TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur
Reduzierung des Leistungsverbrauchs eines mobilen
Telefons beim Empfang von Signalen von einer Basisstation
und sie betrifft außerdem die Reduzierung der Komplexität
des Gerätes. Insbesondere, aber nicht ausschließlich,
beabsichtigt die Erfindung den Leistungsbedarf des
Gerätes zu reduzieren, indem unter gewissen Bedingungen
der normalerweise in dem Gerät vorgesehene Entzerrer
aktiviert wird.
STAND DER TECHNIK
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Die Empfangsschaltung eines mobilen Telefongeräts umfaßt
normalerweise einen sogenannten Entzerrer, der zur
Kompensation von Unregelmäßigkeiten und
Unzulänglichkeiten in dem Funkmedium arbeitet, wenn
dieses Funksignale von einer Basisstation überträgt. Ein
Entzerrer wird in Empfangsschaltungen hauptsächlich zum
Zweck der Reduzierung von Bitfehlern verwendet, die in
dem eintreffenden Funksignal als Folge einer
Mehrweg-Ausbreitung in dem Funkmedium auftreten. Dies ist
beispielsweise in der WO 88/05981 beschrieben, die ein
TDMA-System betrifft, welches eine sogenannte adaptive
Entzerrung umfaßt. Die Einstellung des in dem
Funkempfänger eingebauten Entzerrers hängt von
Synchronisationsworten ab, die im Zeitmuldiplexverfahren
gleichzeitig mit den von dem Funksender gesendeten
Datenwörtern gesendet werden. Mit Hilfe dieser
Synchronisationsworte kann der Entzerrer so eingestellt
werden, daß er die Dispersionseigenschaften
(Steuereigenschaften) des Mediums beim Empfang der
Datenwörter ausgleicht. Funkempfänger, die Entzerrer
umfassen, werden vorwiegend für hohe Symbolraten (> 100
kbit/s) verwendet, deren Bitempfindlichkeit aufgrund der
Mehrweg-Ausbreitung größer ist als die Bitempfindlichkeit
von niedrigeren Symbolraten.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
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Das Erfordernis für einen Entzerrer wird zusätzlich zur
Symbolrate von der Art der Umgebung bestimmt.
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Beispielsweise wird der kleinste
Mehrweg-Ausbreitungseffekt von einer vollständig ebenen
Landschaft erreicht, bei der keine Gebäude vorhanden
sind. Die folgenden allgemeinen Betrachtungen können
angestellt werden: Wenn die Symbolrate einen vorgegebenen
Wert (ungefähr 100 kbit/s) übersteigt, ist es unabhängig
von der Art der Umgebung erforderlich, einen Entzerrer zu
verwenden, damit die Empfindlichkeit für einen Bitfehler
aufeinem vorgegebenen, akzeptablen Niveau liegt.
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Außerdem ist die Verwendung eines Entzerrers bei einer
niedrigen Symbolrate (einer Rate in der Größenordnung von
einigen 10 kbit/s) erforderlich, wenn die umgebende
Landschaft "schwierig" ist, das heißt, wenn die
Landschaft hügelig ist oder dicht mit hohen
Appartmentgebäuden bebaut ist.
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Somit lassen beide dieser Fälle keine Wahl dahingehend
zu, ob ein Entzerrer eingebaut werden sollte oder nicht.
Es ist erforderlich einen Entzerrer vorzusehen, trotz der
Tatsache, daß die Symbolrate relativ niedrig liegt.
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Die Verwendung eines Entzerrers wird auch von dem in dem
Funkempfänger angewendeten Demodulationsverfahren
abhängen. Es ist nicht möglich, einen Entzerrer mit
nicht-kohärenter Demodulation zu verwenden, da der
Entzerrer Informationen betreffend die Phase und die
Amplitude des empfangenen Signals benötigt.
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Der Vorteil eines Entzerrers liegt darin, daß er die
Zeitdispersion in den empfangenen Signalen ausgleichen
kann, vorausgesetzt, daß eine kohärente Detektion
angewendet ist. Der Nachteil des Entzerrers liegt darin,
daß er relativ komplex ist und einen relativ hohen
Leistungsverbrauch aufweist.
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Das Fehlen eines Entzerrers führt zu dem Vorteil der
Möglichkeit einer Verwendung einer nicht-kohärenten
Demodulation, welches einen geringeren Komplexitätsgrad
in dem Empfänger und einen niedrigeren Stromverbrauch zur
Folge hat. Zusätzlich kann aufgrund hoher
Fahrzeuggeschwindigkeiten ein robuster Empfänger mit sich
schnell ändernden Funkkanälen erhalten werden. Der
Nachteil liegt darin, daß die Demodulation mit der
Zeitdispersion, die einen beträchtlichen Teil der
Symbolzeit ausmacht, nicht ausgeführt werden kann.
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Infolgedessen ist es wünschenswert, in ein und dem
gleichen Empfänger eine Demodulation mit Hilfe eines
Entzerrers zu verwenden, wenn erforderlich mit dem
letzteren und eine Demodulation ohne einen Entzerrer zu
verwenden, wenn dies geeignet ist.
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Die Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren
vorzusehen, welches die obigen Anforderungen erfüllt.
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Gemäß dem vorgeschlagenen Verfahren wird die
Zeitdispersion über den verwendeten Funkkanal geschätzt
und ein Demodulator mit oder ohne Entzerrer ist mit dem
Empfangsweg in Abhängigkeit von der geschätzten
Zeitdispersion verbunden.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Im folgenden wird die Erfindung eingehend unter
Bezugnahme auf die bei liegenden Zeichnungen beschrieben.
In den Zeichnungen zeigen:
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Fig. 1 einen Funkkanal mit acht Zeitschlitzen
und schematisch den Inhalt eines
Zeitschlitzes;
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Fig. 2 eine Monoweg- und eine
Mehrweg-Ausbreitung;
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Fig. 3 eine Zeitdispersion;
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Fig. 4 schematisch einen mobilen
Telefonempfänger gemäß einer
Ausführungsform des vorgeschlagenen
Verfahrens;
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Fig. 5 ein Blockschaltbild einer
Auswerteeinheit, die in dem in der
Figur 4 dargestellten Empfänger
eingebaut ist;
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Fig. 6 schematisch einen mobilen
Telefonempfänger gemäß einer anderen
Ausführungsform des vorgeschlagenen
Verfahrens; und
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Fig. 7 ein Diagramm, welches einen
Bitfehlerinhalt als Funktion der
empfangenen Signalstärke zeigt.
BEVORZUGTE AUSFÜHRUNGSFORM DER ERFINDUNG
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Das erfindungsgemäße Verfahren ist für ein digitales
Mobilfunksystem mit Zeitmultiplex-Zugriff, ein
sogenanntes TDMA-System, vorgesehen. Ein bekanntes
digitales TDMA-Mobilfunksystem, in dem die Erfindung
verwendet werden kann, umfaßt eine Vielzahl von
permanenten Basisstationen und eine Vielzahl von
Mobilfunkstationen, die über gegebene Funkkanäle
miteinander kommunizieren können. Die Basisstationen
arbeiten zur Ubertragung von Funksignalen aufeiner
Vielzahl von Funkkanälen, beispielsweise innerhalb des
Frequenzbereichs von 935 bis 960 MHz, während die mobilen
Stationen Funksignale aufeiner Vielzahl von Funkkanälen,
beispielsweise innerhalb des Freguenzbereichs 890 bis
915 MHz übertragen können. Die Übertragung auf den
Punkkanälen ist gemäß Figur 1 so in Rahmen- und
Zeitschlitze unterteilt, daß ein Rahmen eine Dauer von
ungefähr 8 ms besitzt und acht Zeitschlitze umfaßt, jeder
mit einer Dauer von ungefähr von 1 ms. Von den
verfügbaren Funkkanälen wird einer oder eine kleine
Anzahl der Kanäle verwendet, um allgemeine Informationen
an die mobilen Stationen in einer gesteuerten und
koordinierten Weise zu übertragen. In der Mitte der
Datennachricht wird ein Synchronisationswort SW plaziert.
Dieses Synchronisationswort kann außerdem verwendet
werden, um die Zeitdispersion abzuschätzen, um so zu
ermöglichen, daß der adaptive Entzerrer auf der Grundlage
dieser Abschätzung nach jedem Burst in den Zeitschlitzen
CH0 bis CH7 eingestellt wird.
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Figur 2 zeigt eine Basisstation B, die zur Übertragung
von Funkwellen aufeinem gegebenen Kanal an eine
Mobilstation M im TDMA-Verfahren gemäß Figur 1 arbeitet.
Die in eine vorgegebene Richtung laufenden Funkwellen
werden von einem permanenten oder bewegbaren Hindernis X
reflektiert, wohingegen sich andere Wellen gehindert an
die mobile Station M ausbreiten, wo sie empfangen werden.
Die in Figur 2 gezeigte Mehrweg-Ausbreitung bewirkt einen
Schwund, der zueinander unterschiedliche Formen annehmen
kann. Wenn sich die Zeitdifferenzen zwischen empfangenen
Wellen aufein Zeitintervall konzentrieren, welches viel
kleiner ist als die Bitzeit Tbit (siehe Figur 3), tritt
ein sogenannter flacher Schwund auf. Wenn die
Zeitdifferenzen größer sind, treten zwei oder mehrere
getrennte Wellen auf, wobei jede einen mehr oder weniger
unabhängigen Schwund aufweist. Dieser Schwund erzeugt
eine sich verändernde Amplitude und Phase beim Empfang.
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Ein kohärenter Demodulator in dem Empfänger wird durch
den Entzerrer gezwungen, dieser Phasenänderung von dem
Entzerrer zu folgen. Die Phasenposition kann durch Senden
einer bekannten Abfolge in dem vorher erwähnten
Synchronisationsintervall SW eindeutig bestimmt wreden.
Wenn sich der Kanal nicht zu schnell ändert, das heißt,
mit niedrigen Bitraten, ist es nicht erforderlich, daß
der Demodulator die Informationen, die die Phasenposition
des empfangenen Signals betreffen, während des Zeitpunkts
einer Erfassung der Datennachricht aktualisiert,
wohingegen es bei hoher Bitrate erforderlich ist, die
Ausbreitungsparameter zu Beginn jedes Zeitschlitzes und
manchmal außerdem während der Dauer des Zeitschlitzes
einzustellen.
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Figur 3 zeigt die Vorgehensweise, bei der ein von dem
Sender in der Basisstation B gesendeter Impuls in dem
Empfänger der mobilen Station in Abhängigkeit von dem
vorher erwähnten Schwund empfangen wird. Aufgrund der
Reflektion bei X gemäß Figur 2 besitzt die Impulsantwort
die Form von zwei Impulsen I und II, von denen I um die
Zeit t&sub1; entsprechend der Ausbreitungszeit verzögert ist
und der Impuls II gedämpft und außerdem um die Zeit t&sub2;
verzögert ist. Figur 3 zeigt nur einen imaginären Fall,
um das Prinzip zu verdeutlichen. Tatsächlich tritt in dem
Empfänger eine sogenannte Intersymbol-Interferenz auf,
das heißt, eine Kombination der Impulse I und II. Es ist
auch angenommen worden, daß die Impulsantwort nur zwei
Impulse umfaßt. Tatsächlich wird ein Interferenzmuster
erhalten, welches eine große Anzahl von reflektierten
Impulsen umfaßt. Figur 3 zeigt jedoch einen sogenannte
Zeitdispersion, das heißt für den Fall einer
Mehrweg-Ausbreitung, erzeugt ein gesendeter Impuls eine
Vielzahl von zeitversetzten Impulsen (Figur 3 zeigt nur
zwei derartige Impulse, nämlich die Impulse I und II). In
diesem Zusammenhang ist auch die Bitzeit Tbit
wichtig.
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Um zu ermöglichen, daß der Kanal frei von Zeitdispersion
angesehen wird, sollte die Bitzeit Tbit von einer
ausreichend langen Dauer sein, so daß der wichtige Impuls
II innerhalb des Tbit -Intervalls fällt, das heißt
t&sub2; - t&sub1; < Tbit Die Zeitdispersion kann aufgrund
der vorher erwähnten Intersymbol-Interferenz Bitfehler
bewirken. Der Einfluß der Zeitdispersion kann durch
Verwendung von niedrigen Daten raten, das heißt Tbit ist
relativ groß (Raten < 25 kbit/s) oder durch Verwendung
eines Entzerrers reduziert werden.
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Figur 4 zeigt eine erste Ausführungsform des
erfindungsgemäßen Funkempfängers. Von einer hier nicht
dargestellten Funkfrequenz-Eingangsschaltung sind zwei
Quadraturkanäle I und Q mit Modulationssignalen in dem
Basisband mit einem Analog-Digital-Wandler 1 verbunden.
Diese Schaltung umfaßt einen lokalen Oszillator, einen
Phasenschieber (90º) und ein Tiefpaßfilter. Somit werden
von den Ausgängen I1 und Q1 des Analog-Digital-Wandlers
zwei Quadraturkomponenten innerhalb des Basisbandes in
einer abgetasteten Form (zum Beispiel in der Form von
Abtastwerten, deren Abstand der Abtastrate entspricht)
erhalten. Diese zwei Komponenten werden als eine
Eingangsgröße an einen Korrelator 2 eines bekannten
Aufbaus angelegt, dessen anderes Eingangspaar (real und
komplex) mit einer Speichereinheit 15 (PROM) verbunden
ist, die das auf der Senderseite gesendete
Synchronisationswort SW0 in komplexer Form speichert.
Wie vorher erwähnt, wird dieses Wort innerhalb des
sogenannten Lernintervalls gesendet. Der Korrelator 2
bewirkt somit eine Korrelation zwischen dem empfangenen
Synchronisationswort SW, das über den Funkkanal
übertragen wird und dem tatsächlichen
Synchronisationswort SW&sub0; selbst, wobei die erhaltene
Kanalimpulsantwort von dem Ausgang des Korrelators 2 an
einen Parameterrechner 5 gesendet wird. Die Impulsantwort
wird zur Abschätzung des Kanals bezüglich der Monoweg-
und Mehrweg-Ausbreitung und außerdem hinsichtlich des
Ausmaßes einer derartigen Ausbreitung, wie im folgenden
noch eingehend erklärt wird, verwendet.
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Eine Auswerteeinheit 9 ist mit dem Ausgang des
Korrelators 2 verbunden und besitzt die Funktion, die
erhaltene Impulsantwort für den Burst auszuwerten, der in
dem Zeitschlitz CH2 empfangen wird, der dem Empfänger
zugeordnet ist. Von der Auswerteeinheit wird ein Signal
erhalten, welches eine Messung der Zeitdispersion des
Bursts darstellt. Mit dem Ausgang des
Analog-Digital-Wandlers ist eine Schalteinheit 23
verbunden, die von der Auswerteeinheit 9 gesteuert werden
kann. Die Schalteinheit 23 besitzt die Funktion, einen
Demodulator 3a mit einem Entzerrer zu aktivieren, und
gleichzeitig einen Demodulator 3b, dem ein Entzerrer
fehlt, zu deaktivieren, oder umgekehrt. Der Demodulator
3a kann beispielsweise ein adaptiver Viterbi-Entzerrer
sein, der eine Entscheidungsschaltung und einen Dekoder
aufweist, von der Art, wie in der 38. IEEE Vehicular
Technology Conference, 15. bis 17. Juni 1988,
Philadelphia, Pennsylvania (Seite 639) beschrieben,
während der Demodulator 3b beispielsweise einen Detektor
für nicht-kohärente Detektion sein kann, umfassend einen
Differentialdekoder, der die Differenz zwischen zwei
Phasenwerten mit einem Symbolzeitabstand (zum Beispiel
2Tbit gemäß Figur 3, wenn die Symbolrate die Hälfte der
Bitrate ist) zusammenfaßt. Ein Dekoder dieser Art ist
beispielsweise in der 39. IEEE Vehicular Technology
Conference Volume I, San Francisco, California, 1. bis
3. Mai 1989 (Seite 18) beschrieben.
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Der Ausgang jedes Modulators 3a, 3b ist mit einem
Schalter 24 verbunden, der wiederum mit dem Kanaldekoder
21 des Funkempfängers verbunden ist. Danach folgt der
Sprachdekoder 22 und die Lautsprechereinheit 25.
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Die Auswerteeinheit 9 berechnet die zwei Signalwerte a
oder b auf der Grundlage des ausgewerteten
Zeitdispersionswertes. Wenn die Zeitdispersion größer als
ein gegebener Wert ist, wird ein Signal a an die
Schalteinheiten 23 und 24 gesendet, die beim Empfang des
genannten Signals den Demodulator 3a in den Empfangspfad
des Funkempfängers einbinden. Wenn die Zeitdispersion
größer als der vorgegebene Wert ist, wird ein Signal b an
die Schalteinheiten 23 und 24 gesendet, was zur Folge
hat, daß der Demodulator 3a deaktiviert wird, während
gleichzeitig der Demodulator 3b aktiviert wird.
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Figur 5 zeigt die Einzelheiten des Aufbaus der
Auswerteeinheit 9. Die Eingangsgröße h(t) bildet die
Kanalimpulsantwort und wird in dem Multiplizierer 91
quadriert. Der Multiplizierer 91 kompiliert somit die
Größe /h(t)/², um so eine Messung der Energie der
Impulsantwort h(t) zu erzeugen. Es ist außerdem
vorstellbar, die Impulsantwortenergie während
unterschiedlichen Zeitintervallen davon zu bilden, wie in
der schwedischen Patentanmeldung 8701679-6, siehe dort
die darin aufgenommenen Figuren 10 und 11, beschrieben
ist. Ein idealer Wert (quadriert) /h&sub0;(t)/² der
Impulsantwort (bei Fehlen einer Zeitdispersion) ist in
einem Speicher 92 gespeichert und wird mit /h(t)/² in
einem Differenzerzeuger 93 verglichen. Dies führt zu
einer Messung d der Zeitdispersion. Der Differenzerzeuger
93 kann wahlweise die Form eines Summierers 94 aufweisen,
der zur Integration oder Summation des Wertes der
Zeitdispersionen über mehrere Bursts gekoppelt ist. Dies
führt zu einem Wert e, der mit einem in dem
Differenzerzeuger 95 gespeicherten vorgegebenen Wert e&sub0;
verglichen wird und der danach die Signale a oder b
bestimmt, die zur Steuerung der Schalter 23 und 24 in der
oben beschriebenen Weise dienen.
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In der oben beschriebenen Ausführungsform werden die
Zeitdispersionen durch Messung und Auswertung der
Impulsantwortenergie, wahlweise lediglich während
vorgegebener Zeitintervalle abgeschätzt.
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Ein anderes Verfahren zur Auswertung einer Zeitdispersion
besteht darin, die Kombination der empfangenen Feldstärke
(= RSSI) und das Ergebnis einer Bit-Fehlermessung in dem
Kanaldekoder zu untersuchen. Die Figur 6 zeigt ein
Beispiel einer derartigen Zeitdispersionsauswertung.
Diejenigen Einheiten in Figur 6, die in Figur 5 ihre
Entsprechungen finden, werden mit den gleichen
Bezugszeichen bezeichnet. Der Kanaldekoder 21 kann den
Bitfehlerinhalt beispielsweise durch
Fehler-Detektiercodes des demodul ierten Basisbandsignals
abschätzen und Informationen bereitstellen, die sich auf
diesen Bitfehlerinhalt beziehen. Eine
Entscheidungsschaltung 10 mißt die Leistung des von dem
Analog-Digital-Wandler l erhaltenen Signals, das heißt
die Leistung der I und Q-Komponenten des nichtmodulierten
Signals. Es ist selbstverständlich, daß die eintreffende
Signalleistung vor der Aufteilung des Signals in seine
Quadraturkomponenten gemessen werden kann. Dies wird
hauptsächlich deshalb bewirkt, um eine Messung der
empfangenen Feldstärke zu erreichen.
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Falls die empfangene Feldstärke groß ist, wenn
gleichzeitig der Kanaldekoder einen hohen Bitfehlerinhalt
detektiert oder versucht viele Bits zu korrigieren, zeigt
dies an, daß die Zeitdispersion vorherrscht. Die
Entscheidungsschaltung sendet dann an die Schalteinheiten
23 und 24 ein Signal, um so den Demodulator 3a (mit
Entzerrer) einzurücken und den Demodulator 3b
auszurücken, falls angenommen wird, daß der Demodulator
3b zu Anfang in dem Funkempfänger eingerückt war. Die in
Figur 6 dargestellte Ausführungsform wird vorzugsweise
nur für die Schaltabfolge Demodulator ohne Entzerrer
- Demodulator mit Entzerrer angewendet. Diese Schaltfolge
ist offensichtlich wichtiger als die umgekehrte Folge, da
ein Demodulator mit Entzerrer nicht für alle Kanaltypen
arbeiten wird.
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Ähnlich wie für den in Figur 4 dargestellten Fall kann
die Entscheidungsschaltung 10 eine Art von
Durchschnittswert-Kompilierung über mehrere
Burst-Intervalle ausführen.
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Figur 7 ist ein Diagramm, welches den Bitfehlerinhalt
eines empfangenen Funksignals als Funktion der
empfangenen Signalstärke darstellt. Ganz allgemein fällt
der Bitfehlerinhalt ab, wenn die Signalstärke ansteigt,
da der Empfänger dann nahe an einem Sender angeordnet
sein kann der Effekt einer Mehrweg-Ausbreitung und
Störungen klein sind.
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Die Kurve a zeigt einen Fall, bei dem eine störende
Zeitdispersion, zum Beispiel eine Mehrweg-Ausbreitung,
auftritt, sogar wenn die Signalstärke groß ist. Dieser
Fall wird beispielsweise in einem dicht bebauten Gebiet
vorherrschen. In diesem Fall wird in dem Empfänger keine
Demodulation mit Entzerrung stattfinden.
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Die Kurve b zeigt den Fall ohne Zeitdispersion, bei dem
sich der Bitfehlerinhalt für eine ausreichend große
Signalstärke Null annähert, unabhangig von der Tatsache,
ob eine Entzerrung stattfindet oder nicht.
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Die Entscheidungsschaltung 10 untersucht den
Bitfehlerinhalt bei einer vorgegebenen Signalstärke S&sub0;,
um das Vorliegen einer Zeitdispersion zu bestimmen. Wenn
festgestellt wird, daß der Bitfehlerinhalt ungefähr 0,1%
dieser Signalstärke ist, gilt die Kurve b und keine
Schaltung findet statt. Falls andererseits bestimmt wird,
daß der Bitfehlerinhalt ungefähr 3,5% gemäß dem Diagramm
ist, nimmt die Entscheidungsschaltung an, daß die
Zeitdispersion vorliegt und eine Schaltung auf den
Demodulator 3a mit dem Entzerrer findet statt. Ein
Toleranzwert von 1% trifft auf die Signalstärke S&sub0; zu,
die eine Entscheidungsbasis für die
Entscheidungsschaltung 10 bildet.
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Die strichlierte Kurve c bestimmt die Toleranzwerte bei
zueinander unterschiedlichen, veränderlichen
Signalstärken S.
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Die Entscheidungsschaltung 10 kann eine Zeitfunktion
(Zeitgeber) umfassen, die nach einem gegebenen
Zeitintervall ein Steuersignal an die Schalteinheiten 23
und 24 sendet, um den Demodulator 3a mit Entzerrer auf
den Demodulator 3b ohne Entzerrer zu schalten, um zu
testen, ob der letztere Fall möglich ist und um weitere
Leistung zu sparen. Falls der Bitfehlerinhalt nach dieser
SchaltProzedur (Kurve b) noch klein ist, kann der
letztere Fall aufrechterhalten werden. Falls der
Bitfehlerinhalt jedoch nach dem Schaltprozeß (Kurve a)
wieder groß ist, ist es erforderlich, von dem Demodulator
3b ohne Entzerrer auf den Demodulator 3a mit Entzerrer
(Kurve b) umzuschalten.
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Es ist nicht erforderlich, daß die Entscheidungsschaltung
10 eine Auswertung für jeden Burst durchführt oder über
jeden Burst in einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden
Bursts integriert. Beispielsweise kann die
Entscheidungsschaltung aufgebaut sein, um die Messung und
Auswertung nach einem vorgegebenen Zeitintervall (zum
Beispiel 10 s) zu beenden. Oft tritt der Fall auf, bei
dem sich die Umgebung, in der sich der Funkempfänger
befindet, in Bezug auf beispielsweise einige 10 Bursts
nicht schnell ändert. Außerdem besteht eine relativ
geringe Anforderung den Entzerrer schnell einzurücken.
Für den Fall von dicht bebauten Gebieten kann sich jedoch
die Art der Umgebung schnell ändern, beispielsweise in
einem Ort oder einer Stadt mit abwechselnd freier Sicht
auf die Basisstation und in der Nähe befindliche
Reflektoren (Hügel, Berge, Gebäude).
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Das erfindungsgemäße Verfahren wird vorwiegend
angewendet, wenn sich die mobile Station in ihrem
Abhörmodus befindet. In dieser Position befindet sich die
mobile Station im Betrieb und hört eintreffende
Unterhaltungen über einen Steuerkanal (CCH) ab.
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Gegenwärtig ist dieser Kanal ein analoger Kanal, aber in
Zukunft kann er ein digitaler Kanal sein, auf den das
erfindungsgemäße Konzept ebenfalls angewendet werden
kann. Der Hauptteil der Verwendungszeit des mobilen
Funkempfängers ist die Abhörzeit, während über den
Steuerkanal das Abhören stattfindet.
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Für den Fall eines analogen Steuerkanals besteht kein
Erfordernis für einen Entzerrer, da die Bitrate niedrig
ist, normalerweise ungefähr 10 kbit/s. Wenn der
Steuerkanal (zusätzlich zu dem Sprachkanal) jedoch
digita1 ist und eine hohe Bitrate (> 10 kbit/s) aufweist,
wird ein digitaler Entzerrer benötigt, obwohl es in
diesem Fall aufgrund des relativ hohen Stromverbrauchs
wichtig ist, daß der Entzerrer nicht eingerückt wird,
wenn er nicht benötigt wird. In dem Sprachmodus ist das
Schalten nicht so wichtig, da der Stromverbrauch durch
andere in diesem letzteren Modus arbeitenden Einheiten
"maskiert" wird.