DE102005008332B3

DE102005008332B3 - Verstärkerschaltung für einen Oszillator in einem definierten Schwingfrequenzbereich und Oszillatorschaltung

Info

Publication number: DE102005008332B3
Application number: DE102005008332A
Authority: DE
Inventors: Marcin Augustyniak; Ralf Brederlow; Marc Tiebout
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2005-02-23
Filing date: 2005-02-23
Publication date: 2006-11-02
Anticipated expiration: 2025-02-24
Also published as: US7298224B2; US20060208815A1

Abstract

Eine Verstärkerschaltung für einen Oszillator in einem definierten Schwingfrequenzbereich umfasst eine Mehrzahl von Transkonduktoren (TK1, TK2, TK3), wobei wenigstens ein Transkonduktor eine positive Steilheit hat und wobei wenigstens ein anderer Transkonduktor eine negative Steilheit hat, wobei die Transkonduktoren gemeinsam eine positive Verstärkung liefern, und ein passives Impedanzelement (IE1), das mit wenigstens einem rückgekoppelten Transkonduktor (TK2) gekoppelt ist, wobei die Steilheit des Transkonduktors und das Impedanzelement so dimensioniert sind, dass in dem Schwingfrequenzbereich eine vorgegebene Phasendifferenz zwischen einem Signal an dem Eingang und einem Signal an dem Ausgang vorhanden ist.

Description

Verstärkerschaltung für einen Oszillator in einem definierten Schwingfrequenzbereich und Oszillatorschaltung Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf Verstärkerschaltungen und insbesondere auf Verstärkerschaltungen für Oszillatoren, die eine hohe Phasendifferenz zwischen Eingang und Ausgang haben sollen.

Die BAW (Bulk Acoustic Wave Technologie) ermöglicht piezoelektrische Resonanzelemente, die z.B. im Längswellenmodus arbeiten und deren Frequenz (etwa 1-2 GHz) von den Masse- und Elastizitätskoeffizienten des Resonators abhängt. Diese Resonanzelemente finden Anwendung in RF (Radio Frequency) Filtern. Eine weitere Anwendungsmöglichkeit von sogenannten FBAR (Film Bulk Acoustic Wave Resonator) sind Massesensoren (z.B. für biochemische oder andere Anwendungen). Hierfür sind in der Vergangenheit vor allem Quarzkristall-Mikrowaagen eingesetzt worden. FABR weisen im Vergleich zu Quarzkristall-Mikrowaagen jedoch aufgrund ihrer höheren Resonanzfrequenz eine wesentlich höhere Messempfindlichkeit auf. Ein weiterer Vorteil der FABR ist ihre Integrierbarkeit und damit kosteneffizientere Herstellung und die Einsatzmöglichkeit in Sensormatrizen.

Ausgangssignal eines solchen FBAR ist die Resonanzfrequenz, die von der zusätzlichen Masse abhängig ist, die an der Oberfläche des Resonators gebunden wird und gemessen werden soll. Dies erfordert, dass die Resonatoren nicht nur in der Luft (wie es der Fall für RF Filter ist) sondern z.B. auch in Wasser funktionieren.

Für die Messung der Frequenz sind zwei Verfahren bekannt:

1. Die Messung der Änderung der S-Parameter vor und nach der Änderung der Oberflächenmasse. Dieser Ansatz hat jedoch drei große Nachteile: 1) die Messung ist nicht ge nau, 2) der teuere S-Parametermessaufbau ist für das Auslesen in Massenprodukten nicht anwendbar und 3) die Messung muss mit dem Resonator in Luft durchgeführt werden. Dies bedingt, dass vor der Messung der Sensor getrocknet werden muss, was die ganze Prozedur aufwendig macht.
2. Einsatz eines hybriden Schaltkreisoszillators. 3 zeigt eine prinzipielle Lösung für eine Verstärkerschaltung mit einem Verstärker 11 und einem Resonator 12, hier im Speziellen einem FBAR (Film Bulk Acoustic Wave Resonator). FBAR werden in der Biochemie z. B. als Massesensoren für Gase oder Flüssigkeiten eingesetzt. Abhängig von der chemischen Struktur der Gase oder Flüssigkeiten wird zusätzliche Masse auf dem FBAR gebunden. Dies führt zu einer Veränderung der Resonanzfrequenz des FBAR. Die vom Verstärker 11 erzeugte Ausgangsspannung V_out wird durch den Resonator 12 gedämpft/verstärkt und phasenverschoben und über eine Rückkopplungsschleife dem Eingang des Verstärkers als Eingangsspannung V_in wieder zugeführt.

Das Hauptproblem für den Einsatz von FABR in rauher Umgebung, z.B. Wasser, ist die schlechte Güte, d.h. einer nur geringen Phasenverschiebung und einer hohen Dämpfung bei Resonanzfrequenz.

4 zeigt zwei Kennlinien eines FBAR. Die obere Kennlinie stellt den Amplitudengang (V_in/V_out) dar. Die untere Kennlinie stellt den Phasengang (V_i _n/V_out) dar. Entlang der x-Achse beider Kennlinien ist die Frequenz in Hertz angetragen. Für den Amplitudengang ist entlang der y-Achse die Verstärkung in dB angetragen. Entlang der y-Achse des Phasengangs ist die Phasenverschiebung in Grad angetragen. Die maximale Phasenverschiebung zwischen V_in und V_ou _t beträgt etwa -60°, für die Resonanzfrequenz von 1,89 GHz beträgt die Phasenverschiebung sogar nur -30°, während die Dämpfung immer noch 2 dB beträgt.

Um einen Schwingkreis mit insgesamt ca. 3 dB Verstärkung und einer Phasenverschiebung von 360° zu bilden, muss der Verstärker eine Verstärkung von ca. 5 dB und eine Phasenverzögerung von -330° erzielen.

Die Fachveröffentlichung „Bio-chemical sensors based on bulk acoustic wave resonators", IEDM 2003 Tech. Digest, pp.992-4, von R. Brederlow, S. Zauner, A.L. Scholtz, K. Aufinger, W. Simbürger, C. Paulus, A. Martin, M. Fritz, H.-J. Timme, H. Heiss, S. Marksteiner, L. Elbrecht, R. Aigner und R. Thewes zeigt einen Verstärker für einen Oszillator mit einem FBAR, wobei der Verstärker zwei Transistoren aufweist. Die Kollektorelektroden beider Transistoren sind mit einer Versorgungsspannung gekoppelt, wobei der FBAR an die Emitterelektrode des ersten Transistors angeschlossen ist, wobei die Basiselektrode des zweiten Transistors über einen Entkopplungskondensator und einen Spannungsteiler an die Kollektorelektrode des ersten Transistors angeschlossen ist und die Ausgangsspannung an der Emitterelektrode des zweiten Transistors abgegriffen wird. Die Basiselektrode des ersten Transistors ist mit einem Leitungselement gekoppelt.

Nachteilig an der beschriebenen, bekannten Schaltung ist die Frequenzabhängigkeit der Phasenverschiebung aufgrund des nichtveränderlichen Leitungselementes und die damit verbundene mögliche Verstimmung der Oszillatorschaltung. Ist die Verstärkungs-Phasenbeziehung des Verstärkers nicht genau auf den Resonator abgestimmt, schwingt der Verstärker gegebenenfalls nicht oder er schwingt bei einer anderen Frequenz als der Resonanzfrequenz des Resonators, was unerwünscht ist, da die Frequenz dann nicht mehr auf Masseänderungen reagiert, d.h. keine Messungen mehr möglich sind. Nachteilig ist des weiteren der große Platzbedarf eines Leitungselements und die Unflexibilität bzgl. der Einstellungsmöglichkeiten, da der Arbeitspunkt beider Transistoren durch nur eine Versorgungsspannung gesteuert wird.

Die DE 103 08 975 A1 beschreibt eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Detektion einer Substanz, wobei die Vorrichtung einen piezoakustischen Resonator mit mindestens einer piezoelektrischen Schicht, einer an der piezoelektrischen Schicht angeordneten Elektrode, mindestens einer an der piezoelektrischen Schicht angeordneten weiteren Elektrode und einen Oberflächenabschnitt zur Sorption der Substanz des Fluids aufweist. Dabei sind die piezoelektrische Schicht, die Elektroden und der Oberflächenabschnitt derart aneinander angeordnet, dass eine elektrische Ansteuerung der Elektroden zu einer Schwingung des Resonators mit einer Resonanzfrequenz führt und die Resonanzfrequenz abhängig ist von einer am Oberflächenabschnitt sorbierten Menge der Substanz.

Die DE 699 11 281 T2 bezieht sich auf Oszillatoren, wie sie als Basis für eine analoge Signalverarbeitung, beispielsweise für Video- oder Audiosignale, notwendig sind. Ein Einsatzgebiet solcher Oszillatoren ist dabei die Takterzeugung und dergleichen. Einer der Oszillatoren hat vier Transkonduktoren. Dabei ist ein Transkonduktor eingangsseitig mit einem Knoten verbunden, der wiederum mit dem Ausgangsanschluss verbunden ist. Der Ausgang dieses Transkonduktors ist über einen Kondensator an den Eingang desselben Transkonduktors zurückgeführt und mit einem Eingang eines anderen Transkonduktors verbunden. Ein Ausgang des anderen Transkonduktors ist mit einem Eingang eines weiteren Transkonduktors verbunden und parallel dazu mit einem Eingang eines Inverters. Parallel dazu ist ein noch weiterer Transkonduktor in Vorwärtsrichtung geschaltet, d.h. ein Eingang des noch weiteren Transkonduktors ist mit dem Ausgang des anderen Transkonduktors verbunden und ein Ausgang des noch weiteren Transkonduktors mit jeweils einem Eingang des weiteren Transkonduktors und des Inverters verbunden. Ein Ausgang des weiteren Transkonduktors und ein Ausgang des Inverters sind mit dem Knoten, der mit dem Ausgang des Transkonduktors verbunden ist, verbunden. Die vier Transkonduktoren, der Invertierer und zwei Kondensatoren bilden dabei einen Bandpassfilter. Ein Eingangsanschluss die ses Bandpassfilters und ein Ausgangsanschluss desselben werden direkt miteinander verbunden und bilden so einen Oszillator. Der noch weitere Transkonduktor ermöglicht das Einstellen der Form der Bandpassfilterkennlinie Q. Drei der Transkonduktoren weisen einen Umwandlungsfaktor „-Gm" auf und der noch weitere Transkonduktor einen Umwandlungsfaktor „-GM/Q".

Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, dass die schlechte Güte des Resonators bei der Konzeptionierung und Dimensionierung der Verstärkerschaltung berücksichtigt wird und der Verstärker trotz einer geringer Phasenverschiebung und hohen Dämpfung des Resonators bei Resonanzfrequenz, die Schwingungsbedingung genau in dem Resonanzfrequenzbereich des Resonators erfüllt. Des weiteren soll der Verstärker oder die Oszillatorschaltung bzgl. der Phasenverschiebung flexibel einstellbar und effizient realisierbar sein.

Diese Aufgabe wird durch eine Verstärkerschaltung nach Patentanspruch 1 oder durch eine Oszillatorschaltung nach Patentanspruch 26 gelöst.

Die vorliegenden Erfindung schafft eine Verstärkerschaltung, die folgende Merkmale aufweist: eine Mehrzahl von Transkonduktoren, wobei wenigstens ein Transkonduktor eine positive Steilheit hat, und wobei wenigstens ein anderer Transkonduktor eine negative Steilheit hat, und wobei die Transkonduktoren gemeinsam eine positive Verstärkung liefern; wobei der erste Transkonduktor eingangsseitig mit dem Verstärkereingang gekoppelt ist, der zweite Transkonduktor eingangsseitig mit einem Ausgang des ersten Transkonduktors gekoppelt ist, und eine Rückkopplung von einem Ausgang desselben zu einem Eingang desselben aufweist, bei dem der dritte Transkonduktor eingangsseitig mit einem Ausgang des ersten Transkonduktors und einem Ausgang des zweiten Transkonduktors gekoppelt ist, und einem passiven Impedanzelement, das mit wenigstens einem Transkonduktor gekoppelt ist, über die Steilheiten der Transkonduktoren nicht nur die Verstärkung sondern auch die Phasenverschiebung des Verstärkers genau einstellbar ist, insbesondere auf die Resonanzfrequenz eines Resonators.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Erkenntnis zugrunde, dass die Steilheiten der Transkonduktoren nicht nur zur Verstärkereinstellung dienen, wie es ansonsten bei Transkonduktoren der Fall ist, sondern dass mit den Steilheiten auch die Phasenverschiebung der Verstärkerschaltung eingestellt wird.

Bei einer normalen Kettenschaltung von Transistorverstärkern haben die Steilheiten, also die Verstärkerfaktoren der Verstärker, kaum Einfluss auf die Phasenverschiebung.

Erfindungsgemäß wird jedoch erreicht, dass die Steilheiten, also die Verstärkungsfaktoren der Verstärker, auch in die Phasenverschiebung der Verstärkerschaltung eingehen. Zu diesem Zweck wird eine Kettenschaltung des ersten und dritten Transkonduktors, TK1 und TK3 um einen zweiten Transkonduktor TK2 ergänzt, der zwischen dem ersten und dritten geschaltet ist und der zudem auch rückgekoppelt ist. Mit dem Knoten, mit dem der zweite Transkonduktor TK2 gekoppelt ist, ist auch das Impedanzelement IE1 verbunden.

Durch die Wahl der Vorzeichen der Steilheiten wird erfindungsgemäß erreicht, dass keine Induktivitäten benötigt werden, sondern nur kapazitive Impedanzelemente ausreichen. Durch Parallelschaltung des zweiten, rückgekoppelten Transkonduktors TK2 und des wenigstens einen Impedanzelements IE1 wird zudem erreicht, dass der Wert des wenigstens einen Impedanzelements klein sein kann, da dieser Wert immer durch die Steilheit des zweiten Transkonduktors TK2, der rückgekoppelt ist, aufgrund der gegenseitigen Verschaltung „vergrößert" wird.

Zur Kalibrierung der Phasenverschiebung der Verstärkerschaltung z.B. nach der Herstellung oder bei einer veränderten Umgebungsbedingung kann erfindungsgemäß einfach eine extern vorgenommene Steilheitseinstellung erfolgen. Wenn die Transkonduktoren als Transistoren ausgebildet sind, muss hierfür einfach der Arbeitspunkt des Transistors verstellt werden.

Im Stand der Technik ist diese Abstimmung nicht möglich, da als Impedanzelement eine Leitungselement oder feste konzentrierte Elemente eingesetzt werden. Dies führt im Stand der Technik zu einem hohen Ausschuss in der Herstellung oder zu einem sehr eingegrenzten Anwendungsfeld, wobei die Probleme bei der Erfindung nicht existieren.

Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ermöglicht weiterhin durch zwei variable Stromquellen eine Änderung der Steilheiten der Transkonduktoren und damit eine Veränderung der Phasenverschiebung und der Verstärkung der Verstärkerschaltung.

Eine erfindungsgemäße Verstärkerschaltung ist daher für den Einsatz mit einem Resonator geringer Güte, z.B. dem durch 4 beschriebenen FBAR, ideal geeignet. Dabei werden die Steilheiten der Transkonduktoren und die Kapazitäten der Impedanzelemente der Verstärkerschaltung so dimensioniert, daß aus der Steilheit G_m2 des zweiten, rückgekoppelten Transkonduktors TK2 und der Kapazität C₁ des ersten Impedanzelementes IE1 für den Term –G_m2 + C₁ eine nötige Phasenverschiebung und für die gesamte Verstärkerschaltung damit eine insgesamt durch die Schwingungsbedingung geforderte Phasenverschiebung resultiert. In Kombination mit der Phasenverschiebung des Resonators bei der Resonanzfrequenz wird damit die Schwingungsbedingung für die Oszillatorschaltung erfüllt.

Die erfindungsgemäße Verstärkerschaltung umfasst Transkonduktoren und wenigstens ein Impedanzelement und kann damit leicht auf einen Chip integriert werden, insbesondere mit FBAR, da die Transkonduktoren ohne weiteres als Transistoren realisierbar sind, und da als Impedanzelement sogar ein kapazitives Impedanzelement genügt, das ebenfalls durch einen Transistor realisiert werden kann.

Die Integration hat zwei große Vorteile. Erstens sind die parasitären Impedanzen der Verbindungsleitungen zwischen dem Resonator und der Verstärkerschaltung bei einer integrierten Chiplösung gegenüber dem Stand der Technik, einer hybriden Lösung, wesentlich geringer, was wiederum die Leistungsfähigkeit der Messvorrichtung weiter steigert. Zweitens ermöglicht die Erfindung damit eine kosteneffiziente Herstellung von z.B. biochemischen Einweg-Diagnose-Systemen, für deren Massenmarkterfolg eine kostengünstige Herstellung unabdingbar ist.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend Bezug nehmend auf die beiliegenden Zeichnungen detailliert erläutert. Es zeigen:
1 ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Schaltung für einen Oszillator in einem definierten Schwingfrequenzbereich;
2 ein Blockschaltbild eines bevorzugten Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung;
3 ein Schaltbild einer prinzipiellen hybriden Verstärkerschaltung für FBAR; und
4 Kennlinien eines FBAR (V_i _n/V_out: Phasen- und Amplitudengang).
1 zeigt ein Blockschaltbild einer erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung 21 für einen Oszillator in einem definierten Schwingfrequenzbereich, gekoppelt mit einem Resonator, hier einem FBAR 22, und einer Rückkopplung des Ausgangssignals an den Eingang des Verstärkers. V_i _n ist die Eingangsspannung des Verstärkers und V_out ist die Ausgangsspannung des Verstärkers. Die Verstärkerschaltung weist drei Transkonduktoren auf, einen ersten Transkonduktor TK1, der durch die Steilheit G_m1 definiert ist, einen zweiten Transkonduktor TK2, der durch eine Steilheit G_m2 definiert ist, und einen dritten Transkonduktor TK3, der durch eine Steilheit G_m3 definiert ist. Des weiteren weist der Verstärker einen Buffer B mit einem Verstärkungsfaktor A = 1 sowie zwei Impedanzelemente, ein erstes Impedanzelement IE1 mit der Kapazität C₁ und ein zweites Impedanzelement IE2 mit der Kapazität C₂ auf. Der Transkonduk tor TK1 ist mit dem Verstärkereingang 21E gekoppelt. Der Transkonduktor TK2 ist eingangsseitig mit dem Ausgang des ersten Transkonduktors TK1 gekoppelt, wobei der Ausgang des Transkonduktors TK2 durch eine Rückkopplung mit dem Eingang des Transkonduktors TK2 verbunden ist. Der Transkonduktor TK3 ist eingangsseitig an den Ausgang des Transkonduktors TK2 gekoppelt und der Buffer B ist eingangsseitig mit dem Ausgang des Transkonduktors TK3 und ausgangsseitig mit dem Verstärkerausgang 21A gekoppelt. Das Impedanzelement IE1 ist zwischen den Ausgang des Transkonduktors TK2 und den Eingang des Transkonduktors TK3 und Impedanzelement IE2 zwischen Ausgang des Transkonduktors TK3 und Eingang des Buffers B geschaltet. Der Resonator 22 ist zwischen den Verstärkerausgang 21A und den Verstärkereingang 21E geschaltet. Ein Kondensator K1 mit der Kapazität C₃ ist zwischen den Knotenpunkt 25 und einem Massepunkt geschaltet.
Es kann abgeleitet werden, dass für den Verstärker gilt: Vout/Vin = Gm1·Gm3 /(-sC2·(-Gm2 + sC1) wobei V_out die Ausgangsspannung des Verstärkers 21 ist,
wobei V_in die Eingangsspannung des Verstärkers 21 ist,
wobei G_m1 die Steilheit des ersten Transkonduktors TK1 ist,
wobei G_m2 die Steilheit des zweiten Transkonduktors TK2 ist,
wobei G_m3 die Steilheit des dritten Transkonduktors TK3 ist,
wobei C₁ die Kapazität des ersten Impedanzelementes IE1 ist,
wobei C₂ die Kapazität des zweiten Impedanzelementes IE2 ist, und
wobei s eine Winkelfrequenz ist.
Um für das oben besprochene Beispiel eines FBAR mit den Kennlinien gemäß 4 eine ausreichende Phasenverschiebung von -330° zu realisieren, um die Resonanzbedingung für einen Schwingkreis von 0° bzw. 360° zu erfüllen, sollen entweder die Steilheit G_m1 oder die Steilheit G_m3 negativ sein und die andere positiv. Zusätzlich muss die Steilheit G_m2 negativ sein und der Term –G_m2 + sC_l mit der Winkelfrequenz s ein Phasenwinkel von 60° aufweisen. Die Verstärkungs-Phasenbeziehung für die Resonanzfrequenz basiert auf der Abstimmung zwischen den Komponenten. Eine weitere Umstellung der oben genannten Gleichung ergibt: Vout/Vin = -Gm1/Gm 2·1/(1 + (sC1/Gm2))·(Gm3/sC2) Sind die Steilheiten G_m1, G_m ₂ und G_m3 abgestimmt und auch die Kapazitäten C₁ und C₂ der Impedanzelemente abgestimmt, sind ferner auch die Zeitkonstanten t₁ = C₁/G_m2 und t₂ = C₂/G_m ₃ abgestimmt, ist damit die Verstärkungs-Phasenbeziehung unabhängig von Prozess-/Temperaturänderungen. Um zu gewährleisten, dass die oben genannten Zeitkonstanten auf die Resonanzfrequenz abgestimmt sind, ist in der Oszillatorschaltung eine Steilheitsanpassung (g_m-Tuning) durch Anpassung der Bias-Ströme der Transkonduktoren möglich.
Nachfolgend wird anhand von 2 ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Verstärkerschaltung für einen Oszillator in einem definierten Schwingfrequenzbereich dargestellt. Der erste Transkonduktor TK1 weist drei Transistoren M1, M2 und M3 auf, wobei die Gateelektrode des Transistors M1 mit dem Verstärkereingang 21E verbunden ist und die Transistoren M2 und M3 einen Stromspiegel bilden und wobei ferner die Drainelektroden der Transistoren M1 und M2 gekoppelt sind. Die Drainelektrode des Transistors M3 bildet den Ausgang des Transkonduktors TK1 und ist mit dem Knotenpunkt 26 verbunden. An den Knotenpunkt 25 ist weiterhin eine Stromquelle STRQ1 geschaltet. Der Transkonduktor TK2 weist einen Transistor M4 auf, dessen Gate- und Drainelektrode mit Knotenpunkt 26 verbunden und dessen Source-Elektrode mit einem Bezugspotenzial verbunden sind. Transkonduktor TK3 weist einen Transistor M6 auf, dessen Gateelektrode mit dem Knotenpunkt 26, dessen Sourceelektrode mit einem Bezugspotenzial und dessen Drainelektrode mit dem Knoten 27 gekoppelt ist.
Der Transistor M4 des Transkonduktors TK2 und der Transistor M6 des Transkonduktors TK3 bilden einen zweiten Stromspiegel.
Zwischen Bezugsknoten 26 und einem Bezugspotenzial ist der Transistor M5 so geschaltet, dass die Gate-Kanal-Kapazitäten der Transistoren M4, M5 und M6 einen vorbestimmten Impedanzwert ergeben. Impedanzelement IE2 weist einen Transistor M7 auf, dessen Gateelektrode mit Knotenpunkt 27 verbunden ist und dessen Drain- und Source-Elektrode kurzgeschlossen und mit einem Bezugspotenzial gekoppelt sind. Des weiteren ist eine zweite Stromquelle STRQ2 mit dem Strom I₂ an den Knotenpunkt 27 gekoppelt. Der Buffer (B) weist einen Transistor M8 auf, dessen Gateelektrode mit dem Bezugsknoten 27, dessen Drainelektrode mit dem Massepunkt und dessen Sourceelektrode mit dem Verstärkerausgang 21A verbunden ist. Des weiteren ist eine dritte Stromquelle STRQ3 mit der Sourceelektrode des Transistors M8 bzw. dem Verstärkerausgang 21A gekoppelt. Der Kondensator K2 mit der Kapazität C₂ ist zwischen Verstärkereingang 21E und der Gateelektrode des Transistors M1 geschaltet und dient allein der Gleichstromentkopplung, wobei ein zusätzlicher Nutzen ist, dass mit diesem Kondensator kein weiterer ESD Schutz notwendig ist. Der Knotenpunkt 21E' kann daher auch als innerer Verstärkereingang betrachtet werden. Zwischen innerem Verstärkereingang 21E' und dem Verstärkerausgang 21A ist ein ohmscher Widerstand R mit einem Wert R1 geschaltet. Der Kondensator K1, der zwischen Knotenpunkt 25 und einen Bezugspotenzial geschaltet ist, realisiert den Kondensator K₁ in 3 mit dem Kapazitätswert C₃.
Der Transistor M1 realisiert mit dem Stromspiegel aus M2 und M3 die positive Steilheit G_m1 des Transkonduktors TK1, wobei folgende Gleichung gilt: Gm1 = gm(M1)·gm(M3)/qm(M2)
Die Steilheit G_m ₂ des Transkonduktors TK2 wird durch den Transistor M4 definiert, wobei folgende Gleichung gilt: Gm2 = –gm(M4)
Desgleichen wird die Steilheit G_m3 des Transkonduktors TK3 durch den Transistor M6 definiert, wobei folgende Gleichung gilt: Gm3 = –gm(M6)
Die Kapazität C₁ des Impedanzelementes IE1 ist durch die Gate-Kanal-Kapazitäten der Transistoren M4, M5 und M6 definiert. Des weiteren ist die Kapazität C₂ des Impedanzelementes IE2 von 2 durch die Gate-Kanal-Kapazität des Transistors M7 definiert. Der Transistor M8 realisiert in Sourcefolgeschaltung den Buffer B mit der Verstärkung A = 1. Die Schlaufe, die Transistor M8, Stromquelle STRQ3, Widerstand R und Transistor M1, M2, M3, M4, Stromquelle STRQ1, Transistor M6 und Stromquelle STRQ2 enthält, definiert die Arbeitspunkte (Biasing) aller Transistoren dieses Schaltnetzes. Hierbei lassen sich folgende Gleichungen ableiten: I(M2) = I (M1) I(M3) = I (M2)·W(M3)/W(M2) I(M4) = I (M3) – I1 I(M6) = I (M4)·W(M6/W(M4 I(M6) = I2 I(M8) = I3wobei I entweder den Drain-Source-Strom der jeweiligen Transistoren bzw. den Strom der jeweiligen Stromquelle darstellt, wobei des weiteren W die Gateweite des jeweiligen Transistors ist und weiterhin angenommen wird, dass für die Gatelänge L gilt: L(M3) = L(M2) und L(M6) = L(M4). Von den oben genannten Gleichungen wird abgeleitet, dass die Ströme I1 und I2 die Ströme der Transistoren M1, M2, M3, M4 und M6 bestimmen und damit die Steilheiten der Transkonduktoren G_m1, G_m2 und G_m3 steuern. Die Ströme I1 und I2 können angepasst werden, um die durch Prozess und Temperatur bedingte Änderung der Zeitkonstanten t1 und t2 auszugleichen. Damit die Schleife stabil ist, muss die Zeitkonstante R₁·C_in größer sein als jede andere Zeitkonstante, die sich in dieser Schleife befindet, insbesondere als die Zeitkonstante Cgs(M7)/gds(M6), die sich aus der Gate-Source-Kapazität des Transistors M7 des zweiten Impedanzelements IE2 und dem Drain-Source-Leitwert des Transistors M6 des dritten Transkonduktors TK3 ergibt. Wobei C_in die Eingangskapazität der Verstärkerschaltung ist.
Der Grund für eine unabhängige Stromquelle I1 soll noch im Folgenden erklärt werden. Damit die Leitwerte G_m1, G_m2 und G_m3 auf verschiedenen Biasstromebenen verlaufen, müssen die Drain-Source-Sättigungsspannungen V_dssat von M1, M4 und M6 gleich sein. Auf der anderen Seite ist es aus Rauschgründen vorteilhaft, wenn für die Verstärkung (aus 1) V₁/V_out > 1 gilt, was erfordert, dass –G_m ₁/G_m2 > 1 gilt. Um diese beiden Bedingungen erfüllen zu können, ist eine zusätzliche Stromquelle notwendig.

11: Verstärker
12: Resonator, FBAR
21: Verstärker
22: Resonator FBAR
TK1: erster Transkonduktor
TK2: zweiter Transkonduktor
TK3: dritter Transkonduktor
B: Buffer
IE1: erstes Impedanzelement
IE2: zweites Impedanzelement
21E: Verstärkereingang
21E': interner Verstärkereingang
21A: Verstärkerausgang
25: Kotenpunkt
26: Knotenpunkt
27: Knotenpunkt
STRQ1: erste Stromquelle
STRQ2: zweite Stromquelle
STRQ3: dritte Stromquelle
R: ohmscher Widerstand
K1: erster Kondensator
K2: zweiter Kondenstator

Claims

Verstärkerschaltung mit einem Verstärkereingang und einem Verstärkerausgang für einen Oszillator mit einer Schwingfrequenz in einem definierten Schwingfrequenzbereich mit folgenden Merkmalen: einer Mehrzahl von wenigstens drei Transkonduktoren, wobei die Transkonduktoren ausgebildet sind, um eine Eingangsspannung in einen Ausgangsstrom unter Berücksichtigung der Steilheit abzubilden, wobei wenigstens ein Transkonduktor eine positive Steilheit hat, und wobei wenigstens ein anderer Transkonduktor eine negative Steilheit hat, und wobei die Transkonduktoren gemeinsam eine positive Verstärkung liefern; wobei ein erster Transkonduktor (TK1) eingangsseitig mit dem Verstärkereingang gekoppelt ist, wobei ein zweiter Transkonduktor (TK2) eingangsseitig mit einem Ausgang des ersten Transkonduktors (TK1) gekoppelt ist, und eine Rückkopplung von einem Ausgang desselben zu einem Eingang desselben aufweist, wobei ein dritter Transkonduktor (TK3) eingangsseitig mit einem Ausgang des ersten Transkonduktors (TK1) und einem Ausgang des zweiten Transkonduktors (TK2) gekoppelt ist, und wobei wenigstens ein passives Impedanzelement vorgesehen ist, das mit dem Ausgang des ersten Transkonduktors gekoppelt ist, wobei die Steilheiten der Transkonduktoren und des wenigstens einen Impedanzelements so dimensioniert sind, dass in dem definierten Schwingfrequenzbereich eine vorgegebenen Phasendifferenz zwischen einem Signal an dem Verstärkereingang und einem Signal an dem Verstärkerausgang vorhanden ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, bei der die Steilheit und das Impedanzelement so dimensioniert sind, dass die gesamte Phasendifferenz größer als 200° ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, bei der das Impedanzelement (IE1) zwischen einem Transkonduktorausgang und einem Massepunkt geschaltet ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, bei der das Impedanzelement ein kapazitives Element ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, bei der das Impedanzelement ein Transistor ist, der so geschaltet ist, dass dessen Steuereingang eine erste Kapazitätselektrode darstellt, und dessen zweite Kapazitätselektrode durch Kurzschluss seiner beiden anderen Anschlüsse realisiert ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der das Impedanzelement (IE1) zwischen dem Ausgang des zweiten Transkonduktors (TK2) und dem Massepunkt geschaltet ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, die ferner ein zweites Impedanzelement (IE2) aufweist, das mit einem Transkonduktorausgang des dritten Transkonduktors (TK3) und dem Massepunkt gekoppelt ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die Steilheiten der Transkonduktoren und die Impedanzelemente so dimensioniert sind, dass folgende Gleichung erfüllt ist: Vout/Vin = -Gm1/Gm2 · 1/(1+(sC1/Gm2) · Gm3/sC2 wobei V_out eine Ausgangsspannung des Verstärkers (21) ist, wobei V_in eine Eingangsspannung des Verstärkers (21) ist, wobei G_m ₁ die Steilheit des ersten Transkonduktors (TK1) ist, wobei G_m2 die Steilheit des zweiten Transkonduktors (TK2) ist, wobei G_m3 die Steilheit des dritten Transkonduktors (TK3) ist, wobei C₁ eine Kapazität des ersten Impedanzelementes (IE1) ist, wobei C₂ eine Kapazität des zweiten Impedanzelementes (IE2) ist, wobei s gleich einer Winkelfrequenz ist, die in dem definierten Schwingfrequenzbereich liegt.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, die parallel zu dem Verstärkereingang (21E) ein kapazitives Element (K1) aufweist, das mit einer Bezugsspannung verbunden ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, die zwischen dem Verstärkereingang (21E) und dem Eingang des ersten Transkonduktors (TK1) ein seriell geschaltetes kapazitives Element (K2) aufweist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, die ferner einen ohmschen Widerstand (R) aufweist, der zwischen dem Verstärkerausgang (21A) und einem inneren Verstärkereingang (21E') angeordnet ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 11, bei der der ohmsche Widerstand so dimensioniert ist, dass eine Zeitkonstante R1·C_in größer als eine andere Zeitkonstante in der Schaltung ist, wobei R1 ein Widerstandswert des ohmschen Widerstands (R) ist, wobei C_in eine Eingangskapazität der Verstärkerschaltung ist und wobei die andere Zeitkonstante durch ein Verhältnis aus der Steilheit eines Transkonduktors und einem Wert eines dem Transkonduktor zugeordneten Impedanzelements gebildet ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, bei der der erste Transkonduktor (TK1) einen ersten Transistor (M1), einen zweiten Transistor (M2) und einen dritten Transistor (M3) aufweist, wobei eine Gateelektrode des ersten Transistors (M1) mit dem Verstärkereingang verbunden ist, wobei der zweite Transistor (M2) und der dritte Transistor (M3) als Stromspiegel geschaltet sind, wobei ferner eine Drainelektrode des zweiten Transistors (M2) mit einer Drainelektrode des ersten Transistors (M1) gekoppelt ist und wobei eine Drainelektrode des dritten Transistors (M3) einen Ausgang des ersten Transkonduktors (TK1) bildet.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 13, bei der der zweite Transkonduktor (TK2) einen Transistor (M4) aufweist, wobei eine Drainelektrode des Transistors (M4) mit einer Gateelektrode des Transistors (M4) kurzgeschlossen und mit einem Ausgang des ersten Transkonduktors (TK1) gekoppelt ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 14, bei der der dritte Transkonduktor (TK3) einen Transistor (M6) aufweist, wobei eine Gateelektrode des Transistors (M6) mit der Gateelektrode des Transistors (M4) des zweiten Transkonduktors (TK2) gekoppelt ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 15, bei der zwischen der Gateelektrode des Transistors (M4) des zweiten Transkonduktors (TK2) und ein Bezugspotenzial ein Impedanzelement (IE1) geschaltet ist, und bei der ein Impedanzelement so ausgeführt ist, dass ein Kapazitätswert des Impedanzelements zusammen mit einer Gate-Kanal-Kapazität des Transistors (M4) des zweiten Transkonduktors (TK2) und einer Gate-Kanal-Kapazität des Transistors (M6) des dritten Transkonduktors (TK3) einen bestimmten Kapazitätswert ergibt.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 16, bei der der Kapazitätswert so ist, dass eine Phasenverschiebung, die eine negative Steilheit des zweiten Transkonduktors (TK2) und eine Impedanz des Impedanzelements für eine Resonanzfrequenz liefern, gleich 360° weniger einer Phasenverschiebung eines mit der Verstärkerschaltung gekoppelten Resonators bei der Resonanzfrequenz ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 15, bei der zwischen einer Drainelektrode des Transistors (M6) des dritten Transkonduktors (TK3) und einem Bezugspotenzial ein Impedanzelement (IE2) geschaltet ist, das durch einen Transistor (M7) realisiert ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 18, die ferner eine Stromquelle (STRQ1) aufweist, die mit der Gateelektrode des Transistors (M4) des dritten Transkonduktors (TK3) und mit der Gateelektrode des Transistors (M4) des zweiten Transkonduktors (TK2) gekoppelt ist und mit der Drai nelektrode des dritten Transistors (M3) des ersten Transkonduktors (TK1) gekoppelt ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 15 bis 19, die ferner eine zweite Stromquelle (STRQ2) aufweist, die mit einer Drainelektrode des Transistors (M6) des dritten Transkonduktors (TK3) gekoppelt ist.
Verstärkerschaltung nach Anspruch 19 oder 20, bei der die erste oder zweite Stromquelle steuerbar sind.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 19 bis 21, bei der die erste oder zweite Stromquelle so einstellbar sind, dass folgende Bedingung erfüllt ist: –Gm1/Gm2 > 1wobei G_m1 eine Steilheit eines ersten Transkonduktors (TK1) ist und G_m2 eine negative Steilheit eines zweiten Transkonduktors (TK2) ist.
Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 22, die einen Bufferverstärker (B), der als Transistor (M8) realisiert ist, zwischen einem Transkonduktor und dem Verstärkerausgang (21A) aufweist.
Oszillatorschaltung mit folgenden Merkmalen: einer Verstärkerschaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 24 einem Resonator, der zwischen dem Verstärkereingang (21E) und dem Verstärkerausgang (21A) geschaltet ist, wobei der Resonator ein FBAR (Film Bulk Acoustic Wave Resonator) ist.
Oszillatorschaltung nach Anspruch 24, bei der der Resonator eine Phasenverschiebung bei einer Resonanzfrequenz von weniger als 70° und eine Resonanzüberhöhung von weniger als 6 dB aufweist, und bei der die Verstärkerschaltung dimensioniert ist, um bei der Resonanzfrequenz eine Phasenverschiebung um mehr als +290° und eine Verstärkung zu liefern, die größer als 4 dB ist.
Oszillator nach Anspruch 24 oder 25, bei der die Verstärkerschaltung und der Resonator auf einem Chip integriert sind.