SE464437B - Metod i en mogilradiomottagare foer att reducera mottagarens effektbehov - Google Patents

Description

15 20 25 464 437 2 I ovanstående båda fall finns alltså inget val. Utjämnaren måste användas trots att symbolhastigheten är förhållandevis ganska liten.

Användning av utjämnare beror dessutom på vilken demodulationsmetod som utnyttjas i radiomottagaren. Vid icke-koherent demodulation kan ej någon utjämnare användas eftersom denna kräver information om den mottagna signa- lens fas och amplitud.

Fördelen med en utjämnare är således att den klarar av att utjämna tidsdisper- sion i de mottagna signalerna förutsatt att koherent detektering används.

Nackdelen är att utjämnaren är relativt komplex och har relativt hög strömför- brukning.

Fördelen att inte, ha någon utjämnare är att man kan utnyttja icke-koherent demodulation vilket medför lägre komplexitetsgrad i mottagaren och lägre strömförbrukning. Dessutom fås en robust mottagare vid snabbt varierande radiokanal på grund av hög fordonshastighet. Nackdelen är att demodulationen ej kan utförs vid tidsdispersion som utgör en ansenlig del av symboltiden.

Det vore således önskvärt att i en och samma mottagare använda demodulation med utjämnare när detta är lämpligt enligt ovan och demodulation med utjäm- nare när detta är lämpligt. Ändamålet med föreliggande uppfinning är att åstadkomma en metod jämte anordning som uppfyller ovanstående önskemål.

Enligt den föreslagna metoden uppskattas tidsdispersionen över den använda radiokanalen och en demodulator med eller utan utjämnare inkopplas i mottag- ningsvägen beroende på uppskattad tidsdispersion.

FIGURFÖRTECKNING Uppfinningen skall närmare beskrivas med hänvisning till bifogade ritningar.

Figur 1 visar en radiokanal med åtta tidsluckor och schematiskt innehållet i en tidslucka; 10 15 20 25 464 437 3 Figur 2 åskådliggör envägs- och flervägsutbredning; Figur 3 åskådliggör tidsdispersion; Figur 4 visar schemaâtiskt en mobiltelefonmottagare enligt en utföringsform av den föreslagna metoden; Figur 5 visar ett blockschema över en utvärderingsenhet som ingar i mottagaren enligt figur 4; Figur 6 visar schematiskt en mobiltelefonmottagare enligt en annan utförings- form av den föreslagna metoden.

Figur 7 visar ett diagram över mottagen bitfelshalt som funktion av mottagen signalstyrka.

UT FÖRINGSF ORMER Förfarandet enligt uppfinningen är avsett för ett digitalt mobilradiosystem med tidsuppdelad multipelàtkomst, s k TDMA. Ett känt digitalt TDMA-mobilradio- system i vilket uppfinningen kan tillämpas innefattar ett antal fasta basstationer och ett antal rörliga mobilradiostationer, vilka kan kommunicera med varandra över vissa radiokanaler. Basstationerna kan utsända radiosignaler på ett flertal radiokanaler inom exempelvis frekvensområdet 935-960 MHz medan mobilsta- tionerna kan utsända radiosignaler pa ett flertal radiokanaler inom exempelvis frekvensområdet 890-915 MHz. Sändningen pa radiokanalerna är uppdelad i ramar och tidsluckor enligt figur l sa att en ram har en varaktighet av ca 8 ms -och innefattar atta tidsluckor vardera med en varaktighet av ca 1 ms. Av radiokanalerna används en eller ett litet antal för att från basstationer-na samordnat styra och utsända allmän information till mobilstationerna. I mitten av datameddelandet är ett synkroniseringsord SW placerat. Detta synkronise- ringsord kan även användas för att uppskatta tidsdispersionen för att med ledning av denna uppskattning ställa in den adaptive utjämnaren, skur för skur i tidsluckorna CHO~CH7. 10 15 20 25 30 464 437 4 Figur 2 visar en bassation B som utsänder radiovågor på en viss kanal till en mobil M i TDMA enligt figur 1. Radiovågor i en viss riktning reflekteras mot ett fast eller rörligt hinder X, medan andra vågor utbreder sig obehindrat fram till mobilen M där de mattas. Flervägsutbredníngen enligt figur 2 ger upphov till fädning som kan vara av olika slag. Om tidsskillnader mellan mottagna vågor är koncentrerade till ett tidsintervall som är betydligt mindre än bittiden Tbit (se figur 3) uppstår s k flat fädning. Om tidsskillnaderna är större uppstår två eller flera separerade vågor som vardera har mer eller mindre oberoende fädning.

Denna fädning ger upphov till en varierande amplitud och fas vid mottagningen.

En koherent demodulator i mottagaren tvingas av utjämnaren att följa denna fasändring. Genom att utsända en känd sekvens i ovanstående synkroniserings- intervall SW kan fasläget bestämmas entydigt. Om kanalen ej varierar för snabbt, dvs vid låg bithastighet behöver demodulatorn ej updatera informationen om den mottagna signalens fasläge under tiden för detektering av datamed- delandet, men om bithastigheten är hög måste inställning av utbredningspara- metrarna ske vid varje tidsluckas start, samt i förekommande fall även under tidsluckan.

Figur 3 illustrerar hur en utsänd impuls från sändaren i basstationen B mottas i mobilens mottagare M beroende på ovannämnda fädning. Man får som impulssvar två impulser I och II, av vilka I fördröjts tiden tl svarande mot utbredningstiden och impulsen II 'dämpad fördröjts ytterligare med tiden 1:2 på grund av reflexio- nen mot X enligt figur 2. Figur 3 visar endast ett tänkt fall för att åskådliggöra principen. I verkligheten fås i mottagaren s k intersymbolinterferens dvs en sammanlagring av pulserna I och II. Vidare har här antagits att impulssvaret består av endast två impulser. I verkligheten fås ett interferensmönster beståen- de av en mängd reflekterande impulser. Figur 3 illustrerar emellertid s k tidsdispersion dvs en utsänd impuls ger vid flervägsutbredning upphov till ett antal tidsmässigt förskjutna impulser (i figur 3 endast två, nämligen pulsen I och II). Av betydelse i detta sammanhang är bittiden Tbit, som, för att kanalen skall kunna betraktas som fri från tidsdispersion, bör vara så lång att pulsen II av betydelse faller inom Tbit-intervallet, dvs tz - tl << Tbit. Tidsdispersionen kan ge upphov till bitfel på grund av ovannämnda intersymbolinterferens. Genom att använda låga datahastigheter dvs Tbit relativt stort (hast < 25 kbit/s) eller med användning av utjämnare kan tidsdispersionens inverkan minskas. 10 15 20 25 3D 464 437 5 Figur 4 visar en första utföringsform av radiomottagaren enligt uppfinningen.

Till en analog-digitalomvandlare l inkommer två kvadraturkanaler I och Q med modulerande signaler inom basbandet från en här ej visad radíofrekvent ingångs- krets. Denna krets innehåller en lokaloscillator, en fasvridare (900) och ett lågpassfilter. Över analog-digitalomvandlarens utgångar Il och Gl fås således två kvadraturkomponenter inom basbandet i samplad form (exempelvis i form av sampel med ett avstånd lika med samplingstakten). Dessa båda komponenter tillförs som ena ingångsstorheten en korrelator 2 av känt utförande, vars andra ingångspar (reellt och komplext) är anslutet till en minnesenhet 15 (PROM) som lagrar det på sändarsidan utsända synkroniseringsordet SWO i komplexform. Som tidigare nämnts utsänds detta ord inom det s k träningsintervallet. Korrelatorn 2 utför således en korrelation mellan den mottagna, över radiokanalen överförda synkroniseringsordet SW och synkroniseringsordet SWO självt, varvid kanalens impulssvar erhålles vilket avges från korrelatorns 2 utgång till en parameter- beräkningsenhet 5. Impulssvaret används för uppskattning (estimering) av kanalen med avseende på envägs- eller flervägsutbredning samt graden av sådan utbred- ning, vilket kommer att framgå nedan.

En utvärderingsenhet 9 är ansluten till korrelatorns 2 utgång och utvärderar det erhållna impulssvaret för den mottagna skuren i den tidslucka CH2 som tilldelats mottagaren. Över utvärderingsenheten fås en signal som utgör ett mått på tidsdispersionen för skuren.

Till analog-digitalomvandlarens utgång är en omkopplingsenhet 23 ansluten, som är styrbar från utvärderingsenheten 9. Enheten 23 inkopplar en demodulator 3a med utjämnare samtidigt som en demodulator 3b utan utjämnare frånkopplas eller vice versa. Som demodulator 3a kan exempelvis användas en adaptiv Viterbi-utjämnare med beslutskrets och avkodare beskriven i 38th IEEE Vehicular Technology Conference 15-17 June 1988 Philadelphia Pennsylvania (p.639) och som demodulator 3b kan exempelvis användas en detektor för icke koherent detektering bestående av en differentiell avkodare som bildar skillnaden mellan två fasvärden med symboltidsavståndet (exempelvis ZTbit enligt figur 3 om symbolhastigheten är halva bithastigheten). En sådan avkodare är beskriven i exemplevis 39th IEEE Vehicular Technolgy Conference Volume I, San Francisco California May l-3, 1989 (p.l8). 10 15 20 25 30 464 437 6 Vardera modulatorns 3a, 3b utgang är ansluten till en omkopplare 24 som i sin tur är ansluten till radiomottagarens kanalavkodare 21. Därefter följer talavkodaren 22 och högtalarenheten 25.

Utvärderingsenheten 9 beräknar tva signalvärden a eller b beroende pa det utvärderade värdet av tidsdispersionen. Om tidsdispersionen är högre än ett visst värde avges en signal a till omkopplingsenheterna 23 och 24 som styr dessa så att demodulatorn 3a skall vara inkopplad i radiomottagarens mottagningsväg. Om tidsdispersionen är lägre än det föreskrivna värdet avges en signal b till omkopplingsenheterna 23 och 24 och demodulatorn 3a bortkopplas samtidigt som demodulatorn 3b inkopplas.

I figur 5 visas närmare utseendet av utvärderingsenheten 9. Ingangsstorheten h(t) utgör kanalens impulssvar och denna kvadreras i multiplikatorn 91. I multipli- katorn 91 bildas således storheten /h(t)/2 för att fa ett matt pa energin hos impulssvaret h(t). Det är även tänkbart att bilda impulssvarets energi under olika tidsintervall hos detta såsom är beskrivet i svenska patentansökan ,É870l679-6)§ se diagram figur 1D och ll. I ett minne 92 finns ett idealt värde (kvadrerat)/hU(t)/2 pa impulssvaret (utan närvaro av tidsdispersion) och detta jämförs med /h(t)/2 i en skillnadsbildare 93. Därvid fas ett matt d på tidsdis- persionen. Till skillnadsbildaren 93 kan eventuellt en summator 94 inkopplas för att integrera eller summera värdet pa tidsdispersíonen över flera skurar. Man far ett värde e som jämförs med ett föreskrivet värde e o i skillnadsbildaren 95 och som därefter bestämmer signalerna a respektive b enligt ovan för styrningen av omkopplarna 23 och 24.

I ovanstående utföringsform uppskattas tidsdispersionen genom att man mäter och utvärderar impulssvarets energi, eventuellt endast under viss tidsintervall.

En annan metod att uppskatta tidsdispersionen är att studera kombinationen av mottagen fältstyrka (=RSSI) och resultatet av bitfelsmätning i kanalavkodaren.

Figur 6 visar en utföringsform för en sadan uppskattning av tidsdispersionen. I figur 6 har samma enheter som i figur 4 givits samma hänvisningsbeteckningar.

Kanalavkodaren 21 kan göra en uppskattning av bitfelshalten genom exempelvis feldetekterande koder hos den demodulerade basbandssignalen och ger informa- tion om denna bitfelshalt. En beslutskrets 10 mäter effekten hos den signal som 10 15 20 25 30 464 437 7 erhalles fran analog-digitalomvandlaren 1, dvs hos den icke-demodulerade signa- lens I- och (IJ-komponenter. Det är givetvis möjligt att mäta den inkommande signaleffekten innan signalen uppdelats i sina kvadraturkomponenter. Det pri- mära är att fa ett matt pa den mottagna fältstyrkan.

Om den mottagna fältstyrkan är mycket hög samtidigt som kanalavkodaren detekterar hög bitfelshalt eller försöker rätta manga bitar är detta en indikation pa att tidsdispersion föreligger. Beslutskretsen avger da en signal till omkopp- língsenheterna 23 och 24 som inkopplar demodulatorn 3a (med utjämnare) och bortkopplar demodulatorn 3b om det antas att demodulatorn 3b var inkopplad fran början i radiomottagaren. Utföringsformen enligt figur 6 användes före trädesvis endast för omkoppling demodulator utan utjämnare - demodulator med utjämnare. Detta omkopplingsfall är uppenbarligen viktigare än det motsatta fallet, eftersom demodulator med utjämnare fungerar för alla sorters kanaler.

Liksom i fallet enligt figur 4 kan beslutskretsen 10 utföra nagon form av medelvärdesbildning över flera skurintervall.

Figur 7 visar ett diagram över bitfelshalten hos en mottagen radiosignal som funktion av mottagen signalstyrka. Allmänt gäller att da signalstyrkan ökar, sjunker bitfelshalten, eftersom mottagaren da kan befinna sig nära en sändare och inverkan av flervägsutbredning och störningar är liten.

Kurva a visar ett fall da man har en störande tidsdispersion exempelvis flervägsutbredning även om signalstyrkan är hög. Detta är fallet i exempelvis tätbebyggelse. Nagon demodulering med utjämning förekommer da ej i mot- tagaren.

Kurva b visar fallet utan tidsdispersion da bitfelshalten närmar sig noll för tillräckligt hög signalstyrka, oavsett om utjämning sker eller ej.

Vid en viss signalstyrka So undersöker beslutskretsen 10 bitfelshalten för att avgöra om tidsdispersion föreligger. Om bitfelshalten konstaterats vara ca 0.1 % för denna signalstyrka gäller kurva b och ingen omkoppling sker. Om däremot bitfelshalten konstaterats vara ca 3.5 % enligt diagrammet anser beslutskretsen att tidsdispersion föreligger och omkoppling sker till demodulatorn 3a med 10 15 2D 25 30 464 437 8 utjämnare. För signalstyrkan So gäller ett toleransvärde l % som bildar beslutsunderlag för beslutskretsen 10.

Den streckade kurvan c bestämmer toleransvärdena vid olika varierande signal- styrkor S.

I beslutskretsen 10 kan finnas en tidsfunktion (timer) som efter ett viss tidsintervall ger en styrsignal till omkopplarna 23 och 24 för omkoppling demodulator 3a med utjämnare till demodulator 3b utan utjämnare för att pröva om det senare fallet är möjligt och för att ytterligare spara effekt. Om bitfelshalten efter omkopplingen blir fortsatt lag (kurva b) kan det senare fallet bibehallas. Om emellertid bitfelshalten efter omkopplingen ater blir hög (kurva a) maste omkoppling ske tillbaks till demodulatorn 3a med utjämning (kurva b).

Det är inte nödvändigt att beslutskretsen 10 gör en utvärdering för varje skur eller integrerar över varje skur i en mängd av efterföljande skurar. Exempelvis kan beslutskretsen upphöra med mätning och utvärdering under ett visst tidsin- tervall (exempelvis 10 sekunder). Ofta är nämligen fallet att radiomottagarens omgivning ej ändras sa snabbt i förhållande till exempelvis ett tiotals skurar.

Dessutom är behovet av att mycket snabbt koppla in utjämnaren litet. I tätbebyggelse kan emellertid omgivningen snabbt förändras t ex i en stad med omväxlande fri sikt till basstationen och närliggande reflektorer (berg, hus).

Metoden enligt föreliggande uppfinning används i första hand da mobilen befinner sig isitt passningsläge. I detta läge är mobilen i drift och lyssnar pa inkommande samtal över en kontrollkanal (KK). Denna kanal är för närvarande analog men kan i framtiden vara digital, och idén enligt uppfinningen kan därvid utnyttjas.

Den övervägande delen av mobilradiomottagarens användningstid är passníngsti- den, da avlyssning över kontrollkanalen sker.

Vid analog kontrollkanal finns inget behov av utjämnare, eftersom bithastigheten är lag, vanligtvis ca 10 kbit/s. Om emellertid även kontrollkanalen (förutom samtalskanalen) är digital och har högre bithastighet (>l0 kbit/s) uppstar behovet av en digital utjämnare, men det är i detta fall viktigt att utjämnaren ej är inkopplad da den ej behövs pa grund av den relativt höga strömförbrukningen. I 'i lv 464 457 9 samtalsläget är omkoppling ej så väsentlig eftersom strömförbrukningen "maske- ras" av andra enheter som arbetar i detta senare läge.

Claims (4)

464 437 10 PATENTKRAV

1. l. Metod i en mobil radiomottagare för att reducera mottagarens effektbehov, företrädesvis i mottagarens passningsläge, varvid inkommande radiosignaler över en digital radiokanal demoduleras och utjämnas med hänsyn till graden av tidsdispersion som radiosignalerna undergar vid utbredningen mellan sändare och mottagare, k ä n n e t e c k n a d av att de inkommande radiosignalernas tidsdispersion uppskattas och jämförs med ett föreskrivet värde och att om- koppling utförs i mottagaren frän demodulation av radiosignalerna utan utjäm- ning till demodulation med utjämning och omvänt i beroende av nämnda jämförelse.

2. Metod enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda uppskattning utförs genom att på i och för sig känt sätt utvinna radíokanalens impulssvar (lh (t)/), och genom att bilda ett värde ( /h (t) Iz) på energin hos impulssvaret och jämföra detta med ett visst värde ( /ho (t) Iz), varvid ett matt på tidsdispersionen (e) erhålles, vilket jämförs med nämnda föreskrivna värde (eo).

3. Metod enligt patentkrav 2, k ä n n e t e c k n a d av att nämnda jämförels av impulssvarets energi ( /h (t) Iz) utförs under flera inkommande skurar av radiosignalerna och att resultatet av jämförelsen integreras över ett visst tídsintervall för att bilda nämnda mått (e) pa tídsdispersionen.

4. Metod enligt patentkrav l, k ä n n e t e c k n a t av att nämnda uppskattning utförs genom att man mäter fältstyrkan (RSSI) hos den mottagna radiosignalen och att man konstaterar bitfelshalten (a eller b, figur 7) hos den demodulerade radiosignalen för det uppmätta fältstyrkevärdet, varvid om bit- felshalten överskrider ett visst föreskrivet värde (c, figur 7) nämnda omkoppling till demodulation med utjämning utförs.