DE3880391T2

DE3880391T2 - Verbesserte phasenregelschleife.

Info

Publication number: DE3880391T2
Application number: DE8888902033T
Authority: DE
Inventors: F Kinkel
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1987-02-13
Filing date: 1988-02-05
Publication date: 1993-07-29
Anticipated expiration: 2008-02-06
Also published as: JPH0779240B2; IL85199A; EP0302100B1; KR890700971A; IL85199A0; EP0302100A1; WO1988006383A1; US4855689A; KR910006481B1; DE3880391D1; JPH01502232A

Description

Technisches Gebiet

Vorliegende Erfindung bezieht sich auf das technische Gebiet der Kommunikation.

Hintergrund der Erfindung

1. Gebiet der Erfindung

Vorliegende Erfindung bezieht sich allgemein auf die Kommunikationstechniken und insbesondere auf eine verbesserte Phasenregelschleife für die Verwendung beim Empfang von Signalen mit im breiten Umfang variierenden Pegeln, die einer Doppler-Verschiebung ausgesetzt sind.

2. Beschreibung des zugehörigen Standes der Technik

Raumfluganforderungen haben den intensiven Einsatz von Phasenregelverfahren inspiriert. Wie in Gardner, Phase Lock Techniques, 2. Ausgabe, Wiley & Sons (1979), berichtet ist, begann der Einsatz der Phasenregelung im Raum mit dem Abschuß der ersten künstlichen amerikanischen Satelliten. Diese Flugzeuge trugen CW-Sender geringer Leistung (10 mW) und die empfangenen Signale waren dementsprechend schwach. Aufgrund von Doppler-Verschiebung und Drift des Sendeoszillators existierte eine beträchtliche Unsicherheit bezüglich der exakten Frequenz des empfangenen Signals. Bei der ursprünglich verwendeten Frequenz von 108 MHz konnte die Doppler-Verschiebung in einen Bereich eines +/- 3-kHz-Intervall liegen.
Bei einem herkömmlichen, fest abgestimmten Empfänger müsste die Bandbreite daher zumindest 6 kHz, wenn nicht mehr, betragen. Das Signal selbst belegte allerdings ein sehr schmales Spektrum und könnte in einer Bandbreite von ungefähr 6 Hz enthalten sein.
Da die Rauschleistung im Empfänger direkt proportional zur Bandbreite ist, müsste eine 1000-fache Rauschstrafe (30 dB) hingenommen werden, wenn damals geläufige Techniken eingesetzt würden. Die Rauschstrafe bzw. der Rauschnachteil ist sogar noch gravierender geworden. Beispielsweise vergrößerte sich bei der Bewegung der Sendefrequenzen in das 5-Band der Doppler-Verschiebungsbereich auf ungefähr ± 75 kHz, während Empfänger mit Bandbreiten bis hinauf zu 3 Hz geschaffen wurden. Die Rauschstrafe bzw. -verschlechterung beträgt in einem solchen Fall ungefähr 47 dB.
Rauschen kann durch ein Schmalbandfilter zurückgewiesen werden, wobei aber das Signal nicht innerhalb des Druchlaßbands sein kann, wenn die Frequenz des Filters fest ist. Damit ein Filter schmaler Bandbreite benutzbar ist, muß es zum Nachlauf bzw. zur Verfolgung des Signals imstande sein. Eine phasenstarre Schleife bzw. Phasenregelschleife ist zur Bereitstellung sowohl der schmalen Bandbreite als auch der Verfolgung, die benötigt werden, imstande. Darüber hinaus können durch Phasenregelschleifen zweckmäßig extrem schmale Bandbreiten erzielt werden. Demzufolge kamen schmalbandige, phasenstarre, signalverfolgende Empfänger in Einsatz, um ernste Rauschverschlechterungen zu vermeiden und driftende Signale zu erfassen.
Eine Phasenregelschleife (PLL) enhält drei Basiskomponenten: einen Phasendetektor, ein Schleifenfilter, und einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO), dessen Frequenz durch eine externe Spannung gesteuert wird.
Der Phasendetektor vergleicht die Phase eines periodischen Eingangssignals gegenüber der Phase des spannungsgesteuerten Oszillators. Das Differenzspannungs-Ausgangssignal des Phasendetektors ist ein Maß der Phasendifferenz zwischen seinen beiden Eingängen. Die Differenzspannung wird dann durch das Schleifenfilter gefiltert und an den spannungsgesteuerten Oszillator angelegt. Das Anlegen einer Steuerspannung an den spannungsgesteuerten Oszillator verändert die Frequenz in einer Richtung, die den Phasenunterschied zwischen dem eingegebenen Signal und dem lokalen Oszillator verringert.
Die am meisten bekannte Phasenregelschleife ist die Schleife zweiter Ordnung, die aufgrund der durch ihr Schleifenfilter bereitgestellten Übertragungsfunktion zweiter Ordnung so genannt wird. Eine gut bekannte Schleifenfilter-Konfiguration zweiter Ordnung arbeitet mit einem Operationsverstärker, der einen Eingangswiderstand besitzt, und einer Rückkopplungsschleife, die einen zweiten Widerstand in Serie mit einer Kapazität enthält.
US-A-4 007 429 beschreibt eine Phasenregelschleife für den Einsatz bei digitalen Übertragungssystemen, bei dem ein Tiefpaßfilter während des Einfangens und Nachlaufens zwischen verschiedenen Bandbreitenzuständen umschaltbar ist.
Bei einer zweiten Art von Phasenregelschleife, der Haggai- Schleife, die in US-A-3 551 829 offenbart ist, wird ein Schleifenfilter mit einem Konstantphasennetzwerk in der Operationsverstärker-Rückkopplungsschleife eingesetzt. Bei dieser Gestaltung stellt das Schleifenfilter einen nahezu konstanten Phasenrand bzw. -spielraum und folglich eine über einen breiten Bereich von Offenschleifenverstärkungen nahezu konstante Dämpfung je Einheit bereit. Bei niedrigen Träger- zu-Rauschdichte-Verhältnissen C/N ist der Träger im Rauschen vergraben und besitzt vor der PLL-Aquisition bzw. Einfangung eine unbekannte Amplitude. Da die Offenschleifenverstärkung der Phasenregelschleife proportional zum Trägerpegel ist, verändern sich die dynamischen PLL-Einfangungs-Schleifeneigenschaften erheblich mit dem unbekannten Trägerpegel. Der wichtige Vorteil der Haggai-Schleifen-Phasenregelung gegenüber anderen Gestaltungen wie etwa der Schleife zweiter Ordnung besteht darin, daß die Dämpfung der dynamischen Geschlossen-Schleifeneigenschaften je Einheit über einen breiten Bereich unbekannter Eingangsträgerpegel nahezu konstant ist. Dieses Merkmal verbessert das Leistungsverhalten der Haggai-Schleife bei der Einfangung eines unbekannten dopplerverschobenen Signals von im breiten Umfang variierender Leistung erheblich. Bei niedrigen Frequenzen kehrt die Haggai-Schleife zu einer Schleife zweiter Ordnung zurück, so daß der stationäre Phasenfehler Null ist.
Obwohl die Haggai-Schleife einen wichtigen Beitrag zur PLL- Technologie geleistet hat, wurde gefunden, daß ihr Einsatz bei gewissen Anwendungen manche Nachteile bringt. Beispielsweise zeigte die Haggai-Schleife eine Wahrscheinlichkeit des Verlusts der Einrastung in der Größenordnung von 30%, wenn von einer Aquisitions- bzw. Einfangbetriebsart auf eine Schmalband-Verfolgungs-Betriebsart umgeschaltet wird. Dieses Phänomen kann heuristisch dadurch erläutert werden, daß berücksichtigt wird, daß der Frequenzfehler zum Zeitpunkt der Umschaltung von einer breiten Einfang-Bandbreite auf eine schmale Verfolgungs-Bandbreite leicht die Einzieh- bzw. Einfang-Bandbreite der mitlaufenden (tracking) Schleife überschreiten kann. Die Haggai-Schleife zeigte weiterhin eine Tendenz zur falschen Einrastung bei Signalen hohen Pegels. Es wäre daher ein Fortschritt des Standes der Technik, einen unter Einsatz der PLL-Technologie arbeitenden Empfänger bereitzustellen, der die Vorteile der Haggai-Schleife aufweist, aber die Einrastung beim Umschalten von der Einfang-Betriebsart auf die Verfolgungs-Betriebsart nicht verliert und nicht bei Signalen hohen Pegels fehlerhaft einrastet.

Kurzfassung der Erfindung

Es ist daher eine Aufgabe der Erfindung, eine verbesserte Phasenregelschleife bereitzustellen.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Phasenregelschleife zu schaffen, die die Einfang-Leistungsfähigkeit der Haggai-Schleife zeigt, dabei aber einen Verlust der Einrastung beim Umschalten auf eine Schmalband-Verfolgungs- Betriebsart vermeidet.
Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine solche Phasenregelschleife bereitzustellen, die eine falsche Einrastung bei hohen Signalpegeln vermeidet.
Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht in der Verbesserung der Einfang-Leistungsfähigkeit der Haggai-Schleife.
Diese und weitere Aufgaben und Vorteile werden erfindungsgemäß durch eine Phasenregelschleife erreicht, bei der ein Schleifenfilter konstanter Phasengrenze bzw. -breite in der Einfang-Betriebsart und ein Schleifenfilter, das lediglich den Pol am Ursprung und die Nullstelle niedrigster Ordnung des Schleifenfilters konstanter Phasengrenze bzw. -breite beibehält, in der Verfolgungs-Betriebsart, wodurch sich eine Verfolgungs-Schleife zweiter Ordnung ergibt, eingesetzt wird. Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung enthält die Schleifenfilter-Gestaltung einen Vorerfassungs-Filterpol. Um eine zusätzliche Verbesserung zu erreichen, wird die Schleifenverstärkung bei der Erfassungs-Betriebsart als Funktion der Hub- bzw. Wobbelrate ausgelegt, wodurch ein fehlerhaftes Einrasten bei hohen Signalpegeln ausgemerzt wird.
Die soeben zusammengefassten erfindungsgemäßen Aspekte der Offenbarung rufen mehrere bemerkenswerte Verbesserungen im Leistungsverhalten hervor. Es wurde gefunden, daß die Beibehaltung lediglich des Pols am Ursprung und der Nullstelle niedrigster Frequenz den Verlust der Einrastung beim Umschalten von der Aquisitions- bzw. Einfang- bzw. Erfassungs- Betriebsart zur Verfolgungs-Betriebsart beseitigt. Mit dieser Abänderung wurden keine Erfassungs-zu-Verfolgungs-Übergangsfehler bei über 50 000 Versuchen festgestellt. Es besteht kein Verlust bei der Systemleistungsfähigkeit unter Einsatz einer herkömmlichen Phasenregelschleife zweiter Ordnung bei der Verfolgungs-Betriebsart, da der Trägerpegel bei dieser Betriebsart und folglich die Schleifenverstärkung der Phasenregelschleife mit Hilfe einer synchronen Verstärkungsregelschaltung AGC gut gesteuert wird.
Die Einfügung des durch das Vorerfassungs-Filter eingeführten Pols führt zur Fähigkeit der Schleife, eine 45º-Phasenbreite bzw. -grenze über einen sehr viel größeren Bereich von Offenschleifenverstärkungen aufrecht zu erhalten, wodurch ermöglicht ist, gute dynamische Einfang- bzw. Erfassungseingenschaften über einen breiteren Bereich von Trägerpegeln aufrecht zu erhalten. Somit wird ein erheblicher Vorteil der Haggai-Schleife durch diese Veränderung gefördert.
Die Variation der Schleifenverstärkung in der Einfang- bzw. Erfassungs-Betriebsart in Abhängigkeit von der Hub- bzw. Wobbelrate vermeidet das Problem fehlerhafter Einrastung, das bei einer festen Schleifenverstärkung im Zustand starker Träger auftritt. Als ein sekundärer Vorteil wird ein optimaler Betrieb für jede Wobbelrate (sweep rate) und C/N-Kombination erhalten.

Kurzbeschreibung der Zeichnungen

Die soeben zusammengefasste Erfindung wird nun in Verbindung mit den Zeichnungen erläutert, die zeigen:
Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Empfängers, bei dem das bevorzugte Ausführungsbeispiel zum Einsatz kommt,
Fig. 2 eine schematische Schaltungsdarstellung, die das Schleifenfilter des bevorzugten Ausführungsbeispiels veranschaulicht,
Fig. 3 eine Darstellung einer s-Ebene der Pol/Nullstellen-Anordnung des bevorzugten Ausführungsbeispiels.

Detaillierte Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels

Das bevorzugte Ausführungsbeispiel wird nun beginnend mit einer Diskussion eines Systems beschrieben, bei dem das bevorzugte Ausführungsbeispiel Anwendung findet. Diese Diskussion erläutert insbesondere den Einsatz und die Vorteile des bevorzugten Ausführungsbeispiels und gibt auch den Hintergrund für eine detaillierte Erläuterung der Gestaltung einer Phasenregelschleife gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel.
Fig. 1 zeigt einen Demodulator 11, der eine Phasenregelschleife 13 gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel benutzt. Die Phasenregelschleife 13 ist mit einer strichliert dargestellten Linie 15 umgeben. Der Demodulator 11 ist so ausgelegt, daß er einen Eingangsträger von 70 MHz ± 600 kHz akzeptiert, der wie folgt moduliert ist:
1. Phasenmodulation mit einer 1 Mb/s PN-Sequenz und einem Modulationsindex von 0,2 Radian.
2. Phasenmodulation mit einem 1 MHz-Unterträger und einem Modulationsindex von 1,2. Der 1 MHz-Unterträger ist mittels digitaler Daten mit Datenraten von entweder 1kb-S oder 128kb-S biphasen-moduliert.
3. Amplitudenmodulation mit zwei Biphasen-Rechteckwellen- Signalen mit einer Frequenz von 270 Hz. Die beiden modulierenden Signale besitzen eine Quadratur-(90º)-Phasenbeziehung. Der Modulationsindex jedes Signals ist unabhängig vom anderen und kann jeglichen Wert, der 30% nicht überschreitet, besitzen.
Der Demodulator 11 erzeugt die folgenden Ausgangssignale:
1. Einen Ausgangsträger von (nahezu) exakt 70 MHz, bei dem alle Modulationen intakt sind.
2. Ein Unterträger von 1 MHz mit der Biphasen-Binärdatenmodulation.
3. Die Gleichstrom-(Niederfrequenz)-Ausgangssignale entsprechend der kohärenten Detektion der Rechteckwellen-amplitudenmodulierenden Signale.
Der grundlegende Ansatz der Ausgestaltung, der zur Anpassung an die Betriebserfordernisse eingesetzt wird, basiert auf der Benutzung der Phasenregelschleife 13 für die Beseitigung der Frequenzunsicherheit des eingegebenen Trägers und für die synchrone Detektionserholung des 1 MHz-Unterträgers und der amplitudenmodulierten Signale.
Gemäß Fig. 1 wird der ankommende Träger mit 70 MHz auf der Leitung 17 einem 70 MHz-Verstärker 18 mit automatischer Verstärkungsregelung und einer Bandbreite von 10 MHz zugeführt.
Das Ausgangssignal 16 des Verstärkers 18 mit automatischer Verstärkungsregelung wird durch die Phasenregelschleife 13 in einen stabilisierten Träger mit 45 MHz umgewandelt. Der stabilisierte Träger tritt am Ausgang 20 einer Mischstufe 19 auf und wird einem 45 MHz-Zwischenfrequenz-Verstärker 21 mit einer Bandbreite von 7 MHz zugeführt. Das Ausgangssignal 22 des Zwischenfrequenz-Verstärkers 21 wird einem Aufteiler 23 zugeführt, der Ausgangssignale auf zwei Leitungen 25, 27 erzeugt.
Der Ausgabeträger mit 70 MHz auf einer Leitung 29 wird durch Mischen des bei 45 MHz stabilisierten Trägers an dem ersten Aufteiler-Ausgang 25 mit einem lokalen Oszillator (LO) von 25 MHz durch einen Mischer 31 und durch Filterung des Ausgangssignals 33 des Mischers 31 unter Einsatz eines 70 MHz- Bandpaßfilters 35 mit einer Bandbreite von 3 MHz erhalten. Der Unterträger mit 1 MHz wird durch Quadraturmischung des 45 MHz-Trägers und eines 45 MHz-Lokaloszillators bei einem Mischer 37 nach Phasenverschiebung des 45 MHz-Lokaloszillators durch einen Phasenschieber 38 wiedergewonnen. Das Ausgangssignal 39 des Mischers 37 wird dann mittels eines 1 MHz-Bandpaßfilters 41 mit einer Bandbreite von 0,5 MHz gefiltert, um den 1 MHz-Unterträger bei einem Ausgangsanschluß 36 des Filters 41 zu erhalten.
Der zweite Ausgang 27 des Aufteilers 23 wird einem Vorerfassungs-Filter 45 zugeführt, das ein Bandpaßfilter mit einer Mitte bei 45 MHz und einer Bandbreite von 32 kHz ist. Das Ausgangssignal 47 des Filters 45 wird einem zweiten Aufteiler 49 zugeführt, der einen ersten Mischer 51 und einen zweiten Mischer 53 speist. Die Amplitudenmodulation mit 270 Hz wird durch In-Phasen-Mischung des 45 MHz- Trägers und des 45 MHz-Lokaloszillators beim zweiten Mischer 53 wiedergewonnen. Eine kohärente Demodulation der 270 Hz-Signale unter Einsatz extern bereitgestellter In-Phase-und-Quadratur- Lokaloszillator-Frequenzen von 270 Hz und jeweiligen Mischern 55, 57 und Tiefpaßfiltern 59, 61 ergibt die Gleich- Strom-(Niederfrequenz)-Signale. Die 25 und 45 MHz-Lokaloszillator-Frequenzen werden durch zwei nicht gezeigte PLL- Synthesizer aus einem stabilen 5 MHz-Kristall- bzw. - Quarzoszillator erzeugt.
Die Phasenregelschleife 13 umfaßt den Phasendetektor 19, ein Schleifenfilter 69, einen ein Ausgangssignal 70 des Schleifenfilters 69 empfangenden spannungsgesteuerten Oszillator 71 und eine Frequenzhub-Steuerschaltung 65, die an das Schleifenfilter 69 schalterwählbare Hub- bzw. Wobbelraten und einstellbare Frequenzbereiche für die Einfangung bzw. Erfassung des Trägers anlegt. Eine Rauschsättigung des Phasenregelschleifen-Phasendetektors 19 wird durch Einsatz des Schmalband-(32 kHz)-Vorerfassungsfilters 45 im Signalpfad zwischen dem Ausgang des Phasendetektors 19 und dem Eingang 85 des Schleifenfilters 69 vermieden. Eine Einrast- Erfassungsschaltung 67 stellt eine Anzeige bereit, daß die Phaseneinrastung (Trägererfassung) erzielt wurde.
Ein verbessertes Verhalten wird durch unterschiedliche Betriebsarten des Schleifenfilters 69 für die Erfassung und das Verfolgen erreicht. Der allgemeine Betrieb des Schleifenfilters 69 im Kontext der Figur 1 wird im folgenden erläutert, woran sich eine detaillierte Beschreibung der Schleifenfilter-Schaltungselemente in Verbindung mit Figur 2 anschließt. Im Anschluß daran wird die Wahl eines besonderen Satzes aus Widerstands- und Kondensator-(RC-)Elementen für das Schleifenfilter in Verbindung mit einer detaillierten mathematischen Analyse und Gestaltungs-Prozedur erläutert. Danach wird eine zusätzliche mathematische Analyse vorgestellt, um Verstärkungskoeffizienten zu gewinnen, die zur Maximierung der Wahrscheinlichkeit der Trägererfassung ausgewählt sind.
Bei der Erfassungs-Betriebsart ist die Phasenregelschleife 13 eine Gestaltung mit konstanter Phasengrenze bzw. -breite. Bei dieser Gestaltung bietet eine Pol/Nullstellen-Anordnung im Schleifenfilter 69 eine nahezu konstante Phasengrenze bzw. -breite und folglich eine nahezu konstante Dämpfung je Einheit über einen breiten Bereich von Offenschleifenverstärkungen. Bei niedrigen Träger-zu-Rauschdichten-Verhältnissen C/N ist der Träger im Rauschen verborgen und besitzt vor der Erfassung eine unbekannte Amplitude. Da die Offenschleifenverstärkung der Phasenregelschleife 13 proportional zum Trägerpegel ist, ändern sich die dynamischen Phasenregelschleifen-Erfassungs-Schleifeneigenschaften erheblich mit dem unbekannten Trägerpegel. Der wichtige Vorteil der Konstantphasengrenzen-Gestaltung besteht darin, daß die Dämpfung (je Einheit) der dynamischen Geschlossen-Schleifen- Eigenschaften über einen breiten Bereich unbekannter eingegebener Trägerpegel nahezu konstant ist. Dieses Merkmal verbessert die Erfassungsfähigkeit stark.
Die Phasenregelschleife 13 erfaßt einen Träger durch Durchführung einer zeitlich linearen Frequenz suche über einen einstellbaren Frequenzbereich, der durch die Frequenzhub- Steuerschaltung 65 bereitgestellt wird. Der Frequenzhub bzw. die Frequenzwobbelung wird durch Wobbelstrom-Injektion in einen integrierenden Schleifenfilterverstärker 75 an einem Anschluß 115 (Figur 2) des Schleifenfilters 69 erreicht. Das Frequenz-gegen-Zeitprofil des Wobbelsignals ist ein Sägezahn gesteuerter positiver Steigung mit einer sehr raschen Zurückführung (hohe negative Steigung). Ein wichtiger Vorteil dieser Gestaltung besteht zusätzlich zur Einfachheit darin, daß die Frequenzsuche bei Erfassung einer Phaseneinrastung automatisch beendet wird. Im Anschluß an die Erfassung führt das Wobbel-Injektionssignal zu einem stationären Phasenfehler von π/8 Radian unter Design-Mittenbedingungen, was entsprechend einer Analyse zu einer maximalen Wahrscheinlichkeit der Erfassung beim bevorzugten Ausführungsbeispiel führt. Eine nachfolgende Beseitigung der Wobbel-Injektion verringert den stationären Phasenfehler auf Null. Beim bevorzugten Ausführungsbeispiel werden sowohl die Wobbelrate als auch die Erfassungsschleifenverstärkung über eine gemeinsame Schaltersteuerung gewählt. In dieser Weise wird eine falsche Einrastung durch Bereitstellung einer für die Wobbelrate geeigneten Schleifenverstärkung vermieden, derart, daß der stationäre Verfolgungsfehlerwinkel für eine fehlerhafte Einrastung die Einrast-Haltefähigkeit der Schleife überschreitet.
Eine Einrasterfassung wird durch den Einrast-Detektor 67 erreicht, der eine kohärente In-Phasen-Detektion des 45 MHz Trägers unter Heranziehung des 45 MHz-Lokaloszillators durchführt. Es wird eine Vergleicherschwelle von 50% des Pegels, der einem Träger-zu-Rausch-Dichteverhältnis (C/N) von 36 dB.Hz entspricht, eingesetzt. Im Anschluß an die Einrasterfassung wird diese Schwelle durch Hysterese im Vergleicher um 25% verringert, um einen Fehler bei der Einrastanzeige bei reduzierten Trägerpegeln zu vermeiden. Ein Einzelpol-RC-Filter stellt in Verbindung mit dem Schmalband(32 kHz-)Vorerfassungsfilter 45 eine Einrasterfassungs-Ansprechzeit von weniger als 25 Millisekunden (ms) bei einer extrem niedrigen Fehlalarmrate bereit. Die Betätigung bzw. das Ansprechen der Einrasterfassungsschaltung 67 beseitigt die Wobbelinjektion durch die Hubsteuerung 65, um den stationären Verfolgungsfehlerwinkel im Anschluß an die Einrasterkennung auf Null zu verringern. Dies ist in Figur 1 durch das schematische Eingangssignal 72 von der Einrasterfassungsschaltung 67 zur Hubsteuerung 65 angezeigt.
Nachfolgend an die Erfassung der Einrastung kann ein externer Befehl die Phasenregelschleife 13 über einen Schalter 79 (Figur 2) von der Erfassungs-Betriebsart auf die Verfolungs-Betriebsart umschalten. Um einen Verlust der Einrastung bei der Umschaltung von der Erfassungs- auf die Verfolgungs-Betriebsart zu vermeiden, besteht die für die Verfolgungs-Betriebsart eingesetzte Phasenregelschleifen-Konfiguration aus einer herkömmlichen fehlerintegrierenden Schleife zweiter Ordnung, die lediglich den Pol beim Ursprung und die Nullstelle niedrigster Frequenz der Erfassungschleifen-Pol/Nullstellen-Anordnung beibehält. Dieser Ansatz führt zu einer extrem niedrigen Wahrscheinlichkeit des Verlusts der Einrastung beim Umschalten von der Erfassungs- auf die Verfolgungs-Betriebsart.
Die Funktionen der automatischen Verstärkungssteuerung bzw. Verstärkungsregelung (AGC) 18 bestehen in der Steuerung des in der Erfassungs-Betriebsart an die Phasenregelschleife 13 angelegten Signal-plus-Rausch-Pegels und in der Steuerung des Trägerpegels in der Verfolgungs-Betriebsart. Eine zusätzliche Funktion der Verstärkungsregelschaltung 18 besteht in der Bereitstellung eines Maßes des Trägerpegels nach der Erfassung der Einrastung durch die Phasenregelschleife 13.
Vor der Erfassung der Einrastung durch die Phasenregelschleife arbeitet die Verstärkungsregelschaltung 18 mit asynchroner Detektion, um einen konstanten Signal-plus- Rausch-Pegel in einer Bandbreite von 10 MHz bereitzustellen. Der Trägerpegel variiert folglich in der Erfassungs-Betriebsart direkt mit dem Träger-zu-Rausch-Dichteverhältnis (C/N) bei kleineren C/N als ungefähr 60 dB.Hz und ist vor der Erfassung der Einrastung unbekannt. Nachfolgend an die Erfassung der Einrastung durch die Phasenregelschleife 13 arbeitet die Verstärkungsregelschaltung 18 mit synchroner Detektion, die durch die Phasenregelschleife 13 bereitgestellt wird, um einen konstanten Trägerpegel für die Phasenregelschleife 13 zu schaffen.
Die Verstärkungsregelschaltung 18 arbeitet mit einer Steuerschleife, die einen Linearisierer (lineare Dämpfung in dB gegenüber Steuer-Volt) aufweist, um ein konstantes dynamisches Verhalten über einen breiten Bereich eingegebener Trägerpegel zu schaffen. Ein Einzelpol-Fehlerintegrations- Schleifenfilter ist bevorzugt, um eine sehr rasche Ansprechzeit mit ausreichend schmaler Rauschbandbreite zur Minimierung der durch Rauschen hervorgerufenen Verstärkungsstörungen bereitzustellen. Die Rauschbandbreite der Verstärkungsregelschaltung 18 ist in der Verfolgungs-Betriebsart noch weiter gegenüber derjenigen in der Erfassungs-Betriebsart verringert.
Ein sehr wichtiges Merkmal der Verstärkungsregelschaltung 18 besteht darin, daß die synchrone Trägerdetektionssteuerung bis nach Erfassung der Einrastung durch die Phasenregelschleife 13 nicht eingesetzt wird. Auf diese Weise sind die dynamischen Erfassungseigenschaften der Phasenregelschleife 13 beständig gegenüber den dynamischen Verstärkungsregelschaltungs-Eigenschaften entkoppelt. Ein weiteres wichtiges Merkmal besteht darin, daß die dynamischen Einzelpol-Schleifeneigenschaften der Verstärkungsregelschaltung 18 ein monotones zeitliches Ansprechen auf eine Fehlerschrittfunktion mit sich bringen. Folglich kann beim Umschalten von der asynchronen Detektions-Erfassungs-Betriebsart auf die synchrone Detektions-Betriebsart nach Erfassung kein "Unterschwingen" (undershoot) des Trägerpegels auftreten, der zu einem Verlust der Einrastung führen könnte.
Das Schleifenfilter 69 beim bevorzugten Ausführungsbeispiel ist im Detail in Fig. 2 dargestellt. Das Filter ist als ein aktives Filter gezeigt, das einen Operationsverstärker 75 einsetzt. Der invertierende Eingang 77 des Operationsverstärkers 75 ist mit einem Schalter 79 verbunden, der zwischen einer ersten Position 81 und einer zweiten Position 83 umschaltet. Erste, zweite und dritte Kondensatoren C&sub1;, C&sub2;, C&sub3; haben jeweils einen entsprechenden ersten Eingang 89, 91, 93, der mit dem Ausgang 87 des Operationsverstärkers 75 verbunden ist, und jeweilige zweite Anschlüsse 95, 97, 99, die mit den ersten Anschlüssen 101, 103, 105 jeweiliger Widerstände R&sub1;, R&sub2;, R&sub3; verbunden sind. Die zweiten Anschlüsse 109, 111 des zweiten und dritten Widerstands R&sub2;, R&sub3; sind mit der ersten Position 81 des Schalters 79 verbunden, während der zweite Anschluß 107 des ersten Widerstands R&sub1; direkt mit dem invertierenden Eingang 77 des Operationsverstärkers 75 verbunden ist.
Durch Umschaltung des Schalters 79 wird der Eingangswiderstand des Schleifenfilters 69 gewählt. In der ersten Position 81 ist ein Widerstand Ra zwischen den invertierenden Eingang 77 und den Schleifenfiltereingang 85 geschaltet. In der zweiten Position 83 ist ein Widerstand Rt zwischen den invertierenden Eingangs 77 und den Schleifenfiltereingang 85 geschaltet. Das Schalten des Schalters 79 bestimmt weiterhin die Verschaltung im Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers 75. In der ersten Position 81 sind drei Widerstand- Kondensator-Serienkombinationen in den Pfad geschaltet. In der zweiten Position 81 des Schalters befindet sich lediglich die Serienkombination aus dem ersten Widerstand R&sub1; und dem ersten Kondensator C&sub1; effektiv im Rückkopplungspfad des Operationsverstärkers 75. Folglich ist die Schleife mittels des Schalters 79 zwischen einer Konstantphasengrenzen- bzw. Konstantphasenbreiten-Schleife (erste Position) und einer Schleife zweiter Ordnung mit einem Pol und Nullstelle gemeinsam mit dem Konstantphasengrenzen- bzw. Konstantphasenbreiten-Netzwerk umschaltbar.
Fig. 2 zeigt weiterhin den Vorerfassungs-Filter-Pol 113 und das Vorhandensein parasitärer Pole, die durch den spannungsgesteuerten Oszillator 71 eingeführt werden. Weiterhin zeigt sie den vorstehend diskutierten Wobbelinjektionspunkt 115. Fig. 3 veranschaulicht die gewünschte Pol-Nollstellen-Anordnung beim bevorzugten Ausführungsbeispiel. Die Erfassungs-Schleifen-Pol/Nullstellen-Anordnung gemäß Fig. 3 beinhaltet den durch das Vorerfassungs-Filter 113 eingeführten Pol und die parasitären Pole, um eine Konstantphasengrenze bzw. - breite über einen breiten Bereich von Offenschleifenverstärkungen bereitzustellen.
Die für die Phasenregelschleife 13 benutzte Design-Prozedur wird vor einen detaillierten mathematischen Behandlung derselben wie folgt umrissen. Zunächst wird die Verfolgungs- Betriebsart-Gestaltung erzielt, um die Schleifenverstärkung und die s-Ebenen-Position der Nullstelle in der Schleife zweiter Ordnung zu schaffen. Die Schleifenverstärkung und die Nullstellen-Position in der s-Ebene sind allein durch die Rauschbandbreite und die Dämpfung (je Einheit) der Verfolgungs-Schleife zweiter Ordnung bestimmt. Die Nullstellenposition muß vor der Gestaltung der Erfassungsschleife bestimmt werden, da die Verfolgungs-Schleifen-Nullstelle die Nullstelle niedrigster Frequenz in der Erfassungsschleife wird. Die Verfolgungs-Schleifen-Anforderungen des erläuternden Ausführungsbeispiels sind: Rauschbandbreite B = 200 Hz, Dämpfung je Einheit = 0,85, C/N = 36 dB.Hz.
Als zweites wird die Erfassungsschleife unter Heranziehung der Verfolgungs-Schleifen-Nullstelle als Erfassungs- Schleifen-Nullstelle niedrigster Frequenz und des Vorerfassungs-Filter-pols als Pol höchster Frequenz in der Erfassungs-Schleife konzipiert. Die parasitären Pole höherer Frequenz werden gleichfalls bei der Gestaltung in Betracht gezogen.
Die RC-Elemente, die die Pol- und Nullstellen-Positionen zwischen der Verfolgungs-Schleifen-Nullstelle und dem Vorerfassungs-Filter-Pol bestimmen, werden durch nicht-lineare Programmierung derart bestimmt, daß die mittlere quadratische Phasengrenzenabweichung bzw. Phasenbreitenabweichung von π/4 Radian über einem spezifizierten Frequenzbereich minimiert ist. Der in diesem Fall benutzte Frequenzbereich reicht vom Doppelten der Verfolgungs-Schleifen-Nullstelle zur Hälfte des Vorerfassungs-Filter-Pols. Parasitäre Pole höherer Frequenz werden bei der Berechnung der Phase berücksichtigt. Die Spitzenrauhigkeit bzw. -welligkeit bei der Phasengrenzenabweichung von π/4 Radian wird durch die Anzahl der benutzten RC-Elemente bestimmt (Anzahl von verschachtelten Polen und Nullstellen) und wird bei weniger Elementen größer und bei mehr Elementen kleiner. Es wurde gefunden, daß zwei RC-Netzwerke R&sub2;C&sub2;; R&sub3;C&sub3; zusätzlich zum Verfolgungs- Schleifen-RC-Netzwerk R&sub1;, C&sub1; ausreichende Resultate im vorliegenden Fall ergaben.
Nach Bestimmung der Erfassungs-Schleifen-Pol- und -Null- Stellen-Positionen werden die Schleifenverstärkungen für jede Abtast- bzw. Wobbelrate (f) und Träger-Zu-Rauschdichte(C/N)-Kombination derart bestimmt, daß die Wahrscheinlichkeit der Erfassung maximiert ist. Es wurde gezeigt, daß die Wahrscheinlichkeit der Erfassung dadurch maximiert wird, daß ein Schleifenverstärkungskoeffizient eingesetzt wird, der zu einem stationären Verfolgungsfehler von π/8 Radian führt.
Der Erfassungsvergleicher besitzt eine Hysterese, um die Schwelle von 50% (C/N = 36 dB.Hz) vor der Einrast-Erkennung auf 25% (C/N = 36 dB.Hz) nach der Einrast-Erkennung zu verringern. Diese durch Hysterese erreichte Schwellwertverringerung verhindert Fehler der Einrast-Erfassungsschaltung bei C/N-Werten nach der Einrastung, die mehrere dB kleiner als 36 dB.Hz sind. Somit wird bei Verringerung von C/N das Auftreten eines aktuellen Verlusts der Einrastung in der Phasenregelschleife 13 beobachtet, bevor ein Fehler der Einrast-Erkennungsschaltung auftritt.
Im folgenden wird eine detaillierte Analyse, die die Wahl der Schaltungselemente eines erläuternden Ausführungsbeispiels veranschaulicht, beschrieben. Es versteht sich, daß diese Analyse als zusätzliche Instruktion hinsichtlich
TEXT FEHLT
Die linearisierte Verfolgungs-Schleife zweiter Ordnung kann durch die Übertragungsfunktion:
beschrieben werden, wobei
Eine Zusammenfassung der Gleichungen (1) und (2) führt zu
wobei
Falls somit und β&sub0; bekannt sind, finden wir:
K = βo² (4a)
T = 2 /βo (6)
Da die Dämpfung je Einheit bzw. Einheitsdämpfung spezifiziert ist, verbleibt lediglich die Bestimmung der ungedämpften natürlichen Frequenz β&sub0; in Ausdrücken der spezifizierten Rauschbandbreite.
Die Einseiten-Bandbreite ergibt sich zu
wobei das Spektrum S(ω), das F(jω) entspricht, wie folgt gefunden werden kann:
S(ω) = F (jω) F (-jω) (8)
Bei Anwendung des Cauchy-Residuensatzes auf das Integral in Gleichung (7) ergibt sich:
wobei
Ki = Residuum des i-ten Pols von S(ω),
I = Polesatz in oberer Hälfte der ω-Ebene.
Für das den Gleichungen (3) und (8) entsprechende Spektrum finden sich die Pole der oberen Hälfte der S-Ebene und die entsprechenden Residuen wie folgt:
ω&sub1; = -β + jα (10)
ω&sub2; = β + jα (11)
wobei
α = βo (14)
β = (βo² - α²)½
Eine Zusammenfassung von (9), (12) und (13) und eine Heranziehung der Gleichungen (14) und (15) ergibt
B = ½ ( + 1/4 )βo (16)
Für vorliegende Anmeldung werden folgende Parameter spezifiziert:
= 0.85
B = 200Hz
Die Heranziehung der Gleichungen (4), (6), (16), (17) und (18) ergibt
fo = βo/2π = 55.6 Hz
f&sub1; = 1/2πT = 32.7 Hz
Der Schleifenverstärkungskoeffizient ergibt sich aus den Gleichungen (4a), (16), (17) und (18) zu
K = 1.22 x 10&sup5; sec&supmin;²
Da
K = K∅KIKo (17)
ergibt sich der Verfolgungs-Schleifen-Integrator-Verstärkungs-Koeffizient KI bei
K∅ = .07 V/rad
Ko = 2π x 14/15 x 82 x 10³ rad.sec&supmin;¹/volt
zu
KI = 3.63 sec&supmin;¹
C = 1.0 uf , R = 275K
R&sub1; = T/C = 4.8625 x 10³Ω
Das Erfassungs-Schleifen-Filter ist in Fig. 2 gezeigt. Die entsprechende Offenschleifen-Pol/Nullstellen-Anordnung ist in Fig. 3 gezeigt. Bezugnehmend auf die Figuren 2 und 3 wurde die Nullstelle niedrigster Frequenz, ω&sub1;= -1/T&sub1; durch die im vorhergehenden Abschnitt beschriebenen Anforderungen des Verfolgungs-Filters bestimmt. Der Pol bei ω&sub6; = 1/T&sub6; ist durch das Vorerfassungs-Filter 45 bestimmt. Die parasitären Pole bei ω&sub7; = 1/T&sub7; und ω&sub8; = 1/T&sub8; sind durch den VCXO-Steueranschluß eingeführt.
Das Problem besteht in der Bestimmung geeigneter Werte für T&sub2;, T&sub3;, T&sub4; und T&sub5;, oder alternativ in der Bestimmung von Werten für R&sub2;, R&sub3;, C&sub2; und C&sub3; in Ausdrücken von R&sub1; und C&sub1;. Das für die Parameterbestimmung heranzuziehende Kriterium besteht in der Minimierung der mittleren quadratischen Abweichung der Phasengrenze bzw. -breite von dem gewünschten Wert von π/4 Radian in einem gewählten Frequenzbereich. Dies ist ein Problem der nicht linearen Programmierung, wofür Standardtechniken zur Verfügung stehen.
Bezugnehmend auf Fig. 2 kann geschrieben werden, daß
G&sub1; = Z/Ri (18)
wobei
Bei Definierung von
Ω = ωR&sub1;C&sub1; (20)
x&sub1; = R&sub2;/R&sub1; (21)
x&sub2; = C&sub2;/C&sub1; (22)
x&sub3; = R&sub3;/R&sub1; (23)
x&sub4; = C&sub3;/C&sub1; (24)
und Zusammenfassung von (18) und (19) ergibt sich
wobei
Folglich beträgt der Phasengrenzenbeitrag von G&sub1; (jω)
Bei Definierung von
A&sub1; = T&sub6;/T&sub1;, A&sub2; = T&sub7;/T&sub1;, A&sub3; = T&sub8;/T&sub1; (29)
kann die Phasengrenze bzw. -breite einschließlich aller Beiträge wie folgt geschrieben werden:
Da gewünscht ist, die 1&sub2;-Norm von (φ-π/4) zu minimieren, kann das nicht lineare Programmierproblem wie folgt geschrieben werden:
vorausgesetzt daß . (32)
Wir wählen den Satz {ΩK} für gleichen Abstand auf einer logarithmischen Skala und von 2 bis 1/2 A&sub1;&supmin;¹ reichend.
Im gegenwärtigen Fall
A&sub1; = 2.1164 x 10&supmin;³
A&sub2; = 3.8426 X 10&supmin;&sup4;
A&sub3; = 1.4765 x 10&supmin;&sup4;
Unter Einsatz eines etwas willkürlich gewählten Werts von
K = 22
lädt sich schreiben
ΩK = 2 x 10(k-1)/10.
Da zu erwarten ist, daß lediglich eine lokale Minimumlösung zu finden ist, ist es wichtig, geeignete anfängliche Werte zu wählen. Basierend auf Computersimulationen wurden die folgenden anfänglichen Werte gewählt:
x&sub1; = 0.5
x&sub2; = 0.15
x&sub3; = 0.15
x&sub4; = .062
Ein relativ alter Mustersuchalgorithmus in IBM 470 Scilib konvergierte zu einer Lösung. Eine kleinere Verbesserung unter Heranziehung eines Newton-Raphson-Algorithmus war dann unter Einsatz der Mustersuchlösung als der anfängliche Zustandsvektor möglich.
Die Mustersuchlösung des nichtlinearen Programmierproblems war
X&sub1; = 0.55988
X&sub2; = 0.157244
X&sub3; = 0.1404188
X&sub4; = 0.08214569
f( ) = 10&supmin;²
Das unter Einsatz des Newton-Raphson-Algorithmus erzielte verbesserte Ergebnis mit dem vorgenannten Startpunkt war
X&sub1; = 0.593255
X&sub2; = 0.15582112
X&sub3; = 0.13905006
X&sub4; = 0.08528825
f( ) = 0.97 x 10&supmin;²
Ein Vergleich der Mustersuch- und Newton-Raphson-Ergebnisse zeigt, daß das Minimum recht breit ist, so daß die exakten Werte der Filter-Netzwerkelemente nicht kritisch sind. Der quadratische Mittelwert des der gefundenen Lösung entsprechenden Phasenfehlers beträgt 1,2º.
Eine Wahl von C&sub1; als 1,0 uf und ein Runden aller anderen Werte auf die nächsten Standardwerte ergibt aus den Gleichungen (21)-(24)
C&sub1; = 1.0 uf
R&sub1; = 4.7 kΩ
C&sub2; = 0.15 uf
R&sub2; = 2.7 kΩ
C&sub3; = .082 uf
R&sub3; = 680 Ω
Der nächste Schritt besteht in der Bestimmung der Schleifenverstärkungen entsprechend jeder Wobbel- bzw. Abtastrate, die zu einem optimalen stationären Verfolgungs-Winkel θe führen, um die Wahrscheinlichkeit der Erfassung zu maximieren.
Der stationäre Verfolgungsfehler ist gegeben durch
Θe = 2π /K (33)
wobei
= Erfassungs-Wobbelrate
K = Erfassungs-Schleifen-Verstärkungskoeffizient.
Da der optimale stationäre Verfolgungsfehler
e = π/8 Radian (34)
ist, ergibt sich der optimale Schleifenverstärkungskoeffizient zu
= 16 . (35)
Der Schleifenverstärkungskoeffizient ist gerade das Produkt aus den Schleifenelement-Verstärkungskoeffizienten
K = K KfKo
wobei
Ko= Phasendetektor-Verstärkungskoeffizient
Kf= Schleifenfilter-Verstärkungskoeffizient
Ko= VCO-Steuerkoeffizient.
Die Phasendetektorverstärkung kann ausgedrückt werden als
wobei
C = Trägerpegel bei Detektor, dBm.
Der Trägerpegel am Detektor kann ausgedrückt werden als
C = C/N + NB - B (38)
wobei
C/N = Träger-zu-Rauschdichte-Verhältnis, db.Hz,
NB = Rauschleistungspegel an Detektoreingang, dbM,
B = Vorerfassungs-Filter-Rauschbandbreite, dB re 1 Hz.
Beim gegenwärtigen System gilt
B = 47 dB (50 kHz)
und
NB = 2 dBm,
wie durch die Verstärkungsregelschaltung in der Vorerfassungs-Betriebsart gesteuert. Die optimale Filterverstärkung KF entspricht jedem spezifierten Paar aus C/N und -Werten aus den Gleichungen (35)-(38).
Der Schleifenfilter-Eingangswiderstand (Ra in Fig. 2) kann bestimmt werden aus
Zurückrufend, daß
Ko = 2 x 14/15 x 82x10³rad . sec&supmin;¹ volt
C&sub1; + C&sub2; + C&sub3; = 1.232 uF,
können die optimalen Entwurfswerte, wie in Tabelle I gezeigt, tabuliert werden.
Für Ra verwendete aktuelle Werte sind auf die nächsten 5%- Standardwerte gerundet. TABELLE I SCHLEIFENFILTERVERSTÄRKUNGEN
Wie ersichtlich ist, können die vorstehend entwickelten Prinzipien der Erfindung in zahlreichen Kontexten und zur Auslegung zahlreicher Schaltungen unter Einsatz der Phasenverregelung angewendet werden, wobei ein Beispiel hierfür vorstehend spezifisch beschrieben wurde. Es versteht sich daher, daß die Erfindung im Rahmen der beigefügten Ansprüche auch in anderer Weise als hier speziell beschrieben praktiziert werden kann.

Claims

1. Phasenregelschleife (13) mit einem mit einem ersten Eingang eines Phasendetektors (19) verbundenen Eingang, einem mit einem zweiten Eingang des Phasendetektors verbundenen spannungsgesteuerten Oszillator (71) und einem zwischen den Phasendetektor (19) und den spannungsgesteuerten Oszillator (71) geschalteten Schleifenfilter (69);

gekennzeichnet durch:

eine Schalteinrichtung (79) zum Umschalten des Schleifenfilters (69) von einer Träger-Akquisitions- bzw. Erfassungsbetriebsart, bei der das Schleifenfilter ein Konstantphasengrenzen-Filter aufweist, zu einer Träger- Folgebetriebsart, bei der das Schleifenfilter ein Filter erster Ordnung enthält;

eine Frequenzhub-Steuereinrichtung (65) zum Anlegen eines Wobbelsignals an das Schleifenfilter in der Träger- Erfassungsbetriebsart; und

eine Verriegeiungs-Erfassungseinrichtung (67), die zwischen den Phasendetektor und die Frequenzhub-Steuereinrichtung geschaltet ist.

2. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Filter erster Ordnung und das Konstantphasengrenzen-Filter einen gemeinsamen Pol und eine gemeinsame Nullstelle haben.

3. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Konstantphasengrenzen-Filter zusätzlich zum gemeinsamen Pol und der gemeinsamen Nullstelle zumindest eine Pol- und Nullstelle besitzt, wobei die zumindest eine Pol- und Nullstelle so gewählt ist, daß die mittlere quadratische Abweichung eines Phasengrenzenausdrucks von einem gewünschten Wert über einem ausgewählten Frequenzbereich minimiert ist.

4. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch ein Vorerfassungsfilter (45), das einen Pol besitzt und zwischen die Schleifenfiltereinrichtung (69) und den spannungsgesteuerten Oszillator (71) geschaltet ist, und daß der Phasengrenzenausdruck einen Beitrag vom Vorerfassungsfilter (45)-Pol besitzt.

5. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Schleifenfilter (69)

ein eine konstante Phasencharakteristik zeigendes erstes Filter zum Erfassen bzw. Einfangen eines Trägers;

ein eine Filtercharakteristik erster Ordnung zeigendes zweites Filter für das Verfolgen des Trägers; und

eine Einrichtung zum Umschalten (79) von der ersten Filtereinrichtung auf die zweite Filtereinrichtung bei Erfassung einer Phasenverriegelung bzgl. des Trägers aufweist.

6. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Filter

einen Operationsverstärker (75) mit einem invertierenden Eingang und einem Ausgang;

einen mit dem invertierenden Eingang verbundenen ersten Widerstand (Ra); und

ein Konstantphasennetzwerk aufweist, das in den Rückkopplungspfad vom Ausgang zum invertierenden Eingang (77) des Operationsverstärkers (75) geschaltet ist.

7. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das Konstantphasennetzwerk

erste, zweite und dritte Kapazitäten (C&sub1;, C&sub2; und C&sub3;), die jeweils einen mit dem Ausgang (87) verbundenen ersten Anschluß (89, 91 und 93) und einen zweiten Anschluß (95, 97 und 99) aufweisen; und

erste, zweite und dritte Widerstände (R&sub1;, R&sub2; und R&sub3;) umfaßt, die jeweils einen mit einem zweiten Anschluß (95, 97 und 99) einer jeweiligen der ersten, zweiten und dritten Kapazitäten (C&sub1;, C&sub2; und C&sub3;) verbundenen ersten Anschluß (101, 103 und 105) und einen zweiten Anschluß (107, 109 und 111) umfassen, wobei die zweiten Anschlüsse des ersten, zweiten und dritten Widerstands (R&sub1;, R&sub2; und R&sub3;) mit dem invertierenden Eingang (77) verbunden sind.

8. Phasenregelschleife (13) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß das Schleifenfilter (69) weiterhin einen zweiten Widerstand (Rt) aufweist und daß die Schalteinrichtung durch eine Einrichtung zum Umschalten des invertierenden Eingangs (77) für die Ersetzung des zweiten Widerstands (Rt) durch den ersten Widerstand (Ra) und für die Entfernung der zweiten und dritten Kapazität (C&sub2; und C&sub3;) und des zweiten und des dritten Widerstands (R&sub2; und R&sub3;) aus dem Schleifenfilter (69) charakterisiert ist.