DE68925160T2 - Ladungspumpenschaltung mit Induktivität und Kapazität zum Treiben von Leistungs-MOS-Transistorbrücken - Google Patents

Ladungspumpenschaltung mit Induktivität und Kapazität zum Treiben von Leistungs-MOS-Transistorbrücken

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Description

  • Die Erfindung betrifft eine Induktivitäts- und Kapazitäts-Ladungspumpschaltung zum Treiben von Leistungs-MOS-Transistorbrücken.
  • Bekanntlich besteht eine Brückenschaltung aus zwei Halbbrücken mit zwei in Reihe geschalteten Transistoren, die als höhere oder hohe Seite bzw. untere oder niedrige Seite abhängig davon bezeichnet werden, ob sie sich auf der Seite der Spannungsversorgung oder auf der Erdungsseite befinden. Die zu den zwei Transistoren gehörigen Treiberstufen werden in ähnlicher Weise bezeichnet.
  • Wenn die verwendeten Transistoren Leistungs-MOS-Bauelemente sind, insbesondere N-Kanal-DMOS, muß ihre Ansteuerung in der Lage sein, eine Gate-Source-Spannung von 10 V zu erzeugen, um dadurch den geringsten Widerstand dann zu gewährleisten, wenn die Transistoren im Triodenbereich arbeiten. Dies bedeutet, daß eine Spannung von 10 V an das Gate des unteren Transistors angelegt werden muß, während an dasjenige des oberen Transistors eine Spannung angelegt werden muß, die 10 V höher als die Brückenversorgungsspannung ist.
  • Wenn die Spannungsversorgung für die Brücke relativ hoch ist (von 10 bis 12 V), ist es natürlich einfach, die 10 V Spannung zu erhalten, die zum Ansteuern des untercn MOS-Transistors benötigt wird. Für die Ansteuerung des höheren Transistors allerdings ist es notwendig, eine Ladungspumpschaltung einzusetzen, um die Spannung auf den erforderlichen Wert anzuheben. Dies ist zum Beispiel aus der EP-A-0 201 878 bekannt.
  • Bei niedrigen Versorgungsspannungen (von beispielsweise 5 V) versagt auch die Ansteuerung für den unteren Transistor. Dann werden zwei Ladungspumpschaltungen erforderlich, eine mit einer unteren Pumpkapazität für den unteren Transistor und eine weitere mit einer höheren Pumpkapazität für den oberen Transistor.
  • Ein Ladungspumpschaltung umfaßt üblicherweise einen oder mehrere Pumpkondensatoren entsprechend der erforderlichen Ausgangsspannung (zum Beispiel in dem obigen Fall einen zum Ansteuern des unteren Transistors und zwei zum Ansteueren des höheren Transistors), einen Oszillatorkreiskondensator, häufig gebildet durch die äquivalente Eingangskapazität des angesteuerten Transistors, und einen Oszillator fester Frequenz, der den Ladungstransfer zu oder aus den Pumpkondensatoren in den Oszillatorkreiskondensator abtastet.
  • Der umfangreiche Einsatz von Kondensatoren verhindert die vollständige monolithische Ausbildung von derzeitigen Ladungspumpschaltungen, wenn nicht Komponenten verwendet werden, die extern bezüglich der integrierten Schaltung vorgesehen sind.
  • Außerdem muß wiederum durch derartige Kondensatoren eine gewisse Langsamkeit bei der Erreichung der maximal geforderten Ausgangsspannung den Kondensatoren zugeschrieben werden. Größenordnungsmäßig werden bei einem Oszillator mit einer Frequenz von 500 kHz zwischen 20 und 100 Mikrosekunden zum Erreichen von 10 V benötigt, was 10-50 Oszillatortakthüben entspricht.
  • Dies schafft eine weitere ernsthafte Beschränkung für den Einsatz einer Brückenschaltung, die zum Beispiel in einem PWM-Stromregelkreis in einer induktiven Last bei typischen Betriebsfrequenzen von 10-50 kHz eingesetzt wird, da Frequenzen dieses Typs (entsprechend einer Periodendauer von 100 bis 20 Mikrosekunden) viel kürzere Zünd- und Schließzeiten erfordert.
  • Die Verringerung von Schaltkreisen macht den Einsatz kapazitiver Bootstrap-Methoden erforderlich, die häufig die Treiberschaltungen belasten, die die Probleme von Ansteuerungen mit geringer Spannung nicht vollständig lösen und die schließlich nicht in monolithischer Form realisierbar sind.
  • Schließlich sollte angemerkt werden, daß, wie bereits angedeutet, im Fall einer geringen Versorgungsspannung nicht nur eine, sondern zwei Ladungspumpschaltungen erforderlich sind und dies natürlich die obigen Probleme nur verkomplizieren kann.
  • Die US-A-4 428 016 offenbart eine Ladungspumpschaltung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
  • Im Hinblick auf diesen Stand der Technik war es Ziel der vorliegenden Erfindung, eine Ladungspumpschaltung anzugeben, die relativ schnell und einfach in monolithischer Form realisierbar ist und vor allem als die einzige Schaltung sowohl für den unteren als auch den höheren Transistor sowohl bei geringer als auch hoher Versorgungsspannung verwendet wird.
  • Erfindungsgemäß wurde dieses Ziel erreicht durch eine Ladungspumpschaltung, welche außerdem die Merkmale des Kennzeichnungsteils des Anspruchs 1 aufweist.
  • Die erfindungsgemäße Schaltung reduziert somit den Einsatz von Kondensatoren auf lediglich die Oszillatorkreiskapazität. Ladezeiten werden wesentlich verkürzt, insgesamt mit dem Vorteil des raschen Zündens und Sperrens der Brücke und ihrem Einsatz in den meisten verschiedenen Anwendungsfällen. Ferner ist eine einzelne Schaltung in der Lage, beide MOS-Transistoren zu betrieben, entweder mit niedriger oder mit hoher Versorgungsspannung indem für sie diejenige Spannung verfügbar gemacht wird, die für ihre Ansteuerung erforderlich ist.
  • Zum besseren Verständnis ist ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ohne beschränkende Absicht in den beigefügten Zeichnungen dargestellt. Es zeigen:
  • Figur 1 eine Leistungs-MOS-Transistor-Halbbrücke mit Treiberstufen, die mittels einer erfindungsgemäßen Ladungspumpschaltung gespeist werden;
  • Figur 2 die Einzelheiten der Schaltung der Ladungspumpschaltung nach Figur 1;
  • Figuren 3 und 4 die Wellenformen der Hauptsignale in der Schaltung nach Figur 2 für den Fall niedriger und hoher Spannungsversorgung.
  • Figur 1 zeigt eine Halbbrückenschaltung, die zwischen den Versorgungsspannungsanschluß Vs und Erde geschaltet ist. Die Halbbrücke enthält zwei Leistungs-MOS-Transistoren M1 und M2, einen auf der niedrigen oder unteren, und den anderen auf der hohen oder höheren Seite, und beide vorzugsweise vom N-Kanal-DMOS-Typ. Zwei Dioden D1 und D2 verbinden in Gegentaktanordnung die Source- und Drainanschlüsse der beiden MOS-Transistoren M1 und M2. Der Ausgang der Halbbrücke ist mit OUT angedeutet.
  • Die zwei MOS-Transistoren M1 und M2 sind mit zugehörigen Treiberstufen DS1 und DS2 eines an sich bekannten Typs ausgestattet, deren Zweck es ist, an die Gate-Anschlüsse der zugehörigen Transistoren eine solche Spannung anzulegen, durch die eine Gate-Source-Spannung Vgs von mindestens 10 V festgelegt wird.
  • Zu diesem Zweck werder die zwei Treiberstufen DS1 und DS2 durch eine Ladungspumpschaltung CPC versorgt, die, ausgehend von der gleichen Versorgungsspannung Vs der Halbbiiicke, eine Treiberspannung Vb bildet, die an ihrem Ausgang verfügbar ist und um etwa 15 V höher ist als die Versorgungsspannung Vs. Die Spannung Vp speist die höhere Stufe DS2 direkt, während ein Spannungsregler RT, der auf 10 bis 12 V eingestellt ist, für die untere Stufe DS1 angeschlossen ist.
  • Die Ladungspumpschaltung CPC umfaßt im wesentlichen eine Induktivität L, einen Bipolar-Steuertransistor vom NPN-Typ, eine Diode D, eine Oszillatorkreiskapazität C und eine Steuerschaltung CC.
  • Die Induktivität L ist zwischen den Versorgungsspannungsanschluß einer Spannung Vs und den Kollektor des Bipolar-Transistors T geschaltet, dessen Emitter über einen Widerstand R geerdet ist. Der Kollektor des Transistors T ist außerdem über die Serienschaltung aus der Diode D und der Kapazität C geerdet, wobei zu letzterer eine Stromquelle G parallelgeschaltet ist. Der Zwischenverzweigungspunkt zwischen der Diode D und der Kapazität C bildet den Ausgang UC der Ladungspumpschaltung, wo die Treiberspannung Vp verfügbar gemacht wird.
  • An der Basis des Bipolar-Transistors T ist der Ausgang der Steuerschaltung CC angeschlossen, deren Einzelheiten in Figur 2 gezeigt sind.
  • Die Steuerschaltung CC enthält hauptsächlich einen Oszillator OCS, der kontinuierlich Taktsignale SC fester Frequenz liefert und einen Überspannungsvergleicher CP1 und einen Überstromvergleicher CP2.
  • Der Vergleicher CP1 ist ein Hystere-Vergleicher, der mit einem negativen Eingang an den Versorgungsspannungsanschluß der Spannung Vs, und dessen positiver Eingang an den UC-Ausgang der Ladungspumpschaltung angeschlossen ist. Er vergleicht deshalb die beiden Spannungen Vp und Vs und liefert ein Ausgangssignal V1 mit einem logischen Pegel "1", wenn Vp-Vs einen voreingestellten Maximalwert Vthh von zum Beispiel 15 V übersteigt, und ein Ausgangssignal mit einem logischen Pegel "0", wenn Vp-Vs unter einen voreingestellten Minimumwert Vth1 von zum Beispiel 14 V fällt.
  • Der Vergleicher CP2 seinerseits ist mit einem positiven Eingang an dem Kollektor des Bipolartransistors T und mit einem negativen Eingang an einen Anschluß angeschlossen, der eine Schwellenreferenzspannung Vth empfängt. Er vergleicht mithin die Spannung Vr an den Anschlüssen des Widerstands R mit der obigen Schwellen-Referenzspannung Vth und liefert ein Ausgangssignal V2 mit einem logischen Pegel "1", wenn Vr größer als Vth ist, und mit einem logischen Pegel "0" im entgegengesetzten Fall.
  • Die Ausgänge des Oszillators OSC und der Vergleicher CP1 und CP2 werden auf die Eingänge des bistabilen Multivibrators FF mit Rücksetz- Dominanz gelegt, dessen Ausgänge Q und Q' die Basis des Bipolar- Transistors T mittels eines Widerstands R1 und eines N-Kanal-DMOS- Transistors M3 steuern. Der bistabile Multivibrator FF enthält 3 NAND- Logikglieder N1, N2 und N3, von denen das erste mit einem Eingang über einen Negator NIV an den Ausgang des Oszillators OSC und mit einem weiteren Eingang an den Ausgang eines NOR-Logikgatters N4 angeschlossen ist, dessen drei Eingänge an den Ausgang des Oszillators OSC, den Ausgang des Vergleichers CP1 und den Ausgang des Vergleichers CP2 angeschlossen sind. Die Logikgatter N2 und N3 ihrerseits sind mit einem Eingang an den Ausgang der Logikgatter N1 bzw. N4 angeschlossen, und ein weiterer Eingang ist an die Logikgatter N3 bzw. N4 angeschlossen. Der Ausgang des Gatters N2, das heißt der Ausgang Q des bistabilen Multivibrators FF, ist über den Widerstand R1 an die Basis des Transistors T angeschlossen. Der Ausgang des Gatters N3, das heißt der invertierte Ausgang U' des bistabilen Multivibrators FF, ist seinerseits an das Gate des Transistors M3 angeschlossen, der mit dem Drain an die Basis des Transistors T angeschlossen ist, während seine Source mit Erde verbunder ist.
  • Die gesamte beschriebene Schaltung läßt sich in einer einzigen monolithischen Struktur integrieren, ausgenommen die Induktivität L und die Kapazität C. Natürlich ist eine Integrationsmethode erforderlich, die für die Koexistenz von Bipolar- und MOS-Transistoren sorgt.
  • Aus der beschriebenen Struktur leitet sich die folgende Betriebsweise der Ladungspumpschaltung nach Figur 2 ab, wenn man den Einsatz zum Ansteuern einer Leistungs-MOS-Transistor-Halbbrücke gemäß Figur 1 annimmt. Wie bereits gesagt, liefert der Oszillator OSC ein Taktsignal SC fester Frequenz, welches anschließend von dem Negator NIV in ein entsprechendes, invertiertes Taktsignal SC' umgesetzt wird. Die Wellenform des Signais SC' ist in Kurve a) der Figuren 3 und 4 dargestellt, in denen die X-Achse die Zeil t repräsentiert.
  • Wenn SC' = "0", hat der Ausgang Q des bistabilen Multivibrators FF einen logischen Pegel "1" (Kurve d) gemäß Figuren 3 und 4), und der Bipolar-Transistor T leitet. Folglich fließt durch die Induktivität L und den Transistor T ein Strom 1, der entsprechend der Gesetzmäßigkeit 1 = Vs/1 x t zunimmt.
  • Im Fall der Niedrigversorgungsspannung Vs = 5 V ist die Steigung der Anstiegskurve von I durch die Kurve e) in Figur 3 dargestellt, und es reicht nicht aus, daß Vr den Schwellenwert Vth des Vergleichers CD2 erreicht, bevor das invertierte Taktsignal SC' auf den logischen Pegel "1" umschaltet und folglich den Ausgang Q des bistabilen Multivibrators FF veranlaßt, auf "0" umzuschalten. Der Ausgang V2 des Vergleichers CP2 verbleibt folglich auf dem logischen Pegel "0" (Kurve b) in Figur 3).
  • Das Schließen des Transistors T legt den Transfer der in der Induktivität L gespeicherten Energie in die Kapazität C mit der daraus folgenden Zunahme der Ausgangsspannung Vp fest.
  • Natürlich ist es notwendig, daß die Schließzeit des Transistors T genügend lang ist, damit der Transfer der gesamten gespeicherten Ladung von L nach C möglich ist. Da im betrachteten Fall die Ausgangsspannung der Ladungspumpschaltung CPC der Gleichung Vp = Vs + 15 V mit Vs = 5 V entsprechen muß, ist die Bntladungskurve des Stroms von L nach C während des Ladungstransfers dreimal größer, so daß eine Schließzeit für den Transistor T erforderlich ist, die größer als oder gleich 1/3 der Zeit des Leitens beträgt. Dies findet unter der Voraussetzung statt, daß gemäß Figur 3 das Tastverhältnis des Signals SC' kleiner oder gleich 50 % ist.
  • Wenn SC' dann auf den Wert "0" zurückgeht, zündet der Transistor T erneut und lädt die Induktivität erneut, während die Kapazität C sich zum Teil auf die Treibersuifen DS1 und DS2 entlädt (Kurve f) in Figur 3).
  • Der beschriebene Zyklus wiederholt sich dann selbst solange, bis die Ausgangsspannung Vp noch nicht den oberen Auslöseschwellenwert für den Vergleicher CP1, das heißt Vs + Vthh, erreicht hat. Ist dieser Schwellenwert einmal überschritten, wird der Ausgang V1 des Vergleichers CP1 zu "1" (Kurve c) in Figur 3), um dadurch das Umschalten des bistabilen Multivibrators FF in einen Rücksetzzustand zu veranlassen, was das System unempfindlich gegenüber dem Taktsignal SC macht und den Transistor T geschlossen hält.
  • Dann entlädt sich die Kapazität C progressiv bis zu dem unteren Auslöseschwellenwert Vs + Vth1 des Hysterese-Vergleichers CP1. Die Entladungszeit hängt ersichtlich ab von den Kennwerten der Treiberstufen DS1 und DS2.
  • Ist erst einmal der vorerwähnte untere Auslöseschwellenwert erreicht, geht die Ausgangsspannung V1 des Vergleichers CP1 auf "0" zurück, der bistabile Multivibrator FF wird freigegeben, und das Taktsignal SC kehrt zum Steuern eines Wechsels von Zündungen und Schließungen des Transistors T und einer damit einhergehenden Wiederholung periodischer Energietransfers von der Induktivität L zu der Kapazität C zurück.
  • Das Ergebnis besteht darin, daß an dem Ausgang der Ladungspumpschaltung CPC eine Spannung Vp verfügbar gemacht wird, die zwischen Vs + Vthh und Vs + Vth1 variabel ist, also in dem betrachteten Fall zwischen Vs + 15 V und Vs + 14 V. Diese Spannung ist mehr als ausreichend zum Treiben des unteren MOS-Transistors M1, für den auf den Spannungsregler RT zurückgegriffen wird, und reicht außerdem aus zum Treiben des höheren MOS-Transistors M2.
  • Wenn die Versorgungsspannung Vs höher ist, beispielsweise Vs = 12V, ändert sich das Verhalten der Ladungspumpschaltung CPC im Konzept nicht, allerdings besitzt die Zunahme des Stroms 1 während der Zündphasen des Transistors T eine größere Steigung (Kurve e) in Figur 4). Das System hätte demnach die Neigung, Strom- und Energiepegel in der Induktivität L in der Weise zu erreichen, daß deren vollständiger Transfer zum Kondensator C während der anschließenden Schließphasen des Transistors T nicht möglich wäre. Es würde sich also eine Ansammlung von Strom in der Induktivität L und eine Zunahme des durch den Transistor T fließenden Stroms ergeben, einhergehend mit einer unerwünschten Zunahme der Verlustleistung und eines verringerten Wirkungsgrads der Ladungspumpschaltung
  • Um diesen Nachteil zu vermeiden, ist der Vergleicher CP2 vorgesehen, der den Strom in der Induktivität L auf einen Wert beschränkt, der seinem Auslöseschwellenwert Vth entspricht. Sobald I diesen Wert erreicht, steigt die Ausgangsspannung V2 des Vergleichers CP2 auf den logischen Pegel "1" an, was ein vorübergehendes Zurücksetzen des bistabilen Multivibrators FF und das gleichermaßen sofortige Schließen des Transistors T zur Folge hat. Impulse Q sind folglich kürzer, und entsprechend kürzer sind die Leitungszeiten des Transistors T. Natürlich muß der Grenzwert für den Strom 50 eingestellt werden, daß der Transfer der Energie von L nach C innerhalb der Schließzeit des Transistors T gewährleistet ist.
  • Auch in diesem Fall macht die Ladungspumpschaltung CPC an ihrem Ausgang eine Spannung Vp zwischen Vs + Vthh und Vs + Vth1, im betrachteten Beispiel zwischen Vs + 15V und Vs + 14V, verfügbar.
  • Es ist also ersichtlich, daß eine erfindungsgemäße einzelne Ladungspumpschaltung, die mit Ausnahme der Induktivität L und der Kapazität C vollständig integrierbar ist, die erforderlichen Treiberspannungen sowohl für den unteren MOS als auch für den höheren MOS sowohl bei hoher als auch bei medriger Versorgungsspannung Vs gewährleistet. Die verringerte eingesetzte Kapazität reduziert andererseits die Auslösezeiten und ermöglicht den Einsatz der Ladungspumpschaltung und der zugehörigen Halbbrücke auch bei Anwendungsfällen, die kürzere Zünd- und Schließzeiten für die Leistungstransistoren erfordern. Zu diesem Zweck ist es besonders wichtig, daß der Transistor T als Bipolar-Transistor ausgebildet ist, der einen geringeren Auslöseschwellenwert besitzt als ein MOS-Transistor, damit er bei einer Versorgungsspannung umschalten kann, die kleiner ist als diejenige beim Leiten des MOS-Transistors.

Claims (4)

1. Ladungspumpschaltung zum Treiben einer Leistungs-MOS-Transistorbrücke, umfassend eine Oszillatorkreiskapazität (C) zum Speichern einer Ladung, die einer gewünschten Treiberspannung (Vp) entspricht, und eine Ladeschaltung für die Kapazität (C), der die Brückenversorgungsspannung (Vs) zugeführt wird, wobei die Ladeschaltung eine Induktivität (L) und einen Steuertransistor (T) enthält, der so betrieben wird, daß er periodisch aus einem Zustand, in dem ein Ladestrom von der Induktivität (L) an die Kapazität (C) geliefert wird, in einen Zustand umschaltet, in welchem die Zufuhr unterbrochen und die Ladungsspeicherung in der Induktivität (L) durchgeführt wird, wobei der Steuertransistor (T) mit einer Steuerschaltung (CC) ausgestattet ist, welche aufweist: einen Oszillator (OSC) mit einer voreingestellten Frequenz, einen ersten Vergleicher (CP1) zum Vergleichen der Spannung (Vp) an der Kapazität (C) mit der Versorgungsspannung (Vs), und einen zweiten Vergleicher (CP2) zum Vergleichen des Ladestroms in der Induktivität (L) mit einem voreingestellten Schwellenwert (Vth), wobei die Steuerschaltung (CC) außerdem einen bistabilen Multivibrator (FF) aufweist, der von dem Oszillator (OSC) gesteuert wird und der den Steuertransistor (T) derart steuert, daß ein periodisches Schalten des Steuertransistors (T) bei der voreingestellten Frequenz stattfindet, der bistabile Multivibrator (FF) außerdem von dem ersten Vergleicher (CP1) gesteuert wird, um den Steuerstransistor (T) in dem Zuführzustand festzuhalten, wenn der erste Vergleicher (CP1) eine Spannungsdifferenz (Vs-Vp), die über einem Maximalwert (Vthh) liegt, feststellt, und um das periodische Umschalten des Steuertransistors (T) erneut zu starten, wenn die Differenz unter einen Mininiumwert (Vth1) fällt, und außerdem von dem zweiten Vergleicher (CP2) so gesteuert wird, daß der Steuertransistor (T) vorübergehend in dem Zuführwiderstand geklemmt wird, wenn der zweite Vergleicher (CP2) einen Ladestrom erfaßt, der den voreingestellten Schwellenwert (Vth) übersteigt, bis zum Beginn eines nachfolgenden von dem Oszillator (OSC) gesteuerten Ladezyklus der Induktivität (L), dadurch gekennzeichnet, daß der bistabile Multivibrator (FF) mit einem ersten Eingang über einen Negator (INV) an den Ausgang des Oszillators (OSC) angeschlossen ist, ein zweiter Eingang an einen Ausgang eines logischen NOR-Gatters (N4) angeschlossen ist, welches mit drei Eingängen an die Ausgänge des Oszillators (OSC) und an den ersten und den zweiten Vergleicher (CP1, CP2) angeschlossen ist, mit einem ersten Ausgang an einen Steueranschluß des Steuertransistors (T) angeschlossen ist und mit einem zweiten Ausgang an einen Steueranschluß eines weiteren Transistors (M3) angeschlossen ist, der zwischen dem Steueranschluß des Steuertransistors (T) und Erde liegt.
2. Ladungspumpschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuertransistor (T) vom Bipolar-Typ ist.
3. Ladungspumpschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Steuertransistor (T) zwischen der Induktivität (L) und Erde im Nebenschluß bezüglich der Kapazität (C) liegt.
4. Ladungspumpschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Vergleicher (CP2) vom Hysterese-Typ ist.
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