DE69015535T2

DE69015535T2 - Diversity-empfängerschaltung.

Info

Publication number: DE69015535T2
Application number: DE69015535T
Authority: DE
Inventors: Shigeki Yokohama-Shi Kanagawa 236 Saito; Yasushi Yokosuka-Shi Kanagawa 239 Yamao
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1989-03-28
Filing date: 1990-03-26
Publication date: 1995-08-10
Anticipated expiration: 2010-03-27
Also published as: WO1990011656A1; EP0419674A1; CA2029876A1; DE69015535D1; EP0419674A4; KR920700502A; EP0419674B1; KR960004318B1; CA2029876C; US5203023A

Description

[Technisches Gebiet]

Diese Erfindung bezieht sich auf einen Diversity-Empfänger bei der Funkübertragung und spezifisch auf einen Diversity-Empfänger, der die übertragungscharakteristiken eines Schaltkreises verbessern kann, der digitale Signale über phasenmodulierte Signale überträgt.

[Hintergrundtechnik]

Wenn Hochfrequenzwellen als Übertragungsmedium in der Funkkommunikation verwendet werden, erfolgt eine Pegelverschiebung oder Phasenverschiebung empfangener Signale infolge Fading-Erscheinungen oder Interferenz unter Verschlechterung der Übertragungscharakteristiken. Diversity-Empfang ist bekanntgeworden als ein effektives Verfahren zum Verhindern solcher Verschlechterung in den Übertragungscharakteristiken. Der typischste Diversity-Empfang ist ein Post-Detection-Diversity- Empfänger, der augenblicklich ein schwindendes Signal auswählt, das den höchsten empfangenen Signalpegel aus einer Mehrzahl schwindender Signale besitzt, von denen sich jedes unabhängig verändert. Das Empfangssystem basiert auf der Annahme, daß mit höherem Pegel der empfangenen Signale auch das S/N-Verhältnis (Signal/Rauschverhältnis) höher ist und die Phasenabweichung geringer wird und damit erwartet wird, daß die Übertragungsqualität sich verbessert.
FIG. 1 zeigt einen typischen 2-zweigigen Post-Detection- Diversity-Empfänger, bei dem zwei Antennen 101, 102 mit einer geeigneten Distanz voneinander installiert sind, um schwundbehaftete Wellen unabhängig zu empfangen, welche jeweils verbunden sind mit Empfängern 103, 104. Als Detektor für die empfangenen Signalpegel werden Zwischenfrequenzlog-Verstärker 105, 106 verwendet. die IF-Log-Verstärker 105, 106 sind mit einem Mittel ausgestattet, um Gleichspannung proportional zu den Dezibel der empfangenen Signalpegel auszugeben. Durch Vergleichen der Ausgangsspannungen von den beiden Log-Verstärkern 105, 106 mittels eines Pegelkomparators 107 können die Empfangssignalpegel verglichen werden. Mit dem Komparatorausgang wird der Ausgang von einem der Detektoren 108 oder 109, der mit dem höheren Empfangssignalpegel, ausgewählt mittels eines Diversity-Auswählschalters 110. Dies ermöglicht einem Ausgangsanschluß 111, konstant Detektorausgänge zu empfangen mit einem höheren Signal/Rauschverhältnis und kleinerer Phasenabweichung.
Das System erfordert jedoch mehrere Empfänger und die Abmessung des Gesamtsystems wird unvermeidlich groß. Es wurde ein Antennenauswähl-Diversity-Empfangssystem vorgeschlagen als eine einfache Struktur, bei der mehrere Antennen geschaltet werden, um Signale von nur einem Empfänger zu empfangen.
FIG. 2 zeigt einen typischen Doppelzweig-Antennenauswähl- Diversity-Empfangsschaltkreis, bei dem zwei Antennen 121 und 122 in einem geeigneten Abstand voneinander plaziert sind, um 50 unabhängig voneinander schwundbehaftete Wellen (unkorreliert) zu erhalten. Entweder die eine oder die andere der Antennen 121, 122 ist mit einem Empfänger 124 über einen Antennenselektor 123 verbunden. Das Schalten erfolgt mittels der Komparatordaten von einem Pegelkomparator 126. Genauer gesagt, wird der Empfangssignalpegel des Empfängers 124 erfaßt mittels eines Empfangssignalpegeldetektors 125, der seinerseits verglichen wird mit dem Referenzpegel mittels des Komparators 126, und wenn beispielsweise die Zwischenfrequenzsignal-Hüllkurve des empfangenen Signals kleiner wird als ein vorbestimmter Schwellenwert, werden die Antennen 121 und 122 umgeschaltet.
Im Unterschied zu dem Antennenauswähl-Diversity-Empfang soll der in FIG. 1 dargestellte Empfänger, der Erfassungsausgänge schaltet, nachstehend als "Post-Detection-Diversity" bezeichnet werden.
Die folgenden Probleme treten auf, wenn der empfangene Signalpegel als Daten für die Zweigauswahl in dem Post-Detection-Diversity- System verwendet werden.
Das erste Problem besteht darin, daß die Log-Verstärker 105, 106 eine Pegelerfassungsgüte über einen großen Bereich von Signalpegeln haben müssen. In der Praxis jedoch könnten Log-Verstärker solche Erfordernisse nicht ganz erfüllen, da ihre Pegelerfassungcharakteristiken oft gesättigt sind in den extrem hohen oder niedrigen Pegeln oder von der Linearität im mittleren Bereich abweichen. In den Bereichen, wo die Charakteristiken gesättigt oder abweichend sind, nimmt die Ausgangsspannungsdifferenz ab, obwohl die empfangenen Signalpegel zwischen Zweigen differieren, was den genauen Vergleich der empfangenen Signalpegel beeinträchtigt. Da es schwierig ist, die Pegelerfassungscharakteristiken von Log-Verstärkern zwischen Zweigen über einen breiten Bereich von Pegeln übereinstimmen zu lassen, treten Fehler in dem Vergleichsergebnis in dem Bereich auf, wo Nichtübereinstimmung exzessiv ist, wodurch der Effekt der Diversity beeinträchtigt wird.
Das zweite Problem ist, daß dann, wenn die Zweigcharakteristiken sich verschlechtern, der Diversity-Effekt abnimmt. Wenn, mit anderen Worten, Verzerrung zunimmt infolge der Verschlechterung, hervorgerufen durch chronologische Änderungen oder ungenaue Justage in dem Log-Verstärker 106 oder Detektor 109 eines der Zweige in FIG. 1, und die Erfassungscharakteristiken des Zweiges sich verschlechtern, nimmt das Signal/Rauschverhältnis oder die Phasenabweichung in unangemessener Weise zu, wenn empfangene Signalpegel allein verglichen werden, um den Detektor 109 umzuschalten.
Das dritte Problem besteht darin, daß der Diversity-Empfänger mittels Vergleich von empfangenen Signalpegeln ineffizient ist, wenn die Übertragungscharakteristiken sich verschlechtern infolge Gründen, die abweichen vom Abfall des Pegels des empfangenen Signals. Betrachtet man beispielsweise die Effekte von Interferenz auf demselben Kanal, ist die Wirkung von den Interferenzwellen im allgemeinen kleiner, wenn die empfangenen Signalpegel hoch sind, und deshalb kann der Diversity-Effekt erreicht werden. Da Interferenzwellen sich in ihrem Pegel infolge Schwund ebenfalls ändern, wird jedoch der C/I (gewünschter Signalpegel/ Interferenzsignalpegel) kleiner, wenn der empfangene Signalpegel hoch ist, wie in FIG. 3(a) gezeigt, dann, wenn der Pegel niedrig ist, wie in FIG. 3(b) gezeigt, und die Wahrscheinlichkeit von Fehlern kann zunehmen. In einem solche Fall kann selbst dann, wenn der Diversity-Empfang mittels Vergleich von empfangenen Signalpegeln angewandt wird, das gewünschte Resultat nicht erzielt werden.
Das vierte Problem liegt in der Tatsache, daß dann, wenn die Pegel der in jedem der zwei Zweige empfangenen Signale niedrig sind, der Empfangspegelkomparator durch thermisches Rauschen betätigt wird und keine genauen Komparatorausgänge gewonnen werden können. Beispielsweise, wie in FIG. 4(a), 4(b) und 4(c) gezeigt, unterscheiden sich selbst dann, wenn die Pegel der gewünschten Signale im wesentlichen gleich sind, die Pegel voneinander abhängig von dem Rauschvektor, wenn thermisches Rauschen größer wird. Wenn der Diversity-Empfang ausgeführt wird mit den Komparatorausgängen, können manchmal die Übertragungscharakteristiken verschlechtert werden.
Der Antennenauswahl-Diversity-Empfang ist nicht frei von Problemen und die folgenden Probleme treten tendenziell auf, wenn empfangene Signalpegel als Information für die Zweigauswahl verwendet werden.
Ähnlich dem dritten Problem beim Post-Detection-Diversity- Empfang, bedeuten die hohen Pegel der empfangenen Signale nicht notwendigerweise bessere Übertragungsqualität als die niedrigen Pegel derselben. Mit anderen Worten wird selbst dann, wenn der Pegel der empfangenen Signale hoch ist, manchmal ein Fehler hervorgerufen, während bei einem niedrigen Pegel kein Fehler auftritt, wenn die Auswahl erfolgt basierend nur auf den Pegeln der empfangenen Signale, könnten Signale mit Fehlern ausgewählt werden.
Das zweite Problem rührt von der Tatsache her, daß Zwischenfrequenzlog-Verstärker verwendet werden zum Erkennen der empfangenen Signalpegel bei dem Antennenauswahl-Diversity-Empfang. Das ersterwähnte Problem in Verbindung mit dem Post-Detection-Diversity-Empfang tritt auch auf in dem Antennenauswahl-Diversity-Empfang.
Das dritte Problem tritt auf, wenn ein Mittelwert der empfangenen Signalpegel als der Ausgang von einem Empfangssignalpegeldetektor zu erhalten ist. Für den Zweck wird generell ein Filter eingefügt an einem Ausgang des Detektors, doch tritt unvermeidlich Verzögerung in dem Pegelkomparatorausgang auf. Wegen der Verzögerung kann, wenn Antennen mit hoher Geschwindigkeit umgeschaltet werden, kein hinreichender Diversity-Effekt erzielt werden.
Das vierte Problem, das im Falle von Post-Detection-Diversity- Empfang auftritt, wird auch bei dem Antennenauswahl-Diversity-Empfang auftreten, wenn die Pegel des Eingangssignals in beiden Zweigen niedrig sind.
Dokument JP-A-58150338 zeigt einen Diversity-Empfänger, der direkt die Phasen der Trägerwellen vergleicht.
Ein Ziel dieser Erfindung ist, jene Probleme, die man im Stand der Technik antrifft, zu überwinden und einen Diversity-Empfänger zu schaffen, der einen Diversity-Effekt erreichen kann, ohne Notwendigkeit, die empfangenen Signalpegel zu erfassen und der einen bemerkenswerten Effekt nicht nur gegenüber Schwund erzielt, sondern auch gegenüber allen den Faktoren, die die Übertragungsschaltkreise beeinflussen.

[Offenbarung der Erfindung]

Der Diversity-Empfänger gemäß dieser Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß er einen Zweig auswählt unter Bezugnahme auf relative Modulationsphasenfehler.
Genauer gesagt, und gemäß dem ersten Aspekt dieser Erfindung, ist ein Diversity-Empfänger mit einer Mehrzahl von Empfängerzweigen, welche jeweils phasenmodulierte Signale empfangen oder erfassen, die von einem gemeinsamen Sender kommen, und mit einem Selektor/Kombinatormittel, das entweder eines der Mehrzahl von Erfassungsdaten, erhalten an den mehreren Zweigen, auswählt oder zwei oder mehr derselben kombiniert unter Wichtung, dadurch gekennzeichnet, daß der Diversity-Empfänger ferner mit einer Mehrzahl von Relativphasendetektoren versehen ist, die jeweils für die Mehrzahl von Zweigen die relative Phase der ermittelten Phase des empfangenen Signals und die Referenzphase erfaßt, und daß ein Steuermittel vorgesehen ist, das die Ausgänge von der Mehrzahl von Relativphasendetektoren vergleicht und das Selektor/Kombinatormittel steuert.
Gemäß dem zweiten Aspekt dieser Erfindung ist der Diversity- Empfänger mit einer Mehrzahl von Antennen, die jeweils phasenmodulierte Signale von demselben Sender empfangen, und mit einem Antennenauswählmittel, das eine der Mehrzahl von Antennen auswählt und die ausgewählte mit dem Empfänger verbindet, dadurch gekennzeichnet, daß der Diversity- Empfänger ferner einen Relativphasendetektor umfaßt, der die relative Phase der erfaßten Phase des von der mittels des Selektors ausgewählten Antenne empfangenen Signals und die Referenzphase erfaßt, und daß ein Phaseninformationskomparator vorgesehen ist, der die relative Phaseninformation erfaßt mittels des Phasendetektors, mit den Referenzphasendaten oder den Daten der relativen Phase vergleicht, die in der Vergangenheit erfaßt worden ist, und der die Antennenauswählmittel basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs steuert.
Unter beiden Aspekten umfaßt das Relativphasendetektormittel vorzugsweise ein Mittel, das die Referenzphasensignale herausnimmt, die phasenverriegelt sind mit den zu überwachenden phasenmodulierten Signalen, sowie einen Phasenschieberschaltkreis, der mehrere Signale erzeugt, die in Schritten verzögert sind gegenüber dem Referenzphasensignal, sowie einen Abtastschaltkreis, der die phasenmodulierten Signale mit den mehreren Signalen abtastet zum Erzeugen von Relativphasendaten.
Unter dem ersten Aspekt werden Phasendaten erfaßt von mehreren phasenmodulierten Signalen, die sich in ihren Pegeln und Phasen unabhängig infolge Schwund etc. verändern, die erfaßten Phasendaten werden verglichen, ein einziges Datum wird ausgewählt aus der Mehrzahl von erfaßten Daten oder alle erfaßten Daten werden unter Wichtung kombiniert, und das Ergebnis wird ausgegeben. Unter dem zweiten Aspekt werden Phasendaten erfaßt von empfangenen modulierten Signalen und verglichen mit der Referenzsignalphase oder der in der Vergangenheit erfaßten Phase, und wenn die Bedingungen auf der Leitung als unerwünscht beurteilt werden, wird die gerade benutzte Antenne umgeschaltet auf eine andere für die Verbindung mit dem Empfänger. Dies basiert auf der Feststellung, daß die Phaseninformation eine bestimmte Beziehung aufweist mit den Übertragungscharakteristiken (siehe beispielsweise FIG. 11).
Wie oben erwähnt, benötigt der erfindungsgemäße Empfänger keine Erfassung der Empfangssignalpegel, da er die Phaseninformation verarbeitet, erhalten aus phasenmodulierten Signalen, als die Daten für die Auswahl/Kombination für den Diversity-Empfang. Darüber hinaus ist gemäß dem ersten Aspekt der Erfindung, da die Phaseninformation eine direkte Beziehung mit den Übertragungscharakteristiken hat, dieser erfindungsgemäße Empfänger wirksam nicht nur gegen Schwund, sondern auch gegen Interferenz oder thermisches Rauschen, welche die Übertragungscharakteristiken unabhängig verschlechtern.
Gemäß dem zweiten Aspekt der Erfindung benötigt der Empfänger keine Erfassung der Empfangssignalpegel, da die Auswahl unter Bezugnahme auf die Phaseninformation vorgenommen wird, entnommen den phasenmodulierten Signalen. Da die Phaseninformation in enger Beziehung mit den Übertragungscharakteristiken steht, erzielt der Empfänger im wesentlichen ideale Diversity und kann bemerkenswerte Wirkung erreichen nicht nur gegen Schwund, sondern auch gegen thermisches Rauschen, welche die Übertragungscharakteristiken unabhängig verschlechtern.

[Kurzbeschreibung der Zeichnungen]

FIG. 1 ist ein Blockdiagramm eines Post-Detection-Diversity- Empfängers nach dem Stand der Technik.
FIG. 2 ist ein Blockdiagramm eines Antennenauswahl-Diversity- Empfängers nach dem Stand der Technik.
FIG. 3(a) und 3(b) sind erläuternde Darstellungen von Signalvektoren, wenn in demselben Kanal Interferenz auftritt.
FIG. 4(a) bis 4(c) sind erläuternde Darstellungen von Signalvektoren, wenn der Pegel des Empfangssignals niedrig ist.
FIG. 5 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer ersten Ausführungsform eines Post-Detection-Diversity-Empfängers gemäß der Erfindung.
FIG. 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform des Phasendetektors.
FIG. 7(a) und 7(b) sind erläuternde Darstellungen des Wirkungsprinzips des Relativphasendetektors.
FIG. 8 ist eine erläuternde Darstellung der Signalphase bei einem Signal-Raum-Diagramm von QPSK-Signalen.
FIG. 9 ist eine erläuternde Darstellung der Phase von QPSK- Signalen, wenn sie über eine Übertragungsstrecke laufen, wo Schwund existiert.
FIG. 10 ist eine charakteristische Graphik zur Darstellung der Anzahl von Phasenabweichungen über der Schwundfrequenz.
FIG. 11(a) bis 11(d) sind erläuternde Darstellungen einer Zweigauswahlmethode.
FIG. 12(a) ist eine erläuternde Darstellung der Wichtung in Phasenbereichen.
FIG. 12(b) ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform des Phasendatenkomparators.
FIG. 13 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer anderen Ausführungsform des Phasendetektors, bei der ein Schieberegister als Phasenschiebeschaltkreis verwendet wird.
FIG. 14 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung noch einer weiteren Ausführungsform des Phasendetektors, bei dem die Relativphase erfaßt wird mit erfaßten I- und Q-Signalen.
FIG. 15 ist noch eine weitere Ausführungsform des Phasendetektors, bei dem ein Differentialdemodulator als Detektorschaltkreis verwendet wird.
FIG. 16 ist eine Graphik zur Darstellung der Fehlerratecharakteristiken, wenn QPSK-modulierte Signale synchron in der mobilen Hochfrequenzübertragungsleitung unter Rayleigh-Schwund erfaßt werden.
FIG. 17 ist eine Graphik zur Darstellung der Fehlerratecharakteristiken, wenn kein Schwund vorliegt.
FIG. 18 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der zweiten Ausführungsform der Erfindung, bei der ein Antennenauswähl-Diversity- Empfänger verwendet wird.
FIG. 19 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform eines Phasendatenkomparators.
FIG. 20 ist ein Schaltkreisdiagramm zur Darstellung einer Struktur, bei der die Korrelation von thermischem Rauschen zwischen Zweigen kleiner gemacht ist.
FIG. 21 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der dritten Ausführungsform der Erfindung.
FIG. 22 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der vierten Ausführungsform der Erfindung.
FIG. 23 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der fünften Ausführungsform der Erfindung.
FIG. 24 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der sechsten Ausführungsform der Erfindung.

[Optimale Form der Realisierung der Erfindung]

Ausführungsformen der Erfindung werden nun unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben.
FIG. 5 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der ersten Ausführungsform der Erfindung, bei der die Anzahl der Diversity-Zweige n zwei beträgt.
Die Ausführungsform umfaßt einen ersten Empfängerzweig, umfassend eine Modulationssignaleingangssklemme 1 und einen Detektor 7, sowie einen zweiten Zweig, umfassend eine Modulationssignaleingangsklemme 2 und einen Detektor 7a, als die Mehrzahl von Empfängerzweigen, die jeweils phasenmodulierte Signale empfangen und erfassen, ausgesandt von demselben Sender, und eine Selektor/Kombinatorschaltung 5, die entweder eines der beiden empfangenen Daten, erhalten durch die obigen zwei Empfängerzweige, auswählt oder beide derselben unter Wichtung kombiniert. Die beiden Eingangsklemmen 1, 2 werden mit empfangenen phasenmodulierten Signalen von getrennten Empfängern beaufschlagt, und der Ausgang von dem Selektor/Kombinator 5 ist verbunden mit einer Ausgangsklemme 6.
Diese Ausführungsform ist dadurch gekennzeichnet, daß jeder der mehreren Empfängerzweige mit jeweils einem Relativphasendetektor 8 bzw. 8a versehen ist, der die relative Phase der Phase des empfangenen phasenmodulierten Signa4s und die Referenzphase erfaßt, und daß ein Phasendatenkomparator 4 vorgesehen ist als ein Steuergerät, das den Selektor/Kombinatorschaltkreis 5 steuert durch Vergleich der Ausgänge von den beiden Relativphasendetektoren 8, 8a. Der Detektor 7 und der Relativphasendetektor 8 bilden einen Phasendetektor 3, während der Detektor 7a und der Relativphasendetektor 8a einen Phasendetektor 3a bilden.
Jeder der Schaltkreise wird nun in Aufbau und Wirkungsweise erläutert.
FIG. 6 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer Ausführungsform der Phasendetektoren 3, 3a, das beschrieben wird unter Verwendung der Bezugszeichen auf der Seite des Detektors 3.
Der Detektor 7 ist ein kohärenter Demodulator, wo QPSK-Signale als phasenmodulierte Signale verwendet werden in der Struktur, die Multiplikatoren 7-1, 7-2, 7-3, Tiefpaßfilter 7-4, 7-5, 7-6, einen π2-Verschiebeschaltkreis 7-7, einen spannungsgesteuerten Oszillator 7-8 und einen Entscheidungsschaltkreis 7-9 umfaßt und phasenmodulierte Signale durch wiedergewonnene Träger erfaßt.
Ein Relativphasendetektor 8 umfaßt einen Phasenschieberschaltkreis 9 einschließich Verzögerungsleitungen (D) 9-1 bis 9-n in der Anzahl von n, und einen Abtastschaltkreis 10 einschließlich Flip-Flops 10-1 bis 10-(n+1) in der Anzahl von (n+1).
Der Phasenschieberschaltkreis 9 schiebt die Phase durch Verwendung der Verzögerungsleitung 9-1 bis 9-n in einer Art und Weise, daß die Halbperiode des Referenzphasensignals durch n dividiert wird unter Verwendung der wiedergewonnenen Träger als Referenzphasensignal und Signale C&sub0; bis Cn ausgegeben werden. Danach tastet der Abtastschaltkreis 10 an den Flip-Flops 10-1 bis 10-(n+1) die phasenmodulierten Signale mit den Signalen C&sub0; bis Cn ab, die phasenverschoben worden sind, und gibt die abgetasteten Ausgänge als Relativphasendaten {Q&sub0; bis Qn} aus. Mit den Daten wird es möglich, die Position zu entscheiden, wo die Phase des phasenmodulierten Signals sich relativ zu der Phase des Referenzphasensignals befindet.
FIG. 7(a) und 7(b) sind Darstellungen zum Erläutern des Wirkungsprinzips des Relativphasendetektors 3. Wenn beispielsweise die Frequenz des Trägers 455 kHz beträgt (eine Periode = 2197,8 nsec), wird, wenn die Verzögerung auf 109,9 nsec an jeder Verzögerungsleitung 9-1 bis 9-n eingestellt wird, es möglich, die wiedergewonnenen Träger zu gewinnen, die um 18 Grad gegenüber der Halbperiode des Trägers verschoben sind. Wie in FIG. 7(a) gezeigt, wird eine Periode des Trägers in 20 Phasenbereiche unterteilt mit den Signalen C&sub0; bis Cn, die phasenverschoben worden sind. Wie in FIG. 7(b) gezeigt, werden, wenn die Anstiegsflanke des phasenmodulierten Signals bei dem Phasenbereich, der in der Figur dargestellt ist, positioniert ist, falls die Flip-Flops 10-1 bis 10-(n+1) als Abtastschaltkreis 10 verwendet werden, die relativen Phasendaten derselben {Qo .....Qn} ausgedrückt zu 0000111111. Da die relativen Phasendaten {Q&sub0; .....Qn} alle voneinander unterschiedlich sind in Abhängigkeit von der Position der Phase der phasenmodulierten Signale, wird es möglich, die Phasenbeziehung zwischen den phasenmodulierten Signalen und den wiedergewonnenen Trägern aus den Relativphasendaten {Q&sub0; .....Qn} zu erhalten.
Der Phasendatenkomparator 4 vergleicht die Relativphasendaten zwischen den Phasendetektoren 3 und 3a, und der Selektor/Kombinator 5 wählt eines der erfaßten Daten aus. Zum Vergleich wird, wenn der mögliche Bereich der Phase vorher bekannt ist an dem Zeitpunkt, ein Zweig ausgewählt mit der geringsten Abweichung von dem Phasenwert.
Im Falle von QPSK-Signalen beispielsweise wird die Signalphase im Signalraum nur mit 4 Phasenpunkten der FIG. 8 ausgedrückt. Sie könnte mit nur 4 Phasenpunkten ausgedrückt werden selbst dann, wenn die QPSK- Signale in dem Band begrenzt sind durch ein Überrollfilter, wenn sie nur an der optimalen Entscheidungszeitlage notiert sind. Wenn die Träger entsprechend entweder der I-Achse oder der Q-Achse auf der Seite der Demodulation wiedergewonnen werden können, werden diese 4 Phasenbereiche bekannt. Wenn diese QPSK-Signale über die Übertragungsleitung mit Schwund laufen, weichen die Phasen in zufälliger Weise von den 4 Phasenpunkten ab, wie in FIG. 9 gezeigt.
Deshalb ist mit größerer Abweichung in der Phase die Wirkung des Schwundes um so größer. Die Graphik in FIG. 10 zeigt das Ergebnis von Messungen der Anzahl von Malen der Abweichung in abgeschattete Bereiche (FIG. 9) gegenüber der Schwundfrequenz. Je höher die Schwundfrequenz ist, desto größer wird die Frequenz der Phasenveränderung, und es wird möglich, die Wirkung des Schwundes vorherzusagen durch Messen des Maßes der Phasenabweichung.
Das Obige bezieht sich auf den Fall, wo die Phase infolge Schwund abweicht. Das Verfahren ist jedoch nicht nur auf die Veränderung durch Schwund anwendbar, sondern auch auf die Veränderung der Phase infolge thermischen Rauschens, Interferenz oder andere Faktoren. Solange die Veränderungen unabhängig voneinander in den beiden Zweigen sind, kann der Diversity-Effekt erwartet werden.
Das Verfahren der zweiten Auswahl kann eines der folgenden sein.

(1) Verfahren der Auswahl eines Zweiges mittels Bitstrom

1) Die Anzahl von Bits, die sich für eine gegebene Zeitperiode von kontinuierlichen Bits (Bitstrom) in Phasenbereiche bewegen, wo Bits nicht erwartet werden, sich zu bewegen, wird gezählt, und der Zweig mit kleinerer Anzahl von Zählungen wird als derjenige Zweig beurteilt, der Signale bei einer höheren Qualität erfaßt und die Daten von seinen Bitstromwerten gewählt. Der Bitstrom kann eingestellt werden durch Verschieben Bit um Bit, wie in FIG. 11(c) gezeigt, und Auswählen der Daten, die sich im Zentrum des ausgewählten Bitstroms befinden, wenn Zeiten eingestellt werden als t&sub1; bis t&sub1;&sub1; und bei gegebenen Daten D&sub1; bis D&sub1;&sub1;, wie in FIG. 11(a) und 11(b) gezeigt. Er kann alternativ eingestellt werden durch Einstellen jedes Bitstroms getrennt, wie in FIG. 11(d) gezeigt, und Auswählen der gesamten Daten des Bitstroms. Oder die entgegengesetzte Logik zu Obigem ist vorstellbar; die Anzahl von Bits, die für eine bestimmte Zeitperiode kontinuierlicher Bits in dem Phasenbereich bleiben, wo sie sein sollten, wird gezählt, und der Zweig mit einer größeren Zählung wird ausgewählt.
2) Wenn die phasenmodulierten Signale eine bestimmte Regel im Phasentransfer aufweisen, können Phasenbereiche vorhergesagt werden, in die das nachfolgende Bit transferiert werden kann oder auch nicht, basierend auf den Phasendaten von kontinuierlichen Bits in einer gegebenen Periode. Deshalb wird der Zweig mit der größten und der kleinsten Abweichung von dem Phasenbereich bei dem nachfolgenden Bit als der Zweig beurteilt, der Signale bei höherer Qualität erfaßt. Daten werden ausgewählt von dem so ausgewählten Zweig.

(2) Verfahren der augenblicklichen Auswahl eines Zweiges bei jedem Bit

Ein Zweig, der bei jedem Bit oder jeden zwei bis drei Bits sich in dem Phasenbereich befindet, der näher ist an dem Phasenbereich, wo der Zweig sein sollte, wird als derjenige beurteilt, bei dem die Erfassung höhere Qualität aufweist, und die Ausgangsdaten mit dem Bit, verwendet für die Beurteilung in dem jeweiligen Zweig, wird ausgewählt. Jede der Phasenbereiche kann gewichtet werden.
Die FIG. 12(a) und 12(b) zeigen die oben genannten Verfahren mehr konkret. Wie in FIG. 12(a) gezeigt, sind den Phasenbereichen im Signalraum Wichtungszahlen zugeordnet, und Wichtungszahlen entsprechend den relativen Phasendaten von jedem Phasendetektor werden erhalten. Die Struktur kann einfach aufgebaut werden mit Logikkombinationskreisen 4-1 und 4-2, wie in FIG. 12(b) gezeigt. Dann werden die Wichtungszahlen der Zweige subtrahiert mittels eines Subtrahierers 4-3 und in ihrer Größe verglichen, basierend auf dem Codebit. Der Zweig mit der kleinsten Wichtungszahl wird beurteilt, näher an dem Phasenbereich zu liegen, in welchem er sein sollte, und Erfassungsdaten werden von diesem Zweig ausgewählt. Wenn die Wichtungszahlen gleich sind, kann ein beliebiger Zweig ausgewählt werden oder die vorherigen Erfassungsdaten können verwendet werden.
FIG. 13 bis 15 zeigen andere Ausführungsformen des Phasendetektors 3.
Der Phasendetektor 3 in FIG. 13 hat einen Phasenschieberschaltkreis 9, der aufgebaut ist mit Schieberegistern anstelle der Zusammenschaltung mehrerer Verzögerungsleitungen. Bei Verwendung von Schieberegistern wird ein spannungsgesteuerter Oszillator 7-8 innerhalb des Detektors 7 strukturiert, der in der Lage ist, eine Frequenz auszugeben, die das m-fache der Trägerfrequenz fc beträgt und wiedergewonnenen Träger erhält durch Dividieren desselben durch m mit einem Dividierer 7-10. Durch Verwendung der Ausgangssignale von dem spannungsgesteuerten Oszillator 7-8 als Taktsignale für die Schieberegister des Phasenschieberschaltkreises 9 können wiedergewonnene Träger für jeweils eine Periode der Ausgangssignale vom Oszillator 7-8 geschoben werden. Alternativ kann der Abtastschaltkreis 10 aufgebaut werden mit einem EX-ODER-Schaltkreis und Tiefpaßfiltern anstelle von Flip-Flops.
Der Phasendetektor 3 in FIG. 14 verwendet I- und Q-Signale, die erfaßt werden durch den Detektor 7 als relativen Phasendetektor 8. Die Spannungen der I- und Q-Signale werden umgesetzt in Digitaldaten durch mehrstufige Komparatoren 8-21 bis 8-2n und 8-31 bis 8-3n oder in einem A/D-Wandler. Aus den Daten können die Relativphasendaten berechnet werden unter Verwendung einer Simulationsschaltung 8-1.
Der in FIG. 15 gezeigte Phasendetektor 3 verwendet einen Differentialdemodulator als Detektor 7 anstelle des kohärenten Demodulators. Der Differentialdemodulator umfaßt einen π/2-Schiebeschaltkreis 7-11, Multiplikatoren 7-12 und 7-13, eine Entscheidungsschaltung 7-14 und einen Einbit-Verzögerungsschaltkreis 7-15. Durch Multiplizieren der eingangsphasenmodulierten Signale mit dem Signal, das um ein Bit gegenüber dem Datensignal mittels der Einbit-Verzögerungsschaltung 7-15 verzögert worden ist, kann der Erfassungsausgang für die Phasendifferenzkomponente des Datensignals gewonnen werden. In diesem Fall wird das Signal, das um ein Bit gegenüber dem phasenmodulierten Signal verschoben worden ist, als das Referenzphasensignal verwendet, das in dem Phasenschieberschaltkreis 9 einzugeben ist.
Wie oben beschrieben, erfordert die erste Ausführungsform der Erfindung keine Erfassung der empfangenen Signalpegel, so daß keine Log-Verstärker erforderlich sind, und eine vereinfachte Schaltung, die keine Justage benötigt, kann realisiert werden. Der Empfänger kann in bequemer Weise Diversity-Effekt erzielen über einen weiten Bereich von Signalpegeln, da der Bereich nicht durch die Log-Verstärker beschränkt wird.
Da Zweige in der ersten Ausführungsform mittels Phaseninformation ausgewählt werden, die direkt in Beziehung steht mit den Erfassungscharakteristiken, kann immer ein Zweig mit besseren Charakteristiken mit höherer Genauigkeit ausgewählt werden. Wenn beispielsweise ein Empfänger verschlechtert ist, kann der verschlechterte Zweig ausgewählt werden, wenn die Auswahl einfach durch Vergleich der empfangenen Signalpegel erfolgt. Die erste Ausführungsform der Erfindung kann dagegen konstant besseren Diversity-Effekt erzielen, unabhängig von den Pegeln der empfangenen Signale.
Der Diversity-Effekt wird zu erreichen erwartet nicht nur gegenüber Schwund, sondern auch gegenüber anderen Faktoren, wie thermisches Rauschen oder Interferenz, die die Übertragungscharakteristiken verschlechtern können, falls die Korrelation unter mehreren Zweigen nicht signifikant ist. Wie beispielsweise unter Bezugnahme auf FIG. 1 beschrieben, wenn die Auswahl erfolgt durch Vergleichen der Pegel der empfangenen Signale, kann ein Zweig mit einem kleineren C/I gewählt werden, doch da diese Ausführungsform einen Zweig auswählt durch direktes Vergleichen der Phasen, kann die Erfindung sicher und ständig einen Zweig mit einem größeren C/I auswählen.
Wenn die beiden Pegel der empfangenen Signale beide niedrig sind, wie in FIG. 4 gezeigt, tendierte der Vergleich der Empfangssignalpegel zu fehlerhafter Auswahl infolge thermischen Rauschens. Die erste Ausführungsform der Erfindung wählt jedoch immer einen Zweig aus, der am wenigsten von thermischem Rauschen beeinflußt ist selbst dann, wenn thermisches Rauschen hoch ist, um dadurch Diversity-Effekt zu erzielen selbst in dem Bereich niedriger Pegel, wo nach dem Stand der Technik ein Diversity-Effekt nicht erwartet werden könnte.
Obwohl die vorstehende Beschreibung sich auf den Fall bezieht, wenn der Selektor/Kombinatorschaltkreis 5 als ein Selektorschaltkreis arbeitet, kann eine ähnliche Struktur aufgebaut werden für den Fall, wo Erfassungsausgänge anstatt von Erfassungsdaten kombiniert werden, bevor sie einem Entscheidungsschaltkreis zugeführt werden. Ausgänge können kombiniert werden durch Wichten derselben in der Ordnung von größerer Abweichung, erhalten durch Phasenkomparator 4 zu kleinerer oder von kleinerer Frequenz der Phasenvariation zur größeren. Die Daten bei der Wichtung können einfach berechnet werden aus den Ausgangsdaten von Abtastschaltkreisen 10 mittels eines Logikkombinationsschaltkreises. Die Daten können in Analogwerte umgesetzt werden mittels eines D/A-Wandlers. Die Schaltung kann aufgebaut werden mit analogen Multiplikatoren oder digitalen Multiplikatoren, abhängig von der Art der Daten.
Obwohl die Anzahl der Diversity-Zweige in der ersten Ausführungsform 2 beträgt, kann die Erfindung auch ähnlich angewandt werden auf Fälle, wo die Anzahl der Zweige 3 oder mehr beträgt.
FIG. 16 und 17 zeigen die Charakteristiken, wenn Post-Detection-Diversity-Empfang mittels Phasenfehlers ausgeführt wird.
FIG. 16 zeigt ein Beispiel von Fehlercharakteristiken, wenn QPSK-modulierte Signale kohärent in der beweglichen Hochfrequenzübertragung unter Rayleigh fading demoduliert werden. Die Graphik zeigt Charakteristiken, erfaßt durch die Detektoren 7 und 7a ohne Diversity und die Charakteristiken mit Diversity nach dem Verfahren des Standes der Technik, die Pegel zu vergleichen zusätzlich zu der Kurve, die durch die Erfindung erhalten wird. Auf der Abszisse sind die Mittelwerte Eb/N&sub0; aufgetragen, und je höher der Pegel des empfangenen Signals, desto größer ist der Wert. Diese Ausführungsform erzielt den Diversity-Effekt, der nur vergleichbar ist mit jenem, den man nach dem Verfahren des Standes der Technik bei niedrigeren Pegeln erhält. Bei höheren Pegeln (mittleres Eb/N&sub0;) kann die Ausführungsform der Erfindung Fehler auf etwa ein Drittel gegenüber dem Stand der Technik herabsetzen oder die Fehlerrate bei etwa 1 x 10&supmin;³ im Vergleich mit 3 - 4 x 10&supmin;³ nach dem Stand der Technik.
FIG. 17 zeigt ein Beispiel von Fehlerratecharakteristiken ohne Schwund.
In der Graphik ist angezeigt, daß die Kurve des Verfahrens nach dem Stand der Technik, bei dem der Pegelvergleich erfolgt, ähnlich ist den Charakteristiken des Detektors 7a mit einer hohen Fehlerrate, während in dieser Ausführungsform der erforderliche Eingangspegel weiter um 1,5 dB verringert werden kann, da die Charakteristik des Detektors 7 eine kleinere Fehlerrate hat und der Diversity-Effekt wird erzielt.
FIG. 18 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der zweiten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Diversity-Empfängers vom Antennenauswähl-Diversity-Typ. In dieser Ausführungsform beträgt die Anzahl n der Diversity-Zweige zwei.
Diese Ausführungsform umfaßt mehrere Antennen 21, 22, die jeweils phasenmodulierte Signale von demselben Sender empfangen, und einen Antennenwähler 23, der eine der mehreren Antennen 21, 22 für die Verbindung derselben mit einem Empfänger 24 auswählt. Der Ausgang von dem Empfänger 24 wird zu Erfassungsdaten, nachdem eine Erfassung durch einen Detektor 7 erfolgt ist.
Diese Ausführungsform ist charakterisiert durch die Struktur mit einem Relativphasendetektor 8, der die relative Phase der Referenzphase und der Phase der phasenmodulierten von der Antenne, die von dem Wähler 23 ausgewählt worden war, empfangenen Signale erfaßt, und mit einem Phasendatenkomparator 25, der die Daten der Relativphase, erfaßt durch den Detektor 8, mit der Referenzphase oder der Relativphasendaten vergleicht, die in der Vergangenheit erfaßt wurden, und den Antennenwähler 23 steuert, basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs.
Der Detektor 7 und der Relativphasendetektor 8 bilden einen Phasendetektor 3, dessen Aufbau und Wirkungsweise ähnlich sind dem Phasendetektor 3 der ersten Ausführungsform.
Der Phasendatenkomparator 25 unterscheidet sich geringfügig von dem Phasendatenkomparator der ersten Ausführungsform in Aufbau und Wirkungsweise, indem er nur ein Eingangssystem besitzt. FIG. 19 zeigt eine Ausführungsform des Phasendatenkomparators 25 als Blockdiagramm.
In diesem Falle werden ähnlich dem Fall, der in FIG. 12(a) dargestellt ist, den Phasenbereichen im Signal-Raum-Diagramm Wichtungszahlen zugeordnet und die Zahlen entsprechend den Relativphasendaten von dem Detektor 3 werden gewonnen. Dies kann einfach aufgebaut werden mit einem Logikkombinationskreis 4-1, wie in FIG. 19 gezeigt. Danach, durch Anwendung eines Subtrahierers 4-3, wird jede Wichtungszahl von den Relativphasendaten subtrahiert von der maximalen Wichtungszahl (in diesem Falle 2) des Referenzphasenbereichs zum Vergleich der Wichtungszahlen durch die Codebits. Wenn die Wichtungszahl der Daten größer ist als jene des Referenzphasenbereichs, wird die Antenne geschaltet (im Falle der FIG. 12(a) wurde geschaltet, wenn die Wichtungszahl 4 betrug).
Wie oben beschrieben, erfordert diese Ausführungsform keine Erfassung der Empfangssignalpegel, so daß keine Log-Verstärker erforderlich sind, und eine vereinfachte Schaltung, die keine Justage benötigt, kann realisiert werden. Da sie keine Log-Verstärker benutzt, ist der Bereich der Empfangssignalpegel nicht mehr durch diese beschränkt und der Diversity-Effekt kann über einen breiteren Bereich erzielt werden.
Die Ausführungsform kann auch Diversity-Effekt nicht nur gegenüber Schwund erreichen, sondern auch gegenüber anderen Faktoren, wie thermisches Rauschen, die die Übertragungscharakteristiken verschlechtern könnten, solange die Korrelation unter mehreren Zweigen klein ist.
FIG. 20 zeigt eine Schaltungsstruktur für die Herabsetzung der Korrelation von thermischem Rauschen unter Zweigen. Die Korrelation im thermischen Rauschen kann verringert werden durch Verbinden von Empfängerverstärkern 25, 26 hohen Verstärkungsfaktor zwischen Antennen 21 bzw. 22 und Wähler 23.
Während im Stand der Technik Fehler infolge thermischen Rauschens auftraten, falls die Pegel der Empfangssignale verglichen werden, wenn beide Pegel niedrig sind, wird in diesem Ausführungsbeispiel selbst dann, wenn das thermische Rauschen hoch ist, der Zweig mit weniger Einfluß vom Vektor des thermischen Rauschens konstant ausgewählt zum Erzielen des Diversity-Effekts selbst im Niedrigpegelbereich, wo im Stand der Technik kein Diversity-Effekt erzielt wurde.
Obwohl nur Phaseninformation für die Auswahl der Zweige in den obigen Ausführungsformen verwendet wird, können Zweige ausgewählt werden durch Kombination von Phaseninformation und den Pegeln der Empfangssignale. Eine solche Ausführungsform wird unten beschrieben.
FIG. 21 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der dritten Ausführungsform des erfindungsgemäßen Diversity-Empfängers.
In dieser Ausführungsform werden die Ausgänge von den Relativphasendetektoren 8, 8a der ersten Ausführungsform gewichtet mit den Pegeln der Empfangssignale. Genauer gesagt, umfaßt die dritte Ausführungsform zusätzlich zu der Struktur der ersten Ausführungsform Pegeldetektoren 32, 32a, die die Pegel der jeweils empfangenen Signale an den beiden Eingängen erfassen, und Verstärker 33, 33a, welche die Ausgänge von den Pegeldetektoren 32, 32a mit den Ausgängen der Relativphasendetektoren 8 bzw. 8a multiplizieren, so daß die Ausgänge von den Empfängern 31, 31a an die Detektoren 7 bzw. 7a eingegeben werden, wie sie auch den Pegeldetektoren 32, 32a zugeführt werden.
In dieser Ausführungsform wichten die Multiplikatoren 33, 33a die Relativphasendaten der Empfangssignale, gewonnen durch die Detektoren 8, 8a, mit den Daten der Pegel der empfangenen Signale. Dies basiert auf der Überlegung, daß die Werte der Relativphasendaten genauer sind, wenn der Pegel der Empfangssignale höher ist. Die Relativphasendaten drücken die Wahrscheinlichkeit der empfangenen Signale durch sie aus, doch durch das Wichten derselben wird die Wahrscheinlichkeit verbessert.
FIG. 22 zeigt in Blockdiagrammform die vierte Ausführungsform des erfindungsgemäßen Diversity-Empfängers.
Zusätzlich zu der Struktur der ersten Ausführungsform umfaßt diese Ausführungsform Empfangssignalpegeldetektoren 32, 32a, die die Pegel der Empfangssignale an den beiden Eingängen erfassen, einen Pegelkomparator 41, der die von den Empfangspegeldetektoren 32, 32a erfaßten Pegel vergleicht, und einen Komparator 42, der den Ausgang von dem Phasendatenkomparator 4 mit dem Ausgang von dem Empfangssignalpegelkomparator 41 vergleicht.
Anstatt im einzelnen die Ausgänge von den Relativphasendetektoren 8, 8a mit dem Ausgang von den Pegeldetektoren 32, 32a zu multiplizieren und dann deren Wahrscheinlichkeit zu vergleichen, vergleicht diese Ausführungsform das Ergebnis des Vergleichs in der Wahrscheinlichkeit (Relativphasendaten) mit dem Ergebnis des Vergleichs in Empfangssignalpegeln. In dieser Tatsache unterscheidet sich die vierte Ausführungsform von der dritten Ausführungsform.
Wenn beispielsweise in dieser Ausführungsform die relativen Phasendaten, erhalten mittels der Detektoren 8, 8a, im wesentlichen miteinander übereinstimmen (wenn es 3 oder mehr Empfängerzweige gibt, ein Fall, wo es mehrere Empfangssignale mit maximaler Wahrscheinlichkeit gibt, ausgedrückt durch die relativen Phasendaten), werden Signale ausgewähtlt, basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs der empfangenen Signalpegel. Wenn umgekehrt der Pegel des Empfangssignals als Vergleichsinformation verwendet wird und wenn die Pegel miteinander identisch sind, um die Auswahl zweifelhaft zu machen, dann kann das Ergebnis des Vergleichs unter den relativen Phasendaten verwendet werden.
In dieser Ausführungsform kann demgemäß, wenn die Auswahl entweder auf der Wahrscheinlichkeit basiert, ausgedrückt durch die relativen Phasendaten, oder auf dem Pegelvergleich basiert, zweifelhaft wird, ist es möglich, die eine oder andere Information für den Vergleich auszuwählen. Und die Fehlerrate kann zu diesem Zeitpunkt auf solche zweifelhaften Wahlen reduziert werden.
FIG. 23 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung der fünften Ausführungsform des Diversity-Empfängers gemäß dieser Erfindung.
Zusätzlich zu der Struktur der zweiten Ausführungsform umfaßt die fünfte Ausführungsform einen Pegeldetektor 51, der den Pegel des von einer der Antennen 21 oder 22 nach Auswahl durch den Antennenwähler 23 empfangenen Signals bestimmt, und einen Multiplizierer 52, der die Relativphasen, erfaßt von den Signalen, mit dem Pegel des Empfangssignals wichtet und am Eingang des Komparators 25 vorgesehen ist. Der Multiplizierer 52 wichtet die Phasendaten, ausgegeben von dem Relativphasendetektor 8, mit dem Ausgang vom Pegeldetektor 51. Der Phasendatenkomparator 25 wählt eine der Antennen 21 oder 22 unter Bezugnahme auf die gewichteten Relativphasendaten.
FIG. 24 ist ein Blockdiagramm zur Darstellung einer sechsten Ausführungsform des Diversity-Empfängers gemäß dieser Erfindung.
Zusätzlich zu der Struktur der zweiten Ausführungsform umfaßt diese Ausführungsform einen Pegeldetektor 51, der den Pegel des Signals, empfangen von Antenne 21 oder 22 nach Auswahl durch den Antennenwähler 23, erfaßt, einen Pegelkomparator 61, der die Pegel der mehreren Signale, die in der Vergangenheit entweder von Antenne 21 oder 22 empfangen wurden, vergleicht, und ein Komparator 62, der das Ergebnis des Vergleichs der Relativphasen, ausgegeben von dem Komparator 25, mit dem Komparatorausgang von dem Pegelkomparator 61 vergleicht.
Diese Ausführungsform führt eine Verarbeitung in einer Weise aus ähnlich jener der vierten Ausführungsform, dargestellt in FIG. 22, in zeitlicher Serie. Dies ermöglicht die Auswahl des optimalen Zweiges.

[Industrielle Anwendbarkeit]

Wie in den obigen Ausführungen beschrieben, erfordern die Empfänger gemäß dieser Erfindung keine Schaltkreise für das Erfassen- Vergleichen der Pegel von Empfangssignalen, da sie Phaseninformation von phasenmodulierten Signalen als Mittel für die Auswahl von Zweigen verwerten. Als ein Ergebnis werden die Justage der Detektoren für Empfangssignalpegel oder die Log-Verstärker mit einem weiten dynamischen Bereich unnötig, wodurch die Struktur des Empfängers vereinfacht wird. Es gibt keine Möglichkeit der Schwächung des Diversity-Effekts infolge unvollständiger Justage der Empfangssignalpegeldetektoren. Da darüber hinaus die Phasenerfassung mit digitalen Schaltkreisen ausgeführt werden kann, ist keine Justage erforderlich und eine höhere Verläßlichkeit wird erzielt.
Die Qualität der Übertragungscharakteristiken kann verbessert werden, da der Empfänger Diversity-Effekt nicht nur gegenüber Schwund, sondern gegenüber Interferenz oder thermischem Rauschen erzielen kann.
Ferner wird der Diversity-Effekt erreicht, wenn ein Zweig ausgewählt wird durch Bezugnahme auf die Kombination von Phaseninformation mit Empfangssignalpegeln.
Wie oben ausgeführt, kann die Erfindung wichtige praktische Effekte in der Hochfrequenzkommunikation im allgemeinen erzielen. Da diese Erfindung Diversity-Effekt erreichen kann gegenüber thermischem Rauschen, kann die Empfindlichkeit der Funkempfänger verbessert werden, und dies ist besonders signifikant bei der Satellitenkommunikation, wo sogar eine geringe Vergrößerung der Empfindlichkeit kritisch ist.

Claims

1. Ein Diversity-Empfänger mit einer Mehrzahl von Empfängerzweigen (1, 2), welche jeweils phasenmodulierte Signale von demselben Sender empfangen und erfassen, gekennzeichnet durch ein Selektor/Kombinatormittel (5), das entweder einen der Mehrzahl erfaßter Datenströme auswählt, erhalten von der Mehrzahl von Empfängerzweigen, oder sie unter Wichtung kombiniert, und daß der Diversity-Empfänger eine Mehrzahl von Relativphasendetektormitteln (8, 8a) umfaßt, welche die relativen Phasen der phasenmodulierten Signale, empfangen von jedem der Empfängerzweige, und eine Referenzphase erfassen, und durch ein Steuermittel (4), das die Ausgänge von der Mehrzahl von Relativphasendetektormitteln vergleicht zum Steuern des Selektor/Kombinatormittels.

2. Der Diversity-Empfänger nach Anspruch 1, bei dem die Relativphasendetektormittel (8, 8a) Mittel zum Herausnehmen des Referenzphasensignals, das phasenverriegelt ist mit den zu überwachenden phasenmodulierten Signalen, umfaßt, einen Phasenschieberschaltkreis (9), der mehrere Signale (Co-Cn) erzeugt, welche schrittweise gegenüber dem Referenzphasensignal verzögert sind, umfaßt, und einen Abtastschaltkreis (10), der die phasenmodulierten Signale abtastet, basierend auf der Mehrzahl von Signalen zum Erzeugen von Relativphasendaten, umfaßt.

3. Der Diversity-Empfänger nach Anspruch 1, bei dem der Empfänger ein Pegeldetektormittel (32, 32a) umfaßt, das die Pegel von an entsprechenden Empfängerzweigen empfangenen Signalen erfaßt, und das Steuermittel ein Mittel (33, 33a) umfaßt zum Wichten der Relativphase, erfaßt durch einen Empfängerzweig in Abhängigkeit von dem Pegel des Signals, das von dem Zweig empfangen wird.

4. Der Diversity-Empfänger nach Anspruch 1, der ein Empfangssignalpegeldetektormittel (32, 32a) umfaßt, das die Pegel der von entsprechenden Empfängerzweigen empfangenen Signale erfaßt, und ein Pegelkomparatormittel (41) umfaßt, das die Ausgänge von dem Pegelkomparator vergleicht, und bei dem das Steuermittel ein Mittel (42) umfaßt zum Vergleichen des Ergebnisses des Vergleichs der Relativphase mit dem Komparatorausgang von dem empfangenen Signalpegelkomparationmittel.

5. Ein Diversity-Empfänger, umfassend eine Mehrzahl von Antennen (21, 22), welche jeweils phasenmodulierte Signale von demselben Sender empfangen, und ein Antennenselektormittel (23), das eine der Mehrzahl von Antennen auswählt und sie mit dem Empfänger (24) verbindet, dadurch gekennzeichnet, daß der Empfänger ein Relativephasendetektormittel (8) umfaßt, das die relative Phase einer Referenzphase und der phasenmodulierten Signale erfaßt, empfangen durch die von dem Antennenselektormittel ausgewählte Antenne, und einen Phasendatenkomparator (25) umfaßt, der die Daten der Relativphase, erfaßt durch das Relativphasendetektormittel, entweder mit Referenzphasendaten oder den in der Vergangenheit erfaßten Relativphasendaten vergleicht und das Antennenselektormittel (23) steuert, basierend auf dem Ergebnis des Vergleichs.

6. Der Diversity-Empfänger nach Anspruch 5, bei dem das Relativphasendetektormitel (8) ein Mittel umfaßt, das das Referenzphasensignal herausnimtt, das mit zu überwachenden phasenmodulierten Signalen phasenverriegelt ist, einen Phasenschieberschaltkreis (9) umfaßt, der eine Mehrzahl von Signalen erzeugt, die schrittweise verzögert sind gegenüber dem Referenzphasensignal, und einen Abtastschaltkreis (10) umfaßt, der die phasenmodulierten Signale abtastet, basierend auf den mehreren Signalen, und relative Phasendaten erzeugt.

7. Der Diversity-Empfänger nach Anspruch 5, der ferner einen Empfangssignalpegeldetektor (51) umfaßt, der die Pegel der Signale erfaßt, empfangen von der mittels des Antennenselektormittels (23) ausgewählten Antenne, und von dem das Phasendatenkomparatormittel ein Mittel (32) umfaßt, das die relative Phase wichtet, erfaßt von dem Signal in Abhängigkeit vom Pegel des erfaßten Signals.

8. Der Diversity-Empfänger nach Anspruch 5, der ferner ein Empfangssignalpegeldetektormittel (51) umfaßt, das die Pegel der Signale erfaßt, empfangen von der mittels des Antennenselektors (23) ausgewählten Antenne, und einen Pegelkomparator (61) umfaßt, der die Pegel der mehreren Signale vergleicht, empfangen von den in der Vergangenheit ausgewählten Antennen, und von denen das Phasendatenkomparatormittel ein Mittel (62) umfaßt zum Vergleichen des Ergebnisses des Vergleichs der relativen Phase mit dem Komparatorausgang von dem Empfangssignalpegelkomparator (61).