DE1298120B

DE1298120B - Verfahren und Schaltungsanordnung zur kohaerenten Demodulation synchroner, frequenzmodulierter Duobinaersignale

Info

Publication number: DE1298120B
Application number: DEA51602A
Authority: DE
Inventors: Lender Adam
Original assignee: Automatic Electric Laboratories Inc
Current assignee: Automatic Electric Laboratories Inc
Priority date: 1965-02-23
Filing date: 1966-02-17
Publication date: 1969-06-26
Also published as: NL6602372A; US3387220A; GB1091688A; SE317112B; CH464284A; BE676841A

Description

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Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine binärsignalen, bei dem der Rauschabstand nicht

Schaltungsanordnung zur kohärenten Demodulation kritisch ist. Insbesondere sollen bei der Demodulation

synchroner, frequenzmodulierter Duobinärsignale mit die Phasen des Signals an den Sprungstellen zwischen

zwei Außenfrequenzen /i und /₂, von denen die den Bitintervallen des Signals maßgebend sein. Weitereine oder die andere den ersten Binärzustand angibt, 5 hin soll die Erfindung eine einfach aufgebaute Vor-

sowie mit einer in der Mitte zwischen den Außen- richtung für die kohärente Demodulation von syn-

frequenzen liegenden Mittelfrequenz /_s, die den chronen frequenzmodulierten Duobinärdaten ermög-

zweiten Binärzustand angibt, wobei eine der Außen- liehen.

frequenzen ein mit jedem Bit des digitalen Signals Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch synchronisierter Träger ist, wobei ein Phasenver- 10 gelöst, daß bei einem Verfahren der eingangs erwähngleich aufeinanderfolgender Intervalle vorgenommen ten Art die Phase jedes Bits des synchronen, frequenzwird, modulierten Duobinärsignals jeweils mit der Phase Bei der übertragung kohärenter modulierter Si- des vorhergehenden Bits verglichen wird und daß gnale ist es bekannt, zur Demodulation dieser Signale bei der Auswertung das Auftreten der gleichen Fredie Phase eines Zeitintervalls mit der Phase eines 15 quenz einer der beiden Außenfrequenzen in aufeinvorhergehenden Zeitintervalls zu vergleichen. Weiter- anderfolgenden Intervallen als erster Binärzustand hin ist es bekannt, ein Zeitintervall des modulierten und das Auftreten der Mittelfrequenz in aufeinander-Signals mit dem vorhergehenden Zeitintervall zu folgenden Intervallen als zweiter Binärzustand und multiplizieren, so daß ein Produktsignal entsteht, das Auftreten der Mittelfrequenz sowie einer der aus dem die ursprüngliche Nachricht abgeleitet wer- 20 beiden Außenfrequenzen in aufeinanderfolgenden den kann. Diese bekannten Systeme arbeiten jedoch Intervallen als Sprung zwischen dem ersten und dem mit sogenannten NRZ-Signalen (NRZ = no return zweiten Binärzustand gewertet wird,
to zero). Derartige NRZ-Signale werden in der Hierdurch wird eine Demodulation erreicht, die Speichertechnik zum Speichern von Informationen auch bei gestörten Signalen eine sehr hohe Erkenin Magnetspeichern häufig benutzt, um die Speicher- 25 nungssicherheit gewährleistet. Die Prüfung besonkapazität bei begrenzter Speichergeschwindigkeit zu derer Beziehungen zwischen aufeinanderfolgenden verdoppeln. Diese bekannten Systeme arbeiten jedoch Intervallen ergibt darüber hinaus noch eine zusätznicht nach dem eingangs erwähnten Duobinärver- liehe Fehlerprüfung. Gegenüber Systemen, welche fahren, welches die vorliegende Erfindung für die mit normalen NRZ-Signalen arbeiten, ergibt sich Übertragung numerischer Daten, die aus einer Reihe 30 weiterhin der Vorteil, daß pro Zeiteinheit erheblich von Impulsen mit zwei verschiedenen Amplituden- mehr Informationen übermittelt oder gespeichert pegeln bestehen, die beispielsweise Zeichenstrom- werden können.

bzw. Trennstromschritte darstellen, benutzt. Hierbei In zweckmäßiger Ausgestaltung des erfindungskann insbesondere die Geschwindigkeit der Daten- gemäßen Verfahrens kann der Phasenvergleich zweier Übertragung doppelt so groß sein wie die sich aus 35 aufeinanderfolgender Bits durch Multiplizieren der der Nyquist-Regel ergebende Maximalgeschwindig- Duobinärsignale aufeinanderfolgender Bits erfolgen, keit. Weiterhin bietet die Erfindung Vorteile durch können die Hochfrequenzkomponenten aus dem Prodie Anwendung einer synchronen Frequenzmodu- duktsignal herausgefiltert werden, um ein zwischen lation bei der übertragung der Duobinärdaten. Null und einem positiven und einem negativen Pegel Grundsätzlich enthält das synchrone frequenz- 40 schwankendes Produktsignal zu erhalten, und es modulierte Signal drei unterscheidbare Frequenzen, wird der Pegel Null als erster und der positive oder die in jedem Bitintervall der ursprünglichen Daten negative Pegel als zweiter Binärzustand gewertet, auftreten können. Eine Mittelfrequenz ist symmetrisch Hierdurch läßt sich der Phasenvergleich zweier aufzwischen einer oberen Frequenz und einer unteren einanderfolgender Bits mittels sehr einfacher VerFrequenz angeordnet. Die Mittelfrequenz ist kenn- 45 fahrensschritte vornehmen.

zeichnend für einen Amplitudenzustand der Ursprung- Weitere vorteilhafte Ausgestaltungsmerkmale der

liehen Daten, z. B. Trennstrom. Die beiden äußeren Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.

Frequenzen, nämlich die obere und die untere, sind Die Erfindung ist im folgenden an Hand des in den

kennzeichnend für den anderen Amplitudenzustand Figuren dargestellten Ausführungsbeispiels näher

der Ursprungsdaten, z. B. Zeichenstrom. Damit kön- 50 erläutert. Es zeigt

nen die ursprünglichen Daten an der Empfangsseite F i g. 1 eine Darstellung verschiedener Signale, der Ubertragungsanlage mittels eines Diskriminators, die kennzeichnend für das Verfahren der kohärenten eines Nulldurchgangsdetektors oder anderer her- Demodulation eines synchronen frequenzmodulierten kömmlicher Frequenzdemodulationsvorrichtungen in Duobinärsignals entsprechend der vorliegenden Ereinfacher Weise in Abhängigkeit von der Mittel- 55 findung sind, und

frequenz und den beiden Außenfrequenzen des emp- F i g. 2 ein Blockschaltbild einer Ausführungsfangenen Signals rekonstruiert werden. Diese her- form einer Vorrichtung zur Durchführung des erfinkömmlichen Frequenzmodulationsdetektoren haben dungsgemäßen Demodulationsverfahrens.
jedoch einen unerwünschten Schwellenpegel, unter- An Hand der F i g. 1 sei im folgenden das halb dessen der Nachrichteninhalt eines ankom- 60 kohärente Demodulationsverfahren näher betrachtet, menden Signals verstümmelt wird und nicht verlaß- Ein numerisches Signal A hat zwei verschiedene lieh zurückgewonnen werden kann. Bei einem schlech- Amplitudenpegel s und m, die beispielsweise kennten Rauschabstand sind daher die aus dem Empfangs- zeichnend für Trennstrom- bzw. Zeichenstromschritte signal zurückgewonnenen Daten nicht kohärent mit sind. Das Signal A hat eine Bitfrequenz von C Bits den übertragenen Ursprungsdaten. 6₅ Bitperiode von ±- Sekun-

Die Aufgabe der Erfindung hegt daher in der ^J ^v C

Schaffung eines Verfahrens für die kohärente Demo- den. Das Signal A stellt die ursprünglichen Daten

dulation von synchronen frequenzmodulierten Duo- dar, die nachfolgend verschlüsselt und in Form eines

synchronen frequenzmodulierten Duobinärsignals B über ein Nachrichtenmedium übertragen werden. Dabei ist das Signal B ein Seitenband (entweder das obere oder das untere) eines frequenzmodulierten Signals, wobei die Trägerfrequenz f_c und die Bitfrequenz C der numerischen Daten durch den folgenden Ausdruck miteinander verknüpft sind:

L c

k_

2 '

wobei k eine ganze Zahl ist, die gleich oder größer als 2 ist und die Anzahl der Halbperioden des Trägers je Ziffer angibt. Das Signal B weist zwei Außenfrequenzen /i und /₂ auf, von denen, je nachdem ob das Signal ein oberes oder ein unteres Seitenband darstellt, die eine die Trägerfrequenz f_c ist, sowie eine Mittelfrequenz /_s, die bestimmt ist durch

Ein derartiges synchrones, frequenzmoduliertes Duobinärsignal ist mit dem ursprünglichen Datensignal A derart verknüpft, daß die Mittelfrequenz f_s kennzeichnend für einen Pegel, z. B. wie veranschaulicht einen Trennstromschritt, ist, während die Außenfrequenzen Z₁ und /₂ beide kennzeichnend für den anderen Pegel, in diesem Fall einen Zeichenstromschritt, sind. Da infolgedessen die Pegel des ursprünglichen Datensignals durch die drei unterscheidbaren Frequenzen des synchronen Duobinärsignals dargestellt werden, können die ursprünglichen Daten aus den Frequenzen durch Demodulation rekonstruiert werden, wobei ein Diskriminator, ein Nulldurchgangsdetektor od. dgl. verwendet wird. Wie oben erläutert, können jedoch bei schlechtem Rauschabstand die ursprünglichen Daten in der gestörten Frequenzinformation völlig verstümmelt sein, so daß die Information mit Hilfe bekannter Systeme nicht kohärent zurückgewonnen werden kann.

Hier setzt das erfindungsgemäße Verfahren ein, das andere Kennwerte des synchronen frequenzmodulierten Duobinärsignals B als dessen Frequenzen benutzt, um die ursprünglichen Daten A in kohärenter Weise auch trotz eines schlechten Rauschabstands zu ermitteln. So ist insbesondere festzustellen, daß das Signal ß vier unterschiedliche Phasen an den Sprungstellen zwischen den einzelnen Bitintervallen aufweist. Die beiden Außenfrequenzen f_x und /₂ liegen stets so, daß die eine, z. B. f_it eine geradzahlige Anzahl von Halbperioden je Bit aufweist, während die andere, z. B. f₂, eine ungeradzahlige Anzahl von Halbperioden je Bit hat. Die Mittelfrequenz f_s hat eine ungeradzahlige Anzahl von Halbperioden je Bit. Infolgedessen sind an den Sprungstellen folgende vier Phasenbedingungen möglich:

1. Geradzahlige Anzahl von Halbperioden mit anschließender Mittelfrequenz: Die Phasen unterscheiden sich um 0°;

2. Geradzahlige Anzahl von Halbperioden mit vorausgehender Mittelfrequenz: Die Phasen unterscheiden sich um 90°, und die Amplitude ist noch größer als diejenige der Mittelfrequenz;

3. Ungeradzahlige Anzahl von Halbperioden mit anschließender Mittelfrequenz: Die Phasen unterscheiden sich um 180°;

4. Ungeradzahlige Anzahl von Halbperioden mit vorangehender Mittelfrequenz: Die Phasen unterscheiden sich um 90°, und die Amplitude der ungeradzahligen ist kleiner als diejenige der Mittelfrequenz.

Für aufeinanderfolgende Perioden können drei weitere Bedingungen auftreten, nämlich

5. Geradzahlige Anzahl von Halbperioden gefolgt von geradzahliger Anzahl von Halbperioden;
6. Ungeradzahlige Anzahl von Halbperioden gefolgt von ungeradzahliger Anzahl von Halbperioden und

7. Mittelfrequenz gefolgt von Mittelfrequenz.

Es kann auf eine weiter unten beschriebene Weise gezeigt werden, daß die Bedingungen 5 und 6 kennzeichnend für einen bestimmten Pegel des ursprüngliehen Datensignals A, beispielsweise Zeichenstrom, sind, während die Bedingung 7 kennzeichnend für den anderen bestimmten Pegel, in diesem Falle Trennstrom, ist. Die Phasensprungbedingungen 1 bis 4 sind kennzeichnend für Sprünge der ursprüngliehen Daten von einem bestimmten Pegel auf den anderen. Insbesondere liefert auf Grund der Phasenbedingungen aufeinanderfolgender Perioden des Signals B das Produkt jedes Bits mit dem vorhergehenden Bit ein Signal, das nach geeigneter FiI-terung kennzeichnend für das ursprüngliche Datensignal A ist. In diesem Zusammenhang sei auf das Signal B und das gleiche Signal D verwiesen, das

um ein Bitintervall ψ verzögert ist. In jedem vor-

gegebenen Intervall entsprechen die betreffenden Produktsignale auf diese Weise einem bestimmten Bit und dem vorhergehenden Bit. Das Produkt der Signale B und D kann unter Zugrundelegung entsprechender Bits jedes einzelnen Satzes betrachtet werden.

Zunächst seien die Bedingungen 5 bis 7 berücksichtigt. Eine gerade Außenfrequenzkomponente führt bei Multiplikation mit sich selbst zu einem Produkt, bestehend aus einem konstanten Signal mit

dem Pegel + -y und einem Wechselspannungsausdruck mit der doppelten Frequenz der geraden Frequenzkomponente, d. h. zweimal f_t. Eine ungerade Außenfrequenzkomponente führt bei Multiplikation mit sich selbst zu einem Produkt, bestehend

aus einem konstanten Signal mit dem Pegel — y und einem Wechselspannungsausdruck mit der doppelten Frequenz der ungeraden Frequenzkomponente, d. h. zweimal f₂. Eine Mittelfrequenzkomponente führt bei Multiplikation mit sich selbst zu einem Produkt aus Null und einem Wechselspannungsausdruck mit der doppelten Mittelfrequenz, d. h. zweimal /,. Die Doppelfrequenzausdrücke in den Produkten können durch Filtern leicht ausgeschieden werden. Vorzugsweise wählt man dazu

eine Filtergrenzfrequenz von y.

Betrachtet man nun die Phasensprungbedingungen 1 bis 4, so zeigt sich, daß die Produkte der entsprechenden Bits der Signale B und D, welche diesen Bedingungen entsprechen, aus Sinus- oder Kosinusausdrücken mit einer Frequenz gleich der

Differenz zwischen der Mittelfrequenz und den Außenfrequenzen sowie aus Sinus- oder Kosinusausdrücken mit Frequenzen gleich den Summen der Mittelfrequenz und der Außenfrequenzen bestehen. Die Summenfrequenzausdrücke sind erheblich höher als

die Filtergrenzfrequenz y und werden auf diese Weise aus dem Produktsignal ausgeschieden. Die Differenzfrequenzausdrücke haben eine Frequenz gleich ein Viertel der Bitfrequenz C, so daß eine Viertelperiode dieser Ausdrücke über ein Bitintervall reicht. Die Differenzausdrücke haben ferner Koeffizienten von ±y- Die gefilterten Produkte der Bits sind daher unter den Phasensprungbedingungen 1 bis 4 Viertelperioden von Sinus- oder Kosinussignalen, die zwischen Pegeln 0 und ± y schwanken, welche auf Grund der Bedingungen 5 bis 7 entstehen. So führt die Bedingung 1 (gerade Frequenz gefolgt von Mittelfrequenz) zu einem gefilterten Produktausdruck von + y cos J f, wobei .11 die Differenz zwischen der Mittelfrequenz und der Außenfrequenz während die Pegel ± y beide kennzeichnend für den Zeichenstrompegel des ursprünglichen Datensignals sind. Auf diese Weise ergibt sich ein demoduliertes Signal G aus einer Austastung des Signals E an aufeinanderfolgenden Bitintervallen. Dieses Signal entspricht, wie ersichtlich, dem ursprünglichen Datensignal A.
Das beschriebene kohärente Demodulationsverfahren kann mit Hilfe verschiedener Schaltungsanordnungen in äußerst einfacher Art durchgeführt werden. Eine bevorzugte Schaltung ist in F i g. 2 veranschaulicht. Sie hat eine Eingangsklemme 11

■ für ein synchrones frequenzmoduliertes Einseitenband-Duobinärsignal, beispielsweise das Signal B. Ein Produktmodulator oder Multiplikator 12 ist mit einer ersten Eingangsklemme 13 mit der Klemme 11 unmittelbar verbunden, während eine zweite Eingangsklemme 14 über eine Verzögerungsleitung 16 oder eine äquivalente Zeitverzögerungsstufe an die Klemme 11 angekoppelt ist. Die Verzögerungsleitung verzögert das ursprüngliche Datensignal A, das in verschlüsselter „Form in dem ankommenden synchronen frequenzmodulierten Signal B vorliegt, um

darstellt. Für ein Bitintervall -~ erscheint damit eine ²⁵ eine Bitperiode, d. h. eine Zeiteinheit -~ . Die an

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sinusförmige Viertelperiode, die von + γ auf 0 fällt.

Die Bedingung 2 (gerade Frequenz, der Mittelfrequenz vorausgeht) liefert einen gefilterten Produkt-

ausdruck + y sin A t, der für ein Bitintervall eine sinusförmige Viertelperiode darstellt, die von 0 auf + y ansteigt. Die Bedingung 3 (ungerade Frequenz gefolgt von Mittelfrequenz) liefert einen gefilterten Produktausdruck — y cos Jf. Dies ist eine sinusförmige Viertelperiode, die innerhalb eines Bitintervalls von — y auf 0 ansteigt. Schließlich ergibt sich

der gefilterte Produktausdruck — y sin Jf aus der Bedingung 4 (ungerade Frequenz, der Mittelfrequenz ■Vorausgeht), der für ein einzelnes Bitintervall eine Viertelperiode einer Sinuswelle darstellt, die von 0

auf - y fällt.

Auf diese Weise erhält man aus einem Signal B und dem verzögerten Signal D ein gefiltertes Produktsignal, das in einer Weise zwischen den Pegeln 0

und ± y schwankt, die kennzeichnend für das ursprüngliche Datensignal A ist. Die aus den verschiedenen Bedingungen 1 bis 7 herrührenden gefilterten Produkte sind durch entsprechende Bezugszeichen angedeutet, die an dem Signal E nach F i g. 1 angebracht sind. Besonders sei darauf verwiesen, daß das ursprüngliche Datensignal A abgeleitet werden kann, indem das Signal E an auf-

einanderfolgenden Bitintervallen ψ entsprechend den Pfeilen F nach F i g. 1 ausgetastet wird. Der bei diesen Bitintervallen ausgetastete Signalpegel beträgt entweder 0 oder ±y. Der Pegel 0 ist im ^6s vorliegenden Fall kennzeichnend für den Trennstrompegel des ursprünglichen Datensignals A, den Eingangsklemmen 13 und 14 des Produktmodulators 12 erscheinenden Signale sind daher das direkte und das um ein Bitintervall verzögerte synchrone frequenzmodulierte Signal, nämlich die Signale B und D von Fig. 1. Der Produktmodulator multipliziert die an den Eingangsklemmen 13 und 14 liegenden Signale und liefert an der Ausgangsklemme 17 ein Produktsignal, das jedes Bit multipliziert mit dem vorhergehenden Bit enthält. Am Ausgang des Produktmodulators 12 liegt ein Tiefpaßfilter 18, dessen Grenzfrequenz vorzugsweise in der Größenordnung der halben Bitfrequenz des ursprünglichen

Datensignals A liegt, d. h. bei -=- Hz. Am Ausgang

des Produktmodulators 12 auftretende Hochfrequenzkomponenten des Produktsignals werden auf diese Weise durch das Filter ausgeschieden, und das am Ausgang 19 des Filters 18 erscheinende gefilterte Produktsignal hat daher die oben beschriebene Form, d. h. die Form des Signals E nach Fig. 1, und ist kennzeichnend für das ursprüngliche Datensignal A. Der Filterausgang 19 ist mit einem Bitintervallaustaster 21 gekoppelt, der so ausgelegt ist, daß er das gefilterte Produktsignal an aufeinanderfolgenden Bitintervallen austastet und auf diese Weise an einer Ausgangsklemme 22 beispielsweise das Signal G erzeugt, das dem ursprünglichen Datensignal A entspricht.

Claims

Patentansprüche:

1. Verfahren zur kohärenten Demodulation synchroner, frequenzmodulierter Duobinärsignale mit zwei Außenfrequenzen J₁ und /₂, von denen die eine oder die andere den ersten Binärzustand angibt, sowie mit einer in der Mitte zwischen den Außenfrequenzen liegenden Mittelfrequenz f_s, die den zweiten Binärzustand angibt, wobei eine der Außenfrequenzen ein mit jedem Bit des digitalen Signals synchronisierter Träger ist, wobei ein Phasenvergleich aufeinanderfolgender

IO

Intervalle vorgenommen wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Phase jedes Bits des synchronen, frequenzmodulierten Duobinärsignals jeweils mit der Phase des vorhergehenden Bits verglichen wird und daß bei der Auswertung das Auftreten der gleichen Frequenz einer der beiden Außenfrequenzen in aufeinanderfolgenden Intervallen als erster Binärzustand und das Auftreten der Mittelfrequenz in aufeinanderfolgenden Intervallen als zweiter Binärzustand und das Auftreten der Mittelfrequenz sowie einer der beiden Außenfrequenzen in aufeinanderfolgenden Intervallen als Sprung zwischen dem ersten und dem zweiten Binärzustand gewertet wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenvergleich zweier aufeinanderfolgender Bits durch Multiplizieren der Duobinärsignale aufeinanderfolgender Bits erfolgt, daß die Hochfrequenzkomponenten aus dem Produktsignal herausgefiltert werden, ,um ein zwischen Null und einem positiven und einem negativen Pegel schwankendes Produktsignal zu erhalten, und daß der Pegel Null als der erste und der positive oder negative Pegel als der zweite Binärzustand gewertet wird.

3. Verfahren nach Anspruch 2 zur Demodulation eines synchronen, frequenzmodulierten Duobinärsignals mit einer Bitfrequenz von C Bits je Sekunde und einem Bitintervall von

^r Sekunden, wobei eine Außenfrequenz j\ ein Träger ist, der mit der Bitfrequenz C durch den Ausdruck

L c

Jl 2

verknüpft ist, wobei k eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist und wobei die Mittelfrequenz /,

gegeben ist durch /, = -7- (ak ± 1), dadurch gekennzeichnet, daß aus dem Produktsignal Komponenten mit Frequenzen über γ Hz herausgefiltert werden.

4. Verfahren nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß das gefilterte Produktsignal an aufeinanderfolgenden Stellen, die um die Bitintervalle auseinanderliegen, zur Auswertung abgetastet wird.

5. Schaltungsanordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, gekennzeichnet durch ein an den Eingang angeschlossenes Zeitverzögerungsglied mit einer Verzögerung von einem Bitintervall, einen mit seinen beiden Eingängen an den Eingang und Ausgang des Verzögerungsgliedes angeschlossenen Analogsignalmultiplikator sowie durch ein an den Ausgang des Multiplikators angeschlossenes Tiefpaßfilter.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, gekennzeichnet durch eine an das Tiefpaßfilter angeschlossene Abtastvorrichtung zur Abtastung des Signals in Abständen der Bitintervalle.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das Tiefpaßfilter eine Grenzfrequenz gleich der Hälfte der Bitfrequenz des digitalen Signals hat.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 909 526/71