DE60219205T2

DE60219205T2 - Energie-effizienter graustufen-treiber für elektroluminiszente anzeigen

Info

Publication number: DE60219205T2
Application number: DE60219205T
Authority: DE
Inventors: Chun-Fai Newmarket CHENG
Original assignee: iFire Technology Corp
Current assignee: iFire IP Corp
Priority date: 2001-12-26
Filing date: 2002-12-23
Publication date: 2008-01-03
Anticipated expiration: 2022-12-24
Also published as: JP2005513577A; AU2002351625A1; EP1459283A1; DE60219205D1; CN100380422C; CA2471701A1; US6819308B2; EP1459283B1; TW540029B; US20030117421A1; CN1610930A; WO2003056538A1; KR20040096510A

Description

GEBIET DER ERFINDUNG
Die Erfindung betrifft im Allgemeinen Flachbildschirme und insbesondere eine Resonanzumschaltbildschirmtreiberschaltung, wobei der Bildschirm der Treiberschaltung eine variable hohe kapazitive Beanspruchung aufzwingt und wobei die Treiberspannung so reguliert werden muss, dass die Grauskalasteuerung erleichtert wird.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Der Hintergrund der Erfindung und die eingehende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsform werden nachstehend anhand der folgenden Zeichnungen offenbart. Es zeigt:
1 eine Draufsicht auf in Reihen und Spalten angeordeneten Pixeln auf einem elektrolumineszenten Bildschirm gemäß dem Stand der Technik;
2 einen Querschnitt durch einen einzelnen Pixel des elektrolumineszenten Bildschirms von 1;
3 ein Ersatzschaltbild für den Pixel von 2;
4 ein vereinfachtes Schaltschema einer Resonanzschaltung, die in dem Bildschirmtreiber gemäß der früheren US-Patentanmeldung Nr. 09/504,472 des Anmelders verwendet wird;
5A–5C Oszilloskop-Überwachungen, die Wellenformen für die Resonanzschaltung von 4 unter verschiedenen Bedingungen zeigen;
6 ein vereinfachtes Schema eines Transformator-Sekundärseitenabschnitts eines Bildschirmtreibers, der die erfindungsgemäßen Elemente enthält;
7 ein Blockschema einer Treiberschaltung, die die erfindungsgemäßen Elemente enthält;
8 ein eingehendes Schaltschema eines Spaltentreibers gemäß der bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsform,
9 ein eingehendes Schaltschema eines Reihentreibers gemäß der bevorzugten erfindungsgemäßen Ausführungsform;
10 ein eingehendes Schaltschema einer Polaritätsumkehrschaltung am Ausgang des Reihentreibers von 9; und
11 und 12 Taktpläne, die die Bildschirm-Taktimpulse zeigen, welche bei dem erfindungsgemäßen Bildschirmtreiber verwendet werden.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Elektrolumineszente Bildschirme sind vorteilhaft aufgrund ihrer niedrigen Betriebsspannung hinsichtlich Kathodenstrahlröhren, ihrer besseren Bildqualität, Weitsichtwinkel und der schnellen Reaktionszeit gegenüber Flüssigkristallanzeigen, und ihrer besseren Grauskalaleistung und dünneren Profils als Plasmabildschirme. Sie haben jedoch aufgrund von Schwächen bei der Pixelladung einen relativ hohen Stromverbrauch, was später eingehend erörtert wird. Dies ist der Fall, selbst wenn die Umwandlung von elektrischer Energie in Licht innerhalb der Pixel relativ effizient ist. Der Nachteil des mit elektrolumineszenten Bildschirmen einhergehenden hohen Stromverbrauchs kann gemindert werden, wenn die in den elektrolumineszenten Pixeln gespeicherte kapazitive Energie effizient wiedergewonnen wird.
Die vorliegende Erfindung betrifft energieeffiziente Verfahren und Schaltungen für Treiberbildschirme, wobei der Schirm der Treiberschaltung eine variable kapazitive Last aufzwingt und wobei die Treiberspannung so reguliert werden muss, dass die Grauskalensteuerung erleichtert wird. Die Erfindung eignet sich besonders für elektrolumineszente Bildschirme, wobei die Schirmkapazität hoch ist. Die Schirmkapazität ist diejenige Kapazität, die an den Reihen- und Spaltenanschlussstiften des Bildschirms beobachtet wird. Elektrolumineszente Bildschirmpixel haben die Eigenschaft, dass die Pixel-Helligkeit Null ist, wenn die Spannung über dem Pixel unter einer bestimmten Schwellenspannung ist, und sie wird zunehmend größer, wenn die Spannung über den Schwellenwert erhöht wird. Diese Eigenschaft erleichtert die Verwendung einer Matrixadressierung, so dass auf dem Bildschirm ein Videobild erzeugt wird.
Wie in den 1 und 2 gezeigt, hat der elektrolumineszente Bildschirm zwei sich schneidende Sätze paralleler elektrisch leitender Adressleitungen, die als Reihen (ROW 1, ROW 2, usw.) und Spalten (COL 1, COL 2, usw.) bezeichnet werden, und die auf beiden Seiten eines zwischen zwei dielektrischen Filmen eingekapselten Phosphorfilms angeordnet sind. Ein Pixel ist definiert als Schnittpunkt zwischen einer Reihe und einer Spalte. Somit ist 2 eine Schnittansicht durch den Pixel an Schnittpunkt von ROW 4 und COL 4 in 1. Jeder Pixel leuchtet bei Anlegen einer Spannung über den Schnittpunkt von Reihe und Spalte. Eine Matrixadressierung verursacht das Anlegen einer Spannung unter der Schwellenspannung an einer Reihe, während gleichzeitig Spannungen mit entgegen gesetzter Polarität an jede Spalte angelegt werden, die diese Reihe schneiden. Die Spannung mit entgegen gesetzter Polarität steigert die Reihenspannung gemäß der an den jeweiligen Pixeln gewünschten Helligkeit, was eine Linie auf dem Bild erzeugt. Ein alternatives Schema ist das Anlegen der maximalen Pixelspannung an eine Reihe und das Anlegen von Spaltenspannungen der gleichen Polarität an alle Spalten in einer Höhe bis zur Differenz zwischen der Maximalspannung und der Schwellenspannung, damit die Pixelspannungen entsprechend dem gewünschten Bild gesenkt werden. Sobald eine jede Reihe adressiert ist, wird in jedem Fall eine weitere Reihe auf ähnliche Weise adressiert, bis sämtliche Reihen adressiert sind. Nicht adressierte Reihen verbleiben bei Leerlaufspannung. Die nacheinander erfolgende Adressierung sämtlicher Reihen macht ein Vollbild aus. Gewöhnlich wird ein neuer Bildschirminhalt mindestens etwa 50 Mal pro Sekunde adressiert, so dass für das menschliche Auge ein flimmerfreies Videobild erzeugt wird.
Wird jede Reihe eines elektrolumineszenten Bildschirms zum Leuchten gebracht, wird ein Teil der Energie, die den erhellten Pixeln zugeführt wird, als Stromflüsse durch die Pixel-Phosphorschicht abgeleitet, so dass Licht erzeugt wird, aber ein Teil bleibt auf dem Pixel gespeichert, sobald die Lichtemission beendet ist. Diese Restenergie bleibt für die Dauer des angelegten Spannungsimpulses am Pixel, und stellt gewöhnlich einen signifikanten Bruchteil der Energie dar, die dem Pixel zugeführt wird.
Die 3 ist ein Ersatzschaltbild, das die elektrischen Eigenschaften des Pixels formt. Die Schaltung umfasst zwei Back-to-Back-Zener-Dioden mit einem als C_d bezeichneten Reihenkondensator und einem als C₁₁ bezeichneten Parallelkondensator. Physikalisch sind der Phosphor und die dielektrischen Filme (2) jeweils Isolatoren unter der Schwellenspannung. Dies wird in der 3 durch die Situation veranschaulicht, bei der eine Zener-Diode nicht leitet, so dass die Pixel-Kapazität die Kapazität der Serienkombination der beiden Kondensatoren C_d und C₁₁ ist. Über der Schwellenspannung wird der Phosphorfilm leitend, was der Situation entspricht, bei der beide Zener-Dioden leiten, so dass die Pixel-Kapazität gleich derjenigen nur des Reihenkondensators ist. Somit hängt die Pixel-Kapazität davon ab, ob die Spannung über oder unter der Schwellenspannung ist. Da zudem alle Pixel auf dem Bildschirm über Reihen und Spalten gekoppelt sind, können alle Pixel auf dem Bildschirm zumindest partiell geladen sein, wenn eine einzelne Reihe zum Leuchten gebracht wird. Das Ausmaß der partiellen Ladung der Pixel auf nicht-leuchtenden Reihen hängt stark von der Variabilität der zeitgleichen Spaltenspannungen ab. Sind sämtliche Spaltenspannungen gleich, erfolgt keine partielle Ladung der Pixel an nicht-leuchtenden Reihen. Hat etwa die Hälfte der Spalten eine geringe oder keine angelegte Spannung und ist die andere Hälfte nahe der Maximalspannung, ist die Partialladung am schwersten. Die letztere Situation ergibt sich häufig bei der Präsentation von Videobildern. Die mit dieser Partialladung einhergehende Energie ist gewöhnlich viel größer als die Energie, die in der leuchtenden Reihe gespeichert ist, insbesondere, wenn es eine große Zahl von Reihen gibt, wie bei einem Hochauflösungsschirm. Sämtliche in den nicht leuchtenden Reihen gespeicherte Energie lässt sich potentiell wieder gewinnen und kann mehr als 90% der in den Pixeln gespeicherten Energie betragen, insbesondere für Schirme mit vielen Reihen.
Ein weiterer Faktor, der zum Energieverbrauch beiträgt, ist die Energie, die während der Ladung der Pixel in dem Widerstand der Treiberschaltung und den Reihen und Spalten verteilt wird. Die Höhe dieser verteilten Energie entspricht der Höhe der in den Pixeln gespeicherten Energie, wenn die Pixel bei einer konstanten Spannung geladen werden. In diesem Fall kommt es zu einem anfänglichen hohen Stromstoß, wenn sich die Pixel aufladen. Während dieser Hochstromperiode wird ein Großteil der Energie verteilt, da die Verteilungsenergie proportional zum Quadrat des Stroms ist. Macht man diesen während der Pixelladung fließenden Strom zu einem eher konstanten Strom, kann dies die verteilte Energie reduzieren. Dies wurde beispielsweise von C. King behandelt im SID-International Symposium Lecture Notes 1992, 18. Mai 1992, Band 1, Lektion Nr. 6 durch das Anlegen eines stufenförmigen Spannungsimpulses und nicht durch einen einzelnen Rechteckspannungsimpuls, wie es im Stand der Technik der elektrolumineszenten Bildschirme erfolgt. Die Schaltung, die man zur Bereitstellung stufenförmiger Impulse benötigt, steigert jedoch die Komplexität und die Kosten.
Sinustreiberwellenformen wurden jedoch ebenfalls zur Reduktion des Widerstandsenergieverlustes eingesetzt. Das US-Patent 4,574,342 lehrt die Verwendung einer Sinuszufuhrspannung, die mit einem DC-AC-Wandler und einem Resonanzschwingkreis erzeugt wird, damit ein elektrolumineszenter Bildschirm angetrieben wird. Der Bildschirm ist parallel zur Kapazität des Schwingkreises angeschlossen. Die Zufuhrspannung ist mit dem Schwingkreis synchronisiert, so dass die Spannungsamplitude im Schwingkreis auf einer konstanten Höhe gehalten wird, und zwar unabhängig von der mit dem Schirm einhergehenden Last. Die Verwendung der Sinustreiberspannung eliminiert hohe Peakströme, die mit den konstanten Spannungstreiberimpulsen einhergehen und reduziert daher I²R-Verluste, die mit dem Peakstrom einhergehen, führt aber nicht zur Gewinnung der im Bildschirm gespeicherten kapazitiven Energie.
Das US-Patent 4,707,692 lehrt die Verwendung eines Induktors parallel zum Kapazität des Schirms, damit die partielle Energiegewinnung erfolgt. Dieses Schema erfordert einen großen Induktor, damit eine Resonanzfrequenz erhalten wird, die den Zeiteinschränkungen entsprechen, welche bei Bildschirmbetrieb vorkommen, und ermöglicht keine effiziente Energiegewinnung über einen weiten Bereich der Schirmkapazität, die wie oben beschrieben gewöhnlich bei elektrolumineszenten Bildschirmen vorkommt. Das US-Patent 5,559,402 lehrt ein ähnliches Induktorschaltschema, durch das zwei kleine Induktoren und ein Kondensator, die sich außerhalb des Schirms befinden, nacheinander kleine Energieportionen an den Schirm abgeben oder kleine Energieportionen aus dem Schirm aufnehmen. Es kann jedoch nur eine Portion der gespeicherten Energie gewonnen werden. Das US-Patent 4,349,816 lehrt die Energiegewinnung durch Einbau des Bildschirms in eine kapazitive Spannungsteilerschaltung, die große externe Kondensatoren einsetzt, damit die gewonnene Energie aus dem Schirm gespeichert wird. Dieses Schema steigert die kapazitive Last auf den Treiber, die wiederum den Laststrom und die Widerstandsverluste steigert. Keines dieser drei Patente lehrt die Reduktion der Widerstandsverluste durch Verwendung von Sinustreibern.
Die US-Patente 4,633,141 ; 5,027,040 ; 5,293,098 ; 5,440,208 und 5,566,064 lehren die Verwendung der Resonanz-Sinus-Treiberspannung zum Betreiben eines elektrolumineszenten Lampenelements und Gewinnen eines Teils der kapazitiven Energie in dem Lampenelement. Diese Schemata erleichtern jedoch keine effiziente Energiegewinnung, wenn sich eine große statistische und kurzfristige Variation bei der Schirmkapazität ergibt. Tatsächlich ist die Anpassung solcher Kapazitätsänderungen keine Bedingung für den Betrieb elektrolumineszenter Lampen, bei denen die Schirmkapazität fest ist, im Gegensatz zur Kompensation auf langsame Änderungen aufgrund der Alterungseigenschaften des Schirms.
Das US-Patent 5,315,311 lehrt ein Verfahren zur Energieeinsparung in einem elektrolumineszenten Bildschirm. Bei diesem Verfahren wird erfasst, wann der Energiebedarf aus den Spaltentreibern in einer Situation am höchsten ist, wobei die Pixelspannung die Summe der Reihen- und Spaltenspannungen ist, und dann die Spaltenspannung reduziert, und folglich die ausgewählte Reihenspannung erhöht. Das Verfahren erleichtert nicht die Reduktion der Widerstandsverluste durch Einschränken der Peakströme, und es gewinnt auch nicht die kapazitive Energie aus dem Schirm. Die Forschung legt nahe, dass das Verfahren dieses Patentes das Kontrastverhältnis für den Bildschirm herabsetzt, da jegliche Pixel in der ausgewählten Reihe, die für ausgeschaltet gehalten wird, aufgrund der etwas über der Schwellenspannung befindlichen Reihenspannung etwas zum Leuchten gebracht wird. Somit arbeitet das Energiesparverfahren des Standes der Technik nicht gut zusammen mit der Grauskalen-Leistung.
Entsprechend der US-Parallelanmeldung Nr. 09/504,472 (das veröffentlichte PCT-Äquivalent dieser Anmeldung ist WO 01/61677 ) wird ein elektrolumineszentes Bildschirmtreiberverfahren und Schaltung bereitgestellt, die zeitgleich die gespeicherte kapazitive Energie in einem Bildschirm wiedergewinnen und wiederverwenden und die Widerstandsversluste minimieren, die sich auf hohe Momentanströme zurückführen lassen. Diese Eigenschaften verbessern die Energieeffizienz des Schirms und der Treiberschaltung, wodurch ihr vereinigter Energieverbrauch reduziert wird. Ebenfalls durch Reduzieren der Rate der Wärmeableitung in dem Bildschirm und der Treiberschaltung können die Bildschirmpixel bei höherer Spannung und höheren Bildwiederholungsfrequenzen betrieben werden, wodurch die Helligkeit gesteigert wird. Ein zusätzlicher Vorteil der vorherigen Erfindung des Anmelders ist die reduzierte elektromagnetische Interferenz aufgrund der Verwendung einer Sinustreiberspannung statt einer Impulstreiberspannung. Die Verwendung einer Sinustreiberspannung eliminiert die Hochfrequenzoberschwingungen, die mit den diskreten Impulsen einhergehen. Die vorstehend angegebenen Vorteile werden ohne Bedarf an Hochspannungs-DC/DC-Wandlern erzielt.
Die Energieeffizienz des Bildschirms und der Treiberschaltung von US-Patent Nr. 09/504,472 wird durch die Verwendung von zwei Resonanzschaltungen verbessert, die zwei Sinusspannungen erzeugen, und zwar eine zum Antreiben der Anzeigereihen und eine zum Antreiben der Anzeigespalten. Die Reihenkapazität, wie sie auf den Reihenanschlussstiften des Bildschirms beobachtet wird, bildet ein Element der Resonanzschaltung für die Reihentreiberschaltung. Die Spaltenkapazität, wie sie auf den Spaltenstiften des Bildschirms gesehen wird, bildet ein Element der Resonanzschaltung für die Spaltentreiberschaltung.
Die Energie in jeder Resonanzschaltung wird zwischen kapazitiven Elementen und induktiven Elementen periodisch zurück und vor transferiert. Die Resonanzfrequenz jeder Resonanzschaltung wird so eingestellt, dass die Dauer der Schwingungen so genau wie möglich an die Ladung der aufeinander folgenden Bildschirmreihen bei der Scannerfrequenz des Bildschirms angepasst, d.h. synchronisiert wird.
Bei induktiv gespeicherter Energie wird ein Schalter, der die Reihenresonanzschaltung mit einer bestimmten Reihe verbindet, aktiviert, so dass die induktiv gespeicherte Energie zur geeigneten Reihe geleitet wird, wenn die Reihen nacheinander adressiert werden. Die Reihentreiberschaltung für die Reihen umfasst auch eine Polaritätsumkehrschaltung, die die Reihenspannung auf abwechselnden Bildschirminhalten umkehrt, damit die Lebensdauer des Bildschirms verlängert wird.
Auf ähnliche Weise verbindet die Spaltentreiberschaltung die Spaltenresonanzschaltung gleichzeitig mit sämtlichen Spalten, so dass die gespeicherte Energie induktiv zu den Spalten geleitet wird. Die Spaltenschalter, wie sie im Stand der Technik gelehrt sind, steuern auch die Energiemenge, die jeder Spalte zugeführt wird, damit eine Grauskalensteuerung erfolgt. Die Reihenschalter und die Spaltenschalter werden gewöhnlich als integrierte Schaltung in Sätzen von 32 oder 64 verpackt und sie werden entsprechend als Reihentreiber und Spaltentreiber bezeichnet.
Die 4 ist ein vereinfachtes Schema einer Resonanzschaltung gemäß der US-Patentanmeldung Nr. 09/504,472 . Das Grundelement ist ein Resonanzspannungswandler, der einen Schwingkreis bildet, umfassend einen Abwärtstransformator (T), eine Kapazität entsprechend der Bildschirmkapazität (C_p), die über die Sekundärwicklung des Transformators angeschlossen ist, und eine weitere Kapazität (C_l), die über die Primärwicklung des Transformators angeschlossen ist. Die weitere Kapazität kann gegebenenfalls eine weitere Reihe von Kondensatoren (C_f) umfassen, die so ausgewählt werden können, dass die Resonanzfrequenz mit verschiedenen Bildschirmabtastfrequenzen synchronisiert wird.
Die Resonanzschaltung umfasst auch zwei Schalter (S₁ und S₂), die sich abwechselnd öffnen und schließen, wenn der Strom Null ist, damit ein ankommendes Sinussignal in eine unipolare Resonanzschwingung umgewandelt wird. Eine Eingangs-Gleichspannung wird durch den Schalter (S₃) unter der Kontrolle eines Impulsbreitenmodulators (PWM) zerhackt, so dass die Spannungsamplitude der Resonanzschwingung gesteuert wird. Zur Stabilisierung der Spannung der Schwingungen wird ein Signal (FB) von der Primärwicklung des Transformators zur PWM zurückgeführt, so dass das An-Aus-Zeitverhältnis für den Schalter (S₃) in Reaktion auf Spannungsschwankungen in der Sekundärwicklung eingestellt wird. Diese Rückkopplung kompensiert auf Spannungsänderungen aufgrund von Abweichungen in der Bildschirmimpedanz, die sich wiederum aus Änderungen im angezeigten Bild ergibt. Die Bildschirmimpedanz ist die Impedanz, die man an den Reihen- und Spaltenanschlussstiften des Bildschirms beobachtet.
Für einen effizienten Betrieb darf die Resonanzfrequenz der Treiberschaltung nicht merklich variieren, so dass die Resonanzfrequenz genau zur Frequenz der Reihenadressierungs-Timingimpulse angepasst bleibt. Die Resonanzfrequenz f ist gegeben durch Gleichung 1: f = 1/(2π(LC)½) (1),wobei L die Induktivität ist und C die Kapazität des Schwingkreises in der Resonanzschaltung ist. Die Resonanzschaltung muss für die Variabilität in der Schirmkapazität verantwortlich sein, die zur Gesamtschwingkreiskapazität beiträgt. Dies erfolgt durch die Verwendung des Abwärtstransformators, der den Beitrag der Schirmkapazität (C_p) zur Schwingkreiskapazität reduziert, so dass die effiziente Schwingkreiskapazität C gegeben ist durch die Gleichung 2, wobei C_p die Schirmkapazität ist, C_l der Wert der Kapazität über die Primärwicklung des Transformators und n₁ und n₂ die Anzahl der jeweiligen Windungen der Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators sind. C = (n2/n1)2Cp + Cl (2)
Die Werte für das Verhältnis der Anzahl von Windungen (n₂/n₁) und C_l sind derart ausgewählt, dass der erste Term in der Gleichung 2 gegenüber dem zweiten Term klein ist. Die Gleichung 2 wird als Führung bei der Bestimmung geeigneter Werte für das Windungsverhältnis und die Primärkapazität für einen bestimmten Schirm verwendet, und die wechselseitige Optimierung dieser Werte erfolgt dann durch Untersuchen der Spannungswellenformen, die am Ausgang der Resonanzschaltung gemessen werden. Die Komponentenwerte werden dann so ausgewählt, dass die Abweichung von einem Sinussignal minimiert wird. Ist die Resonanzfrequenz zu hoch, wird eine Wellenform wie beispielsweise in der 5A gezeigt beobachtet, wobei ein Null-Spannungsintervall zwischen den alternativen Polaritätssegmenten der Wellenform vorkommt. Geeignete Einstellungen werden dann mit den Gleichungen 1 und 2 als Führung vorgenommen. Ist die Resonanzfrequenz zu niedrig, beobachtet man eine Wellenform, wie beispielsweise in der 5B gezeigt, wobei es zu einem vertikalen Spannungsanstieg kommt, der Null Volt schneidet und der die abwechselnden Polaritätssegmente der Wellenform verbindet. Passt die Resonanzfrequenz gut zu der Reihenadressierungsfrequenz, beobachtet man eine fast perfekte Sinuswellenform, wie sie in der 5C gezeigt ist. In der Praxis führen jedoch Schwankungen der Last zu kleinen Frequenzschwankungen. Daher wird das DC-Eingangs-Umschalten gewöhnlich so eingestellt, dass die Schwankungen der Resonanzfrequenz eine Resonanzfrequenz ergeben, die gleich oder größer ist als die Umschaltfrequenz, so dass Abweichungen von der idealen Resonanzfrequenz zu den in der 5A gezeigten Wellenform führen. Dies soll große Störströme vermeiden, die mit abrupten Spannungsänderungen am Umschaltpunkt einhergehen, wie in der 5B gezeigt. Große Störströme senken die Energieeffizienz der Schaltung durch Steigern des Joule'schen Wärmeverlusts.
Der bekannte Stand der Technik hat keinerlei Lehren der Spannungsregulation eines Flachbildschirms, das Abweichungen der Last während des Abtastens anpasst, die bei einer schnelleren Geschwindigkeit als die Zeitkonstante für die Korrektur der Rückkopplungsschaltung erfolgen, wodurch es zu Bildartefakten kommt.
Das US-Patent 5,576,601 (Koenck et al.) bestätigt, dass man sich im Stand der Technik darauf versteht, Strom an einem elektroluminsezenten Bildschirm durch den sekundären Ausgang eines Autotransformators anzulegen, der seriell an den elektrolumineszenten Bildschirm angeschlossen ist. Die Induktivität des Autotransformators ist in Bezug auf die Kapazität des elektrolumineszenten Bildschirms so konfiguriert, dass eine Resonanzfrequenz bei der gewünschten Betriebsfrequenz des elektrolumineszenten Bildschirms bereitgestellt wird. Es wird jedoch keinerlei Mechanismus für die rasche Anpassung der Wechsellastabweichungen während der Grauskalenabtastung gelehrt. Ein Kondensator wird bereitgestellt, so dass Spannungsspitzen am Bildschirm verhindert werden, was für elektrolumineszente Dünnfilmschirme problematisch ist. Die vorliegende Erfindung betrifft Dickfilmschirme, die durch viel höhere dielektrische Abbruchspannungen gekennzeichnet sind.
Das US-Patent 3,749,977 (Sliker) betrifft eine Treiberschaltung für elektrolumineszente Lampen. Es wird ein Transformator mit aufgeteilten Sekundärwicklungen offenbart. Es wird jedoch keine Bereitstellung der Spannungsregulation mit variierender Last vorgeschlagen.
JP 11067447 (Okada) betrifft auch eine Treiberschaltung für elektrolumineszente Lampen, die keine Schwankungen der Last erfahren oder die in irgendeiner Weise von der Grauskalenvariation der Bildschirme betroffen sind.
Das US-Patent 4,866,349 (Weber et al.) betrifft Plasmabildschirme und andere Bildschirme, bei denen die Treiberschaltung zur Bereitstellung eines verzögerten Bogenstroms zum Erzeugen von Leuchten erforderlich ist.
Das US-Patent 5,517,089 (Ravid) lehrt einen elektrolumineszenten Bildschirm mit einem Transformator. Resonanzschaltungen oder eine Grauskalensteuerung werden jedoch nicht vorgeschlagen.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Erfindungsgemäß wird ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Regelung des Höchstwertes der Sinusspannungswellenform bereitgestellt, die den Reihen und Spalten eines Flachbildschirms zugeführt wird, obschon die über die Reihen und Spalten beobachtete Kapazität des Bildschirms erheblich variieren kann. Die Regulation erfolgt durch Festhalten der Spannung auf einem im Wesentlichen festen Wert, wenn die Spannung an den Reihen oder Spalten einen festgelegten Wert übersteigt. Der festgelegte Wert wird so ausgewählt, dass er ohne Zerschneiden die Peak-Sinusspannung ist, wenn die Bildschirmkapazität wie sie durch die Reihen oder Spalten beobachtet wird effektiv nahe ihres Maximumwertes ist. Diese Spannungsfesthalteeigenschaft erleichtert die Grauskalenkontrolle durch Bereitstellen einer regulierten Spannung, unabhängig von der Bildschirmkapazität für einen gewünschten Eingangsspannungswert bis zu demjenigen für maximale Bildschirmleuchtstärke.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Gemäß dem breitesten Aspekt der Erfindung wird eine Sekundärwicklung an dem Abwärtstransformator T der 4 an einen Vollwellengleichrichter mit einem großen Speicherkondensator angeschlossen, der an seinen Ausgang wie in der 6 angeschlossen ist. Der Speicherkondensator C_s und der Bildschirmkondensator C_p sind wie in der 6 gezeigt seriell angeschlossen. Das Windungsverhältnis der Sekundärwicklung, die an den Vollwellengleichrichter und den Speicherkondensator C_s angeschlossen ist, zu dem der zweiten Sekundärwicklung, die an den Bildschirm angeschlossen ist, ist mindestens 1,05:1, vorzugsweise mindestens 1,1:1 und stärker bevorzugt im Bereich von 1,1:1 bis 1,2:1. Das Windungsverhältnis für die Sekundärwicklungen der vorliegenden Erfindung ist im Wesentlichen größer als das Windungsverhältnis der Dreiwindungs-Sekundärwicklung, die an den Bildschirm in der Energiegewinnungsschaltung von 4 angeschlossen ist (d.h. derjenigen von US-Patent 09/504,472 ). Die Dreiwindungswicklung in dieser Schaltung war so ausgelegt, dass sie eine kleine Gleichstromabweichung des Spannungseingangs in die Reihen- und Spaltentreiber bereitstellt, so dass ein korrekter Betrieb ermöglicht wurde. Die Kapazität des Speicherkondensators C_s ist sehr groß in Bezug auf die Bildschirmkapazität C_p. Da der Vollwellen-Gleichrichter gewährleistet, dass die Spannung über den Speicherkondensator immer die gleiche Polarität hat, kann eine große Kapazität in einem kleinen Volumen durch die Verwendung eines Elektrolytkondensators erzielt werden. Andere Kondensatoren mit hoher Energiedichte wie Tantal- oder Rutheniumoxid-Superkondensatoren können ebenfalls verwendet werden.
Bei Betrieb wird die an den Bildschirm angelegte Spannung bei einem Wert festgehalten, der willkürlich eingestellt werden kann, indem die Rückkopplung zum Impulsbreitenmodulator (PWM) eingestellt wird. Für eine schwere Bildschirmlast, wobei die Bildschirmkapazität C_p nahe ihres Maximalwertes ist, wird etwa 90% der Energie so angeordnet, dass sie zu der Sekundärwicklung fließt, die an dem Bildschirm angeschlossen wird, damit der Bildschirm geladen wird, und die restlichen 10% laden den Speicherkondensator C_p. Für eine durchschnittliche Last, wobei die Bildschirmkapazität einen Durchschnittswert aufweist, werden etwa 50% der Energie zur Ladung des Bildschirms geleitet und 50% werden in den Speicherkondensator C_s geleitet. Für eine leichte Last, wobei die Bildschirmkapazität C_p nahe einem Minimum ist, werden etwa 10% der Energie zu dem Bildschirm und 90% zu dem Speicherkondensator geleitet. Gewöhnlich können diese Bedingungen erfüllt werden, wenn die Spannung am Bildschirm immer positiv ist mit einem Mindestwert von etwa 0,5 V, damit ein korrekter Betrieb der Umschaltungs-ICs, die die Reihen und Spalten des Bildschirms verbinden, gewährleistet ist. Zudem sollte das Verhältnis von Kapazität des Speicherkondensators zur maximalen Bildschirmkapazität mindestens etwa 10:1 und vorzugsweise mindestens etwa 20:1 betragen, und am stärksten bevorzugt mindestens 30:1.
Der interne Serienwiderstand des Speicherkondensators C_s wird derart ausgewählt, dass er so niedrig ist, dass Spannungsschwankungen über den Kondensator aufgrund von Widerstandsverlusten und die RC-Zeitkonstante nicht die festgelegte Regulationstoleranz überschreiten. Zudem sollte das Windungsverhältnis für die beiden Sekundärwicklungen den Vorwärts-Spannungsabfall über die Dioden im Gleichrichter, die den Speicherkondensator treiben, und jeglichen Widerstandsverlust in den Sekundärschaltungen berücksichtigen. Der Vorwärts-Dioden-Spannungsabfall kann durch Auswählen von Schottky-Dioden für den Gleichrichter minimiert werden.
Während des Betriebs der Schaltung von 6, wenn ein Spannungsimpuls unter der Haltespannung an eine Reihe oder Spalte angelegt wird, wird Energie aus der Primärwicklung hauptsächlich durch die Sekundärwicklung überführt, die über den Schirm verbunden sind. Gleichzeitig fließt Energie aus dem Speicherkondensator C_s zum Bildschirm. Übersteigt die Spannung die Haltespannung, wird die Energie vorwiegend zum Speicher- als auch zum Bildschirmkondensator überführt, und zwar aus der Primärwicklung über die Sekundärwicklung, die derart am Gleichrichter angeschlossen ist, dass Speicher- und Bildschirmkondensatoren parallel geladen werden. Da die Parallelkapazität von der großen Kapazität des Speicherkondensators C_s dominiert wird, steigt die Spannung über den Kondensatoren nur minimal, und es wird eine effiziente Spannungsregulation erzielt.
Eine längerfristige Spannungsabweichung über den Speicherkondensator C_s über viele Impulse aufgrund von statistischen Änderungen des angezeigten Bildes kann eliminiert werden, indem die mittlere Spannung über viele Adressierungszyklen erfasst wird und indem eine Rückkopplung zur Primärschaltung geschaffen wird, wie in der US-Patentanmeldung 09/504,742 offenbart wird. Somit können kurzfristige Spannungsschwankungen auf der Zeitskala eines Einzelimpulses und längerfristige Spannungsschwankungen derart minimiert werden, dass die Grauskalengenauigkeit aufrecht erhalten wird.
Ein Blockdiagramm eines vollständigen Bildschirmtreibers ist in der 7 gezeigt. In dem Schaubild steht HSync für Zeitgeberimpulse, die die Adressierung einer einzelnen Reihe initiieren. Die HSync-Impulse werden zu einer Zeitverzögerungs-Kontrollschaltung 60 geleitet, wobei die Verzögerungszeit so eingestellt ist, dass die Nullstromzeiten in der Resonanzschaltung den Umschaltzeiten für die Reihen und Spalten entsprechen. Der Ausgang von Schaltung 60 wird an die Reihen- und Spaltenschaltungen 62 und 64 angelegt, und der Ausgang von Schaltung 62 wird an die Polaritätsumschaltschaltung 66 angelegt. Die Umschaltzeiten für die Polaritätsumschaltschaltung 66 werden durch die VSync-Impulse gesteuert, so dass die Zeitgebung zum Einleiten jedes Vollbildes gesteuert wird. Die Ausgänge der Schaltungen 64 und 66 werden festgehalten, wie nachstehend eingehender beschrieben, und an die Spalten- und Reihentreiber-ICs 68 bzw. 70 angelegt.
In der 2 ist die bevorzugte Ausführungsform für die vorliegende Erfindung zur Verwendung mit einem elektrolumineszenten Bildschirm mit einer dielektrischen Dickfilmschicht optimiert. Elektrolumineszente Dickfilmbildschirme unterscheiden sich von herkömmlichen elektrolumineszenten Dünnfilmbildschirmen darin, dass eine der beiden dielektrischen Schichten eine Dickfilmschicht mit einer hohen Dielektrizitätskonstante umfasst. Die zweite dielektrische Schicht muss einem dielektrischen Zusammenbruch nicht standhalten, da die Dickschicht diese Funktion schafft, und diese kann im Wesentlichen dünner als die dielektrischen Schichten gemacht werden, die in den elektrolumineszenten Dünnfilmbildschirmen eingesetzt werden. Das US-Patent 5,432,015 lehrt Verfahren zur Konstruktion dielektrischer Dickfilmschichten für diese Bildschirme. Als Folge der Beschaffenheit der dielektrischen Schichten in elektrolumineszenten Dickfilmschichten sind die Werte in der in 3 gezeigten äquivalenten Schaltung im Wesentlichen anders als diejenigen für elektrolumineszente Dünnfilmbildschirme. Die Werte für C_d können insbesondere größer sein als bei elektrolumineszenten Dünnfilmschichten. Dies macht die Variation der Bildschirmkapazität als Funktion der angelegten Reihen- und Spaltenspannung größer als für Dünnfilmbildschirme, und schafft einen größeren Antrieb für die Verwendung der vorliegenden Erfindung in Dickfilm-Bildschirmen. Das Verhältnis der Pixelkapazität über die Schwellenspannung zu derjenigen unter der Schwellenspannung ist gewöhnlich etwa 4:1, kann aber 10:1 übersteigen. Für elektrolumineszente Dünnfilmbildschirme ist dieses Verhältnis dagegen im Bereich von etwa 2:1 bis 3:1. Die Bildschirmkapazität kann gewöhnlich je nach der Größe der Anzeige und den an die Reihen und Spalten angelegten Spannungen vom Nanofaradbereich bis zum Mikrofaradbereich reichen.
Eine Reihentreiberschaltung und eine Spaltentreiberschaltung wurden gemäß einer erfolgreichen Reduktion gebaut, so dass die Erfindung für einen 8,5 Zoll 240 mal 320 Pixel-Viertel-VGA-Format-Diagonal-Dickschicht-Farb-Elektroluminezenz-Bildschirm ausgeübt wurde. Jeder Pixel hat unabhängige rote, grüne und blaue Subpixel durch separate Spalten und eine gemeinsame Reihe. Die Schwellenspannung für den Bildschirm-Prototyp betrug 150 Volt. Die Bildschirmkapazität für diesen Bildschirm, gemessen bei einer angelegten Spannung von weniger als 10 Volt zwischen einer Reihe und den Spalten, wobei sämtliche Spalten ein gemeinsames Potential aufwiesen, betrug 7 Nanofarad. Die Bildschirmkapazität, die bei einer ähnlichen Spannung gemessen wurde, zwischen einer Reihe und einer Spalte, wobei aber die Hälfte der verbleibenden Spalten ein gemeinsames Potential mit der ausgewählten Spalte und den verbleibenden Spalten bei einer Spannung von 60 Volt in Bezug auf die ausgewählte Spalte hatte, betrug 0,4 Mikrofarad, d.h. es war ein viel größerer Wert.
Die 8 und 9 sind Schaltschemata für die Resonanzschaltungen gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, die für Spalten bzw. Reihen verwendet wird. Die 10 ist ein Schaltungsschema einer Polaritätsumkehrschaltung, die zwischen der Reihenresonanzschaltung und den Reihentreibern angeschlossen ist, so dass die Reihentreiber-Hochspannungs-Eingangsstifte mit Spannung wechselnder Polarität versorgt werden. Die Eingangs-Gleichspannung zu den Resonanzschaltungen betrug 330 Volt (off-line gerichtet von 120/240 Volt Wechselspannung). Der Ausgang der Polaritätsumkehrschaltung ist an die Hochspannungseingangsstifte des Reihentreiber-IC 70 angeschlossen (7), dessen Ausgangsstecker an die Reihen des Bildschirms angeschlossen sind. Die Takt- und Gatter-Eingangsstift der Reihentreiber sind mittels Digitalschaltung synchronisiert, wobei feldprogrammierbare Gatteranordnungen (FPGAs) eingesetzt werden, die zur Matrixadressierung elektrolumineszenter Bildschirme angepasst sind, wie man es im Stand der Technik kennt.
Die 11 und 12 zeigen die Timing-Signalwellenformen, die zur Steuerung der erfindungsgemäßen Treiberschaltung verwendet werden, wie sie in den 7, 8, 9 und 10 gezeigt sind. Die Reihen-Adressierungsfrequenz für den Bildschirm-Prototyp betrug 32 kHz, was eine Bildwiederholfrequenz von 120 Hz für den Bildschirm ermöglichte.
In Bezug auf 8 wird die Resonanzfrequenz der Spaltentreiber-Resonanzschaltung gesteuert durch die wirksame Induktivität, die an der Primärwicklung des Abwärtstransformators T2 beobachtet wird, und durch die effiziente Kapazität des Kondensators C42 parallel zur Spaltenkapazität, wie sie in der Primärwicklung von T2 beobachtet wird. Es gibt ebenfalls einen kleinen Trimmkondensator C11 parallel zu C42 zum Feinabstimmen der Resonanzfrequenz. Das Windungsverhältnis für den Transformator ist größer als 5, und der Wert C_l des Kondensators C42 in Bezug auf Gleichung 2 wird derart ausgewählt, dass C_l im Wesentlichen größer ist als (n₂/n₁)²C_p, zur Minimierung der Wirkung der Änderungen der Bildschirmkapazität auf die Resonanzfrequenz. C9 ist eine Reihe von Kondensatoren zur Abstimmung des Schwingkreises, zusammen mit der Kapazität von C42, so dass die gewünschte Resonanzfrequenz erhalten wird, die zu verschiedenen Bildschirm-Abtastfrequenzen passt oder damit synchronisiert wird.
Die 8 zeigt weiterhin, dass der Sinusausgang an der Sekundärwicklung von Transformator T2 durch die Spannung über den Speicherkondensator C_s der Halteschaltung DC-verschoben ist, so dass die momentane Ausgangsspannung nie negativ ist.
Die Resonanzschaltung wird getrieben mit den beiden MOSFETs Q2 und Q3, deren Umschaltung gesteuert wird durch das LC DRV-Signal, das mit einer geeigneten Verzögerungszeit mit dem HSync-Signal synchronisiert wird, sodass die ICs der Reihentreiber die adressierte Reihe auswählen. Die Verzögerung wird so eingestellt, dass es gewährleistet wird, dass das Umschalten der Reihentreiber-ICs erfolgt, wenn der Treiberstrom nahe Null ist. Das LC DRV-Signal wird erzeugt durch den Niedervolt-Logikabschnitt des Bildschirmtreibers, der gewöhnlich eine feldprogrammierbare Gatteranordnung (FPGA) ist, jedoch ein anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis (ASIC) sein kann, der für diesen Zweck entworfen wurde. Das LC DRV-Signal ist eine TTL-Niveau-Rechteckwelle mit 50% Tastverhältnis. Das LC DRV-Signal hat zwei Formen: das LC DRV A-Signal ist zum LC DRV B-Signal komplementär.
In der 8 wird die Steuerung des Spannungsniveaus in der Resonanzschaltung mit dem Impulsbreitenmodulator U1 erreicht, dessen Ausgang durch den Transformator T6 zum Gatter von MOSFET Q1 geleitet wird. Dies steuert das Spannungsniveau in der Resonanzschaltung, indem die 330 Volt Eingangs-Gleichspannung zerhackt wird. Der Induktor 12 begrenzt den Strom zur Resonanzschaltung, wenn er von der Gleichspannung mit Energie versorgt wird, und die Diode D12 begrenzt Spannungsauslenkungen an der Quelle von MOSFET Q1 aufgrund von Stromänderungen im Induktor. Das Tastverhältnis für den Impulsbreitenmodulator wird durch eine Spannungsrückkopplungsschaltung zum Erfassen der Spannung an der Primärwicklung des Transformators T2 so gesteuert, dass die Resonanzschaltungsspannung reguliert oder eingestellt wird. Das Umschalten des Impulsbreitenmodulators wird mit HSync mittels TTL-Signal PWM_SYNC aus dem Niedervolt-Logikabschnitt des Bildschirmtreibers synchronisiert.
In der 9 ähnelt der Betrieb der Reihentreiberschaltung für die bevorzugte Ausführungsform demjenigen der Spaltentreiberschaltung, ausgenommen dass das Win dungsverhältnis am Transformator T1 gegenüber demjenigen des Transformators T2 in der Spaltentreiberschaltung verschieden ist, so dass höhere Reihenspannungen und kleinere Werte für die Bildschirmkapazität wie sie durch die Reihen beobachtet werden, zustande kommen, und zwar aufgrund der Tatsache, dass die verbleibenden Reihen im Leerlauf sind. Es gibt zudem am Transformator T1 vier Sekundärwicklungen mehr als an T2, so dass Schwebespannungen erzeugt werden, die für den Betrieb der Polaritätsumkehrschaltung erforderlich sind, die die Polarität der Reihen an aufeinander folgenden Bildschirminhalten wechselt.
In der bevorzugten Ausführungsform gelangt der Ausgang der Reihentreiberschaltung in die Polaritätsumkehrschaltung von 10. Dadurch entstehen Reihenspannungen mit entgegengesetzter Polarität auf abwechselnden Bildschirminhalten, so dass der erforderliche Wechselstrombetrieb des elektrolumineszenten Bildschirms bereitgestellt wird. Sechs MOSFETs Q4 bis Q9 bilden eine Reihe analoger Schalter, die entweder die erzeugten positiven oder negativen Sinustreiber-Wellenformen mit den Bildschirmreihen verbinden. Die Auswahl der Polarität wird durch FRAME POL gesteuert, einem TTL-Signal, das von der System-Logikschaltung in dem Bildschirmsystem erzeugt wird. Das FRAME POL-Signal ist mit dem vertikalen Synchronisierungssignal VSYNC synchronisiert, das die Abtastung jedes Bildschirminhaltes auf dem Bildschirm initialisiert. Das FRAME POL-Signal zusammen mit den vier Schwebespannungen von T1 erzeugt die Steuersignale (FRAME_POL-1 bis FRAME_POL-4), die die Polaritätsumkehrschaltung antreiben.
Es wurden hier zwar alternative Ausführungsformen der Erfindung beschrieben, jedoch ist es selbstverständlich, dass der Fachmann Änderungen daran vornehmen kann, ohne dass er vom Schutzbereich der beigefügten Ansprüche abweicht.

Claims

Treiberschaltung, die derart betrieben werden kann, dass sie eine geregelte Leistung mit Grauskala-Bildsteuerung für einen elektrolumineszenten Bildschirm bereitstellt, bei dem Pixel in Reihen und Spalten angeordnet sind, wobei Energie verwendet wird, die gewonnen wird aus einer variablen Schirmkapazität (C_p) des Bildschirms, umfassend: eine Quelle für elektrische Energie (VDC); und eine Resonanzschaltung (62, 64), die derart betrieben werden kann, dass die Schirmkapazität (C_p) genutzt wird, zum Aufnehmen der elektrischen Energie und, als Reaktion darauf, zum Erzeugen einer Sinusspannung, mit der der Bildschirm bei einer Resonanzfrequenz versorgt wird, die im Wesentlichen synchron ist mit einer Abtastfrequenz des Bildschirms; dadurch gekennzeichnet, dass die Treiberschaltung zudem eine Schaltung (U1, U12) umfasst, die derart betrieben werden kann, dass die Sinusspannung bei einem im Wesentlichen festen Wert festgehalten werden kann, übersteigt die Spannung an entweder die Reihen oder die Spalten des Bildschirms einen zuvor bestimmten Wert, wodurch der Maximalwert der Sinusspannung bei Schwankungen in der Schirmkapazität (C_p) geregelt wird.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die Resonanzschaltung (62, 64) zudem einen Abwärtstransformator (T2, T1) umfasst, der derart betrieben werden kann, dass die wirksame Schirmkapazität (C_p) des Bildschirm verringert wird.
Treiberschaltung nach Anspruch 2, wobei der Abwärtstransformator (T2, T1) Folgendes besitzt: eine Primärwicklung, über die eine weitere Kapazität (C1; C41, C42) anschlossen ist; eine erste Sekundärwicklung, über die die Schirmkapazität (C_p) angeschlossen ist, wobei der Wert der weiteren Kapazität (C1; C41, C42) verglichen mit der Schirmkapazität (C_p) genügend hoch ist, dass im Wesentlichen eine Synchronisation der Resonanzfrequenz mit der Abtastfrequenz aufrechterhalten wird; und eine weitere Sekundärwicklung, die verbunden ist mit einem Vollwellengleichrichter mit einem darüber angeschlossenen Speicherkondensator (C_s) und in Reihe mit der Schirmkapazität (C_p), wobei der Wert des Speicherkondensators (C_s) verglichen mit der Schirmkapazität (C_p) genügend hoch ist, dass (i) bei einer schweren Schirmbelastung, bei der die Schirmkapazität (C_p) bei oder nahe ihrem Maximalwert ist, der Großteil der elektrischen Energie zu der ersten Sekundärwicklung fließt, so dass der Schirm aufgeladen wird und die Energieladungen des Speicherkondensators (C_s) erhalten bleiben, (ii) bei einer durchschnittlichen Belastung, bei der die Schirmkapazität einen durchschnittlichen Wert aufweist, etwa die Hälfte der Energie zum Schirm fließt und die Hälfte der Energie zum Speicherkondensator (C_s), und (iii) bei einer leichten Belastung, bei der die Schirmkapazität bei oder nahe ihrem Minimalwert ist, der Großteil der Energie zum Speicherkondensator fließt und die restliche Energie zum Schirm.
Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei das Verhältnis der Kapazität des Speicherkondensators (C_s) zur maximalen Schirmkapazität mindestens etwa 10:1 beträgt.
Treiberschaltung nach Anspruch 4, wobei das Verhältnis der Kapazität des Speicherkondensators (C_s) zur maximalen Schirmkapazität mindestens etwa 20:1 beträgt.
Treiberschaltung nach Anspruch 5, wobei das Verhältnis der Kapazität des Speicherkondensators (C_s) zur maximalen Schirmkapazität mindestens etwa 30:1 beträgt.
Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei der Vollwellengleichrichter Schottky-Dioden enthält, die derart betrieben werden können, dass sie den Durchlassdioden-Spannungsabfall minimieren.
Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei das Verhältnis der Windungen der weiteren Sekundärwicklung zu denjenigen der ersten Sekundärwicklung mindestens etwa 1,05:1 beträgt.
Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei das Verhältnis der Windungen der weiteren Sekundärwicklung zu denen der ersten Sekundärwicklung mindestens etwa 1,1:1 beträgt.
Treiberschaltung nach Anspruch 9, wobei das Verhältnis der Windungen der weiteren Sekundärwicklung zu denen der ersten Sekundärwicklung im Bereich von 1,1:1 bis 1,2:1 liegt.
Treiberschaltung nach Anspruch 3, wobei die Primärwicklung n₁ Windungen hat und die zweite Wicklung n₂ Windungen hat, so dass der Wert der weiteren Kapazität im Wesentlichen größer ist als (n₂/n₁)², multipliziert mit dem Wert der Schirmkapazität.
Treiberschaltung nach Anspruch 3, die zudem einen zusätzlichen Kondensator (C_f; C9) umfasst, der derart betrieben werden kann, dass sich die Resonanzfrequenz ändert.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, wobei die Quelle zudem eine Spannungseinrichtung (VDC; DC-IN) umfasst, die derart betrieben werden kann, dass eine Gleichspannung erzeugt wird; sowie einen Impulsbreitenmodulator (PWM; U1, U12), der derart betrieben werden kann, dass die Gleichspannung in elektrische Energieimpulse zerhackt wird.
Treiberschaltung nach Anspruch 1, die zudem einen Regler umfasst, der derart betrieben werden kann, dass er die Rate der elektrischen Energie regelt, die von der Resonanzschaltung aufgenommen wird, so dass Schwankungen der Sinusspannung aufgrund von schwankender Impedanz des Bildschirms und Energieverbrauch durch den Bildschirm geregelt werden.
Treiberschaltung nach Anspruch 14, wobei der Regler zudem eine Rückkopplungsschaltung umfasst, die derart betrieben werden kann, dass sie Schwankungen der Sinusspannung unter Verwendung einer Eingabe von der Resonanzschaltung wahrnimmt und als Antwort ein Rückkopplungssignal (FB; FB2) an den Regler liefert.
Treiberschaltung nach Anspruch 15, wobei die Eingabe von einer primären Wicklung eines Abwärtstransformators der Resonanzschaltung stammt.
Treiberschaltung nach Anspruch 16, wobei die Sinusspannung bei einem zuvor festgelegten Wert festgehalten wird, indem das Rückkopplungssignal (FB; FB2) an den Regler eingestellt wird.
Passivmatrix-Bildschirm, umfassend eine Anzahl Reihen (ROW 1, ROW 2, ROW 3, ROW 4), die dafür ausgelegt sind, mit einer festgelegten Abtastfrequenz des Bildschirms abgetastet zu werden; eine Anzahl Spalten (COL 1, COL 2, COL 3, COL 4), die die Reihen schneiden, so dass eine Anzahl Pixel gebildet wird, gekennzeichnet durch eine variable Schirmkapazität (C_p); und eine Treiberschaltung nach Anspruch 1.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 18, wobei die Resonanzschaltung (62, 64) zudem einen Abwärtstransformator (T2, T1) umfasst, der derart betrieben werden kann, dass die wirksame Schirmkapazität (C_p) des Bildschirm verringert wird.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 19, wobei der Abwärtstransformator (T2, T1) Folgendes besitzt: eine Primärwicklung, über die eine weitere Kapazität (C1; C41, C42) anschlossen ist; eine erste Sekundärwicklung, über die die Schirmkapazität (C_p) angeschlossen ist, wobei der Wert der weiteren Kapazität (C1; C41, C42) verglichen mit der Schirmkapazität (C_p) genügend hoch ist, dass im Wesentlichen eine Synchronisation der Resonanzfrequenz mit der Abtastfrequenz aufrechterhalten wird; und eine weitere Sekundärwicklung, die. verbunden ist mit einem Vollwellengleichrichter mit einem darüber angeschlossenen Speicherkondensator (C_s) und in Reihe mit der Schirmkapazität (C_p), wobei der Wert des Speicherkondensators (C_s) verglichen mit der Schirmkapazität (C_p) genügend hoch ist, dass (i) bei einer schweren Schirmbelastung, bei der die Schirmkapazität (C_p) bei oder nahe ihrem Maximalwert ist, der Großteil der elektrischen Energie zu der ersten Sekundärwicklung fließt, so dass der Schirm aufgeladen wird und die Energieladungen des Speicherkondensators (C_s) erhalten bleiben, (ii) bei einer durchschnittlichen Belastung, bei der die Schirmkapazität einen durchschnittlichen Wert aufweist, etwa die Hälfte der Energie zum Schirm fließt und die Hälfte der Energie zum Speicherkondensator (C_s), und (iii) bei einer leichten Belastung, bei der die Schirmkapazität bei oder nahe ihrem Minimalwert ist, der Großteil der Energie zum Speicherkondensator fließt und die restliche Energie zum Schirm.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, wobei das Verhältnis der Kapazität des Speicherkondensators (C_s) zur maximalen Schirmkapazität mindestens etwa 10:1 beträgt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 21, wobei das Verhältnis der Kapazität des Speicherkondensators (C_s) zur maximalen Schirmkapazität mindestens etwa 20:1 beträgt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 22, wobei das Verhältnis der Kapazität des Speicherkondensators (C_s) zur maximalen Schirmkapazität mindestens etwa 30:1 beträgt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, wobei der Vollwellengleichrichter Schottky-Dioden enthält, die derart betrieben werden können, dass sie den Durchlassdioden-Spannungsabfall minimieren.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, wobei das Verhältnis der Windungen der weiteren Sekundärwicklung zu denen der ersten Sekundärwicklung mindestens etwa 1,05:1 beträgt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, wobei das Verhältnis der Windungen der weiteren Sekundärwicklung zu denen der ersten Sekundärwicklung mindestens etwa 1,1:1 beträgt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, wobei das Verhältnis der Windungen der weiteren Sekundärwicklung zu denjenigen der ersten Sekundärwicklung im Bereich von 1,1:1 bis 1,2:1 liegt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, wobei die Primärwicklung n₁ Windungen hat und die zweite Wicklung n₂ Windungen hat, so dass der Wert der weiteren Kapazität im Wesentlichen größer ist als (n₂/n₁)², multipliziert mit dem Wert der Schirmkapazität.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 20, die zudem einen zusätzlichen Kondensator (Cf; C9) umfasst, der derart betrieben werden kann, dass sich die Resonanzfrequenz ändert.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 18, wobei die Quelle zudem eine Spannungseinrichtung (VDC; DC-IN) umfasst, die derart betrieben werden kann, dass eine Gleichspannung erzeugt wird; sowie einen Impulsbreitenmodulator (PWM; U1, U12), der derart betrieben werden kann, dass die Gleichspannung in elektrische Energieimpulse zerhackt wird.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 18, die zudem einen Regler umfasst, der derart betrieben werden kann, dass er die Rate der elektrischen Energie regelt, die von der Resonanzschaltung aufgenommen wird, so dass Schwankungen der Sinusspannung aufgrund von schwankender Impedanz des Bildschirms und Energieverbrauch durch den Bildschirm geregelt werden.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 31, wobei der Regler zudem eine Rückkopplungsschaltung umfasst, die derart betrieben werden kann, dass sie Schwankungen der Sinusspannung unter Verwendung einer Eingabe von der Resonanzschaltung wahrnimmt und als Antwort ein Rückkopplungssignal (FB; FB2) an den Regler liefert.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 32, wobei die Eingabe von einer primären Wicklung eines Abwärtstransformators der Resonanzschaltung stammt.
Passivmatrix-Bildschirm nach Anspruch 33, wobei die Sinusspannung bei einem zuvor festgelegten Wert festgehalten wird, indem das Rückkopplungssignal (FB; FB2) an den Regler eingestellt wird.