DE69019330T2

DE69019330T2 - Kommerzielles Satellitenkommunikationssystem.

Info

Publication number: DE69019330T2
Application number: DE69019330T
Authority: DE
Inventors: Amiram Levinberg; Uzi Ram
Original assignee: Gilat Communication Systems Ltd
Current assignee: Gilat Communication Systems Ltd
Priority date: 1989-12-13
Filing date: 1990-12-13
Publication date: 1995-09-21
Anticipated expiration: 2010-12-14
Also published as: EP0436866A2; CA2032028C; JPH06224807A; AU634320B2; KR0171896B1; AU6789990A; KR910013766A; JP2999560B2; ES2074520T3; EP0436866B1; EP0436866A3; ATE122513T1; HK1006051A1; DE69019330D1; CA2032028A1; ZA909800B; US5053782A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Satellitenkommunikationssystem der Art, auf die im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 Bezug genommen wird. Ein solches System ist beispielsweise aus der GB-A-2 134 755 bekannt.

HINTERGRUND DER ERFINDUNG

Durch die erhebliche Zunahme der Verwendung van Verbraucherkrediten und anderer Finanzangelegenheiten hat der Bedarf an einer schnellen, zuverlässigen und billigen Überprüfung der Kreditwürdigkeit an Wichtigkeit gewonnen. Derzeitige Kreditüberprüfungseinrichtungen basieren auf bodengestützten Telephonleitungen und haben Kosten von ungefähr 10 Cents pro Transaktion zur Folge.
Aus der GB-A-2 134 755 ist ein Satellitenkommunikationssystem bekannt, das einen zentralen Satellitenkommunikationszugang und mehrere entfernt gelegene Satellitenkommunlkationszugänge, die über einen Satelliten kommunizieren, eine Vorrichtung, die jedem der mehreren entfernt gelegenen Satellitenkommunikationszugänge zugeordnet ist und ein Informationspaket innerhalb eines Zeitschlitzes überträgt und eine Eigenschaft besitzt, die vom Zeitfenster unabhängig ist, sowie eine Empfangsvorrichtung enthält, die zum zentralen Satellitenkommunikationszugang gehört und die Eigenschaft während jedes Zeitschlitzes erfaßt und das Paket entsprechend dem Zeitschlitz und entsprechend der Eigenschaft empfängt, wobei innerhalb einer gegebenen Frequenzbandbreite mehrere Übertragungen erfolgen können.
Electrical Communication, Bd. 62, Nr. 1, 29. Juli 1988, Seiten 35-41, A. Beaucent u.a., "Microstation System for Corporate Data Networks" offenbart ein Satellitenkommunikationsnetz, das einen CDMA (Code Division Multiple Access) oder einen SSMA (Spread Spectrum Multiple Access) in Kombination mit anderen Protokollen wie etwa dem ALOHA verwendet, um CDMA/FTSS/ALOHA oder RMA/FTSS/ALOHA zu bilden.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung versucht, ein billiges, schnelles, zuverlässiges, Zweiwege-Punkt/Mehrpunkt-Satellitenkommunikationssystem zu schaffen, das insbesondere für die Handhabung intermittierender, hochdichter Kommunikationspakete geeignet ist.
Diese Aufgabe wird erzielt mit einem Satellitenkommunikationssystem gemäß Anspruch 1.
Abhängige Ansprüche sind auf Merkmale bevorzugter Ausführungsformen der Erfindung gerichtet.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Die vorliegende Erfindung wird besser verständlich anhand der folgenden genauen Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnungen, in denen:
Fig. 1 ein verallgemeinertes Blockschaltbild zur Veranschaulichung eines Satellitenkornmunikationssystems ist, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 2 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines entfernt gelegenen Satellitenkommunikationszugangs ist, der im System von Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 3 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines zentralen Satellitenkommunikationszugangs ist, der im System von Fig. 1 verwendet wird;
Fig. 4 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 2 ist;
Fig. 5A ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 2 ist, der gemäß einer Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 5B ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 2 ist, der gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 6A ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 2 ist, der gemäß einer Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 63 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 2 ist, der gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 7A ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 3 ist, der gemäß einer Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 7B ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 3 ist, der gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 8 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 3 ist;
Fig. 9 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung des Zugangs von Fig. 3 ist;
Fig. 10 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Teils der Schaltung der Fig. 5A und 5B ist;
Fig. 11 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung von Fig. 5A ist;
Fig. 12 ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines weiteren Teils der Schaltung von Fig. 5B ist;
Fig. 13A ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Teils der Schaltung von Fig. 8 ist, der gemäß einer Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 13B ein verallgemeinertes Blockschaltbild eines Teils der Schaltung von Fig. 8 ist, der gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung konstruiert ist und arbeitet;
Fig. 14 mehrere Zeitschlitze (nicht maßstabsgetreu) veranschaulicht;
Fig. 15 einen Teil eines Zeitschlitzes, der mehrere Übertragungsfenster enthält, in vergrößertem Maßstab, jedoch ebenfalls nicht maßstabsgetreu veranschaulicht;
Fig. 16 zeigt, daß mehrere Benutzer im gleichen Zeitschlitz ohne gegenseitige Beeinflussung übertragen können;
Fig. 17 eine Umsetzung der gepulsten HF-Übertragung von Fig. 15 in eine Übertragung mit konstanter Hüllkurvenamplitude durch die Verwendung eines Chirp-Filters veranschaulicht;
Fig. 18 das Signal veranschaulicht, das sich ergibt, wenn das modulierte Signal von Fig. 17 durch ein abgestimmtes Filter und einen Hüllkurvendetektor geschickt wird;
Fig. 19 das Frequenzspektrum des Chirp-modulierten übertragenen Signals zeigt;
Fig. 20 das Frequenzspektrum eines einzelnen DPSK-modulierten, übertragenen Signals innerhalb derselben Frequenzbandbreite wie in Fig. 19 veranschaulicht;
Fig. 21 das Vorliegen von mehreren DPSK-modulierten, übertragenen Signalen innerhalb derselben Frequenzbandbreite wie in 19 und 20 veranschaulicht; und
Fig. 22 das übertragene Signal von Fig. 20 im Zeitbezirk veranschaulicht.

GENAUE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFCRMEN

Nun wird auf Fig. 1 Bezug genommen, die ein Satellitenkommunikationssystem veranschaulicht, das gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung konstruiert ist und arbeitet und das insbesondere für die Übertragung von Paketen von Information geeignet sind, die Daten bezüglich einzelner finanzieller Transaktionen enthält.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung sind mehrere entfernt gelegene Satellitenkommunikationsstationen 10 vorgesehen, wovon jede mit einer entsprechenden Benutzerschnittstelle 12 wie etwa einer Kreditüberprüfungseinheit des kommerziell in Einzelhandels-Warenausgaben verwendeten Typs oder alternativ einem IBM- PC-Computer, der beispielsweise an einer Einzelhandels- Warenausgabe angeordnet sein kann, verbunden ist. Jede der entfernt gelegenen Satellitenkommunikationsstationen 10 enthält typischerweise eine Antenne mit sehr kleiner Strahleröffnung, deren Durchmesser typischerweise weniger als ungefähr vier Fuß beträgt, sowie einen Kommunikationszugang 16.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung enthält der Kommunikationszugang 16 eine Vorrichtung, die innerhalb eines Zeitschlitzes ein Paket von Informationen überträgt und eine Kennlinie besitzt, die vom Zeitfenster unabhängig ist und keine Vorabsynchronisation mit einem Empfangsendgerät erfordert.
Jede der mehreren entfernt gelegenen Stationen 10 kommuniziert über einen Satelliten 18 mit einer zentralen Kommunikationsstation 20 (zentraler Standort), der beispielsweise über eine (nicht gezeigte) herkömmliche Schnittstelle mit dem zentralen Kreditüberprüfungscomputer einer Bank oder einer Kredikartengesellschaft verbunden sein kann.
Vorzugsweise ist die Kommunikationsbetriebsart von den entfernt gelegenen Stationen 10 zur zentralen Kommunikationsstation 20 eine vollständige Duplexbetriebsart, in der Pakete von Informationen von den entfernt gelegenen Stationen 10 auf der Grundlage wahlfreien Zugriffs wie etwa einem Schlitz-Aloha zur zentralen Kommunikationsstation 20 geschickt werden. Es ist ein besonderes Merkmal der vorliegenden Erfindung, daß eine sehr große Anzahl von entfernt gelegenen Stationen 10 mit der zentralen Kommunikationsstation 20 auf der Grundlage wahlfreien Zugriffs ohne unannehmbare Störungen kommunizieren können. Solche Störungen würden normalerweise aufgrund der Tatsache entstehen, daß mehrere entfernt gelegene Stationen 10 innerhalb desselben Zeitschlitzes im selben Frequenzband übertragen könnten.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird eine solche Störung in hohem Maß reduziert, indem für jede entfernt gelegene Station zugelassen wird, daß sie eine zusätzliche, erkennbare Übertragungseigenschaft wie etwa die Mittenfrequenz des Trägers oder alternativ die Phase der Übertragungsfenster im Zeitschlitz wählt. Die zentrale Station kann diese zusätzliche Eigenschaft durch einfaches Suchen erkennen, ohne eine Synchronisation zu erfordern. Durch die Erkennung der zusätzlichen Eigenschaft unterscheidet die zentrale Station effektiv zwischen mehreren Übertragungen, die im selben Zeitschlitz ankommen, wodurch zusätzliche effektive Kanäle für die empfangenen Übertragungen geschaffen werden.
Nun wird auf Fig. 2 Bezug genommen, die in Form eines verallgemeinerten Blockschaltbilds einen entfernt gelegenen Kommunikationszugang, der in dem System von Fig. 1 verwendet wird, veranschaulicht. Der entfernt gelegene Satellitenkommunikationszugang ist über einen Orthomoden- Polarisator 28 wie etwa dem Modell 1810801, das von Antennas For Communications Inc., Ocala, Florida, USA, hergestellt wird, mit einer Antenne 14 verbunden und enthält typischerweise einen rauscharmen Blockumsetzer (LNB) 30 wie etwa beispielsweise einen rauscharmen Blockumsetzer mit Phasenregelkreis NHZ-170, der von Japan Radio Company, Tokio, Japan, hergestellt wird, oder alternativ einen gewöhnlichen rauscharmen Blockumsetzer NOR-6401, der im Handel von Norsat, Kanada, erhalten werden kann. Der Umsetzer 30 bearbeitet die von der Antenne 14 empfangenen Signale.
Die über die Antenne 14 zu übertragenden Signale werden über den Polarisator 28 mittels eines DRO-basierten Aufwärtsumsetzers 32 zugeführt, der weiter unten mit Bezug auf Fig. 4 genauer beschrieben wird.
Die vom LNB-Umsetzer 30 empfangenen Signale werden einem Demodulator 34 zugeführt, der weiter unten mit Bezug auf die Fig. 6A und 6B genauer beschrieben wird. Der Ausgang des Demodulators 34 wird der Netz-Steuerlogikschaltung 36 zugeführt, die typischerweise auf einem Intel-SBC 18 8/56- Chip basiert.
Die Netz-Steuerlogikschaltung ist mit einem Benutzerprozessor 38 wie etwa einem IBM-PC-Computer über eine Schnittstelle verbunden. Zu übertragende Daten- und Steuersignale werden von der Netz-Steuerlogikschaltung 36 an einen Modulator 40 geliefert, der weiter unten mit Bezug auf die Fig. 5A und 5B genauer beschrieben wird. Der Modulator 40 überträgt als Antwort auf die Steuersignale die Daten zum Umsetzer 32.
Die Netz-Steuerlogikschaltung 36 führt zwei Hauptfunktionen aus:
Zunächst beginnt sie mit der Übertragung von Daten zum zentralen Satellitenkommunikationszugang, erwartet von diesem ein Quittierungssignal und überträgt bei Abwesenheit eines solchen Quittierungssignals die Daten in einem späteren Zeitschlitz. Sie kann pseudozufällig oder deterministisch einen geeigneten späteren Zeitschlitz für die Übertragung wählen.
Zweitens wählt sie zufällig oder pseudozufällig eine weitere erkennbare Übertragungseigenschaft wie etwa die Mittenfrequenz des Trägers oder alternativ die Phase des Übertragungsfensters im Zeitschlitz.
Nun wird auf die Fig. 3 und 9 Bezug genommen, die in Form eines verallgemeinerten Blockschaltbilds einen zentralen Satellitenkommunikationszugang 20 veranschaulichen, der im System von Fig. 1 verwendet wird. Signale, die von einer Antenne 50 wie etwa einer 6.1 KPK, hergestellt von Vertex, Kilgore, Texas, USA, empfangen werden, werden über einen (in Fig. 3 nicht gezeigten) rauscharmen Verstärker 52 wie etwa einem NC4, hergestellt von LNR Communications, Inc., Hauppauge, New York, USA, an einen Abwärtsumsetzer 54 wie etwa einen DC 4020, der von Satellite Transmission Systems, Inc., Hauppauge, New York, USA, hergestellt wird, geliefert.
Zu übertragende Signale werden über einen Aufwärtsumsetzer 56 wie etwa einen DC 6020, hergestellt von Satellite Transmission Systems, Inc., an einen Hochleistungsverstärker (HPA) 58 geliefert, der im Handel von Varian, USA, erhältlich ist, und an die Antenne 50 geliefert. Der Aufwärtsumsetzer 56 empfängt einen Eingang von einem Modulator 60, der weiter unten mit Bezug auf die Fig. 7A und 7B genauer beschrieben wird.
Die den Netz-Steuerprozessor und die Quittierungslogik enthaltende Schaltung 62 steuert den Betrieb des Modulators 60 und mehrerer Empfänger 64 und empfängt von den mehreren Empfängern 64 Daten. Die Schaltung 62 antwortet auf die Übertragung von Befehlen und von Daten von einem Hostcomputer 66 an den Modulator und von den Empfängern 64 an den Hostcomputer 66. Im allgemeinen besteht die Funktion der Schaltung 62 darin, ankommende Datenpakete, die von entfernt gelegenen Satellitenkommunikationszugängen 10 (Fig. 1) empfangen werden, zu erkennen und Quittierungsnachrichten für die Übertragung an die entfernt gelegenen Zugänge 10 aufgrund der empfangenen Pakete zu erzeugen.
Die Schaltung 62 und die Empfänger 64 werden im folgenden mit Bezug auf Fig. 8 genauer beschrieben.
Nun wird auf Fig. 4 Bezug genommen, die den Aufbau der DRO-basierten Aufwärtsumsetzer-Schaltung 32 (Fig. 2) veranschaulicht. Ein L-Bandsignal im Frequenzbereich von ungefähr 950-1450 MHz wird an eine Reihe von L-Band-Verstärkern 70 wie etwa MAR2-Verstärker, die von Mini Circuits, Brooklyn, New York, hergestellt werden, geliefert. Der Ausgang der Verstärker 70 wird über ein Tiefpaßfilter 72 mit herkömmlicher Konstruktion an einen Mischer 74 wie etwa einen Ku-Band-Mischer, z.B. einen MC- 5807, der von NEC, Japan, erhältlich ist, geliefert.
Ein dielektrischer Resonanzoszillator (DR0) 76 wie etwa ein MC 5808, der von NEC, Japan, erhältlich ist, liefert an den Mischer 74 ebenfalls einen Eingang, welcher einen Ku-Band-Ausgang erzeugt, der über eine Reihe von Ku-Band- Verstärkern 78, die typischerweise MC-5864 un MC-5865- Verstärker, die von NEC, Japan, erhältlich sind, geliefert wird. Der verstärkte Ausgang der Verstärker 78 wird an den Polarisator 28 (Fig. 1) geliefert.
Nun wird auf Fig. 5A Bezug genommen, die eine bevorzugte Ausführungsform des Modulators 40 (Fig. 2) veranschaulicht. Der Modulator von Fig. 5A enthält einen DPSK-Modulator 80, der im folgenden mit Bezug auf Fig. 11 genauer beschrieben wird. Der Ausgang des Modulators 80 wird in ein L-Band im Bereich von ungefähr 950-1450 MHz durch einen Mischer 82 wie etwa einen ZFM-2000, der von Mini Circuits erhältlich ist, und durch einen Synthetisierer 84, der bei einer ausgewählten Frequenz im Bereich von ungefähr 1429,5-1929,5 MHz arbeitet, aufgrund von Frequenzsteuersignalen, die von der Netzlogikschaltung 36 empfangen werden, aufwärtsumgesetzt. Der Synthetisierer wird weiter unten mit Bezug auf Fig. 10 genauer beschrieben.
Nun wird auf Fig. 5B Bezug genommen, die eine weitere bevorzugte Ausführungsform des Modulators 40 (Fig. 2) veranschaulicht. Der Modulator von Fig. 5B enthält einen Chirp-Generator 90, der weiter unten mit Bezug auf Fig. 12 genauer beschrieben wird. Der Ausgang des Generators 90 wird in ein L-Band im Bereich von ungefähr 950- 1450 MHz durch einen Mischer 92 wie etwa einen ZFM-2000, der von Mini Circuits erhältlich ist, und durch einen Synthetisierer 94, der bei einer ausgewählten Frequenz im Bereich von 1429,5-1929,5 MHz arbeitet, aufgrund von Frequenzsteuersignalen, die von der Netzlogikschaltung 36 empfangen werden, aufwärtsumgesetzt. Der Synthetisierer 94 kann mit dem Synthetisierer 84 identisch sein.
Nun wird auf Fig. 6A Bezug genommen, die eine Ausführungsform eines Demodulators 34 (Fig. 2) veranschaulicht. Der in Fig. 6A veranschaulichte Demodulator enthält einen synthetisierten Umsetzer 100 wie etwa einen TIF-9, der von Mitsumi, Japan, erhältlich ist, ein L-Bandsignal empfängt und in ein Signal mit einer typischen Mittenfrequenz von 479,5 MHz umsetzt. Ein zweiter Umsetzer 102 wie etwa ein SID-9 von Mitsumi setzt das 479,5 MHz-Signal in ein 70-NHZ-Signal um und liefert es an einen PSK-Empfänger 104 wie etwa einen LM 46, der von M/A-Com/Linkabit, USA, erhältlich ist. Die empfangenen Daten, die vom PSK- Empfänger 104 ausgegeben werden, werden an die Netzsteuerlogik 36 geliefert.
Nun wird auf Fig. 6B Bezug genommen, die eine weitere Ausführungsform eines Demodulators 34 (Fig. 2) veranschaulicht. Der in Fig. 6B veranschaulichte Demodulator enthält einen synthetisierten Umsetzer 110 wie etwa einen TIF-9, der von Mitsumi, Japan, erhältlich ist, der ein L- Bandsignal empfängt und es in ein Signal mit einer typischen Mittenfrequenz von 479,5 MHz umsetzt. Ein zweiter Umsetzer 112 wie etwa ein SID-9 von Mitsumi setzt das 479,5-MHz-Signal in ein 70 MHz-Signal um und liefert es über einen Verstärker 114 wie etwa ein MAR-1, der von Mini Circuits erhältlich ist, an einen Chirp-Kompressor 116, der vorzugsweise ein linearer FM-Typ ist und im Handel von Sawtek Inc., USA, erhältlich ist.
Der Ausgang des Chirp-Kompressors 116 wird über einen Verstärker 118 wie etwa einen MAR-1, der von Mini Circuits erhältlich ist, an einen HF-Detektor 120 wie etwa einen UTD-1000, der von Avantek, USA, erhältlich ist, geliefert. Der Ausgang des HF-Detektors 120 wird an einen Mischer 122 wie etwa einen SBL-1 von Mini Circuits geliefert, der außerdem von einem spannungsgesteuerten Oszillator 124 wie etwa einen M 83 von K&L-Oscillator, USA, einen Eingang empfängt. Der Oszillator 124 empfängt von einem Schleifenfilter 126, der typischerweise wie gezeigt implementiert ist und auf einem 4741-Operationsverstärker 128 basiert, der von Harris, USA, erhältlich ist, einen Frequenzsteuereingang. Die die Elemente 122, 124, 126 und 128 enthaltende Schaltung verwirklicht die Synchronisation mehrerer Datenübertragungsfenster.
Das Schleifenfilter 126 empfängt vom Ausgang des Mischers 122 einen Eingang, welcher außerdem an eine Integrations- und Zwischenspeicherschaltung 130 geliefert wird, welche ebenfalls auf einem Operationsverstärkertyp 4741 von Harris basiert. Der Ausgang der Schaltung 130 wird an einen A/D-Umsetzer 132 wie etwa einen AD 7820 von Analog Devices, USA, geliefert, der an einen Viterbi-Decodierer 134, der im Handel von Comstream, San Diego, Kalifornien, USA, erhältlich ist, ausgibt. Ein Ausgang vom Oszillator 124 wird an die Elemente 130, 132 und 134 geliefert. Der Ausgang des Decodierers 134 wird an die Netz-Steuerlogikschaltung 36 (Fig. 2) geliefert.
Nun wird auf Fig. 10 Bezug genommen, die einen Teil der Vorrichtung der Fig. 5A und 5B bildenden Synthetisierer veranschaulicht. Der Synthetisierer enthält einen spannungsgesteuerten öszillator 180, der vorzugsweise im Bereich von 1429,5-1929,5 MHz arbeitet. Ein Beispiel eines solchen Oszillators ist ein VTO 8100, hergestellt von Avatec, USA. Der Oszillator 180 ist auf eine gewählte Frequenz verriegelt, die durch einen Frequenzsteuereingang in einen PLL-Synthetisierer 182 bestimmt wird, der auf einem von Toshiba erhältlichen TA 6359-Chip basiert.
Fig. 11 veranschaulicht einen DPSK-Modulator, der in der Schaltung von Fig. 5A verwendet wird. Der Modulator enthält einen Faltungscodierer 190, der im Handel von Comstream, San Diego, Kalifornien, erhältlich ist, der einen Ferndateneingang empfängt. Ein temperaturkompensierter Kristalloszillator 192 wie etwa ein ZT-176, hergestellt von Greenray, Inc., USA, erzeugt einen Symboltaktausgang für den Codierer 190 und außerdem über einen Dividierer 194 wie etwa einen 74HC4040 von Motorola einen Datentaktausgang.
Ein Flipflop 196 empfängt den Ausgang vom Codierer 190 und den Symboltaktausgang des Oszillators 192 und erzeugt für einen Mischer 200 wie etwa einen ZAD-1 von Mini Circuits einen differentiellen Signalausgang. Der Mischer empfängt von einer Frequenzquelle 198, die von REM Monolithics, Inc. erhältlich ist, einen Eingang, der typischerweise eine Frequenz von 479,5 MHz besitzt, und erzeugt einen DPSK-Signalausgang.
Fig. 12 erzeugt einen Chirp-Generator, der einen Teil der Schaltung von Fig. 5B bildet. Der Chirp-Generator enthält einen Faltungscodierer 210, der im Handel von Comstream, San Diego, Kalifornien, erhältlich ist, der einen Ferndateneingang empfängt. Ein temperaturkompensierter Kristalloszillator 211 wie etwa ein ZT-176, hergestellt von Green Ray, Inc., USA, erzeugt einen Symboltaktausgang für den Codierer 210 und außerdem über einen Dividierer 214 wie etwa einen 74HC4040 von Motorola einen Datentaktausgang.
Der Ausgang des Codierers 210 wird an einen Multiplexierer 218 geliefert, der Eingänge von einem Paar von Einschrittschaltungen 216 empfängt, die den Symboltaktausgang vom Oszillator 212 empfangen. Der Multiplexierer 218 gibt an eine Einschrittschaltung 220 aus, die ihrerseits an einen Mischer 224 ausgibt, etwa einen SBL 1 von Mini Circuits. Die Einschrittschaltungen können typischerweise in Motorola MC74LS123-Chips ausgeführt sein. Die obenbeschriebene Schaltung, die die Elemente 216, 218 und 220 enthält, erzeugt vom Ausgang des Faltungscodierers 210 ein digitales PPM-Signal.
Der Mischer 224 empfängt außerdem von einer 479,5 MHz-HF- Quelle 222, die mit der Frequenzquelle 198 identisch sein kann, einen Ausgang mit fester Frequenz, um dadurch einen gepulsten HF-Ausgang an eine Expandierer-Chirpvorrichtung 226 zu erzeugen, die von SAWTEK, Inc., Florida, USA, erhältlich ist.
Nun werden mit Bezug auf die Fig. 7A, 7B, 8, 13A und 13B Einzelheiten des Aufbaus des in Fig. 3 gezeigten zentralen Kommunikationszugangs 20 beschrieben.
In Fig. 7A ist ein PSK-Modulator gezeigt, der einen Teil der Schaltung von Fig. 3 bildet. Der Modulator enthält einen Faltungscodierer 140, der im Handel von Comstream, San Diego, Kalifornien, erhältlich ist, der einen Ferndateneingang empfängt. Ein temperaturkompensierter Kristalloszillator 142 wie etwa ein ZT-176, der von Greenray, Inc., USA, hergestellt wird, erzeugt für den Codierer 140 einen Symboltaktausgang und erzeugt außerdem über einen Dividierer 144 wie etwa einen 74HC4040 von Motorola einen Datentaktausgang.
Der Ausgang des Codierers 140 stellt einen Ausgang an einen Mischer 146 wie etwa einen ZAD-1 von Mini Circuits dar. Der Mischer empfängt einen Eingang von einer Frequenzquelle 148, die von RFM-Monolithics, Inc., erhältlich ist, der typischerweise eine Frequenz von 70 MHz besitzt, und erzeugt einen PSK-Signalausgang.
Fig. 7B veranschaulicht einen Chirp-Modulator, der einen Teil der Schaltung von Fig. 3 bildet. Der Chirp-Modulator enthält einen Faltungscodierer 150, der im Handel von Comstream, San Diego, Kalifornien erhältlich ist, der einen Ferndateneingang empfängt. Ein temperaturkompensierter Kristalloszillator 152 wie etwa ein ZT-176, der von Green Ray, Inc., USA, hergestellt wird, erzeugt für den Codierer 150 einen Symboltaktausgang und erzeugt außerdem über einen Dividierer 154 wie etwa einen 74HC4040 von Motorola einen Datentaktausgang.
Der Ausgang des Codierers 150 wird an einen Multiplexierer 158 geliefert, der Eingänge von einem Paar von Einschrittschaltungen 156 empfängt, die ihrerseits den Symboltaktausgang vom Oszillator 152 empfangen. Der Multiplexierer 158 gibt an eine Einschrittschaltung 160 aus, die ihrerseits an einen Mischer 164 wie etwa einen SBL-1 von Mini Circuits ausgibt. Die Einschrittschaltungen können typischerweise in Motorola-MC74LS123-Chips ausgeführt sein. Die obenbeschriebene Schaltung, die die Elemente 156, 158 und 160 enthält, erzeugt vom Ausgang des Faltungscodierers 150 ein digitales PPM-Signal.
Der Mischer 164 empfängt außerdem von einer 70 MHz-ZF- Quelle 162, die mit der Frequenzquelle 198 identisch sein kann, einen Ausgang mit fester Frequenz, um dadurch für eine Expandier-Chirpvorrichtung 166, die von SAWTEK, Inc., Florida, USA, erhältlich ist, einen gepulsten HF- Ausgang zu erzeugen.
Nun wird auf Fig. 8 Bezug genommen, die eine Netzsteuerschaltung 62 sowie Empfänger 64 veranschaulicht, die einen Teil der Schaltung von Fig. 3 bilden. Mehrere Empfänger 170, die weiter unten in Verbindung mit den Fig. 13A und 13B genauer beschrieben werden, empfangen vom Abwärtsumsetzer 54 (Fig. 3) ein ZF-Signal, das typischerweise bei 70 MHz liegt, und geben über eine Kommunikationssteuereinrichtung 172 und einen Steuerbus 173 an eine Haupt-CPU 174 Ausgangsdaten aus. Die Kommunikationssteuereinrichtung 172 ist typischerweise eine SBS 188/56- Karte von Intel, während die Haupt-CPU eine SBC 286/12- Karte von Intel sein kann.
Die Haupt-CPU 174 enthält eine Logikschaltung, die Quittierungssignale erzeugt und in der Weise arbeitet, daß sie für einen (nicht gezeigten) Hostcomputer eine Schnittstelle für die Datenkommunikation bildet. Nun wird auf Fig. 13A Bezug genommen, die eine Ausführungsform eines DPSK-Empfängers, der für die Erfindung nützlich ist, veranschaulicht. Ein 70 MHz-Empfangssignal wird über ein Bandpaßfilter 230, das typischerweise ein Durchlaßband von 70 plus/minus 5 MHz besitzt, empfangen. Der Ausgang des Filters 230 wird an ein Paar von Mischern 232 geliefert, etwa SBL-1 von Mini Circuits. Jeder Mischer 232 empfängt einen Eingang von einem Sinus/Cosinus (θ - 90º)-Teiler 234 wie etwa einen PSCQ-2-90 von Mini Circuits.
Ein spannungsgesteuerter Oszillator 236 liefert an den Teiler 234 eine Trägerfrequenz. Die Ausgangsfrequenz des Oszillators 236 wird durch eine Digitalsignalverarbeitungsschaltung (DSP-Schaltung) 248 über einen Digital/Analog-Umsetzer 238 bestimmt. Der Oszillator 236 ist typischerweise ein P-360-65 von Greenray, Inc.; die DSP- Schaltung 248 ist typischerweise in einer MC56000-Schaltung von Motorola ausgeführt, während der Digital/Analog- Umsetzer 238 typischerweise ein DAC 10 HT von Burr-Brown ist.
Die Ausgänge der Mischer 232 sind in Phase bzw. um 90º phasenverschobene Grundbandsignale. Jeder der Ausgänge der Mischer 232 wird über ein Tiefpaßfilter 240, das auf einem 4741-Chip von Harris basieren kann, an einen Analog/Digital-Umsetzer 242 wie etwa einen ADC 7820 von Analog Devices geliefert, der einen Zeitgebereingang von einem spannungsgesteuerten Kristalloszillator 244 wie etwa einen M 83 von K&L empfängt.
Die Ausgangsspannung des Oszillators 244 wird durch die digitale Signalverarbeitungsschaltung 248 über den Digital/Analog-Umsetzer 246 bestimmt, welcher mit dem Umsetzer 238 identisch sein kann.
Die Ausgänge der Analog/Digital-Umsetzer 244 werden an die DSP-Schaltung 248 geliefert, die außerdem für den Steuerbus 173 (Fig. 8) eine Schnittstelle bildet. Der Ausgang der DSP-Schaltung 248 wird an einen Viterbi-Decodierer 250 geliefert, der im Handel von Comstream erhältlich ist und empfangene Daten über einen RS 232-Treiber ausgibt.
Nun wird auf Fig. 13B Bezug genommen, die einen Chirp- Empfänger veranschaulicht, der in der Schaltung von Fig. 8 verwendet wird. Ein 70 MHz-Einpfangssignal wird über ein Bandpaßfilter 260 empfangen, das typischerweise ein Durchlaßband von 70 plus/minus 5 MHz besitzt. Der Ausgang des Filters 260 wird über einen HF-Verstärker 262 wie etwa einen MAR-1 von Mini Circuits an eine Kompressor-Chirpvorrichtung 264 geliefert, die von SAWTEK erhältlich ist. Der gepulste HF-Ausgang der Vorrichtung 264 wird an einen HF-Detektor 266 wie etwa einen UTD-1000 von Avantek geliefert, der die Hüllkurve des gepulsten Ausgangs über einen Blink-Analog/Digital-Umsetzer 272 wie etwa einen AD9000 von Analog Devices an die Schaltung 273 ausgibt, die einen Teil jedes Empfängers bildet, der die Position der Impulshüllkurve innerhalb eines Zeitfensters sucht.
Die Schaltung 273 enthält typischerweise eine FIFO-Schaltung 274 wie etwa eine IDT 7203 von IDT, eine Digitalsignalverarbeitungsschaltung 276, die mit der DSP-Schaltung 248 identisch sein kann, einen Viterbi-Decodierer 278, der mit dem Decodierer 250 identisch sein kann, sowie einen RS 232-Treiber 280, der mit dem Treiber 252 identisch sein kann. Ein temperaturkompensierter Kristalloszillator 268 wie etwa ein ZT-176 von Greenray, Inc. erzeugt für die Blink-A/D-Schaltung 272 und für die Schaltung 273 direkt bzw. über einen Asynchronzähler 270 wie etwa einen MC74HC40404 von Motorola einen Zeitgeberausgang. Der Ausgang des Asynchronzählers 270 erzeugt einen Chirpraten-Taktausgang.
Nun wird auf die Fig. 14-19 Bezug genommen, die der Veranschaulichung des Betriebs der Chirp-Ausführungsform der Erfindung helfen.
Die Basisreferenz für Chirpwellen in Kommunikationsanwendungen ist "principles of Modern Radar", hrsg. von J.L. Eaves und E.K. Reedy, Van Nostrand Reinhold Company, NY, Seiten 469-475, wobei die Offenbarung hiervon durch Literaturhinweis eingefügt ist.
Fig. 14 veranschaulicht (nicht maßstabsgetreu) mehrere Zeitschlitze 300, wovon jeder eine typische Dauer von ungefähr 200 Millisekunden besitzt. Fig. 15 veranschaulicht vergrößert, jedoch ebenfalls nicht maßstabsgetreu, einen Abschnitt 302 eines Zeitschlitzes 300, der mehrere Übertragungsfenster 104 enthält. Jedes Fenster 304 besitzt eine typische Dauer von 200 Nanosekunden. Die Trennung zwischen Übertragungsfenstern 304 für einen gegebenen Benutzer beträgt typischerweise 100 Mikrosekunden.
Aus Fig. 15 ist ersichtlich, daß die gepulste HF-Energie entweder an der vorderen oder der hinteren Position jedes Zeitfensters 204 lokalisiert sein kann. Die Position der gepulsten HF-Energie im Fenster enthält die vom Signal getragenen binären Daten.
Nun wird auf Fig. 16 Bezug genommen, die veranschaulicht, daß mehrere Benutzer im selben Zeitschlitz übertragen können, ohne sich gegenseitig zu stören.
Fig. 17 zeigt die Umsetzung der gepulsten HF-Übertragung von Fig. 15 in eine Übertragung mit konstanter Hüllkurvenamplitude durch die Verwendung eines Chirp-Filters. Diese Umsetzung ist notwendig, weil die gepulste HF aufgrund der Tatsache, daß sie keine konstante Hüllkurve besitzt, für die digitale Kommunikation über Satellit keine geeignete Modulationstechnik darstellt.
Fig. 18 veranschaulicht das Signal, das sich aus dem Durchgang des modulierten Signals von Fig. 17 durch ein abgestimmtes Filter und den Hüllkurvendetektor ergibt. Es wird angemerkt, daß die Anordnung der Information im Zeitfenster 304 in Fig. 18 durch Schicken der Signale von Fig. 15 durch die abgestimmten Filter und einen Hüllkurvendetektor erhalten wird, wie dies bei gepulsten HF- Empfängern üblich ist. Es ist anzuerkennen, daß der Durchgang der Signale von Fig. 15 durch ein Sender-Chirp- Filter und durch ein an den Empfänger angepaßtes Chirp- Filter die Beschaffenheit des Ergebnisses wie in Fig. 18 gezeigt nicht verändert.
Fig. 19 zeigt das Frequenzspektrum des Chirp-modulierten Übertragungssignals. Eine Eigenschaft des linearen EM- Chirp-Signals besteht darin, daß sein Frequenzspektrum, das in Fig. 19 veranschaulicht ist, eine Breitbandeigenschaft in bezug auf die übertragene Symbolrate des modulierten Signals besitzt. Im Ergebnis ist die Spektraldichte der Leistung des Signals erheblich niedriger als diejenige eines herkömmlichen, in einem schmalen Band modulierten Signals (z.B. BPSK, QPSK, FSK)
Die Ausdrücke "Chirp" und "linearer FM-Chirp", wie sie in der vorliegenden Beschreibung durchgehend verwendet werden, sollen Anwendungen umfassen, in denen die EM des Chirp nur grob linear ist.
Für die vorliegende Beschreibung ist ein in einem schmalen Band moduliertes Signal durch ein Signal definiert, bei dem 80% seiner Leistung im Frequenzbereich liegt, der niedriger als die vierfache Symbolrate in Hertz ist. Symbole sind durch Daten definiert, die gegebenenfalls codiert sind für die Modulation des Trägers verwendet werden
Die übertragene spektrale Dichte der Leistung muß in zwei praktischen Fällen begrenzt werden:
1. Die Spektraldichte der Leistung, die von einem Satelliten-Sender/Empfänger emittiert wird, wird begrenzt, um eine Situation zu vermeiden, in der ein Satellitenzugang, der auf einen benachbarten Satelliten gerichtet ist, Störsignale vom Sender/Empfänger empfängt. Hierbei begrenzt beispielsweise der FCC die Spektraldichte der Leistung, die von Ku-Band-Satelliten für Datenanwendungen emittiert wird, auf 6 dbW/4 kHz.
2. Die außerhalb des Strahls liegende Spektraldichte der Leistung, die von einer an einen Satelliten übertragenden Antenne emittiert wird, ist begrenzt, um eine Störung mit einem benachbarten Satelliten zu vermeiden. Hierbei begrenzt beispielsweise der FCC die außerhalb des Strahls befindliche Emission einer Antenne, die an einen Ku-Band- Satelliten überträgt, auf -14 + 29 -25log(Theta), was gleich 15 - 25log (Theta) dbW/4 kHz ist.
Nun wird auf die Fig. 20 - 22 Bezug genommen, die der Veranschaulichung der Differential-PSK-Ausführungsform der Erfindung helfen. Fig. 20 veranschaulicht das Frequenzspektrum eines einzelnen isolierten DPSK-Übertragungssignals innerhalb derselben Frequenzbandbreite wie in Fig. 19. Fig. 21 veranschaulicht das Vorliegen von mehreren modulierten DPSK-Übertragungssignale innerhalb derselben Frequenzbandbreite wie in den Fig. 19 und 20. Fig. 22 veranschaulicht das Übertragungssignal von Fig. 20 im Zeitbezirk.
Fachleute werden zugeben, daß die vorliegende Erfindung nicht dadurch eingeschränkt ist, was oben gezeigt und beschrieben worden ist. Vielmehr ist der Umfang der vorliegenden Erfindung nur durch die folgenden Ansprüche definiert:

Claims

1. Satellitenkommunikationssystem mit:

einem zentralen Satellitenkommunikationszugang (20),

mehreren entfernt gelegenen Satellitenkommunikationszugängen (10), die über einen Satellit (18) auf der Grundlage wahlfreien Zugriffs kommunizieren;

einer Einrichtung, die jeden der entf ernt gelegenen Satellitenkommunikationszugängen (10) zugeordnet ist, zum Übertragen eines zu übertragenden Datenpakets innerhalb eines Zeitfensters mit zufälliger oder pseudozufälliger Kennlinie, die unabhängig von einem Zeitfenster ist und die keine Vorabsynchronisation mit einem empfangenden Zugang (10) benötigt, und

einer Empfangseinrichtung, die dem zentralen Satellitenkommunikationszugang (10) zugeordnet ist, zum Ermitteln der Kennlinie in jedem Zeitfenster, zum Empfangen des Pakets entsprechend dem Zeitfenster und entsprechend der Kennlinie, um dadurch die in diesem Paket übertragenen Daten zu erhalten,

wobei die Kommunikation mit wahlfreiem Zugriff und das Vorsehen der zufälligen oder pseudozufälligen Kennlinie das Vornehmen mehrerer Übertragungen gleichzeitig innerhalb einer gegebenen Frequenzbandbreite ermöglicht,

dadurch gekennzeichnet, daß

die Kennlinie eine Frequenzkennlinie oder eine Phasenkennlinie ist, die die Position des Übertragungsfensters innerhalb eines gegebenen Zeitfensters anzeigt.

2. System nach Anspruch 1, bei dem die Kennlinie auch unabhängig von der zeitlichen Synchronisation mit dem zentralen Satellitenkommunikationszugang (20) ist.

3. System nach Anspruch 1, bei dem der zentrale und die entfernt gelegenen Satellitenkommunikationszugänge (10) aufeinander abgestimmte Chirp-Filter verwenden, um die Vornahme der Übertragung innerhalb einer im wesentlichen konstanten Amplitudenhüllkurve zu ermöglichen, was insbesondere für die Satellitenübertragung geeignet ist.

4. System nach Anspruch 1, bei dem die entfernt gelegenen Satellitenkommunikationszugänge (10) frequenzunstabile Oszillatoren verwenden.