erhalten werden kann, schmal ist. Da die in einem einzigen Bit enthaltene Informationsmenge EB durch EB = 2 x FD/BR gegeben ist (wobei FD die maximale Frequenzabweichung ist, wenn ein digitales Modulationssignal zwischen einem Zeichen und einem Zwischenraum variiert, und BR die Übertragungsgeschwindigkeit darstellt), wird die Überlagerungsfrequenz F&sub5; durch FB = (FC ± FD) - FL dargestellt (wobei FC und FL jeweils die gesendete Trägerfrequenz und die lokale Trägerfrequenz sind). Wenn zwischen FC und FL kein Unterschied besteht, dann ist die Überlagerungsfrequenz F&sub5; gleich der maximalen Frequenzabweichung FD und die Zeichen und Zwischenräume besitzen für die Informationsmenge EB den gleichen Wert. Wenn jedoch aufgrund von Abstimmfehlern zwischen dem gesendeten und lokalen Träger eine Frequenzversetzung ΔF besteht, ist die Überlagerungsfrequenz FB durch FB = ±FD - ΔF gegeben. Deshalb variiert die Überlagerungsfrequenz F&sub5; zwischen FD - ΔF für ein "Zeichen" und FD + ΔF für einen "Zwischenraum". Dies bedeutet, daß die Informationsmenge EB für "Zeichen" kleiner ist als für "Zwischenräume" und folglich ein niedriges Signal-Rauschen-Verhältnis hat.
In der Beschreibung der Europäischen Patentanmeldung Nr. 85301005.6, die am 4. September 1985 unter der Nummer 153835 veröffentlicht wurde, wurde ein Funkrufgerät zum Empfangen von FSK-Signalen vorgeschlagen, das optimal schmale Gaußsche Bandpaßfilter (F1, F2) und einen Phasenregelkreis (11, 12, 13, 14) besaß, um eine lokale Frequenzwanderung des Oszillators zu verhindern, der in Abhängigkeit von einer Abweichungsfrequenz gesteuert wurde, die an einem Sender genau gesteuert und von einem Detektor-Logik-Schaltkreis abgeleitet wurde.
Ein Merkmal eines Empfängers zur orthogonalen Erfassung, der nachstehend mittels eines Beispiels zu beschreiben ist, besteht darin, daß er einen breiten Bereich akzeptabler Empfindlichkeit besitzt, die erhalten wird, indem bei der Suche nach der gesendeten Trägerfrequenz die lokale Trägerfrequenz fluktuiert, wenn die Abweichungsfrequenz des empfangenen Signals (oder die Frequenz der Basisbandsignale) außerhalb eines bestimmten Bereichs liegt, und indem die lokale Trägerfrequenz festgehalten wird, wenn die Abweichungsfrequenz innerhalb des bestimmten Bereichs liegt.
Bei einer besonderen Anordnung, die nachstehend als ein Beispiel zu beschreiben ist, gibt es einen Empfänger zum Empfangen eines digital modulierten Funksignals, der einen spannungsgesteuerten Kristalloszillator nominell auf der gesendeten Frequenz aufweist, und einen Mischkreis zum direkten Umwandeln der Frequenz des empfangenen Signals in eine Basisbandfrequenz. Ein Tiefpaßfilter ist mit dem Mischkreis verbunden und ein Begrenzungsverstärker ist mit dem Tiefpaßfilter verbunden. Ein Frequenzdetektor ist mit dem Begrenzungsverstärker verbunden, um ein Signal zu erzeugen, das für die Abweichungsfrequenz abzüglich der Versetzungsfrequenz des empfangenen Signals repräsentativ ist. Eine Mittelwertschaltung weist den Mittelwert des Signals von dem Frequenzdetektor nach und führt ihn einer Komparatorschaltung zu, um nachzuweisen, ob das für die Frequenz repräsentative Signal innerhalb oder außerhalb der Umgebung des Mittelwerts liegt. Ein Sägezahngenerator ist vorgesehen, um periodisch eine Sägezahnspannung mit konstanter Amplitude zu erzeugen, wenn nachgewiesen wird, daß das Signal außerhalb der Umgebung liegt, und um die Sägezahnspannung auf einem Momentanwert zu halten, wenn nachgewiesen wird, daß das Signal innerhalb der Umgebung liegt. Der spannungsgesteuerte Kristalloszillator spricht auf eine Ausgangsspannung des Sägezahngenerators an, um die Frequenz des lokalen Trägers zu steuern.
Vorzugsweise weist der Empfänger einen Phasenregelkreis zum Steuern des spannungsgesteuerten Kristalloszillators auf. Der Phasenregelkreis weist einen zweiten spannungsgesteuerten Oszillator eines LC-Netzes auf, der auf die Ausgangsspannung des Sägezahngenerators anspricht. Ein erster und ein zweiter variabler Frequenzteiler sind jeweils mit den Ausgängen des ersten spannungsgesteuerten Kristalloszillators und des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators verbunden. Ein Phasendetektor weist eine Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen des ersten und des zweiten variablen Frequenzteilers nach. Ein Tiefpaßfilter führt dem zweiten spannungsgesteuerten Oszillator ein gefiltertes Ausgangesignal des Phasendetektors zu. Die Teilungsfaktoren des ersten und des zweiten variablen Frequenzteilers werden von einem digitalen Steuersignal festgesetzt. Dies beseitigt die Notwendigkeit, zum Zweck des Zusammenbaus und der Wartung viele verschiedene Typen von Kristallschwingern vorzusehen.
Außerdem können Leistungseinsparungen erhalten werden; indem einer der Kanalwege abgeschaltet wird, wenn nachgewiesen wird, daß das für die Frequenz repräsentative Signal außerhalb der Umgebung des Mittelwerts liegt.
Die folgende Beschreibung und die Zeichnungen beschreiben an Hand eines Beispiels die Erfindung, die durch die angehängten Patentansprüche gekennzeichnet ist, deren Inhalt das Ausmaß des hier verliehenen Schutzes bestimmt.
In den Zeichnungen zeigen:
Fig. 1 ein Blockdiagramm eines Radioempf ängers zur; orthogonalen Erfassung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 2 ein Wellenforrndiagramm, das mit dem D-Flip-Flop aus Fig. 1 verbunden ist;
Fig. 3 ein Schaltungsdiagramm der AFC-Schaltung aus Fig.
Fig. 4 ein Wellenformdiagramm, das zu der Schaltung aus Fig. 3 gehört;
Fig. 5 ein Wellenformdiagramm, das während des Such- und Halte-Betriebsmodus des Sägezahngenerators die Beziehungen zwischen dem Ausgangssignal des Sägezahngenerators, dem lokalen Träger und dem Q-Kanal-Ausgangssignal veranschaulicht;
Fig. 6 eine graphische Darstellung, die die Empfindlichkeitscharakteristik der vorliegenden Erfindung im Vergleich zu derjenigen eines herkömmlichen Überlagerungsempfängers und eines herkömmlichen Empfängers zur orthogonalen Erfassung ohne automatische Frequenzsteuerung zeigt;
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Phasenregelkreises gemäß einer abgeänderten Ausführungsform der Erfindung; Fig. 8A ein Schaltungsdiagramm der Tiefpaßfilter aus Fig. 1, und Fig. 8B eine Ersatzschaltung der Gyratorschaltung aus Fig. 8A; und
Fig. 9 ein Blockdiagramm eines leistungssparenden Empfängers gemäß einer weiteren Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
Jetzt gemäß Fig. 1 ist ein Radioempfänger für frequenzumgetastete (FSK) Signale auf einem HF-Träger gezeigt. Empfangene Funksignale FC ± FD - ΔF, wobei FC eine Trägerwellenfrequenz ist, FD die FSK-Modulationsabweichung ist und ΔF die Frequenzversetzung ist, werden von einer Hochfrequenzverstärkerstufe 1 verstärkt und den Mischern 2 und 3 zugeführt, denen von einem 90º-Phasenschieber 4 um 90º phasenverschobene lokale Träger zugeführt werden. Das Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Kristalloszillators (VCXO) 5 wird dem Schieber 4 zugeführt, in dem es um +45º und -45º verschoben wird, um die um 90º phasenverschobenen lokalen Träger zu erzeugen. Die Ausgangssignale der Mischkreise 2 und 3 werden jeweils Tiefpaßfiltern 7 und 9 zugeführt. Die durch den Tiefpaß gefilterten Signale werden dann jeweils Begrenzungsverstärkerstufen hoher Verstärkung 8 und 10 zugeführt. Das Ausgangssignal A der Begrenzungsverstärkerstufe 8 wird als ein Inphasekanalsignal dem Takteingang eines digitalen Demodulators oder einem D-Flip-Flop 11 zugeführt und das Ausgangssignal B der Begrenzungsverstärkerstufe 10 wird als ein Quadraturkanalsignal dem D-Eingang des Flip-Flops 11 zugeführt. Das Signal B wird ferner einer automatischen Frequenzsteuereinrichtung 6 zugeführt, deren Ausgangssignal dem lokalen Oszillator 5 zugeführt wird.
Wenn das Eingangssignal den 'Zeichen'-Zustand, d.h. nominell FD-kHz unterhalb der lokalen Oszillatorfrequenz, besitzt, werden die Ausgangssignale der Mischstufen 2 und 3 aus zwei um 90º phasenverschobenen Sinuswellen bei FD kHz bestehen. Nach den Begrenzungsverstärkern 8 und 10 sind die Daten an dem Zeitgeber und den D-Eingängen des Flip-Flops 11 somit um 90º phasenverschobene Rechteckwellen bei FD-kHz, wie in Teil a von Fig. 2 gezeigt ist. Wenn das D-Flip-Flop 11 mit positiver Flanke getaktet wird, dann wird das Q-Ausgangssignal einen konstan ten Zustand "logisch 0" annehmen. Wenn das Eingangssignal den 'Zwischenraum'-Zustand, d.h. FD-kHz oberhalb der lokalen Oszillatorfrequenz, besitzt, ist die relative Phase der Daten an den Eingängen des Flip-Flops 11 um 180º verschoben, wie in Teil b aus Fig. 2 angezeigt ist, und das Q-Ausgangssignal des Flip- Flops 11 nimmt jetzt "logisch 1" an.
Das Ausgangssignal des D-Flip-Flops 11 wird durch einen Tiefpaßfilter 12 geleitet, um Rauschen zu entfernen, und einer Schwellenwertentscheidungsschaltung 13 zugeführt, in der irgendwelche Unbestimmtheiten zwischen zwei signifikanten logischen Pegeln beseitigt werden.
In Fig. 3 weist die AFC-Schaltung 6 im allgemeinen einen Diskriminator 20, ein Tiefpaßfilter 21, eine Mittelwertschaltung 22, eine Offsetschaltung 23, ein Komparatorenpaar 24, 25, ein UND-Gatter 26 und einen Sägezahngenerator 27 auf. Der Diskriminator 20 ist im wesentlichen ein Flankendetektor mit einem Exklusiv-ODER-Gatter 30, der von dem Ausgang der Begrenzungsverstärkerstufe 10 eine direkte Version des Ausgangssignals B und über eine Verzögerungsleitung 31 eine verzögerte Version des Signals B mit einer Verzögerungsdauer T empfängt. Wie in Fig. 4 veranschaulicht ist, besitzt das Ausgangssignal des Diskriminators 20 die Form von Pulsen C der Dauer T, die an der Anstiegsflanke jedes Ausgangspulses des Signals B auftreten. Das Ausgangssignal C des Diskriminators 20 wird dem Tiefpaßfilter 21 zugeführt, der ein RC-Netz mit Elementen 32 - 34 aufweist, durch die das Eingangssignal C einem Spannungsfolger 35 zugeführt wird, dessen Ausgang über einen Rückkopplungskondensator 36 mit einer Verbindung zwischen den Widerständen 32 und 33 verbunden ist. Das RC-Tiefpaßfilter 21 erzeugt eine Spannung D, deren Amplitude für die Frequenz ±FD - ΔF des Signals B repräsentativ ist. Das Ausgangssignal D des Tiefpaßfilters 21 wird dann der Mittelwertschaltung 22 zugeführt, die aus einem RC-Integrator erster Ordnung mit einem Widerstand 37 und einem Kondensator 38 gebildet wird, der den Widerstand 37 mit Masse verbindet. Die Zeitkonstante dieses RC-Integrators ist viel größer als das Reziproke der Übertragungsgeschwindigkeit BR. Das Ausgangssignal E der Mittelwertschaltung stellt einen Mittelwert der Frequenz des Signals B über die Zeit dar. Da die Frequenz des Signals B zwischen FD - ΔF und -FD - ΔF variiert, entfernt die Mittelwertschaltung 22 die Versetzungskomponente ΔF, wobei sie eine Ausgangsspannung E erzeugt, die für die Abweichungsfrequenz FD repräsentativ ist. Die Spannung E der Mittelwertschaltung 22 wird über einen Spannungsfolger 39 der Offsetschaltung 23 einer Verbindung zwischen den Widerständen 41 und 42 zugeführt, die zwischen Konstantstromquellen 40 und 43 in Reihe geschaltet sind, die wiederum mit einer Spannungsquelle bzw. Masse verbunden sind. Der Effekt dieser Offsetschaltung besteht darin, der mittleren Spannung E eine positive Offsetspannung +ΔV hinzuzufügen, um an einer Verbindung zwischen der Konstantstromquelle 40 und dem Widerstand 41 eine hohe Vergleichsspannung VH = E + ΔV zu erzeugen, und eine negative Offsetspannung -ΔV hinzuzufügen, um an einer Verbindung zwischen der Konstantstromquelle 43 und dem Widerstand 42 eine niedrige Vergleichsspannung VL = E - ΔV zu erzeugen.
Die hohe Vergleichsspannung VH wird dem positiven Eingang eines Komparators 24 zugeführt, um einen Vergleich mit der mittleren Spannung E durchzuführen, und die niedrige Vergleichsspannung VL wird zum Vergleichen mit der mittleren Spannung E dem negativen Eingang eines Komparators 25 zugeführt. Wie in Fig. 4 gezeigt ist, erzeugt der Komparator 24 ein hohes Spannungsausgangssignal F&sub1;, wenn der Mittelwert E kleiner ist als die Vergleichsspannung VH, während der Komparator 25 ein hohes Spannungsausgangssignal F&sub2; erzeugt, wenn der Mittelwert E größer ist als die Vergleichsspannung VL. Die Ausgangssignale der Komparatoren 24 und 25 werden dem UND-Gatter 26 zugeführt, um Koinzidenzpulse G zu erzeugen. Es ist aus Fig. 4 ersichtlich, daß das Ausgangssignal des UND-Gatters 26 hoch ist, wenn der Momentanwert des Signals D in dem Bereich ΔV auf jeder Seite des Mittelwerts E liegt. Da das Signal D durch K x ΔF gegeben sein kann, wobei K (= V/kHz) die Empfindlichkeit des Diskriminators 20 ist, ist das Ausgangssignal des UND-Gatters 26 hoch, wenn K x ΔF kleiner als ΔV ist. Unter der Annahme, daß K = 10 mV/kHz ist und ΔV 10 mV beträgt, wird ein Koinzidenzpuls G erzeugt, wenn ΔF kleiner als 1 kHz ist.
Koinzidenzpulse G werden dem Sägezahngenerator 27 als ein Schaltimpuls zugeführt. Der Sägezahngenerator 27 ist aus einem Paar Erdungsschalzungen oder Schaltern 44 und 45 aufgebaut, die auf den Koinzidenzpuls G durch Erden der Q- und -Ausgänge eines SR-Auffang-Flip-Flops 46 ansprechen. Die Ausgangssignale des SR-Auffang-Flip-Flops 46 werden jeweils als EIN-AUS-Signale den Konstantstromquellen 54 und 55 zugeführt, die zwischen der Spannungsquelle und Masse verbunden sind. Ein Kondensator 56 ist mit einer Verbindung 57 zwischen den Konstantstromquellen 54 und 55 verbunden. Wenn das Q-Ausgangssignal des SR-Auffang- Flip-Flops hoch ist, lädt die Konstantstromquelle 54 den Kondensator 56 auf, um eine Spannung an der Verbindung 57 auszubilden. Wenn das -Ausgangssignal hoch ist, stellt die Konstantstromquelle 55 einen Kurzschlußpfad über dem Kondensator 56 dar, um ihm die schnelle Entladung zu ermöglichen. Ein Komparator 47 ist vorgesehen, um einen Vergleich zwischen der Spannung an der Verbindung 57 und einer höheren Vergleichsspannung VCH durchzuführen, die von einer Vergleichsspannungsquelle ausgebildet wird, die aus einer Konstantstromquelle 50 und einem Widerstand 51 besteht. Ein Komparator 48 vergleicht die Spannung an der Verbindung 57 mit einer niedrigeren Vergleichsspannung Vol, die durch eine Schaltung ausgebildeb wird, die aus einer Konstantstromquelle 52 und einem Widerstand 53 gebildet wird. Die Ausgangssignale der Komparatoren 47 und 48 werden jeweils den Rücksetz- und Setzeingängen des SR-Auffang- Flip-Flops 46 zugeführt. Wenn die Spannung an der Verbindung 57 den höheren Schwellenwert VCH übersteigt, wird das SR-Auffang- Flip-Flop 46 zurückgesetzt und das -Ausgangssignal wechselt auf Hochpegel, um den Kondensator 56 zu entladen. Wenn die Spannung an der Verbindung 57 unter den niedrigeren Schwellenwert VCL fällt, wird das SR-Auffang-Flip-Flop 46 gesetzt und das Q-Ausgangssignal wechselt auf Hochpegel, um die Konstantstromquelle 54 in einen Zustand niedriger Impedanz umzuschalten, wobei bewirkt wird, daß der Kondensator 56 aufgeladen wird, was eine Sägezahnspannung H (siehe Fig. 5) ausbildet. Bei Fehlen eines Koinzidenzpulses G wird dieser Vorgang mit einer Geschwindigkeit wiederholt, die größer ist als die Geschwindigkeit, mit der das Signal empfangen wird, so daß es während einer Datenbitdauer mindestens eine Sägezahnspannung gibt. In diesem Zustand wird davon gesprochen, daß sich der Sägezahngenerator bei der Suche nach einer optimalen lokalen Trägerfrequenz in einem Freilauf-(Such)-Betriebsmodus befindet. Wenn ein Koinzidenzpuls G zugeführt wird, wird sowohl die Konstantstromquelle 54 als auch 55 in einen Zustand hoher Impedanz umgeschaltet, wobei der Kondensator 56 in einer offenen Schaltung verbleibt, um eine Spannung aufrechtzuerhalten, die in dem Moment erhalten wird, in dem der Pul C zugeführt wird. Bei dem Sägezahngenerator in diesem Zustand wird davon gesprochen, daß er sich in einem Halte-Betriebsmodus befindet, um die lokale Trägerfrequenz auf die optimale Frequenz festzusetzen.
Die durch den Kondensator 56 ausgebildete Spannung wird dem Steuereingang des VCXO 5 zugeführt, und deshalb wird die lokale Trägerfrequenz FL zwischen den hohen und niedrigen Seiten der gesendeten Trägerfrequenz F&sub0; variiert oder "gezittert", wie in Fig. 5 gezeigt ist. Da die AFC-Schaltung 6 keineswegs weiß, auf welche Seite die Überlagerungsfrequenz FB versetzt ist, zeigt die periodische Änderung der lokalen Trägerfrequenz FL den Effekt, daß sie einen Punkt erfaßt, an dem die Versetzung minimiert werden kann. Folglich wird bewirkt, daß sich die Frequenz der Basisbandsignale A und B in einer Weise periodisch ändert, wie in Fig. 5 gezeigt ist. Deshalb gibt es für jede Datenbitdauer mindestens einen Koinzidenzpuls G, d.h. eine Situation, in der die Differenz zwischen der gesendeten und der lokalen Trägerfrequenz FC und FL auf einen Pegel unterhalb eines bestimmten Werts vermindert wird. Es ist deshalb ersichtlich, daß, wenn ein Koinzidenzpuls G erzeugt wird, der Sägezahngenerator 27 in einen Halte-Betriebsmodus umschaltet und die lokale Trägerfrequenz FL mit einer über dem Kondensator 56 ausgebildeten Spannung gesteuert wird, die solange konstant gehalten wird, bis die lokale Trägerfrequenz wieder von dem gesendeten Träger abweicht und das Signal D über den Bereich der Schwellenwerte VH und VL hinausgeht, was erneut eine Suche nach der gesendeten Trägerfrequenz einleitet.
Wie in Fig. 6 gezeigt ist, führt die automatische Frequenzsteuerung durch Zittern des VCXO 5 zu einer verbesserten Empfindlichkeit, die mit der bei Überlagerungsernpfängern erhaltenen Empfindlichkeit vergleichbar sein kann. Die vorliegende Erfindung verbessert nämlich den 1-dB-Empfindlichkeitsbereich des herkömmlichen Homodynempfängers von dem gegenwärtigen 2 kHz-Bereich auf einen 6 kHz-Bereich.
Während das Homodynprinzip für die Herstellung geringer Mengen von Radioempfängern vorteilhaft ist, muß die lokale Trägerfrequenz pro Empfänger auf einen bestimmten Wert eingestellt werden, dem sie zugewiesen ist, und verschiedene Typen von Kristallschwingern müssen deshalb zum Zweck des Zusammenbaus und der Wartung für die Bestandteilkontrolle angefertigt werden.
Um die Zusammenbau- und Wartungskosten zu verringern, wird das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Kristalloszillators 5 aus Fig. 1 vorzugsweise in einem Phasenregelkreis in einer Weise gesteuert, die in Fig. 7 gezeigt ist. In Fig. 7 wird die Ausgangsspannung der AFC-Schaltung 6 dem Steuereingang des spannungsgesteuerten Kristalloszillators 5 zugeführt. Das Ausgangssignal des VCXO 5 wird einem programmierbaren Zähler oder variablen Frequenzteiler 61 zugeführt, der durch ein von einem Festspeicher 64 zugeführtes binäres Steuersignal auf einen beliebigen Wert N voreingestellt wird, um die VCXO-Ausgangspulse zu zählen und ihre Frequenz durch den Faktor N zu teilen Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 61 wird einem Eingang eines Phasendetektors 62 zugeführt, dessen zweitem Eingang das Ausgangssignal eines zweiten variablen Frequenzteilers 63 zugeführt wird, der ebenfalls durch das Ausgangssignal des ROM 64 auf N voreingestellt wird. Das Ausgangssignal des Phasendetektors 62 wird von einem Tiefpaßfilter 65 gefiltert und einem spannungsgesteuerten Oszillator 66 des LC-(Induktor- Kondensator)-Netzes zugeführt. Das Ausgangssignal des VCO 66 wird dem zweiten Frequenzteiler 63 zugeführt, um seine Frequenz durch N zu teilen. Das Ausgangssignal des VCO 66 wird als ein lokaler Träger dem Phasenschieber 4 zugeführt.
Da der VCXO 5 mit einer Sägezahnspannung betrieben wird, wenn der von dem VCO 66 erzeugte lokale Träger über einen vorgeschriebenen Bereich hinausgeht, wird die Frequenz des VCXO 5 bei der Suche nach der gesendeten Trägerfrequenz über einen bestimmten Bereich linear verändert. Dies führt zu einer entsprechenden Änderung des Ausgangssignals des Phasendetektors 62 und treibt den VCO 66 in eine derartige Richtung, daß sich das Ausgangssignal des Phasendetektors 62 auf Null verringert. Deshalb ändert sich die von dem Phasenschieber 4 zugeführte lokale Trägerfrequenz entsprechend der linearen Änderung des Ausgangssignals des VCXO 5 linear. Wenn deshalb das Ausgangssignal des ROM 64 14 Bit lang ist, kann die lokale Trägerfrequenz jedes Empfängers so gewählt werden, daß sie einem der (2¹&sup5; - 1) möglichen Frequenzwerte entspricht.
Ein weiterer Nachteil des Homodynempfängers besteht darin, daß, da die Eingangssignale in Tiefpaßfilter 7 und 9 Basisbandsignale sind, die in dem Frequenzbereich von einigen Kilohertz liegen, die Ausführung dieser Tiefpaßfilter mit einem aktiven Filter der Kettenschaltung die Verwendung von Kondensatoren einiger Tausend Picofarad bis einiger Zehntausend Picofarad erfordern würde. Aufgrund der Unmöglichkeit der Schaltungsintegration werden die Kondensatoren dieser Größen mit den notwendigen Widerständen auf einer getrennten Karte befestigt und durch Leitungsdrähte mit einem Spannungsfolger verbunden, der als Teil des Tiefpaßfilters auf einem Chip mit integrierten Schaltkreisen erzeugt wird.
Um diesen Nachteil zu überwinden, weist jedes der Tiefpaßfilter 7 und 9 ein Gyratorfilter auf, wie in Fig. 8A gezeigt ist. Die Ersatzschaltung des Gyratorfilters ist in Fig. 8B gezeigt, und besteht aus einer Induktivität L&sub1; und einer Kapazität C&sub1;. In Fig. 8A weist das Gyratorfilter einen Eingangsspannungsfolger 70, Steilheitsverstärkerstufen 71, 72, 73 und 74 und einen Ausgangsspannungsfolger 75 auf. Die Steilheitsverstärkerstufen 71 - 74 werden von einer Vorspannungsschaltung 76 voreingestellt. Das Ausgangssignal des Mischers 2 oder 3 wird durch den Eingangsspannungsfolger 70 dem nichtinvertierenden Eingang der Steilheitsverstärkerstufe 71 zugeführt, deren invertierender Eingang mit der Vorspannungsschaltung 76 verbunden ist. Der Ausgang des Steilheitsverstärkers 71 ist mit dem invertierenden Eingang des Steilheitsverstärkers 72 verbunden, dessen nichtinvertierender Eingang mit der Vorspannungsschaltung 76 verbunden ist. Das Ausgangssignal des zweiten Steilheitsverstärkers 72 wird zurück zu dem nichtinvertierenden Eingang des ersten Steilheitsverstärkers 71 geführt. In einer zu dem ersten und dem zweiten Steilheitsverstärker 71 und 72 ähnlichen Weise wird der Ausgang des Steilheitsverstärkers 71 mit dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 73 verbunden, dessen Ausgangssignal dem invertierenden Eingang des vierten Steilheitsverstärkers 74 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Verstärkers 74 wird zurück zu dem nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 73 geführt. Das Ausgangssignal des dritten Steilheitsverstärkers 73 wird über den Ausgangsspannungsfolger 75 mit dem Begrenzer 8 oder 10 verbunden. Der invertierende bzw. nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 73 bzw. 74 ist mit der Vorspannungsschaltung 76 verbunden. Um die Induktivität L&sub1; zu simulieren, ist ein Kondensator C&sub2; zwischen den nichtinvertierenden und invertierenden Eingang des Verstärkers 73 geschaltet. Der Kondensator C&sub1; aus Fig. 88 ist zwischen den Eingang des Spannungsfolgers 75 und das Vorspan nungspotential geschaltet. Bei der gerade beschriebenen Schaltungsstruktur gelten folgende Beziehungen:
I&sub0;&sub1; = G V&sub1; (1)
I&sub0;&sub2; = G V&sub2; (2)
I&sub1; = G Vc (3)
VC = I&sub0;/jωC&sub2; (4)
I&sub0;&sub2; = I&sub1;&sub0; + IC (5)
wobei
I&sub0;&sub1; = Eingangsstrom des nichtinvertierenden Eingangs des Verstärkers 71;
I&sub0;&sub2; = Ausgangsstrom des Verstärkers 74;
I&sub1; = Ausgangsstrom des Verstärkers 72;
IC = Strom, der durch den Kondensator C&sub2; fließt;
G = Gegenwirkleitwert jedes Steilheitsverstärkers 71 bis 74;
V&sub1; = Spannung am nichtinvertierenden Eingang des Verstärkers 71;
V&sub2; = Spannung am Eingang des Spannungsfolgers 75; und
VC = Spannung am Ausgang des Verstärkers 74.
Einsetzen der Gleichungen (4) und (5) in die Gleichungen (1) bis (3) ergibt:
(V&sub1; - V&sub2;)/I&sub1; = jωC&sub2;/G G (6)
Sei L&sub1; = C&sub2;/G G, dann kann die Gleichung (6) dargestellt werden als
(V&sub1; - V&sub2;)/I&sub1; = jωL&sub1; (7)
Deshalb kann die Induktivität L&sub1; aus Fig. 8B mit den vier Steilheitsverstärkern 71 bis 74 und dem Kondensator C&sub2; aus Fig. 8A simuliert werden.
Noch ein weiterer Nachteil der orthogonalen Erfassung besteht darin, daß, da die orthogonale Erfassung zwei Systeme für Inphase- und Quadratursignale erfordert, ihr Stromverbrauch höher ist als derjenige von Überlagerungsempfängern. Um den Stromverbrauch zu verringern, werden die Stromversorgungen für eines der Systeme des Empfängers zur orthogonalen Erfassung abgeschaltet, wenn sich die AFC 6 in einem Such-Betriebsmodus befindet. Fig. 9 ist ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsform, die eine Stromsparschaltung verwendet. Diese Stromsparschaltung weist einen Leistungsregelschalter 80 auf, der das Netz von einer Stromspannungsquelle 81 zu dem Mischer 2, dem Tiefpaßfilter 7 und dem Begrenzer 8 des Inphasekanals während der Zeit abschaltet, in der sich der Sägezahngenerator 27 der AFC 6 in einem Such-Betriebsmodus befindet (das Fehlen eines Koinzidenzpulses G), und der Leistung während der Zeit zugeführt, in der sich der Sägezahngenerator 27 in einem Halte- Betriebsmodus befindet (das Vorhandensein eines Koinzidenzpulses G). Da die Tatsache, daß sich der Sägezahngenerator 27 in einem Such-Betriebsmodus befindet, anzeigt, daß das empfangene Signal sehr schwach ist oder überhaupt keine Signale empfangen werden, genügt es, den Empfänger mit einem Kanal zu betrieben, d.h. unter diesen Umständen mit dem Quadraturkanal.
Die vorangehende Beschreibung zeigt lediglich bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung. Verschiedene Abänderungen ergeben sich für einen Fachmann, ohne den Schutzbereich der vorliegenden Erfindung zu verlassen, der lediglich durch die angehängten Patentansprüche eingeschränkt ist. Deshalb sind die gezeigten und beschriebenen Ausführungsformen lediglich veranschaulichend, nicht einschränkend.

Claims

1. Empfänger zum Empfangen eines digital modulierten Hochfrequenzsignals, der aufweist: einen spannungsgesteuerten Oszillator (5) zum Erzeugen eines lokalen Trägers, einen Mischkreis (2, 3) zum Mischen des empfangenen Signals mit dem lokalen Träger, um die Frequenz des empfangenen Funksignals in eine Basisbandfrequenz umzuwandeln, ein Tiefpaßfilter (7, 9) zum Filtern eines Basisbandsignals von dem Mischkreis (2, 3), einen Begrenzungsverstärker (8, 10), der zum Empfangen des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters (7, 9) verbunden ist, und einen Sägezahngenerator (27) zum Erzeugen eines Sägezahnspannungssignals, um den spannungsgesteuerten Oszillator (5) zu steuern, gekennzeichnet durch einen mit dem Ausgang des Begrenzungsverstärkers (8, 10) verbundenen Frequenzdetektor (20, 21) zum Erzeugen eines Signals, das für eine Änderungsfrequenz des empfangenen Funksignals repräsentativ ist, die gleich der von der Modulation des gesendeten Trägers herrührenden Abweichungsfrequenz des empfangenen Signals abzüglich einer Versetzungsfrequenz ist, die gleich der Differenz zwischen dem gesendeten Träger und dem lokalen Träger ist, eine mit dem Ausgang des Frequenzdetektors (20, 21) verbundene Mittelwertschaltung (22) zum Erzeugen einer Spannung, die für die Abweichungsfrequenz repräsentativ ist, eine mit dem Ausgang der Mittelwertschaltung (22) verbundene Vergleichsspannungsquelle (23) zum Herstellen hoher und niedriger Vergleichsspannungen, die jeweils um einen bestimmten Betrag über und unter der von der Mittelwertschaltung (22) erzeugten Spannung liegen, einen Komparator (24, 25) zum Bestimmen, ob das Ausgangssignal des Frequenzdetektors (20, 21) innerhalb oder außerhalb des Bereichs zwischen der hohen und der niedrigen Vergleichsspannung liegt, und dadurch, daß der Sägezahngenerator (27) periodisch ein Sägezahnspannungssignal konstanter Amplitude erzeugt, wenn der Komparator (24, 25) feststellt, daß das Ausgangssignal des Frequenzdetektors (20, 21) außerhalb des Bereichs liegt, und zum Bewirken, daß das Sägezahnspannungssignal auf einem Momentanwert verbleibt, den der Sägezahngenerator in dem Moment erreichte, in dem der Komparator festgestellt hat, daß das Frequenzdetektorausgangssignal innerhalb des Bereichs liegt.

2. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der spannungsgesteuerte Oszillator (5) ein spannungsgesteuerter Kristalloszillator ist.

3. Empfänger nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Frequenzdetektor (20, 21) einen Flankendetektor (20), um bei einem übergang eines Pulses von dem Begrenzungsverstärker (8, 10) einen Puls zu erzeugen, und ein zweites Tiefpaßfilter (21) aufweist, um den Puls des Flankendetektors (20) durch einen Tiefpaß zu filtern.

4. Empfänger nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Mittelwertschaltung (22) einen Integrator erster Ordnung (37) mit einer Zeitkonstante aufweist, die größer ist als ein Reziprokes der Übertragungsgeschwindigkeit des empfangenen Signals.

5. Empfänger nach Anspruch 1, 2, 3 oder 4, dadurch gekezinzeichnet, daß der Sägezahngenerator (27) so angeregt wird, daß es während eines Zeichenintervalls mindestens eine Sägezahn spannung gibt.

6. Empfänger nach Anspruch 1, 2, 3, 4 oder 5, dadurch gekezinzeichnet, daß der Sägezahngenerator (27) aufweist:

einen Kondensator (56), der mit dem Steuereingang des spannungsgesteuerten lokalen Oszillators (5) verbunden ist;

einen ersten und zweiten Komparator (47, 48) zum Vergleichen einer in dem Kondensator gebildeten Spannung mit hohen und niedrigen Schwellenwerten und zum Erzeugen eines ersten Signals, wenn die Spannung höher ist als der hohe Schwellenwert, und eines zweiten Signals, wenn die Spannung niedriger ist als der niedrige Schwellenwert;

eine Auffang-Flip-Flop-Schaltung (46) zum Annehmen eines ersten logischen Zustands als Antwort auf das erste Signal und eines zweiten logischen Zustands als Antwort auf das zweite Signal;

in Reihe geschaltete erste und zweite Konstantstromquellen (54, 55), die jeweils auf den ersten und zweiten logischen Zustand ansprechen, wobei eine Verbindung zwischen der ersten und der zweiten Konstantstromquelle mit dem Kondensator verbunden ist, um zu bewirken, daß er als Antwort auf die logischen Zustände geladen und entladen wird; und

eine Schalteinrichtung (44, 45) zum Bewirken, daß die Konstantstromquellen für den Kondensator eine offene Schaltung darstellen, wenn nachgewiesen wird, daß das Signal in der Umgebung liegt.

7. Empfänger nach Anspruch 2, der ferner einen Phasenregelkreis aufweist, mit:

einem zweiten spannungsgesteuerten Oszillator (66) zum Erzeugen eines zweiten lokalen Trägers als den zuerst erwähnten lokalen Träger;

einem ersten und zweiten variablen Frequenzteiler < 61, 63), die jeweils mit Ausgängen des spannungsgesteuerten Kristalloszillators (5) und des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators (66) verbunden sind;

einem Phasendetektor (62) zum Erfassen einer Phasendifferenz zwischen Ausgangssignalen des ersten und zweiten variablen Frequenzteilers (61, 63);

einem Tiefpaßfilter (65) zur Tiefpaß-Filterung des Ausgangssignals des Phasendetektors (62) und zum Zuführen des gefilterten Ausgangssignals an den zweiten spannungsgesteuerten Oszillator (66); und

einer Einrichtung (64) zum Einstellen des ersten und zweiten variablen Frequenzteilers (61, 63) in gleicher Weise.

8. Empfänger nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung einen Festspeicher aufweist.

9. Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter (7, 9) eine Gyratorschaltung (71 - 75) und einen Kondensator (C&sub1;) aufweist, der mit dem Ausgang der Gyratorschaltung verbunden ist.

10. Empfänger nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Gyratorschaltung aufweist:

einen ersten und zweiten Steilheitsverstärker (71, 72), von denen jeder einen ersten und zweiten Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß besitzt, wobei der erste Eingangsanschluß des ersten Steilheitsverstärkers (71) mit dem zweiten Eingangsanschluß des zweiten Steilheitsverstärkers (72) verbunden ist und der Ausgangsanschluß des zweiten Steilheitsverstärkers (72) mit dem zweiten Eingangsanschluß des ersten Steilheitsverstärkers (71) verbunden ist;

einen dritten und vierten Steilheitsverstärker (73, 74), von denen jeder einen ersten und zweiten Eingangsanschluß und einen Ausgangsanschluß besitzt, wobei der erste Eingangsanschluß der dritten Steilheitsverstärkerstufe mit dem zweiten Eingangsanschluß des vierten Steilheitsverstärkers verbunden ist und der Ausgangsanschluß des vierten Steilheitsverstärkers mit dem zweiten Eingangsanschluß des dritten Steilheitsverstärkers und dem Ausgangsanschluß des ersten Steilheitsverstärkers verbunden ist, und wobei der erste Kondensator mit dem zweiten Eingang des vierten Steilheitsverstärkers verbunden ist;

einen zweiten Kondensator (C&sub2;), der mit dem zweiten Eingangsanschluß des dritten Steilheitsverstärkers (73, 74) verbunden ist; und

eine Einrichtung (76) zum Voreinstellen der ersten Eingangsanschlüsse des ersten und dritten Steilheitsverstärkers (71, 73) und zum Voreinstellen der zweiten Eingangsanschlüsse des zweiten und vierten Steilheitsverstärkers (72, 74).

11. Empfänger nach einem der vorstehenden Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger aufweist: einen ersten und zweiten Kanalweg, denen die empfangenen FSK-Signale zugeführt werden, wobei jeder Känalweg den Mischkreis (2, 3), den Tiefpaßfilter (7, 9) und den Begrenzungsverstärker (8, 10) aufweist, einen Phasenschieber (4) zum Erzeugen lokaler Träger in um 90º verschobener Phasenbeziehung mit dem von dem spannungsgesteuerten Oszillator (5) zugeführten Träger und zum jeweiligen Zuführen der um 90º phasenverschobenen lokalen Träger an die Mischkreise (2, 3) und einen Demodulator (11, 12, 13), dermit den Ausgängen der Begrenzungsverstärker (8, 10) verbunden ist.

12. Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß eine Stromsparschaltung (80) vorgesehen ist, um die Stromversorgungen zu einem der Kanalwege abzuschalten, wenn von dem Komparator (24, 25) festgestellt wird, daß das Ausgangssignal des Frequenzdetektors (20, 21) außerhalb des Bereichs liegt.

13. Empfänger zum Empfangen eines frequenzumgetasteten (FSK) Signals, das auf einem Hochfrequenzträger gesendet wird, mit einem ersten und zweiten Kanalweg, denen das empfangene FSK- Signal zugeführt wird, wobei der erste und zweite Kanalweg jeweils einen ersten und zweiten Mischer (2, 3), ein erstes und zweites Tiefpaßfilter (7, 9), die jeweils mit dem ersten und zweiten Mischer (2, 3) verbunden sind, und einen ersten und zweiten Begrenzungsverstärker (8, 10), die jeweils mit dem ersten und zweiten Tiefpaßfilter (7, 9) verbunden sind, aufweisen, einem mit dem ersten und zweiten Begrenzungsverstärker (8, 10) verbundenen Demodulator (11, 12, 13) zum Demodulieren des empfangen FSK-Signals, einem ersten spannungsgesteuerten Oszillator (5) eines Kristalltyps zum Erzeugen eines lokalen Trägers, einem Sägezahngenerator (27) zum Erzeugen eines Sägezahnspannungssignals, um den spannungsgesteuerten Oszillator (5) zu steuern, und einem Phasenschieber (4) zum Aufbringen einer Phasenverschiebung auf einen Träger, um lokale Träger in um 90º verschobener Phasenbeziehung zu erzeugen, und zum jeweiligen Zuführen der lokalen Träger an die Mischer (2, 3), gekennzeichnet durch einen mit dem zweiten Begrenzungsverstärker (10) verbundenen Frequenzdetektor (20, 21) zum Nachweisen einer nominellen Abweichungsfrequenz des empfangenen FSK-Signals, die von der Modulation des gesendeten Trägers herrührt, und zum Erzeugen eines Versetzungssignals, das für eine Frequenzversetzung des Ausgangssignals von dem zweiten Begrenzungsverstärker (10) zu der nominellen Abweichungsfrequenz repräsentativ ist, einen zweiten spannungsgesteuerten Oszillator (66), einen ersten und zweiten variablen Frequenzteiler (61, 63), die jeweils mit den Ausgängen des ersten und zweiten spannungsgesteuerten Oszillators (5, 66) verbunden sind, eine Einrichtung (64) zum Einstellen des ersten und zweiten variablen Frequenzteilers (61, 63) in gleicher Weise, einen Phasendetektor (62) zum Nachweisen einer Phasendifferenz zwischen den Ausgangssignalen des ersten und zweiten variablen Frequenzteilers (61, 63), eine mit dem Ausgang des Frequenzdetektors (20, 21) verbundene Mittelwertschaltung (22) zum Erzeugen einer Spannung, die für die nominelle Abweichungsfrequenz repräsentativ ist, eine mit der Mittelwertschaltung (22) verbundene Vergleichsspannungsquelle (23) zum Herstellen hoher und niedriger Vergleichsspannungen, die jeweils um einen bestimmten Betrag über und unter der von der Mittelwertschaltung (22) erzeugten Spannung liegen, einen Komparator (24, 25) zum Bestimmen, ob das Ausgangssignal des Frequenzdetektors (20, 21) innerhalb oder außerhalb des Bereichs zwischen der hohen und niedrigen Vergleichsspannung liegt, und einen dritten Tiefpaßfilter (65) zur Tiefpaß-Filterung des Ausgangssignals des Phasendetektors (62) und zum Zuführen des gefilterten Ausgangssignals an den zweiten spannungsgesteuerten Oszillator (66), und dadurch, daß der Sägezahngenerator (27) periodisch ein Sägezahnspannungssignal konstanter Amplitude erzeugt, wenn der Komparator (24, 25) feststellt, daß das Ausgangssignal außerhalb des Bereichs liegt, und zum Bewirken, daß das Sägezahnspannungssignal auf einem Momentanwert verbleibt, den der Sägezahngenerator (27) in dem Moment erreichte, in dem der Komparator festgestellt hat, daß das Frequenzdetektorausgangssignal in dem Bereich liegt, und dadurch, daß der Phasenschieber (4) auf das Ausgangssignal des zweiten spannungsgesteuerten Oszillators (66) anspricht, um die um 90º phasenverschobenen lokalen Träger zu erzeugen.

14. Empfänger nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß die Einstelleinrichtung einen Festspeicher (64) aufweist.

15. Empfänger nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, daß jedes der ersten und zweiten Tiefpaßfilter (7, 9) eine Gyratorschaltung (71 - 75) und einen Kondensator (C&sub1;) aufweist, der mit dem Ausgang der Gyratorschaltung verbunden ist.