DE68925063T2

DE68925063T2 - Motorregelsystem

Info

Publication number: DE68925063T2
Application number: DE68925063T
Authority: DE
Inventors: Nitaro Hishinuma; Katsuji Soeda
Original assignee: Yamamoto Electric Corp
Current assignee: Yamamoto Electric Corp
Priority date: 1988-05-27
Filing date: 1989-04-14
Publication date: 1996-10-17
Anticipated expiration: 2009-04-15
Also published as: EP0343363A3; EP0343363B1; EP0343363A2; JPH01303091A; DE68925063D1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Motorregelsystem und insbesondere auf ein Motorregelsystem, das preisgünstig ist und das für eine Drehzahlregelung mit einer einfachen Anordnung geeignet ist.
Ein Motor wie ein Synchronmotor erzeugt bei einer anderen Drehzahl als die Synchrondrehzahl keinerlei Drehmoment und hat ein Anlaufdrehmoment, das im wesentlichen gleich Null ist. Infolgedessen ist ein Selbstanlaufverfahren mit einer Anlaufwicklung (Bremswicklung) oder einem Anlaufhilfsmotor erforderlich.
Der Synchronmotor ist ein Konstantdrehzahlmotor, der zum Laufen mit einer Synchrondrehzahl geeignet ist und dessen Drehzahl schwierig zu regeln ist. Die Drehzahlregelung ist jedoch durch Ändern der Synchrondrehzahl möglich. Im einzelnen kann die Drehzahlregelung eines Motors dieser Art dadurch erreicht werden, daß entweder die Frequenz einer Stromquelle oder die Anzahl von Polen des Motors geändert wird.
Das Verfahren zum Ändern der Stromfrequenz ist bei einem Motor anwendbar, der mit einem gesonderten Stromgenerator betrieben wird. Andererseits ist es bei dem Verfahren zum Ändern der Polanzahl erforderlich, gleichzeitig die Anzahl der Pole der Ankerwicklungen und die Anzahl von Feldern umzuschalten.
Der vorstehend beschriebene herkömmliche Synchronmotor ist jedoch schwierig anzulassen und erfordert einen besonderen Anlasser, wodurch der Aufbau des Synchronmotors kompliziert wird und dessen Kosten hoch werden. Bei einem Synchronmotor, dessen Laststrom verhältnismäßig gering ist, aber mit einem Abfallen der Drehzahl ansteigt, ist es schwierig, dessen Drehzahl über einen weiten Bereich von einem hohen bis zu einem niedrigen Wert zu regeln. Falls ferner der Synchronmotor verkleinert und hinsichtlich des Wirkungsgrades verbessert werden soll, ist als Rotor desselben ein starker Permanentmagnet erforderlich. Zu diesem Zweck wird ein sehr teuerer Seltenerdenmagnet verwendet.
Zum Lösen dieser Probleme hat die Anmelderin ein Synchronmotor-Regelsystem vorgeschlagen (siehe JP-A-62-114 494). In diesem Synchronmotor-Regelsystem vergleicht eine Leitphasenrechenschaltung ein Ausgangssignal einer durch ein Frequenzsteuersignal gesteuerten Dreiphasen-Rechteckwellenoszillatorschaltung mit einem Phasensteuersignal, um dadurch die Stromflußphase zu steuern und einen Synchronmotor automatisch anzulassen. Die in einem solchen herkömmlichen Regelsystem eingesetzte Leitphasenrechenschaltung sperrt den für das Drehmoment nicht erforderlichen eingegebenen Strom durch Differenzieren eines Stromwertes. Da sich jedoch mit der Belastung die Lage des Rotormagnenten vorwärts oder rückwärts ändert, war faktisch eine genaue Regelung manchmal unmöglich.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Eine erste Aufgabe der Erfindung ist es, ein Synchronmotor- Regelsystem zu schaffen, mit dem die vorangehend angeführten technischen Probleme gelöst werden und in dem mit einer einfachen Anlaßvorrichtung ein gleichmäßiger automatischer Betrieb über einen weiten Bereich vom Anlaufen bis zu hoher Drehzahl eines Synchronmotors ermöglicht ist, dessen Drehzahl über einen weiten Bereich von hoher bis zu niedriger Drehzahl regelbar ist.
Eine zweite Aufgabe der Erfindung ist es, im Hinblick auf die vorangehend genannten Problempunkte ein preisgünstiges Regelsystem für den Synchronmotor mit einer einfachen Anordnung zu schaffen, welches für ein schnelles Anlaufen, einen stabilen Betrieb und eine Drehzahlregelung geeignet ist.
Zum Lösen der vorstehend angeführten Aufgabe der Erfindung wird gemäß einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ein Regelsystem für einen Synchronmotor geschaffen, das einen Mehrphasensynchronmotor, eine Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung und eine Vorrichtung zum Erfassen der Lage von Magnetpolen des Rotors des Mehrphasensynchronmotors und zum Erzeugen eines Lagesignals aufweist und das gekennzeichnet ist durch eine erste Gleichspannungsgeneratorschaltung zum Erzeugen einer zur Umlauffrequenz des Rotors proportionalen Gleichspannung, eine zweite Gleichspannungsgeneratorschaltung zum Erzeugen einer Gleichspannung, die einer vorbestimmten Frequenz aus der Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung entspricht, eine Vergleicherschaltung, die die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Gleichspannungsgeneratorschaltung vergleicht und ein Ausgangssignal nur dann erzeugt, wenn die Gleichspannung der letzteren diejenige der ersteren übersteigt, und eine Antriebssteuerschaltung, die bei dem Vorliegen eines aus der Vergleicherschaltung zugeführten Ausgangssignals ein Signal erzeugt, welches an der Erregungstreiberschaltung des Motors das Betreiben des Motors als bürstenloser Motor entsprechend einem Ausgangssignal aus der Magnetpollage-Erfassungsvorrichtung bewirkt, wobei die Antriebssteuerschaltung bei dem Fehlen eines aus der Vergleicherschaltung zugeführten Ausgangssignals bewirkt, daß die Erregungstreiberschaltung des Motors ein Signal für das Betreiben des Motors als Synchronmotor entsprechend einem Ausgangssignal aus der Mehrphasenrechteckwellen- Oszillatorschaltung erzeugt.
Wenn bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform der Erfindung ein Hauptschalter eingeschaltet wird, wird eine Oszillatorschaltung zum Erzeugen einer vorbestimmten Frequenz eingeschaltet, welche an einer zweiten Gleichspannungsgeneratorschaltung als entsprechende Gleichspannung abgegeben und an einen Vergleicher angelegt wird. Andererseits wird von einer ersten Gleichspannungsgeneratorschaltung die von einer Magnetpollage-Erfassungsvorrichtung erzeugte Spannung als eine zu der Umlauffrequenz des Rotors proportionale Gleichspannung abgegeben und gleichfalls an den Vergleicher angelegt. Der Vergleicher, der die beiden eingegebenen Spannungen vergleicht, erzeugt ein Ausgangssignal nur dann, wenn die Spannung seitens des Rotors niedriger als die Spannung seitens der Oszillatorschaltung ist, d.h., wenn die Rotordrehzahl nicht die Synchrondrehzahl erreicht hat. Dieses Ausgangssignal wird an eine Antriebssteuerschaltung angelegt, um dadurch den Motor als bürstenlosen Motor anlaufen zu lassen. Wenn die Spannung seitens des Rotors den gleichen Pegel wie diejenige aus der Oszillatorschaltung erreicht, d.h., wenn die Drehzahl des Rotors die Synchrondrehzahl erreicht, erzeugt der Vergleicher kein Ausgangssignal, sondern es wird der Motor aufgrund eines aus der Oszillatorschaltung der Antriebssteuerschaltung zugeführten Synchronmotor-Antriebssignals als Synchronmotor betrieben.
Infolgedessen wird bei dem Anlaufen der Motor gemäß der Anlaufcharakteristik eines bürstenlosen Motors betrieben und dann, wenn eine Synchrondrehzahl erreicht ist, als Synchronmotor geschaltet, wodurch es ermöglicht wird, den Motor schnell hochlaufen zu lassen und ihn auf stabile Weise zu betreiben.
Wenn in dem vorstehend beschriebenen Regelsystem der Strom eingeschaltet wird, erreicht jedoch die Frequenz der mehrphasigen Rechteckwelle einen Sollwert erst nach Ablauf einer bestimmten Zeitdauer (von einer Sekunde bis zu einigen Minuten) und es kann daher bei dem Umschalten von dem bürstenlosen Motor auf den Synchronbetrieb eine Fehlfunktion entstehen. Ferner kann an der für das Umschalten benutzten zweiten und ersten Gleichspannung, die jeweils durch Differenzieren und Integrieren aus der dreiphasigen Oszillatorfrequenz bzw. der Umlauffrequenz erhalten werden, eine Welligkeit ihres Wertes oder eine zeitliche Verzögerung entstehen, wodurch manchmal ein instabiler Umschaltvorgang verursacht wird.
Eine dritte Aufgabe der Erfindung ist es, ein Motorregelsystem zum Lösen des vorstehend angeführten Problems zu schaffen.
Gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung wird zum Lösen der dritten Aufgabe ein Regelsystem für einen Synchronmotor geschaffen, das einen Motor, eine Einrichtung zum Erfassen der Lage der Magnetpole des Rotors des Motors und zum Erzeugen eines Lagesignals, eine Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung zum Erzeugen einer mehrphasigen Rechteckwelle und einen Frequenzvervielfacher zum Vervielfachen der Frequenz des Lagesignals auf eine vorbestimmte Frequenz und zum Erzeugen eines Vielfachfrequenzsignals aufweist und das gekennzeichnet ist durch eine Löschschaltung zur Abgabe einer Phase des Mehrphasenrechteckwellensignals als Löschsignal, eine Treppenwellen-Generatorschaltung zum Erzeugen einer durch das Löschsignal rückstellbaren Treppenwelle, die entsprechend dem Vielfachfrequenzsignal stufenweise mit der gleichen Frequenz wie die Vielfachfrequenz geändert wird, einen Antriebssignal- Schaltkreis, der an den Motor als Antriebssignal ein gewähltes Signal anlegt, welches dem Lagesignal oder einer Phasendifferenz zwischen dem Mehrphasenrechteckwellensignal und dem Lagesignal entspricht, eine Drehzahlmeßschaltung, die ein erstes Signal, bevor der Pegel der Treppenwelle aus der Treppenwellen-Generatorschaltung einen vorbestimmten Wert erreicht, und ein zweites Signal erzeugt, wenn der Pegel den vorbestimmten Wert erreicht, und eine Einrichtung zum Wählen der Gültigkeit oder der Ungültigkeit des von dem Antriebssignalschaltkreis abgegebenen Antriebssignal, wobei der Antriebssignalschaltkreis im Ansprechen auf das erste Signal ein dem Lagesignal entsprechendes Signal abgibt, um dadurch den Motor als bürstenloser Motor zu betreiben, und im Ansprechen auf das zweite Signal das Phasendifferenzsignal abgibt, um dadurch den Motor als Synchronmotor zu betreiben.
Infolgedessen wird der Motor vor dem Erreichen einer vorbestimmten Drehzahl durch ein aus einem dem Lagesignal entsprechenden Signal erzeugtes Antriebssignal in der Betriebsart eines bürstenlosen Motors betrieben und der Motor wird dann, wenn die vorbestimmte Drehzahl erreicht ist, auf stabile Weise von der Betriebsart als bürstenloser Motor automatisch auf die Synchronbetriebsart umgeschaltet, bei der der Motor durch ein Antriebssignal betrieben wird, das aus einem Signal für die Phasendifferenz zwischen einem Signal aus dem Mehrphasenrechteckwellen-Oszillator und dem Lagesignal erzeugt wird.
Das erfindungsgemäße Regelsystem enthält ferner vorzugsweise eine zweite Drehzahlmeßschaltung, die ein drittes Signal erzeugt, wenn der Pegel der Treppenwelle aus der Treppenwellen-Generatorschaltung einen vorbestimmten Wert übersteigt, wobei durch das dritte Signal das Antriebssignal aus dem Antriebssignalschaltkrels ungültig wird, wodurch dann, wenn bei dem Anlaufen die Drehzahl des Motors ansteigt und eine vorbestimmte Drehzahl übersteigt, das Antriebssignal automatisch abgeschaltet wird, um dadurch die Motordrehzahl auf einen vorbestimmten Wert für einen Synchronbetrieb zu verringern.
Ferner enthält das Regelsystem vorzugsweise einen zwischen den Ausgang der Lageerfassungseinrichtung und den Eingang des Vervielfachers geschaltete zweite Befehlseinrichtung, die einen Befehl zum Verhindern des selektiven Anlegens des Lagesignals an den Vervielfacher abgibt, um dadurch das Betreiben des Motors allein als bürstenloser Motor zu ermöglichen.
Ferner enthält das Regelsystem vorzugsweise eine dritte Befehlseinrichtung, die selektiv einen Befehl zum Invertieren der Phase des Lagesignals aus der Lageerfassungseinrichtung abgibt, um dadurch das selektive Betreiben des Motors in der Gegenrichtung zu ermöglichen.

KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist eine Blockdarstellung eines Synchronmotor- Regelsystems gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung.
Fig. 2 ist ein Schaltbild einer typischen Schaltung des in Fig. 1 dargestellten Synchronmotor-Regelsystems.
Fig. 3 und 4 zeigen Kurvenformen, die an verschiedenen Teilen einer Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung erzeugt werden.
Fig. 5 ist eine Darstellung von Kurvenformen, die an verschiedenen Teilen einer Frequenzregelschaltung und einer Leitphasenregelschaltung erzeugt werden.
Fig. 6 zeigt Kurvenformen, die an verschiedenen Teilen einer Leitphasenrechenschaltung erzeugt werden.
Fig. 7 ist ein Schaltbild, das wesentliche Teile gemäß einem Ausführungsbeispiel für ein Motorregelsystem zeigt.
Fig. 8 ist eine Blockdarstellung, die ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt.
Fig. 9 ist ein Schaltbild von wesentlichen Teilen des in Fig. 8 dargestellten Ausführungsbeispiels.
Fig. 10 ist eine Blockdarstellung, die ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt.
Fig. 11 ist ein Schaltbild des in Fig. 10 dargestellten Ausführungsbeispiels.
Fig. 12 zeigt Signalkurvenformen, die an verschiedenen Teilen nach Fig. 11 erzeugt werden.

BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSBEISPIELE

Vor einem erfindungsgemäßen Motorregelsystem wird unter Bezugnahme auf Fig. 1 bis 6 ein herkömmliches Motorregelsystem beschrieben, bei dem ein Ausführungsbeispiel der Erfindung anwendbar ist.
Fig. 1 ist eine Blockdarstellung eines in der JP-A-62-114 494 offenbarten Regelsystems für einen Synchronmotor, bei dem ein Ausführungsbeispiel der Erfindung angewandt werden kann. In Fig. 1 ist mit 2 ein Mehrphasen-Synchronmotor wie ein Dreiphasen-Synchronmotor bezeichnet. Mit 4 ist eine Hochfrequenzoszillatorschaltung mit einer Oszillatorfrequenz von 10kHz bezeichnet. Diese hohe Oszillatorfrequenz ist dazu erforderlich, dem Anker des Motors 2 auf wirkungsvolle Weise mit einer kompakten Vorrichtung einen Erregungsstrom zuzuführen. Dieses Oszillatorsignal wird an eine Frequenzregelschaltung 14 angelegt und als Motoranlaßsignal benutzt. Zugleich wird das Oszillatorsignal an eine Phasenumkehr-Verstärkerschaltung 6 angelegt, um dadurch ein Signal mit positiver und negativer Phase zu erzeugen. Ein Ausgangssignal der Verstärkerschaltung 6 wird durch eine Erregerstrom-Verstärkerschaltung 8 verstärkt, um dadurch die Primärwicklung eines drehenden Transformators 10 zu erregen. Der drehende Transformator 10 besteht aus einem Hochfrequenztransformator für das kontaktlose Zuführen eines durch die Erregerstrom-Verstärkerschaltung 8 verstärkten Hochfrequenzsignals zu dem Rotor des Motors 2 mit hohem Wirkungsgrad. Die Primärwicklung des drehenden Transformators 10 ist festgelegt, während dessen Sekundärwicklung an der Welle des Motors 2 angebracht ist und zusammen mit dem Rotor desselben umläuft.
Ein aus der Sekundärwicklung des drehenden Transformators 10 zugeführtes Hochfrequenzsignal wird durch einen Gleichstromwandler 12, nämlich einem Vollweggleichrichter gleichgerichtet und dann der Ankerwicklung des Rotors zugeführt.
Mit 16 ist eine Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung bezeichnet. Eine herkömmliche Dreiphasen-Rechteckwellen- Oszillatorschaltung, in der ein Ringzähler-Oszillator oder dergleichen zum Erzeugen einer kontinuierlichen Rechteckwelle benutzt wird und die sich ergebenden Wellen zu einer dreiphasigen Rechteckwelle kombiniert werden, ist hinsichtlich der Schaltungsanordnung kompliziert.
Mit 14 ist die Frequenzregelschaltung zum Steuern der Oszillatorfrequenz der Dreiphasen-Rechteckwellen- Oszillatorschaltung 16 bezeichnet. Die Oszillatorfrequenz der Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 wird auf bestimmte Weise zu einer Änderung von niedriger auf hohe Frequenz bei dem Anlassen des Motors im Ansprechen auf ein Ausgangssignal aus der Hochfrequenz-Oszillatorschaltung 4 gesteuert und die Frequenz einer stabilen Dreiphasen- Rechteckwelle wird über einen weiten Bereich verändert, um die Motordrehzahl über einen weiten Bereich zu regeln.
Eine Leitphasenregelschaltung 20 dient dazu, entsprechend einem Ausgangssignal der Frequenzregelschaltugn 14 an eine Leitphasenrechenschaltung 18 ein Signal zum Steuern der Phase einer von der Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 abgegebenen Rechteckwelle anzulegen, um dadurch die Phase der dreiphasigen Rechteckwelle zu steuern.
In Synchronmotoren nach dem Stand der Technik ist der Laststrom gering und es wird im Bereich hoher Drehzahlen für das gleiche Lastdrehmoment ein gewisser Wirkungsgrad erreicht, wogegen mit einer Verringerung der Drehzahl der Laststrom zunehmend stärker wird, so daß auf diese Weise der Motor unbrauchbar wird. Infolgedessen konnte der Synchronmotor nicht kontinuierlich geregelt werden.
Die Leitphasen-Rechenschaltung 18 steuert entsprechend dem Phasensteuersignal aus der Leitphasenregelschaltung 20 die Phase des dreiphasigen Rechteckwellensignals derart, daß der Wirkungsgrad des Motors 2 verbessert wird, und legt ihr Ausgangssignal an eine Pufferverstärkerschaltung 22 an.
Die Pufferverstärkerschaltung 22 ist eine Verstärkerschaltung für das Vermindern der Gefahr einer instabilen Phasensteuerung, die dadurch, daß eine Motortreiberschaltung 24 direkt an die Leitphasen-Rechenschaltung 18 angeschlossen wird, durch einen plötzlichen Lastwechsel verursacht werden könnte. Diese Schaltung enthält daher einen gewöhnlichen invertierenden Verstärker.
Die Fig. 2 ist ein Schaltbild, das eine Schaltung eines typischen Regelsystems für den Synchronmotor 2 nach Fig. 1 zeigt.
Die Hochfrequenzsozillatorschaltung 4 enthält einen Rechenverstärker 30, dessen invertierender Eingang einerseits mit einem Kondensator 34 und andererseits über einen Widerstand 32 mit dem Ausgangsanschluß verbunden ist. Der nicht invertierende Eingang des Verstärkers 30 ist über einen Widerstand 42, einen verstellbaren Widerstand 40 und einen Hauptschalter 3 mit einer Gleichstromquelle Vcc verbunden.
Die Oszillatorfrequenz ist durch den Wert des Widerstandes 32 und die Kapazität des Kondensators 34 bestimmt und wird unter Berücksichtigung des Kernmaterials des drehenden Transformators 10 oder dergleichen auf einige 10kHz eingestellt. Der verstellbare Widerstand 40 dient zur Feineinstellung des Einschaltverhältnisses der Oszillatorfrequenz auf ungefähr 50%.
Die Phasenumkehr-Verstärkerschaltung 6 enthält einen Rechenverstärker 44, dessen invertierender Eingang mit der Oszillatorspannung aus dem Rechenverstärker 30 beaufschlagt ist, während sein nicht invertierender Eingang an eine Zenerdiode 90 angeschlossen ist und mit einer konstanten Spannung mit einer Amplitude beaufschlagt ist, die ungefähr die Hälfte derjenigen der Oszillatorspannung ist. Somit hat die Kurvenform des Ausgangssignals aus dem Rechenverstärker 44 eine Phase, die zu derjenigen der Kurvenform des aus dem Rechenverstärker 30 an einen Inverter 48 angelegten Ausgangssignals entgegengesetzt ist. Diese hochfrequenten Signale mit der Vorwärtsphase und der Umkehrphase werden jeweils über als Pufferverstärker wirkende Inverter 48 und 50 an Kondensatoren 56 und 58 der Erregerstrom Verstärkerschaltung 8 angelegt. Die Kondensatoren 56 und 58 bilden Pegelhochhaltekondensatoren für das jeweilige Aufrechterhalten der Rechteckform der Hochfrequenzsignale mit der Vorwärts- und Gegenphase und die Ausgangssignale aus diesen Kondensatoren 56 und 58 werden jeweils nach Verstärkung durch Transistoren 60 und 62 der Primärwicklung des drehenden Transformators 10 zugeführt.
Dioden 52 und 54 dienen zum Sperren des Gegenstromflusses.
Der drehende Transformator 10 hat einen weichen Ferritkern für hohe Frequenzen. Der Primärkern und die Primärwicklung des drehenden Transformators 10 sind an dem Aussenumfang des Motors 2 befestigt, während der Sekundärkern und die Sekundärwicklung an der Motorwelle angebracht sind und zusammen mit dem Rotor desselben umlaufen.
Auf diese Weise wird ein hochfrequentes Signal aus der Erregerstrom-Verstärkerschaltung 8 in der Sekundärwicklung des drehenden Transformators 10 induziert und vor dem Anlegen an eine Ankerwicklung 84 durch den Gleichstromwandler 12, der aus einer Vollweg-Gleichrichterschaltung mit Dioden 74 bis 80 besteht, in einen Gleichstrom umgesetzt.
Es wird nun die Funktion der Dreiphasen-Rechteckwellen- Oszillatorschaltung 16 erläutert. Diese Oszillatorschaltung 16 bildet eine einfache Schaltung mit drei Rechenverstärkern 140, 142 und 144 zum Erzeugen einer Dreiphasen-Rechteckwelle. Wenn die Bauelemente auf die dargestellte Weise geschaltet sind und an diese eine Speisespannung angelegt wird, wird zuerst eine Spannung an einem bestimmten der Ausgangsanschlüsse der drei Rechenverstärker erzeugt, deren Kennwerte nicht genau miteinander identisch sind. Die Fig. 3 ist ein Zeitdiagramm von Signalkurvenformen an verschiedenen Teilen der Oszillatorschaltung 16.
Nimmt man an, daß eine Spannung an dem Ausgangsanschluß 143 des Rechenverstärkers 142 erzeugt wird, so wird die gleiche Spannung über einen Widerstand 148 und eine Diode 158 an einen einstellbaren Widerstand in Form eines Feldeffekttransistors (FET) 112 angelegt. Entsprechend dem Verhältnis zwischen den Werten des Widerstandes 158 und des Feldeffekttransistors 112 wird ein Kondensator 152 mit einer Ladekurve aufgeladen, die von einer Zeitkonstante abhängt, welche durch die Kapazität des Kondensators 152 und die Werte des Widerstandes 148 und des Feldeffekttransistors 112 bestimmt ist. Infolgedessen, ändert sich die Ladekurve mit dem Widerstandswert des Feldeffektransistors 112. Zugleich werden auch der Negativanschluß des Rechenverstärkers 140 und der Positivanschluß des Rechenverstärkers 144, die an den positiven Anschluß des Kondensators 152 angeschlossen sind, mit der Ladespannung des Kondensators 152 beaufschlagt, die entlang der Ladekurve ansteigt. Der Umstand, daß an dem Ausgangsanschluß 143 des Rechenverstärkers 142 eine Spannung erzeugt wird, zeigt an, daß die Spannung an dessen Negativanschluß niedriger ist als an dessen Positivanschluß. Der Positivanschluß des Rechenverstärkers 140 liegt auf dem gleichen Potential wie der Negativanschluß des Rechenverstärkers 142 und der Negativanschluß des Rechenverstärkers 144 liegt auf dem gleichen Potential wie der Positivanschluß des Rechenverstärkers 142, so daß an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 140 ein niedrigeres Potential anliegt als an dem Negativanschluß des Rechenverstärkers 144. Auf das Erzeugen einer Spannung an dem Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 142 zu einem Zeitpunkt t&sub1; gemäß der Darstellung bei (a) in Fig. 3 hin wird jedoch gemäß der vorangehenden Erläuterung der Kondensator 152 geladen und dessen Anschlußspannung steigt entlang einer gestrichelten Linie gemäß (a) in Fig. 3 an, was zur Folge hat, daß auf gleiche Weise fortgesetzt auch die Potentiale an dem Negativanschluß des Rechenverstärkers 140 und dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 144 ansteigen, die an dem Kondensator 152 angeschlossen sind. Infolgedessen wird der Rechenverstärker 140 abgeschaltet gehalten, während der Rechenverstärker 147, an dem das Potential an dem Positivanschluß (Anschlußspannung des Kondensators 152) das Potential an dem Negativanschluß (die Anschlußspannung eines Kondensators 156) erreicht, zu einem Zeitpunkt t&sub2; eingeschaltet wird und dessen Ausgangspotential auf den hohen Pegel wechselt. Wenn das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 144 den hohen Pegel annimmt, steigt die Anschlußspannung eines Kondensators 154 entsprechend einer Zeitkonstante an, die wie im Falle des Kondensators 152 durch einen Widerstand 150, den Feldeffekttransistor 112 und den Kondensator 154 bestimmt ist.
Infolgedessen steigt nach dem Zeitpunkt t&sub2; an dem Negativanschluß des Rechenverstärkers 142 und an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 140, die mit dem Anschluß des Kondensators 154 verbunden sind, das Potential an und zu einem Zeitpunkt t&sub3;, an dem das Potential an dem Negativanschluß des Rechenverstärkers 142 (die Anschlußspannung des Kondensators 154) das Potential an dem Positivanschluß desselben erreicht (die Anschlußspannung des Kondensators 156), wird der Rechenverstärker 142 abgeschaltet und dessen Ausgangspotential auf den niedrigen Pegel herabgesetzt. Dadurch werden die in dem Kondensator 152 gespeicherten Ladungen über die Diode 158 und den Feldeffekttransistor 112 entladen. Die Entladungskurve bei diesem Vorgang ist durch eine Zeitkonstante bestimmt, die von dem Widerstandswert des Feldeffekttransistors 112 und der Kapazität des Kondensators 152 abhängt.
In diesem Fall ändert sich durch das Ändern des Widerstandswertes des Feldeffekttransistors 112, d.h., der Gate-Spannung die Entladekurve ebenso wie die Ladekurve. Zum Zeitpunkt t&sub3; ist das Potential an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 144 höher als an dessen Negativanschluß und es wird aus dessen Ausgangsanschluß eine Spannung mit hohem Pegel abgegeben. Wenn jedoch der Rechenverstärker 142 abgeschaltet ist, beginnt die Anschlußspannung des Kondensators 152 zu sinken, so daß fortgesetzt die Potentiale an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 144 und an dem Negativanschluß des Rechenverstärkers 140 abfallen.
Andererseits ist das Potential an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 140 (die Anschlußspannung des Kondensators 154) niedriger als das Potential an dem Negativanschluß desselben (als die Anschlußspannung des Kondensators 152) und der Verstärker abgeschaltet. Nach dem Zeitpunkt t&sub2; beginnt jedoch das Potential an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 140 anzusteigen, während das Potential an dessen Negativanschluß abfällt. Infolgedessen erreicht zu einem Zeitpunkt t&sub4; das Potential an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 140 dasjenige an dessen Negativanschluß, wodurch der Rechenverstärker 140 eingeschaltet wird. Auf diese Weise werden die Rechenverstärker 140, 142 und 144 nacheinander zum Erzeugen einer dreiphasigen Rechteckwelle eingeschaltet.
Die Oszillatorfrequenz ist durch Ändern des Widerstandswertes des Feldeffekttransistors 112, d.h. der Gate-Spannung einstellbar. Zum Verhindern eines Gegenstromflußes sind Dioden 158, 160 und 162 vorgesehen, wodurch mit einem einzigen Feldeffekttransistor 112 die Zeitkonstanten an den drei Rechenverstärkern 140, 142 und 144 geändert werden können und es daher möglich ist, Änderungen des Einschaltverhältnisses mit der Oszillatorfrequenz zu verhindern, die ansonsten durch Änderungen von Widerstandswerten verursacht sein könnten.
Die Ausgangssignale der Rechenverstärker 140, 142 und 144 werden an die Positivanschlüsse jeweils entsprechender Rechenverstärker 168, 166 und 164 angelegt, deren Ausgangssignale an die Leitphasenrechenschaltung 18 angelegt werden. Die Negativanschlüsse der Rechenverstärker 164 bis 168 sind über einen Widerstand 172 auf Masse gelegt. Die Eingangssignale der Verstärker 164 bis 168 werden mit der Anschlußspannung des Widerstandes 172 verglichen, so daß die Kurvenformen der Ausgangssignale der Rechenverstärker 164 bis 168 gemäß der Darstellung in Fig. 4 die Form von richtig verbesserten Dreiphasen-Rechteckwellen annehmen.
Es wird nun die Funktion der Frequenzregelschaltung 14 erläutert.
In diesem System wird der Synchronmotor 2 verwendet und dieser wird derart angelassen, daß bei einem Anfangszustand des Anlaufens ein Strom mit sehr geringer Frequenz zugeführt wird und die Frequenz fortgesetzt erhöht wird, bis sie schließlich eine Sollfrequenz für das Erzielen einer Solldrehzahl erreicht. Die in Betracht gezogene Schaltung ist dafür ausgelegt, diesen Anlaufvorgang automatisch auszuführen.
Das von der Hochfrequenz-Oszillatorschaltung 4 erzeugte Rechteckwellensignal wird über eine Pumpschaltung mit einem Kondensator 94 und Dioden 96 und 98 an einen Kondensator 100 angelegt. Der Anschluß des Kondensators 100 seitens der Pumpschaltung ist mit dem Negativanschluß eines Rechenverstärkers 92 verbunden und sein anderer Anschluß ist mit dem Ausgang des Rechenverstärkers 92 verbunden. Infolgedessen verläuft das Potential des Kondensators 100 seitens eines Widerstandes 108 entlang einer ausreichend linearen Kurve, entlang der die Spannung bei jedem Anlegen eines Rechteckwellensignals stufenweise ansteigt. Die Steigung der Stufenwelle ist daher durch Einstellen der Werte der Kondensatoren 94 und 100 usw. einstellbar. Auf diese Weise steigt die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 92 treppenförmig von Null bis zu einem Pegel nahe der Speisespannung an und wird einerseits über den veränderbaren Widerstand 108 und Widerstände 124 und 126 an den Positivanschluß eines Rechenverstärkers 122 und andererseits über einen Widerstand 102 und einen veränderbaren Widerstand 104 an den Negativanschluß eines Rechenverstärkers 106 angelegt.
Der Rechenverstärker 106, der ein invertierender Verstärker mit einer durch den veränderbaren Widerstand 104 veränderbaren Verstärkung ist, wirkt praktisch als Abschwächer zum Verringern seines Eingangspegels. Die von dem Zeitpunkt des Einschaltens der Stromversorgung an erzeugten Ausgangssignale der Rechenverstärker 92 und 106 nehmen die bei (a) und (b) in Fig. 5 dargestellten Kurvenformen an. Genauer ausgedrückt wird der Rechenverstärker 106 durch eine Zenerdiode 90 über einen Widerstand 110 mit einer vorbestimmten positiven Spannung beaufschlagt, so daß das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 106 invertiert wird und als Ergebnis der geeigneten Verringerung durch den veränderbaren Widerstand 104 eine abwärts geneigte Treppenform annimmt.
Die Ausgangsspannung dieses Rechenverstärkers 106 wird einerseits an die Leitphasenregelschaltung 20 und andererseits über einen Widerstand 118 zugleich an die Source eines Feldeffekttransistors 114 und den Negativanschluß eines Rechenverstärkers 116 angelegt. Das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 106 fällt in Bezug auf die Anodenanschlußspannung der Zenerdiode 90 ab. Der Drain des Feldeffekttransistors 114 ist über einen Widerstand 120 mit einer Speisespannung beaufschlagt und es fließt daher aus der Stromquelle Vcc über den Widerstand 120, den Feldeffekttransistor 114 und den Widerstand 118 ein Strom I zu dem Ausgangsanschluß des Rechenverstärkers 106.Bei dem Prozeß steuert das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 116 die Gate-Spannung des Feldeffekttransistors 114 derart, daß automatisch der Negativanschluß des Rechenverstärkers 116 auf Nullpotential liegt. Infolgedessen beträgt der Innenwiderstand des Feldeffekttransitors 114 Vcc/I. Der Feldeffekttransistor 112 hat somit die gleiche Charakteristik und die gleiche Gate-Spannung wie der Feldeffekttransistor 114 und der Innenwiderstand des Feldeffekttransistors 112 ist daher ebenfalls gleich demjenigen des Feldeffekttransistors 114. Im Hinblick auf den Umstand, daß das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 106 stufenweise abfällt, steigt der Strom I proportional zu dem Ausgangssignal des Rechenverstärkers 106 an, so daß die Gate- Spannung des Feldeffekttransistors 112 und des Feldeffekttransistors 114 ansteigt, was zur Folge hat, daß die Innenwiderstände der beiden Feldeffekttransistoren 112 und 114 geringer werden. Der Feldeffekttransistor 112 wirkt somit gemäß den vorangehenden Ausführungen als veränderbarer Widerstand. Auf diese Weise ist die Oszillatorfrequenz der Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorspannung 16 bei einem Anfangsstadium der Stromeinschaltung sehr niedrig, wonach ein stufenweiser Anstieg bis zu einer bestimmten Frequenz folgt. Auf diese Weise wird der Synchronmotor 2 automatisch angelassen. Die Kombination der Feldeffekttransistoren 112 und 114 mit dem Rechenverstärker 116 ermöglicht es, die Frequenzänderung mit der Temperatur auf ein Mindestmaß herabzusetzen, und die Einstellung des veränderbaren Widerstandes 104 ermöglicht es, einen bestimmten Wert des minimalen Treppenwellenausgangssignals, nämlich den maximalen Wert der Oszillatorfrequenz zu bestimmen. Die Gate-Spannung des Feldeffekttransistors 112 entspricht dem vorangehend genannten Frequenzsteuersignal.
Es wird nun die Funktion der Leitphasenregelschaltung 20 erläutert. In dieser Schaltung ist der Positivanschluß des Rechenverstärkers 122 über die parallelen Widerstände 124 und 126 an den veränderbaren Widerstand 108 angeschlossen und wird mit der stufenförmigen Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 92 beaufschlagt. Der Amplitudenwert dieser Eingangsspannung wird durch den veränderbaren Widerstand 108 auf den Sollwert eingestellt. Andererseits wird dem Negativanschluß des Rechenverstärkers 122 über einen Widerstand 128 die stufenförmige Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 106 zugeführt. Infolgedessen wirkt der Rechenverstärker 122 als nicht invertierender Verstärker und es wird daher die Differenz zwischen den Eingangsspannungen an dem Positivanschluß und dem Negativanschluß desselben verstärkt und abgegeben. Diese Ausgangsspannung hat gemäß der Darstellung bei (c) in Fig. 5 eine Kurvenform mit einer vorbestimmten Steilheit und wird als Phasensteuersignal an die Leitphasenrechenschaltung 18 angelegt. Durch Einstellen der an den Positivanschluß des Rechenverstärkers 122 angelegten Spannung mittels des Widerstandes 108 wird daher die Steilheit der Ausgangssignalkurvenform geändert, wodurch die Stromflußphase geregelt wird. Mit dem Eingangssignal an dem Negativanschluß wird das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 122 derart berechnet und abgegeben, daß automatisch die optimale Leitphase in Bezug auf die Frequenzänderung erzielt wird.
Das auf diese Weise erhaltene Phasensteuersignal wird über eine Diode 136 als Bezugseingangsspannung an die Negativanschlüsse von Rechenverstärkern 198, 200 und 202 der Leitphasenrechenschaltung 18 angelegt. Andererseits werden den Positivanschlüssen der Rechenverstärker 198, 200 und 202 jeweils über Kondensatoren 180, 182 und 184 die entsprechenden dreiphasigen Rechteckwellen-Ausgangssignale (Fig. 4) der Rechenverstärker 164, 166 und 168 zugeführt. Als Beispiel wird eine der drei Phasen der dreiphasigen Rechteckwelle bzw. das Ausgangssignal des Rechenverstärkers 164 beschrieben. Das Rechteckwellen-Ausgangssignal ((b) in Fig. 4 und (a) in Fig. 6) des Rechenverstärkers 164 wird durch einen entsprechenden Differenzierer mit dem Kondensator 180 und einem Widerstand 186 differenziert ((b) in Fig. 6) und an den Positivanschluß des Rechenverstärkers 198 angelegt. Der Maximalwert der differenzierten Kurvenform bleibt in Bezug auf die Frequenz konstant. Der Endscheitelwert einer jeden differenzierten Welle sinkt mit dem Abfallen der Frequenz.
Auf diese Weise wird dem Positivanschluß des Rechenverstärkers 198 die differenzierte Welle gemäß (b) in Fig. 6 und dem Negativanschluß desselben das Phasensteuersignal gemäß (c) in Fig. 5 als Bezugsspannung gemäß der Darstellung bei (b) in Fig. 6 zugeführt. Infolgedessen erzeugt der Rechenverstärker 198 eine Rechteckkurvenform gemäß der Darstellung bei (c) in Fig. 6. Dieses Rechteckwellen-Ausgangssignal hat unmittelbar nach dem Anlassen wegen des niedrigen Pegels des Phasensteuersignals trotz des kleinen Endscheitelwertes des Differenzierers gemäß (d) in Fig. 6 ein großes Einschaltverhältnis gemäß der Darstellung bei (e) in Fig. 6. Mit dem Anstieg der Drehzahl wird der Endscheitelwert des Differenzierers größer, aber der Pegel des Phasensteuersignals folgt im wesentlichen dem Endscheitelwert und es bleibt daher das Einschaltverhältnis der Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 198 im wesentlichen auf einem großen Wert. Wenn jedoch die Drehzahl einen hohen Wert erreicht, steigt gemäß der Darstellung bei (b) in Fig. 6 der Pegel des Phasensteuersignals über den Endscheitelwert hinaus an und es wird daher auch das Einschaltverhältnis verringert. Auf diese Weise wird das Einschaltverhältnis mit dem Anstieg der Drehzahl gesteuert. Mit dem Abfallen der Ausgangsspannung ((b) in Fig. 5) des Rechenverstärkers 106 der Frequenzregelschaltung 14 nimmt die Ausgangsfrequenz des Rechenverstärkers 198 von einem sehr niedrigen Wert an nach dem Anlassen stufenweise zu und dessen maximale Frequenz wird durch den veränderbaren Widerstand 104 eingestellt. Andererseits wird das Einschaltverhältnis für diese Ausgangsfrequenz mit dem Anstieg der Ausgangsspannung ((c) in Fig. 5) des Rechenverstärkers 122 der Leitphasenregelschaltung 20, nämlich der Bezugsspannung geringer, so daß das minimale Einschaltverhältnis durch den veränderbaren Widerstand 108 eingestellt wird. Dioden 192, 194 und 196 dienen jeweils dazu, die Ladungen der entsprechenden Kondensatoren 180, 182 und 184 schnell abzuleiten, wenn die Eingangsspannung aus der Dreiphasen Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 zu Null wird.
Die Ausgangssignale aus den Rechenverstärkern 198, 200 und 202 werden über die Pufferverstärkerschaltung 22 und die Motortreiberschaltung 24 an die Feldwicklung 68 des Synchronmotors 2 angelegt.
Das auf die vorstehend beschriebene Weise gestaltete Synchronmotor-Regelsystem hat die nachstehend aufgeführten Wirkungen:
Bei dem Anlassen des Motors 2 wird mit dem Abfallen der Ausgangsspannung des Rechenverstärkers 106 die Erregungsfrequenz für den Motor 2 von einer sehr niedrigen Frequenz entlang einer Kurve mit einer vorbestimmten Steigung bis zu einer hohen Frequenz erhöht und die Anstiegszeit von niedriger Drehzahl bis zur maximalen Drehzahl ist vorbestimmt, wodurch ein stabiler Anlaufvorgang ermöglicht ist. Dies ist auf den Umstand zurückzuführen, daß die Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 von der niedrigen bis zu der hohen Frequenz eine stets stabile Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillation bewirkt, daß durch die Linearität des Treppenwellen-Ausgangssignals des Rechenverstärkers 106 die Anstiegszeit der Oszillation konstant gehalten wird und daß die maximale Frequenz durch den Widerstand 104 bestimmt ist.
Durch geeignetes Berechnen und Steuern des Laststromes des Motors 2 kann der Motor 2 von niedriger bis zu hoher Drehzahl ein im wesentlichen konstantes Drehmoment abgeben.
Bei einem Synchronmotor 2, bei dem eine Rechteckwelle genutzt wird, nimmt der im Bereich niedriger Drehzahl sehr hohe Laststrom mit dem Anstieg der Drehzahl fortgesetzt ab und es wäre an dem Motor 2 eine kontinuierliche Regelung von hoher Drehzahl auf niedrige Drehzahl schwierig, wenn die Nennleistung die gleiche bleibt. Durch die Leitphasenrechenschaltung 18 wird der Strom berechnet, der nicht zu dem Drehmoment beiträgt, und mit einem stets für die Frequenz optimalen Phasenleitwinkel wird durch die betreffende Phase der Stromfluß herbeigeführt, wodurch eine automatische Regelung erzielt wird. Infolgedessen werden über den Bereich von hoher Drehzahl bis zu niedriger Drehzahl ein im wesentlichen konstanter Laststrom und ein im wesentlichen konstantes Lastdrehmoment aufrecht erhalten, so daß daher ein Betrieb mit hohem Wirkungsgrad sichergestellt ist.
Ferner hat dadurch, daß der Rotor auf kontaktlose Weise durch Anwendung des drehenden Hochfrequenz-Transformators 10 erregt und mit Strom versorgt wird, der Synchronmotor 2 gemäß diesem Ausführungsbeispiel kleine Abmessungen und einen hohen Wirkungsgrad, während zugleich für einen verbesserten Gesamtwirkungsgrad des Motors 2 ein starkes Magnetfeld erzeugt wird.
Da das dem drehenden Transformator 10 zugeführte Hochfrequenzsignal auch an die Frequenzregelschaltung 14 angelegt wird, dient zu diesem Zweck die gemeinsame Hochfrequenz-Oszillatorschaltung 4.
Statt dem Rotor des Motors 2 über den drehenden Transformator 10 das gleichgerichtete hochfrequente Ausgangssignal der Hochfrequenz-Oszillatorschaltung 4 zuzuführen, kann der Rotorkern durch einen üblichen Permanentmagneten gebildet sein.
Ferner ist das Ausführungsbeispiel nicht auf den vorangehend genannten Dreiphasen-Synchronmotor beschränkt, sondern auch mit gleicher Wirkung bei einem Zweiphasen- oder Vierphasen- Synchronmotor dadurch anwendbar, daß auf geeignete Weise entsprechend der betreffenden Anzahl der Phasen diese mit dem Rechenverstärker 142, dem Kondensator 152 und der Diode 158 der Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 geändert werden.
Die Fig. 7 ist ein Schaltbild, das ein anderes Ausführungsbeispiel für ein Motorregelsystem darstellt.
Die Blockanordnung dieses Ausführungsbeispiels ist mit derjenigen des herkömmlichen Regelsystems nach Fig. 1 mit der Ausnahme identisch, daß die Leitphasenrechenschaltung 18 verbessert ist.
In Fig. 7 sind mit 301 bis 316 Rechenverstärker, mit 317 ein Feldeffekttransistor (FET), mit 318 und 319 Zweiwege- Siliciumschalter (SBS), mit 400 bis 408 Transistoren, welche Schaltungen 6, 8 und 24 bilden, mit Tr1 und Tr7 Transistoren, mit R1 bis R62 Widerstände, mit D1 bis D13 Dioden, mit ZD1 eine Zenerdiode und mit C1 bis C3 Kondensatoren bezeichnet. Nachstehend wird die Funktion dieser Schaltung beschrieben.
In dem in der JP-A-62-114 494 offenbarten Regelsystem wird durch einen Differenzierer ein Rechteckwellen-Ausgangssignal einer Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 differenziert, um den für das Drehmoment nicht benötigten (überschüssigen) Eingangsstrom abzuschalten. Der Maximalwert der differenzierten Welle bleibt bezüglich der Frequenz konstant, während der Endscheitelwert einer jeweiligen differenzierten Welle mit dem Sinken der Frequenz kleiner wird. Da sich jedoch mit der Belastung die Relativlage des Rotors zu dem Stator ändert, ist es nicht ausreichend, durch ein Frequenzsteuersignal die Oszillatorfrequenz auf lineare Weise entlang einer Treppenkurvenform zu steuern, da zu einem bestimmten Zeitpunkt ein übermäßiger Laststrom fließt.
Bei dem gerade betrachteten Ausführungsbeispiel wird an der Phasenprimärseite des Stators des Synchronmotors 2 mindestens ein Lagedetektor wie ein Hall-Sensor mit einem (nicht dargestellten) Hall-Element zum Erfassen von Relativlagen zwischen Rotor und Stator angebracht, und das sich ergebende Lageerfassungsignal wird zur Lageberechnung und Steuerung über die Widerstände R1 bis R6 an die Rechenverstärker 301 bis 303 angelegt, wodurch eine genaue Drehzahlregelung von niedriger Drehzahl bis zu hoher Drehzahl ermöglicht wird.
Für drei Phasen werden drei Hall-Sensoren verwendet und deren Anzahl und Lage wird entsprechend der betreffenden Anzahl (wie zwei oder vier) der Phasen geändert.
Auf diese Weise wird bei diesem Ausführungsbeispiel zur Phasenberechnung und Steuerung durch ein Lageerfassungsignal mindestens ein Hall-Sensor für das Erfassen der Rotorlage eingesetzt und daher eine genauere Betriebsregelung vorgenommen als bei dem herkömmlichen Regelsystem, bei dem nur die Differenzierung eines Stromwertes durch ein Differenzierglied genutzt wird.
Gemäß der vorangehenden Erläuterung wird bei diesem Ausführungsbeispiel für die Berechnung ein Lageerfassungssignal aus einem Hall-Sensor mit einem Phasensteuersignal verglichen, so daß eine einfache Anlaßvorrichtung einen ruhigen automatischen Betrieb eines Synchronmotors 2 vom Anlassen bis zu einem Bereich hoher Drehzahl ermöglicht, während zugleich eine Hochleistungs- Drehzahlregelung über einen weiten Bereich von hoher bis zu niedriger Drehzahl gewährleistet ist.
Unter Bezugnahme auf Fig. 8 und 9 wird ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert.
In Fig. 8 ist ein Blockschaltbild eines Synchronmotor- Regelsystems gemäß diesem Ausführungsbeispiel dargestellt.
In Fig. 8 ist mit 2 ein mehrphasiger Synchronmotor bezeichnet, der in diesem Fall durch einen dreiphasigen Synchronmotor gebildet ist. Die Erfindung ist jedoch nicht auf einen solchen Motor eingeschränkt, sondern mit gleicher Wirkung bei Synchronmotoren mit zwei oder vier Phasen anwendbar. Mit 4 ist eine Hochfrequenz-Oszillatorschaltung mit einer Oszillatorfrequenz von einigen zehn kHz bezeichnet. Zum wirkungsvollen Zuführen eines Erregerstromes zu dem Motoranker mittels einer kompakten Vorrichtung wird die Oszillatorfrequenz auf einen hohen Wert angesetzt. Diese hohe Frequenz wird einer Dreiphasen-Rechteckwellen- Oszillatorschaltung 16 und zugleich einer Phasenumkehr- Verstärkerschaltugn 6 zugeführt, durch die Signale mit Durchlaßphase und Gegenphase erzeugt werden.
Die Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 erzeugt im Ansprechen auf ein Ausgangssignal aus der Hochfrequenz- Oszillatorschaltung 4 ein einer Synchrondrehzahl entsprechendes hochfrequentes Signal. Aus der Dreiphasen- Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 wird ein Ausgangssignal mit einer vorbestimmten Frequenz einerseits an eine Antriebssignal-Generatorschaltung 426 für den Antrieb des Motors 2 mit der Synchrondrehzahl und andererseits an eine nachfolgend beschriebene zweite Gleichspannungsgeneratorschaltung 422 angelegt.
Ferner wird das Ausgangssignal der Phasenumkehr- Verstärkerschaltung 6 nach Verstärkung durch eine Erregerstrom-Verstärkerschaltung 8 zum Erregen eines drehenden Transformators 10 herangezogen. Mit 12 ist ein Gleichstromwandler zum Gleichrichten des daran aus dem drehenden Transformator 10 angelegten hochfrequenten Signals und zum Zuführen des gleichgerichteten Signals zu der Ankerwicklung des Rotors bezeichnet.
Mit 416 ist eine Einheit zum Erfassen der Lagen von Magnetpolen des Rotors bezeichnet, die beispielsweise an der Primärseite des Stators (nicht dargestellte) Hall-Sensoren für das Erfassen der relativen Lagen des Rotors und des Stators enthält. Das sich ergebende Erfassungssignal tritt als positive oder negative Spannung in Erscheinung und wird durch eine Verstärkerschaltung 418 verstärkt. Die auf diese Weise verstärkte Spannung wird einerseits an eine Antriebssignal-Generatorschaltung 430 für den Antrieb als bürstenloser Motor, die eine Antriebssteuerschaltung 428 darstellt, und andererseits zugleich an eine erste Gleichspannungsgeneratorschaltung 420 angelegt.
Die erste Gleichspannungsgeneratorschaltung 420 nimmt eine Ausgangsspannung aus der Verstärkerschaltung 418 auf und erzeugt durch Differenzieren und Integrieren eine Gleichspannung, die zu der Umlauffrequenz des Rotors proportional ist. Mit 422 ist die zweite Gleichspannungsgeneratorschaltung bezeichnet, die aus der Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 eine Spannung mit einer vorbestimmten Frequenz aufnimmt und nach deren Differenzieren und Integrieren eine der Frequenz entsprechende Gleichspannung erzeugt. Diese beiden Ausgangsspannungen werden direkt an einen Vergleicher 424 angelegt. Von dem Vergleicher 424 wird ein Ausgangssignal nur dann an die Antriebssteuerschaltung 428 angelegt, wenn die Spannung seitens des Rotors niedriger ist als diejenige seitens der Oszillatorschaltung.
Die Antriebssteuerschaltung 428 enthält die Antriebssignal- Generatorschaltung 430 für den Antrieb des Motors 2 als bürstenloser Motor, die Antriebssignal-Generatorschaltung 426 zum Erzeugen eines Antriebssignals für den Antrieb des Motors 2 mit der Synchrondrehzahl und einen Umschalter 432. Der Umschalter 432 wirkt derart, daß im Ansprechen auf ein Ausgangssignal aus dem Vergleicher 424 die Antriebssignal Generatorschaltung 430 für den bürstenlosen Motor sowie Erregungs-Treiberschaltungen 22 und 24 des Motors 2 eingeschaltet werden und dann, wenn die Spannungen aus der ersten und der zweiten Gleichspannungsgeneratorschaltung 420 und 422 einander gleich werden und aus dem Vergleicher 424 kein Ausgangssignal an den Umschalter angelegt wird, die Erregungs-Treiberschaltungen 22 und 24 und die Antriebssignal-Generatorschaltung 426 für das Aufrechterhalten der Drehung mit der Synchrondrehzahl eingeschaltet werden.
In Fig. 9 ist ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung dargestellt.
Eine Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 enthält drei Rechenverstärker 461, 462 und 463. Eine Magnetpol- Lageerfassungseinheit 416 enthält drei Hall-Sensoren für das Erfassen der relativen Lagen des Rotors und des Stators und das sich ergebende Lageerfassungssignal wird an Rechenverstärker 567 bis 569 angelegt.
Eine erste Gleichspannungsgeneratorschaltung 420 enthält Meßwiderstände 601 bis 603 zum Erfassen der jeweiligen Ausgangsspannung der Rechenverstärker 567 bis 569 als Dreifachspannung. Die Meßspannungen dieser Widerstände 601 bis 603 werden an den Positiv-Eingangsanschluß eines Rechenverstärkers 604 angelegt und verstärkt und nach Differenzierung durch einen Kondensator 605 und einen Widerstand 606 durch zwei Kondensatoren 607 und 608 und einen Widerstand 609 integriert, in eine Gleichspannung umgesetzt und an den Negativanschluß eines Vergleichers 424 angelegt.
Eine zweite Gleichspannungsgeneratorschaltung 422 enthält Widerstände 621 bis 623 zum Messen der jeweiligen Ausgangsspannung der Rechenverstärker 461 bis 463 der Dreiphasen-Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 als Dreifachspannung. Die sich ergebende Meßspannung wird an den Positivanschluß eines Rechenverstärkers 624 angelegt und verstärkt und nach Differenzierung durch einen Kondensator 625 und einen Widerstand 626 durch Kondensatoren 627 und 628 und einen Widerstand 629 integriert, in eine Gleichspannung umgesetzt und an den Positivanschluß des Vergleichers 424 angelegt.
Infolgedessen wird der Vergleicher 424 an seinen Eingangsanschlüssen mit einer zu der Drehzahl des Rotors proportionalen Spannung und mit einer zu der Frequenz der Oszillatorspannung 16 proportionalen Spannung gespeist und erzeugt an seinem Ausgangsanschluß nur dann eine Spannung, wenn die Drehzahl niedriger als die Oszillatorfrequenz ist.
Die Antriebssteuerschaltung 428 enthält drei Rechenverstärker 701 bis 703 und wird an ihrem Positiv-Eingangsanschluß mit den Ausgangssignalen der Rechenverstärker 461 bis 463 der Oszillatorschaltung 16 sowie mit einem Ausgangssignal aus dem Vergleicher 424 gespeist. Andererseits werden dem Negativanschluß der Antriebssteuerschaltugn 428 die Ausgangssignale aus den Rechenverstärkern 567 bis 596 der Magnetpol-Lageerfassungseinheit 416 usw. zugeführt und an die Treiberschaltungen 22 und 24 wird entsprechend den vorangehend beschriebenen Funktionen ein Steuersignal abgegeben. Mit 432 ist eine Diode bezeichnet, die durch Entladen die Funktion des vorangehend genannten Umschalters hat.
Es sei angenommen, daß in dieser Schaltung ein Hauptschalter 401 eingeschaltet wird. Die Sendefrequenz der drei Phasen- Rechteckwellen-Oszillatorschaltung 16 wird sofort zu einer vorbestimmten Frequenz und über die zweite Gleichspannungsgeneratorschaltung 422 wird eine entsprechende Spannung an den Positivanschluß des Vergleichers 424 angelegt. Da andererseits der Motor 2 noch nicht angetrieben wird, ist die über die erste Gleichspannungsgeneratorschaltung 420 an den Negativanschluß des Vergleichers 424 angelegte Spannung im wesentlichen Null. Infolgedessen wird an dem Ausgangsanschluß des Vergleichers 424 eine Spannung erzeugt, die über Gleichrichter SR1 bis SR3 an die Positivanschlüsse der Rechenverstärker 701 bis 703 der Antriebssteuerschaltung 428 angelegt wird. Infolge des Umstandes, daß den Negativanschlüssen der Rechenverstärker 701 bis 703 jeweils ein Ausgangssignal aus der Magnetpol-Lageerfassungseinheit 416 zugeführt wird, wird der Motor 2 als bürstenloser Motor angelassen.
Der vorstehend beschriebene Zustand wird aufrecht erhalten, bis die Drehzahl des Motors 2 die Oszillatorfrequenz übersteigt. Wenn der Motor 2 die Synchrondrehzahl erreicht, wird die Ausgangsspannung des Vergleichers 424 zu Null und die Spannung an dessen positiven Eingangsanschluß wird über den Gleichrichter 432 abgeleitet. Da andererseits den Rechenverstärkern der Antriebssteuerschaltugn 428 ein Antriebssignal für den Antrieb mit der Synchrondrehzahl zugeführt wird, arbeitet der Motor 2 als Synchronmotor, wobei dessen Rotor die Drehzahl an der Oszillatorfrequenz beibehält. Ferner werden in dieser Schaltung nach dem Umschalten der Funktion auf einen Synchronmotor die für die Drehungen nicht erforderlichen Stromabschnitte ausgeschaltet.
Dieses Ausführungsbeispiel ist nicht nur bei dem Dreiphasen- Synchronmotor, sondern auch direkt bei einem Synchronmotor mit einer anderen Phasenanzahl anwendbar, wobei in diesem Fall die in der Gleichspannungsgeneratorschaltung bei dem vorangehend beschriebenen Ausführungsbeispiel verwendeten Meßwiderstände auf geeignete Weise entsprechend der Phasenanzahl geändert werden.
Aus der vorstehenden Beschreibung ist ersichtlich, daß bei dem gerade betrachteten Ausführungsbeispiel der Motor 2 als bürstenloser Motor betrieben wird, bis der Rotor eine Synchrondrehzahl erreicht, und nach dem Erreichen der Synchrondrehzahl der Motor 2 als Synchronmotor mit einer vorbestimmten Frequenz arbeitet und es daher möglich ist, unter Nutzung der Anlaufeigenschaften des bürstenlosen Motors ein schnelles Hochlaufen sicherzustellen, während nach dem Erreichen der Synchrondrehzahl ein stabiler Betrieb bei einfacher Drehzahleinstellung möglich wird.
Nachstehend wird ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung erläutert.
In Fig. 10 ist ein Blockschaltbild dargestellt, welches eine Gestaltung dieses Ausführungsbeispiels der Erfindung veranschaulicht. In Fig. 10 sind mit 2 ein Motor, der durch ein daran über eine Pufferverstärkerschaltung 22 angelegtes Antriebssignal betrieben wird, mit 700 eine Lageerfassungeinheit (CP1 bis CP7, R34) zum Erfassen der Lage von Magnetpolen des Rotors des Motors 2 und zum Erzeugen eines Lagesignals, mit 702 eine Mehrphasenrechteckwellen- Oszillatorschaltung (OP1 bis OP3) zum Erzeugen eines mehrphasigen Rechteckwellensignals wie eines dreiphasigen Rechteckwellensignals, mit 712 ein Frequenzvervielfacher (CP5, OP12) zum Vervielfachen der Frequenz des Lagesignals auf eine vorbestimmte Frequenz und zum Erzeugen eines Vielfachfrequenzsignals, mit 714 eine Löschschaltung (Tr1) zum Erzeugen eines Rechteckwellensignals für eine bestimmte Phase des mehrphasigen Rechteckwellensignals als Löschsignal, mit 716 eine Treppenwellen-Generatorschaltung (OP11) zum Erzeugen einer Treppenwelle, die sich entsprechend dem Vielfachfrequenzsignal stufenweise mit der gleichen Frequenz wie die Vielfachfrequenz ändert und die durch das Löschsignal rückgesetzt wird, mit 718 ein Antriebssignal-Schaltkreis (OP3 bis OP7) zum Anlegen eines gewählten Signals, welches dem Lagesignal oder einem Signal für die Phasendifferenz zwischen dem mehrphasigen Rechteckwellensignal und dem Lagesignal entspricht, an den Motor 2 als Antriebssignal, mit 720 eine erste Drehzahlmeßschaltung (OP16), die ein erstes Signal, bevor der Pegel der Treppenwelle aus der Treppenwellen Generatorschaltung 716 einen vorbestimmten Wert erreicht, und ein zweites Signal erzeugt, wenn der vorbestimmte Wert erreicht ist, und mit 710 eine Befehlsschaltung (SW3) zum selektiven Bestimmen der Gültigkeit oder Ungültigkeit des von dem Antriebssignal-Schaltkreis 718 abgegebenen Antriebssignals bezeichnet. Der Antriebssignal-Schaltkreis 718 gibt im Ansprechen auf das erste Signal ein Lagesignal ab, durch das der Motor 2 als bürstenloser Motor betrieben wird, und im Ansprechen auf das zweite Signal ein Phasendifferenzsignal, durch das der Motor 2 als Synchronmotor betrieben wird.
Daher läuft der Motor 2 bis zum Erreichen einer vorbestimmten Drehzahl als bürstenloser Motor gemäß einem dem Lagesignal entsprechenden Signal und dann, wenn die vorbestimmte Drehzahl erreicht ist, wird automatisch ein Synchronbetrieb durch ein Antriebssignal erreicht, welches gemäß der Phasendifferenz zwischen dem Mehrphasen-Rechteckwellen- Oszillatorsignal und dem Lagesignal erzeugt wird.
Mit 722 ist eine zweite Drehzahlmeßschaltung (OP14) bezeichnet, die ein drittes Signal erzeugt, wenn der Pegel der Treppenwelle aus der Treppenwellen-Generatorschaltung 716 einen vorbestimmten Wert übersteigt. Im Ansprechen auf das dritte Signal wird das von dem Antriebssignal-Schaltkreis 718 erzeugte Antriebssignal unwirksam. Infolgedessen wird dann, wenn die Drehzahl des Motors 2 nach dem Anlassen ansteigt und einen vorbestimmten Drehzahlwert übersteigt, das Antriebssignal automatisch abgeschaltet, so daß die Motordrehzahl auf einen vorbestimmten Wert abfällt, wodurch ein Synchronbetrieb erreicht wird.
Mit 706 ist eine zwischen den Ausgang der Lageerfassungseinheit 700 und den Eingang des Frequenzvervielfachers 712 geschaltete zweite Befehlseinheit (SW1) zur Eingabe eines Befehls für das selektive Verhindern des Anlegens des Lagesignals an den Frequenzvervielfacher 712 bezeichnet, wodurch es möglich wird, den Motor 2 als bürstenlosen Motor zu betreiben.
Mit 708 ist eine dritte Befehlseinheit (SW2) für die Eingabe eines Befehls zum selektiven Invertieren der Phase des Lagesignals aus der Lageerfassungseinheit 700 bezeichnet, wodurch der Motor 2 selektiv in der Gegenrichtung betrieben wird.
Dieses Ausführungsbeispiel wird nun unter Bezugnahme auf das in Fig. 11 dargestellte Schaltbild und die an verschiedenen Teilen nach Fig. 11 erzeugten Signalkurvenformen nach Fig. 12 beschrieben.
In Fig. 11 ist der Rotorlagedetektor 700 (wie ein Hall- Element) nicht dargestellt. Es sind beispielsweise drei Hall- Elemente vorgesehen, die an Widerstände R1 bis R6 bei jeder Drehung des Rotors um 120º ein Lageerfassungssignal anlegen.
Zuerst wird der Motor 2 an dieses System angeschlossen und die Stromversorgung eingeschaltet. Es sei angenommen, daß der Schalter SW1 auf einem Kontakt 1, der Schalter SW2 auf einem Kontakt 2 und der Schalter SW3 auf einem Kontakt 2 geschaltet sind.
Wenn der Schalter SW1 auf den Kontakt 2 geschaltet wird, kann der Motor 2 nur als bürstenloser Motor betrieben werden, während bei dem Umschalten des Schalters SW2 auf den Kontakt 1 der Motor 2 in der Gegenrichtung betrieben wird. Wenn andererseits der Schalter SW3 auf dem Kontakt 2 geschaltet ist, wird der Motor 2 angehalten, während dann, wenn der Schalter auf den Kontakt 1 geschaltet wird, der Motor 2 angelassen wird.
Über einen Widerstand R7 wird einem jeweiligen Hall-Element zur Lageerfassung eine Spannung zugeführt und ein von einem jeweiligen Hall-Element erzeugtes, einer bestimmten Lage zugeordnetes Signal wird an einen Vergleicher CP1, CP2, CP3, CP4, CP5 oder CP6 angelegt. Über dem Schalter SW2 wird dem offenen Kollektor am Ausgang eines jeweiligen Vergleichers eine Speisespannung zugeführt und auf diese Weise werden die Vergleicher CP1, CP3 und CP5 eingeschaltet, so daß daher an Dioden SR1, SR3 und S5 jeweils ein dem Signal entsprechendes Signal hohen oder niedrigen Pegels angelegt wird.
Die Kurvenformen der Ausgangssignale aus den Vergleichern CP3, CP1 und CP5 sind jeweils bei (a), (b) und (c) in Fig. 12 dargestellt. Die Vergleicher CP2, CP4 und CP6, an die keine Spannung angelegt wird, bleiben jedoch abgeschaltet. Auf die Oszillation hin wird von Rechenverstärkern OP1, OP2 und OP4 eine dreiphasige Rechteckwelle ((e), (f) und (g) in Fig. 12) jeweils an Widerstände R37, R38 bzw. R36 angelegt. Deren Frequenzen werden durch eine Frequenzregelschaltung 704, die einen verstellbaren Widerstand RV1, Rechenverstärker OP9 und OP10 und Transistoren FET3 und FET4 enthält, auf einen thermischen stabilen Wert festgelegt.
Die jeweiligen dreiphasigen Rechteckwellen werden durch die Widerstände R36, R37, R38, R39, R40 und R41 auf die Hälfte geteilt und an die Positivanschlüsse von Rechenverstärkern OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 angelegt. Infolge des Umstandes, daß den Negativanschlüssen der Rechenverstärker OP6 und OP8 über den Schalter SW2 und über Dioden SR11, SR17 eine Speisespannung angelegt wird und daß die Negativanschlüsse der Rechenverstärker OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 über den Kontakt 1 des Schalters SW2, eine Diode SR43, den Kontakt 2 des Schalters SW3 und Dioden SR32, SR33, SR34, SR35 und SR36 mit der Speisespannung beaufschlagt werden, bleiben jedoch die Ausgangsanschlüsse der Rechenverstärker auf dem niedrigen Pegel und es wird an nachfolgende Stufen der Schaltung selbst dann keine Spannung angelegt, wenn an die Positivanschlüsse dieser Rechenverstärker eine Signalspannung angelegt wird.
Es sei nun angenommen, daß der Schalter SW3 von dem Kontakt 2 auf den Kontakt 1 umgeschaltet wird. Den Negativanschlüssen der Rechenverstärker OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 wird nicht eine hohe Spannung, sondern eine durch Widerstände R71 und R72 geteilte niedrige Spannung zugeführt (eine Spannung, die etwas höher als die Durchlaßspannung der Diode ist). In diesem Fall wird die durch die Diode SR43 durchgelassene Spannung durch Widerstände R65 und R66 geteilt und an den Negativanschluß eines Rechenverstärkers OP16 wird diese Teilspannung angelegt (eine Spannung, die etwas höher als die Durchlaßspannung einer Diode SR30 ist).
Der positive Anschluß des Rechenverstärkers OP16 ist schon mit einer durch einen Widerstand R68 und einen verstellbaren Widerstand VR3 geteilten Spannung beaufschlagt (die auf einen Pegel eingestellt wird, der etwas niedriger als die obere Spannung an der sechsten Stufe einer nachfolgend beschriebenen Treppenwelle ist) und es nimmt daher das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP16 einen Wert an, der nahe an demjenigen der Speisespannung liegt. Die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP16 wird über Dioden SR18, SR19 und SR20 zusammen mit einer durch die Widerstände R36, R37, R38, R39, R40 und R41 geteilten Rechteckwellen- Oszillatorspannung an die Positivanschlüsse der Rechenverstärker OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 angelegt ((t) in Fig. 12). Da jedoch die Negativanschlüsse der Rechenverstärker OP6 und OP8 gemäß der vorstehenden Beschreibung mit einer hohen Spannung beaufschlagt sind, bleiben deren Ausgänge auf dem niedrigen Pegel.
Andererseits wird den Negativanschlüssen der Rechenverstärker OP3, OP5 und OP7 ein die Lage des Rotors des Motors 2 anzeigendes Lagesignal zugeführt ((t) in Fig. 12). In diesem Fall wird die maximale Spannung des an die Negativanschlüsse angelegten Lagesignals stets auf einen höheren Pegel als den der an die Positivanschlüsse angelegten maximalen Spannung eingestellt.
Infolgedessen erzeugen die Rechenverstärker OP3, OP5 und OP7 Signale ((e), (f), (g) und (u) in Fig. 12), die gegenüber den entsprechenden Lagesignalen ((a), (b) und (c) in Fig. 12) um 180º phasenverschoben sind und die über die Pufferverstärkerschaltung 22 an den Motor 2 angelegt werden, wodurch der Motor 2 als bürstenloser Motor betrieben wird. Auf diese Weise steigt die Drehzahl des Motors 2 schnell an.
Die Lagesignale aus den Hall-Elementen werden als eine durch die Vergleicher CP1, CP3, und CP5 verstärkte dreiphasige Rechteckwellenspannung erhalten. Die Spannungen für diese verschiedenen Phasen werden durch Widerstände R29, R30, R31 und R34 kombiniert und geteilt, wodurch eine niedrige Spannung mit einer Frequenz erzeugt wird, die das dreifache der Grundfrequenz der jeweilgen Phasen ist ((h) in Fig. 12).
Ein Kondensator C4 dient zum Unterdrücken von Störsignalen. Die Anschlußspannung des Widerstandes R34 wird an den Positivanschluß eines Vergleichers CP7 angelegt. Der Negativanschluß des Vergleichers CP7 wird mit einer Spannung beaufschlagt, die durch Teilen durch Widerstände R14 und R20 auf ungefähr die Hälfte zu der an den Positivanschluß angelegten Rechteckwellenspannung äquivalent ist. Als ein Ergebnis erzeugt der Vergleicher CP7 als Ausgangssignal eine hohe Spannung ((i) in Fig. 12) mit einer Frequenz, die dreimal so hoch ist wie die Grundfrequenz der Rechteckwelle. Diese Spannung wird durch einen Kondensator C5, Dioden SR21 und SR22 und Widerstände R54 und R55 differenziert ((j) in Fig. 12) und als Impulswelle an den positiven und den negativen Anschluß eines Rechenverstärkers P12 angelegt.
Die Schaltung des Rechenverstärkers OP12 ist als bidirektionale monostabile Kippstufe ausgelegt und ergibt daher bei dem Anstieg und dem Abfallen der eingegebenen Impulswelle jeweils einen Rechteckimpuls ((k) in Fig. 12). Infolgedessen wird eine Rechteckwelle mit einer Frequenz erzeugt, die doppelt so hoch ist wie die der an den Rechenverstärker OP12 angelegten Impulswelle. D.h., es wird eine Rechteckwelle mit einer Frequenz erhalten, die sechsmal so hoch ist, wie diejenige des Lagesignals.
Diese Rechteckwelle wird über einen Kondensator C12 und Dioden SR23 und SR26 an den positiven und den negativen Anschluß eines Rechenvestärkers OP11 angelegt. Der Rechenverstärkers OP11, ein Kondensator C11 usw. bilden die Treppenwellen-Generatorschaltung 716. Der Spannungswert einer jeden Stufe dieser Treppenwelle wird durch das Verhältnis zwischen den Werten des Kondensators C11 und eines Kondensators C13 bestimmt.
Ein in dieser Schaltung eingesetzter Transistor (Tr1) dient zum Rücksetzen der Treppenwelle und seiner Basis wird ein Löschsignal zugeführt, welches sich aus der durch ein Differenzierglied mit einem Kondensator C10 und einem Widerstand R56 differenzierten Rechteckwelle einer Phase der dreiphasigen Oszillator-Rechteckwelle ergibt.
Auf diese Weise wird der Transistor Tr1 durch eine Periode einer Phase der Rechteckwelle eingeschaltet und dadurch wird der Kondensator C11 entladen, um die Treppenwelle zurückzustellen. Die bei (1) in Fig. 12 durch eine gestrichelte Linie dargestellte Kurve stellt ein Löschsignal dar, welches an die Basis des Transistors Tr1 angelegt wird.
Wenn die Drehzahl des Motors 2 niedriger ist als die Frequenz der Oszillatorrechteckwelle, ist daher die maximale Anzahl von Stufen klein, deren Anzahl fortschreitend mit dem Anstieg der Drehzahl des Motors 2 zunimmt. Wenn die Oszillatorfrequenz gleich der Umlauffrequenz wird, ist die maximale Anzahl von Stufen gleich sechs.
Falls andererseits die Umlauffrequenz die Oszillatorfrequenz übersteigt, ist die maximale Anzahl von Stufen größer als sechs. Mit der Oszillatorfrequenz ändert sich nur die Periode des Löschsignals und die Spannung oder die Periode der Spannung eines jeden Schrittes der Treppenwelle bleibt unverändert. Die Periode der Teppenwelle is zu der Frequenz des Lagesignals proportional. Diese Treppenwelle wird über eine Diode SR31 an den Negativanschluß des Rechenverstärkers OP16 angelegt. Da jedoch dieser Anschluß gemäß den vorangehenden Ausführungen mit einer durch die Widerstände RR65 und R66 geteilten Spannung beaufschlagt ist, wird an den Negativanschluß des Rechenverstärkers OP16 eine Kombination aus der geteilten Spannung und der Treppenwelle angelegt ((m) in Fig. 12). Andererseits wird dem Positivanschluß des Rechenverstärkers OP16 gemäß den vorangehenden Ausführungen an der sechsten Stufe der Treppenwelle eine obere Spannung ((m) in Fig. 12) zugeführt. Auf diese Weise liegt die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP16 auf dem hohen Pegel und wird den Positivanschlüsen der Rechenverstärker OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 zugeführt. Demzufolge erzeugen gemäß den vorangehenden Ausführungen für den Antrieb des Motors 2 die Rechenverstärker OP3, OP5 und OP7 Signale, die gegenüber dem Lagesignal um 180º versetzt sind.
Mit der Zunahme der Drehzahl des Motors 2 vom Anlaufen an mit einer solchen vorstehend angeführten Schnelligkeit steigt die Anzahl von Stufen der Treppenwelle gleichmäßig bis sechs an. Bei diesem Zustand wird die Oszillatorfrequenz gleich der Umlauffrequenz. Im einzelnen wird dann, wenn eine gewählte Drehzahl erreicht ist, das Potential an dem Positivanschluß des Rechenverstärkers OP16 höher als an dessen Negativanschluß, so daß das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP16 den niedrigen Pegel annimmt ((m) in Fig. 12) und die bisher an die Positivanschlüsse der Rechenverstärker OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 angelegten hohen Spannungen wegfallen, wodurch allein ein dreiphasiges Rechteckwellen-Oszillatorsignal erzeugt wird.
Durch eine dreiphasige Rechteckwelle wird der Motor 2 somit als Synchronmotor betrieben. In diesem Fall ist der Umlauf des dreiphasigen Oszillatorsignals derart bestimmt, daß er mit demjenigen des Rotors identisch ist.
Dem jeweiligen Positivanschluß der Rechenverstärker OP3, OP5, und OP 7 wird eine Oszillatorrechteckwelle zugeführt ((h) in Fig. 12) und dem jeweiligen Negativanschluß derselben wird ein Lagesignal zugeführt ((o) in Fig. 12). Infolgedessen wird dann, wenn der Rotor in eine vorbestimmte Lage dreht, ein entsprechendes Hall-Element erfaßt und ein Lagesignal erzeugt, wodurch das Ausgangssignal des entsprechenden Verstärkers OP3, OP5, OP7 auf den niedrigen Pegel verringert wird. Diese Änderungen der Kurvenform des Lagesignal enthalten mit der Belastung eine Phasenänderung gemäß der Darstellung durch eine gestrichelte Linie bei (o) in Fig. 12 (wobei die Phase mit der Erhöhung der Belastung verzögert wird), und es ist daher die Impulsdauer der Kurvenformen der Ausgangssignale der Rechenverstärker OP3, OP5, und OP7 bei einer geringen Belastung kurz ((p) in Fig. 12) und bei einer erhöhten Belastung länger ((q)) in Fig. 12).
Dieser Betriebsvorgang verbessert den Wirkungsgrad des Motorstromes im Bereich niedriger Drehzahlen eines Synchronmotors, während zugleich im starken Ausmaß die Drehmoment-Gegenkraft verringert wird, was zur Folge hat, daß das Drehmoment zu einem verbesserten Ansprechverhalten und einer verbesserten Nachlauffähigkeit des Motors 2 verstärkt ist.
Falls der Motor 21 bei dem Übergang von dem Betrieb als bürstenloser Motor auf den Synchronbetrieb durch Massenträgheit eine vorbestimmte Drehzahl (Synchrondrehzahl) übersteigt, würde ein Phasenverschiebungszustand auftreten und der Motor 2 würde intermittierend als bürstenloser Motor durch eine dreiphasige Oszillator-Rechteckwelle mit einer höheren als der Synchrondrehzahl betrieben werden. Andererseits wird die Treppenwelle durch eine Diode SR24, Widerstände R59 und R61 und einen Kondensator C14 geteilt und integriert und an den Positivanschluß eines Rechenverstärkers OP14 angelegt, dessen Negativanschluß durch einen Widerstand R60 und einen einstellbaren Widerstand VR2 mit einem Spannungswert beaufschlagt ist, der geringfügig höher ist als der Wert der sechsten Stufe der Treppenwelle ((r) in Fig. 12). Infolgedessen bleibt das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP14 auf dem niedrigen Pegel, falls nicht die an dem Positivanschluß desselben angelegte integrierte Spannung die Spannung übersteigt, die an dessen Negativanschluß angelegt ist. Wenn die Drehzahl des als bürstenloser Motor anlaufenden Motors 2 schnell ansteigt und eine bestimmte Drehzahl erreicht, ist jedoch trotz der Erfordernis zum Umschalten auf den Synchronbetrieb anzunehmen, daß infolge der Trägheit die bestimmte Drehzahl überschritten wird, wobei der Motor 2 intermittierend als bürstenloser Motor angetrieben wird. Die integrierte Spannung an dem Positivanschluß übersteigt die Spannung an dem Negativanschluß und daher steigt das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP14 auf den hohen Pegel an ((r) in Fig. 12). Die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP 14 ((s) in Fig. 12) wird dann über die Dioden SR41, SR32, SR33, SR34, SR35 und SR 36 an die Negativanschlüsse der Rechenverstärker OP3, OP4, OP6, OP7 und OP8 angelegt, so daß die Ausgangssignale der jeweiligen Rechenverstärker auf den niedrigen Pegel herabgesetzt werden und der Motorstrom zu einer Verringerung der Motordrehzahl unterbrochen wird.
Wenn die Motordrehzahl auf einen bestimmten Wert herabgesetzt ist, wird die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP14 wieder auf den niedrigen Pegel zurückgebracht und der Motor 2 wird wieder zu einem stabilen Synchronbetrieb bei der bestimmten Drehzahl eingeschaltet.
Falls andererseits während des Synchronbetriebes irgendeine Laststörung auftritt und der Motor 2 ausser Tritt gerät, beginnt das Regelsystem einen intermittierenden Betrieb als bürstenloser Motor gemäß den vorangehenden Ausführungen und erhöht die Motordrehzahl, wonach automatisch die Wiedereinstellung der Synchrondrehzahl folgt.
Gemäß den vorstehenden Ausführungen steigt die Drehzahl des Motors 2 bei dem Betrieb als bürstenloser Motor schnell an und wird auf genaue Weise bei einer bestimmten Drehzahl auf die Synchrondrehzahl umgeschaltet. Zugleich wird entsprechend Laständerungen der wirkungsvolle Betrieb aufrechterhalten.
Wenn der Motor 2 eine bestimmte Synchrondrehzahl erreicht, fällt das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP16 auf den niedrigen Pegel ab und es nimmt daher über die Diode SR30 die Spannung an dessen Positivanschluß einen Wert an, der um die Durchlaßspannung der Diode SR30 niedriger ist als die Spannung an dem Negativanschluß. Somit ist der Spannungspegel der an den Negativanschluß angelegten Treppenwelle unabhängig von deren Änderung höher als die Durchlaßspannung an dem Positivanschluß und daher wird das Ausgangssignal auf dem niedrigen Pegel gehalten.
Es sei nun angenommen, daß von dem Kontakt 1 des Schalters SW2 auf dessen Kontakt 2 umgeschaltet wird. Es werden die Vergleicher CP2, CP4 und CP6 eingeschaltet und die Phase des Lageerfassungssignals wird um 180º umgekehrt. Zugleich werden die Rechenverstärker OP6 und OP8 eingeschaltet, was zur Folge hat, daß der Motor 2 in der Gegenrichtung anläuft.
Wenn während des Betriebs des Motors zwischen den Kontakten des Schalters SW2 umgeschaltet wird, werden im Moment des Schaltens die Spannungen an den Kontakten 1 und 2 auf Null verringert. Daher wird auch die an die Negativanschlüsse der Rechenverstärker nach Teilung durch die Dioden SR42 und SR43 und die Widerstände R65 und R66 angelegte Spannung auf Null und die Spannung an den Positivanschlüssen (die Durchlaßspannung der Diode SR30) verringert, was zur Folge hat, daß das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP16 auf den hohen Pegel ansteigt. Damit wird der Betrieb als bürstenloser Motor begonnen, wobei der Motor 2 schnell in der Gegenrichtung anläuft. D.h., durch Umschalten der Kontakte des Schalters SW2 kann innerhalb kurzer Zeit das Umschalten zwischen dem Vorwärtsantrieb und dem Gegenantrieb des Motors 2 erzielt werden.
Falls der Kontakt 2 des Schalters SW1, der Kontakt 1 des Schalters SW2 oder der Kontakt 2 des Schalters SW 3 an die Stromquelle angeschlossen ist, wird der Motor 2 nicht auf die vorstehend beschriebene Weise angelassen.
Wenn andererseits unter diesen Umständen der Schalter SW3 auf den Kontakt 1 geschaltet wird, wird der Motor 2 gemäß den vorangehenden Ausführungen in der Betriebsart als bürstenloser Motor schnell angelassen und beschleunigt. Da jedoch die an dem Widerstand R34 erzeugte Rechteckwellenspannung mit der dreimal so hohen Frequenz wie die Umlauffrequenz gegen Masse kurzgeschlossen ist, wird zu den Schaltungskomponenten einschließlich des Vergleichers CP7 und den darauffolgenden kein Signal übertragen.
Infolgedessen wird die integrierte Spannung nicht an den Positivanschluß des Rechenverstärkers OP14 angelegt, so daß das Ausgangssignal auf dem niedrigen Pegel bleibt. Der Rechenverstärker OP16, dem an dessen Negativanschluß nicht die Treppenwelle zugeführt wird, gibt weiterhin ein Signal hohen Pegels ab. Auf diese Weise wird der Motor 2 in dem Betrieb als bürstenloser Motor mit einer der Last entsprechenden Drehzhal gehalten.
Gemäß der vorangehenden Erläuterung, werden auf einfache Weise mittels der Schalter SW, SW2 und SW3 nach Belieben das Anlaufen, das Anhalten, der Betrieb als bürstenloser Motor, der Synchronbetrieb und die Vorwärts-/Gegendrehung des Motors 2 gewählt. Ferner wird selbst dann, wenn unmittelbar nach dem Einschalten der Stromversorgung die Oszillatorfrequenz schwankt, durch das Anlassen des Motors 2 durch das Schalten des Schalters SW3 auf den Kontakt 1 die Oszillatorfrequenz stabilisiert, wodurch das Problem einer instabilen Oszillatorfreqeuenz bei dem Übergang von dem Betrieb als bürstenloser Motor auf den Synchronbetrieb ausgeschaltet ist.
Es wird nun kurz eine Sicherheitsschaltung beschrieben.
Der Laststrom und der Antriebsstrom des Motors 2 fließen über einen Widerstand R42 (dessen Widerstandswert zu ungefähr einem Zehntel bis zu einigen Ohm gewählt wird). An diesem wird die Spannung erfaßt und nach Glätten durch einen Widerstand R43 und einen Kondensator C9 an den Positivanschluß eines Rechenverstärkers OP15 angelegt. Die an den Positivanschluß des Rechenverstärkers OP15 angelegte Spannung wird auf einen vorbestimmten Pegel verstärkt, integriert und als Ausgangssignal desselben abgegeben. Dieses Ausgangssignal wird über eine Diode SR29 an den Positivanschluß eines Rechenverstärkers OP13 angelegt. Andererseits ist der Negativanschluß des Rechenverstärkers OP13 mit einer durch Widerstände R57 und R58 geteilten Spannung beaufschlagt. Wenn die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP15 die geteilte Spannung übersteigt, steigt das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP13 auf den hohen Pegel an. Die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP13 mit dem hohen Pegel wird über die Dioden SR28, SR32, SR33, SR34, SR35 und SR 36 an die Negativanschlüsse der Rechenverstärker OP3, OP5, OP6, OP7 und OP8 angelegt, so daß die jeweiligen Ausgangssignale der Rechenverstärker auf den niedrigen Pegel verringert werden und dadurch der Antriebsstrom unterbrochen wird, um den Motor 2 anzuhalten. Die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP13 wird auch über eine Diode SR25 nach Teilung durch Widerstände R62 und R63 an den Positivanschluß des Rechenverstärkers OP13 angelegt. Diese geteilte Spannung ist höher als die an dessen Negativanschluß angelegte Spannung und es wird daher selbst dann, wenn die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP15 abfällt, das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP13 auf dem hohen Pegel gehalten. Ein Kondensator C16 dient dazu, das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP13 auf dem hohen Pegel zu halten.
Dieser Zustand wird durch Unterbrechen der Stromversorgung beendet. Eine Sicherheitsschaltung, über die bei dem Anlaufen des Motors 2 ein starker Strom fließt, kann auf störende Weise einen Funktionsausfall verursachen. Zum Verhindern einer solchen Störung wird dem Negativanschluß des Rechenverstärkers OP15 eine auf geeignete Weise durch Widerstände R69 und R70 geteilte Spannung zugeführt, während das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP16 (während des Anlaufens) auf dem hohen Pegel bleibt, um dadurch das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP15 auf den niedrigen Pegel herabzudrücken, während nach beendetem Anlaufen der Normalzustand wiederhergestellt wird.
Wie vorstehend beschrieben, wird der Motor 2 erfindungsgemäß bis zum Erreichen einer vorbestimmten Drehzahl durch ein Ansteuersignal, das auf Grundlage eines einem Lagesignal entsprechenden Signals erzeugt wird, in den Betrieb als bürstenloser Motor geschaltet und bei Erreichen der vorbestimmten Drehzahl wird der Motor 2 automatisch durch ein Ansteuersignal, das auf Grundlage eines Phasendifferenzsignals zwischen einer Mehrphasenrechteckschwingungswelle und einem Lagesignal erzeugt wird, in stabiler Weise von dem Betrieb als bürstenloser Motor auf den Synchronbetrieb geschaltet.
Daher verändert sich die Phase des Lagesignals im Synchronbetrieb mit den Lastschwankungen, falls vorhanden, so daß die Impulsdauer des Ansteuersignals entsprechend den Lastschwankungen variiert, wodurch ein stabiler Synchronbetrieb erreicht wird.
Ferner wird das Ansteuersignal automatisch abgeschaltet, falls der nach dem Starten Drehzahl aufnehmende und eine vorbestimmte Drehzahl (Synchrondrehzahl) überschreitende Motor 2 im bürstenlosen Betrieb intermittierend angesteuert wird, und das Ansteuersignal wird wieder zugeführt, wenn die vorbestimmte Drehzahl durch Verzögerung erreicht wird, wodurch ein fehlerloser Übergang in den Synchronbetrieb sichergestellt ist.
Weiterhin kann die Vorwärts- oder Rückwärtsdrehung des Motors 2 frei gewählt und sanft geschaltet werden. Es ist auch möglich, den Motor 2 nur im bürstenlosen Betrieb zu betreiben.

Claims

1. Regelsystem für einen Synchronmotor, das

einen Mehrphasensynchronmotor (2),

eine Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung (16) und

eine Vorrichtung (416) zum Erfassen der Lage von Magnetpolen des Rotors des Mehrphasensynchronmotors und zum Erzeugen eines Lagesignals aufweist, gekennzeichnet durch eine erste Gleichspannungsgeneratorschaltung (420) zum Erzeugen einer zur Umlauffrequenz des Rotors proportionalen Gleichspannung,

eine zweite Gleichspannungsgeneratorschaltung (422) zum Erzeugen einer Gleichspannung, die einer vorbestimmten Frequenz aus der Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung entspricht,

eine Vergleicherschaltung (424), die die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Gleichspannungsgeneratorschaltung vergleicht und ein Ausgangssignal nur dann erzeugt, wenn die Gleichspannung der letzteren diejenige der ersteren übersteigt, und

eine Antriebssteuerschaltung (428), die bei dem Vorliegen eines aus der Vergleicherschaltung zugeführten Ausgangssignals ein Signal erzeugt, welches an der Erregungstreiberschaltung des Motors das Betreiben des Motors als bürstenloser Motor entsprechend einem Ausgangssignal aus der Magnetpollage-Erfassungsvorrichtung bewirkt, wobei die Antriebssteuerschaltung bei dem Fehlen eines aus der Vergleicherschaltung zugeführten Ausgangssignals bewirkt, daß die Erregungstreiberschaltung des Motors ein Signal für das Betreiben des Motors als Synchronmotor entsprechend einem Ausgangssignal aus der Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung erzeugt.

2. Regelsystem für einen Synchronmotor, das

einen Motor (2),

eine Einrichtung (700, CP1 bis CP7, R34) zum Erfassen der Lage der Magnetpole des Rotors des Motors und zum Erzeugen eines Lagesignals,

eine Mehrphasenrechteckwellen-Oszillatorschaltung (702, OP1 bis OP3) zum Erzeugen einer mehrphasigen Rechteckwelle und

einen Frequenzvervielfacher (712, C5, OP12) zum Vervielfachen der Frequenz des Lagesignals auf eine vorbestimmte Frequenz und zum Erzeugen eines Vielfachfrequenzsignals aufweist, gekennzeichnet durch

eine Löschschaltung (714, Tr1) zur Abgabe einer Phase des Mehrphasenrechteckwellensignals als Löschsignal,

eine Treppenwellen-Generatorschaltung (716, OP11) zum Erzeugen einer durch das Löschsignal rückstellbaren Treppenwelle, die entsprechend dem Vielfachfrequenzsignal stufenweise mit der gleichen Frequenz wie die Vielfachfrequenz geändert wird,

einen Antriebssignal-Schaltkreis (718, OP3 bis OP7), der an den Motor als Antriebssignal ein gewähltes Signal anlegt, welches dem Lagesignal oder einer Phasendifferenz zwischen dem Mehrphasenreckteckwellensignal und dem Lagesignal entspricht,

eine Drehzahlmeßschaltung (720, OP16), die ein erstes Signal, bevor der Pegel der Treppenwelle aus der Treppenwellen-Generatorschaltung einen vorbestimmten Wert erreicht, und ein zweites Signal erzeugt, wenn der Pegel den vorbestimmten Wert erreicht,und

eine Einrichtung (710, SW3) zum Wählen der Gültigkeit oder der Ungültigkeit des von dem Antriebssignalschaltkreis abgegebenen Antriebssignals,

wobei der Antriebssignalschaltkreis im Ansprechen auf das erste Signal ein dem Lagesignal entsprechendes Signal abgibt, um dadurch den Motor als bürstenloser Motor zu betreiben, und im Ansprechen auf das zweite Signal das Phasendifferenzsignal abgibt, um dadurch den Motor als Synchronmotor zu betreiben.

3. Regelsystem nach Anspruch 2, das ferner eine zweite Drehzahlmeßschaltung (722, OP14) aufweist, die ein drittes Signal erzeugt, wenn der Pegel der Treppenwelle aus der Treppenwellen-Generatorschaltung einen vorbestimmten Wert übersteigt, wobei im Ansprechen auf das dritte Signal das Antriebssignal aus dem Antriebssignalschaltkreis ungültig gemacht wird.

4. Regelsystem nach Anspruch 2, das ferner eine zwischen den Ausgang der Lageerfassungseinrichtung und den Eingang des Vervielfachers geschaltete zweite Befehlseinrichtung (706, SW1) aufweist, die einen Befehl zum Verhindern des selektiven Anlegens des Lagesignals an den Vervielfacher abgibt, um dadurch das Betreiben des Motors allein als bürstenloser Motor zu ermöglichen.

5. Regelsystem nach Anspruch 2, das ferner eine dritte Befehlseinrichtung (708, SW2) aufweist, die selektiv einen Befehl zum Invertieren der Phase des Lagesignals aus der Lageerfassungseinrichtung abgibt, um dadurch das selektive Betrieben des Motors in der Gegenrichtung zu ermöglichen.

6. Regelsystem nach Anspruch 2, bei dem ein dem Lagesignal entsprechendes Signal gegenüber dem Lagesignal um 180º phasenverschoben ist.