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Hintergrund
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I. Gebiet
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
beziehen sich auf drahtlose Kommunikationen bzw. Nachrichtenübertragungen.
Spezieller beziehen sich die offenbarten Ausführungsbeispiele auf ein neues
und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern von Übertragungsenergie
in einem drahtlosen Kommunikations- bzw. Nachrichtenübertragungssystem.
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II. Hintergrund
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Die
Verwendung von Code-Multiplex-Vielfach-Zugriffs- (code division
multiple access, CDMA) – Modulationstechniken
ist eine von mehreren Techniken zum Durchführen von Kommunikationen bzw.
Nachrichtenübertragungen
bei denen eine große
Anzahl von Systemnutzern vorhanden sind. Andere Vielfachzugriffskommunikationssystemtechniken
wie beispielsweise Zeit-Multiplex-Vielfach-Zugriff (time division multiple
access, TDMA) und Frequenz-Multiplex-Vielfach-Zugriff
(frequency divsion multiple access, FDMA) sind in der Technik bekannt.
Die Spreizspektrumsmodulationstechnik von CDMA hat jedoch signifikante
Vorteile gegenüber
diesen Modulationstechniken für
Vielfachzugriffskommunikationsysteme. Die Verwendung von CDMA Techniken
in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem ist offenbart im U.S.
Patent Nr. 4,901,307 mit dem Titel „SPREAD SPECTRUM MULTIPLE
ACCESS COM-MUNICATION
SYSTEM USING SATELLITE OR TERRESTRIAL REPEA-TERS",
das an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist. Die Verwendung von CDMA Techniken in einem Vielfachzugriffskommunikationssystem
ist ferner offenbart in dem U.S. Paten Nr. 5,103,459 mit dem Titel „SYSTEM
AND METHOD FOR GERNERATING SIGNAL WAVEFORMS IN A CDMA CELLUALR TELEPHONE
SYSTEM", das an
den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
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Das
CDMA bietet durch die inhärente
Natur, dass es ein Breitbandsignal ist, eine Form von Frequenzdiversität durch
Spreizen der Signalenergie über
eine große
Bandbreite. Deshalb betrifft frequenzselektiver Schwund nur einen
kleinen Teil der CDMA Signalbandbreite. Raum- oder Pfaddiversität wird durch
Vorsehen mehrerer Signalpfade durch simultane Verbindungen von einem
Mobilnutzer durch zwei oder mehrere Zellenstandorte erreicht. Ferner
kann Pfaddiversität
erreicht werden durch Ausnutzen der Mehrwegeumgebung durch Spreizspektrumverarbeitung,
und zwar durch Zulassen, dass ein Signal mit unterschiedlichen Ausbreitungsverzögerungen
ankommt, empfangen wird und getrennt verarbeitet wird. Beispiele
von Pfaddiversität sind
dargestellt in dem U.S. Patent Nr. 5,101,501 mit dem Titel „METHOD
AND SYSTEM FOR PROVIDING A SOFT HANDOFF IN COMMUNCATIONS IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM" und
dem U.S. Patent Nr. 5,109,390 mit dem Titel „DIVERSITY RECEIVER IN A CDMA
CELLULAR TELEPHONE SYSTEM", die
beide an den Rechtinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden sind.
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In
einem Kommunikationssystem wie beispielsweise CDMA, das Daten vorsieht
unter Verwendung eines Modulationsformats mit vierstufiger Phasenumtastung
(Quaternary Phase Shift Keying, QPSK) kann Information bezüglich des übertragenen
Datensignals erlangt werden, durch Nehmen bzw. Berechnen des Kreuzprodukts
der I- und Q-Komponenten des QPSK Signals mit der Schätzung des
Kommunikationskanals. Durch Kenntnis der relativen Phasen der zwei
Komponenten kann man grob die Geschwindigkeit der Mobilstation in Bezug
auf die Basisstation bestimmen. Eine Beschreibung eines Schaltkreises
zum Bestimmen des Kreuzproduktes der I- und Q-Komponenten mit der
Kanalschätzung
in einem Kommunikationssystem mit QPSK Modulation ist offenbart
in dem U.S. Patent Nr. 5,506,865 mit dem Titel „PILOT CARRIER DOT PRODUCT
CIRCUIT", das an
den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
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Es
hat eine zunehmende Nachfrage nach drahtlosen Kommunikationssystemen
gegeben, um fähig
zu sein, digitale Information mit hohen Raten bzw. Geschwindigkeiten
zu übertragen.
Ein Verfahren zum Senden digitaler Daten mit hoher Rate bzw. Geschwindigkeit
von einer zentralen Basisstation zu einer Teilnehmereinheit ist
es, der Basisstation zu erlauben, die Daten unter Verwendung von
Spreizspektrumstechniken des CDMA zuzulassen. Ein vorgeschlagenes
Verfahren erlaubt es der entfernten Station ihre Information unter Verwendung
eines kleinen Satzes von orthogonalen Kanälen zu übertragen, wobei dieses Verfahren
im Detail beschrieben ist in dem U.S. Patent Nr. 6396804 mit dem
Titel „HIGH
DATA RATE CDMA WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM" und das an den Rechteinhaber der vorliegenden
Erfindung übertragen
worden ist.
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Leistungssteuerung
ist eine notwendige Komponente von drahtlosen Kommunikationssystemen.
Ein herkömmliches
Verfahren der Leistungssteuerung von einer Mobilstation oder Rückwärtsverbindungsleistungssteuerung
ist es in einem Kommunikationssystem die Leistung des empfangenen
Signals von der Mobilstation an der Basisstation zu überwachen.
Ansprechend auf den überwachten
Leistungspegel überträgt die Basisstation
Leistungssteuerbits an die Mobilstation und zwar in regelmäßigen Intervallen.
Ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Steuern von Übertragungsleistung
auf diese Art und Weise ist offenbart in dem U.S. Patent Nr. 5,056,109
mit dem Titel „METHOD
AND APPARATUS FOR CONTROLLING TRANSMISSION POWER IN A CDMA CELLUALR
MOBILE TELEPHONE SYSTEM",
das an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist.
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DE 199 09 299 A1 beschreibt
ein Verfahren des Regulierens der Übertragungsleistung von Funkstationen
in einem W-CDMA Kommunikationssystem. Eine Mittelung von einer Qualitätsevaluierung
eines empfangenen Signals wird an einem Empfänger durchgeführt. Eine
zeitliche Varianz des empfangenen Signals wird an den Empfänger bestimmt.
Entsprechend werden Einstellungen der Übertragungsleistung des Signals
gemacht.
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U.S.
6,154,659 beschreibt eine schnelle Vorwärtsverbindungsleistungssteuerung
in einem Code-Multiplex-Vielfach-Zugriffs-System. Symbolenergie-zu- Rauschdichte-Schätzungen
werden durchgeführt
und als die Basis zum Einstellen der Übertragungsleistung verwendet.
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Herkömmliche
Verfahren der Leistungssteuerung bzw. -regelung können jedoch
nicht auf die Vorwärtsverbindung
in Systemen mit hoher Datenrate angewendet werden. Herkömmliche
Verfahren der Leistungsteuerung verwenden typischerweise bekannte
Eigenschaften von Pilotsignalen, um Kanalcharakteristika zu schätzen. In
der Vorwärtsverbindung
von Systemen mit hoher Datenrate, könnte es sein, dass diese bekannten
Eigenschaften, nicht vorhanden sind. Das Vörwärtsverbindungspilotsignal in
einem System mit hoher Datenrate, könnte für eine einzelne Teilnehmereinheit
nicht gesteuert werden und könnte
auch nicht auf einem dedizierten Pilotkanal übertragen werden.
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Es
gibt einen Bedarf bei drahtlosen Kommunikationssystemen mit hoher
Datenrate für
ein effizientes Verfahren der Leistungssteuerung von einer Basisstation
oder Vorwärtsverbindungsleistungssteuerung.
Es gibt bei drahtlosen Kommunikationssystemen mit hoher Datenrate
auch einen Bedarf, die Leistung des empfangenen Signals von der
Basisstation an einer Teilnehmereinheit zu überwachen und auf den überwachten Leistungspegel
ansprechend, Leistungssteuerbits von der Teilnehmereinheit auf der
Rückwärtsverbindung
an die Basisstation zu senden und zwar in regelmäßigen Intervallen.
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Zusammenfassung
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
präsentieren
ein neuartiges und verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zum
Durchführen
von Vorwärtsverbindungsleistungsregelung.
Entsprechend umfasst in einem Aspekt ein Verfahren zur Vorwärtsverbindungsleistungssteuerung
bzw. -regelung in einem drahtlosen Kommunikationssystem die Schritte
des Auswählens
eines leistungsgesteuerten Vorwärtsverbindungs-Leistungssteuersubkanals,
Berechnen einer Bit-Fehler-Rate für den ausgewählten Sub-
bzw. Teilkanal, Berechnen einer Varianz für den ausgewählten Subkanal
und Berechnen eines Vorwärts verbindungs-Leistungssteuereinstellpunkts
bzw. -sollwertes aus der Bitfehlerrate und der Varianz.
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Kurze Beschreibung
der Zeichnungen
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Die
Merkmale, Ziele und Vorteile der offenbarten Ausführungsbeispiele
werden aus der unten angegeben detaillierten Beschreibung klarer
werden, wenn man diese zusammen mit den Zeichnungen betrachtet, in
denen gleiche Bezugszeichen durchgehend entsprechendes Identifizieren
und wobei:
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1 ein
Blockdiagramm eines Leistungsregelungssystems ist;
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2 ein
Flussdiagramm ist, das ein Verfahren zum Bestimmen eines Regelungseinstellpunktes
bzw. -sollwertes darstellt;
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3 ein
Blockdiagramm ist, das eine Vorrichtung darstellt zum Erzeugen von
Leistungsregelungsbefehlen;
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4 ein
Blockdiagramm ist, das ein Verfahren darstellt zum Erzeugen von
Metriken, die bei der Bestimmung eines Regelungseinstellpunktes
zu verwenden sind; und
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5 ein
Blockdiagramm ist, das eine beispielhafte Vorrichtung darstellt
und zwar zum Berechnen von normalisierter Signalvarianz zur Bestimmung
eines Regelungseinstellpunktes.
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Detaillierte
Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
präsentieren
ein Verfahren zum Implementieren einer Leistungsregelung auf der
Vorwärtsverbindung
eines drahtlosen Kommunikationssystems mit hoher Datenrate bzw.
-geschwindigkeit. So ein Verfahren ist besonders nützlich,
wenn die Datensignale nur in kurzen Bündeln bzw. Bursts vorhanden
sind, so dass die Paket- oder Rahmenfehlerraten (packet error rate,
PER oder frame error rate, FER) nicht genau bestimmt werden können. Da
dieses Verfahren einen Mechanismus zur genauen Einstellpunkt bzw.
Sollwerteinstellung auf der Vorwärtsverbindung
vorsieht und zwar sogar ohne eine Schätzung des PER (FER) kann es
sogar verwen det werden, um die Genauigkeit der Leistungsfähigkeit
der äußeren Schleife
bzw. Regelung zu verbessern, wenn solche Schätzungen verfügbar werden.
Die offenbarten Ausführungsbeispiele
schätzen
Bitfehlerraten für
ausgewählte
leistungsgesteuerte Signale auf der Vorwärtsverbindung. Zusätzlich wird
die normalisierte Varianz der Signalenergie (oder C/I) für jedes
Paket geschätzt
und die durchschnittliche Anzahl eingerasteter bzw. verriegelter
Finger wird auch zum Bestimmen des Leistungssteuereinstellpunkts
verwendet.
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
beschreiben ein Verfahren zum Bestimmen des Einstellpunktes eines
Leistungsregelungssystems. In einem beispielhaften Ausführungsbeispiel
werden das Verfahren und die Vorrichtung auf ein Paketdatenübertragungssystem
angewendet. Bei Paketdatenübertragungssystemen
werden Daten und Signalisierung in Bündeln bzw. Bursts übertragen,
wobei eine signifikante Zeitdauer zwischen den Burstübertragungen
vergehen kann. Die beispielhaften Ausführungsbeispiele werden im Hinblick
auf ein für
Paketdatenübertragung
optimiertes System in einem drahtlosen Kommunikations- bzw. Nachrichtenübertragungssystem
erörtert,
wie es im Detail in dem mitanhängigen
U.S. Patent Nr. 6574211 beschrieben ist, das am 3. November 1997
eingereicht wurde und den Titel „METHOD AND APPARATUS FOR
HIGHER RATE PACKET DATA TRANSMISSIONMETHOD AND APPARATUS FOR HIGHER
RATE PACKET DATA TRANSMIISSION" hat,
und an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist. Die offenbarten Ausführungsbeispiele
können
auch auf andere vorgeschlagene Systeme erweitert werden, die geplant
sind, um Paketdatenübertragungen
zu befördern
wie beispielsweise der Vorschlag der Telecommunications Industry Association
an die International Telecommunications Union (ITU) mit dem Titel „The cdma2000
ITU-R RTT Candidate Submission" und
der Vorschlag des European Telecommunications Standard Institute
an die International Telecommunications Union (ITU) mit dem Titel „The ETSI
UMTS Terrestrial Radio Access (UTRA) ITU-RTT Candidate Submission".
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
können
angewendet werden, wenn die Datensignale in kurzen Bursts übertragen
werden, so dass Paket- oder Rah menfehlerraten (PER oder FER) nicht
genau geschätzt werden
können
und auf der Vorwärtsverbindung,
wo die Pilotsignale keine Leistungssteuerung oder einen dedizierten
Kanal haben könnten.
Weil die offenbarten Ausführungsbeispiele
einen Mechanismus vorsehen zur genauen Einstellpunkteinstellung
selbst ohne PER (FER) Schätzungen
von dedizierten leistungsgesteuerten Pilotkanälen können die Ausführungsbeispiele
weiterhin auch in Zusammenhang mit solchen Schätzungen verwendet werden, um
die Genauigkeit der Leistungsfähigkeit
der äußeren Schleife
zu verbessern, wenn solche Schätzungen
verfügbar
sind.
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Die
offenbarten Ausführungsbeispiele
beschreiben das Einstellen des Vorwärtsverbindungs-Leistungssteuereinstellpunkts
basierend auf einer künstlich
erzeugten Bitfehlerrate, wobei jedes künstliche „Bit" aus einer Anzahl von Chips von einem
ausgewählten
Vorwärtsverbindungssignal
besteht und zwar über
einen Rahmen oder einen Teil eines Rahmens verteilt. In einem beispielhaften
Ausführungsbeispiel
wird der Einstellpunkt zusätzlich
bestimmt gemäß einer
normalisierten Varianz der Signalenergie (oder Signal-zu-Rausch-Interferenz)
pro PCB für
jedes Paket und wendet zusätzlich
die Anzahl von eingerasteten bzw. verriegelten Fingern an, um den
Einstellpunkt zu bestimmten. Durch Anwenden dieser zwei zusätzlichen
Faktoren, kann der Einstellpunkt bestimmt werden, um eine gute Anzeige
der Signalqualität
vorzusehen, und zwar fast unabhängig
von den Kanalcharakteristika, z.B. unterschiedlichem Dopplerspektrum.
Somit ist es möglich
den Vorwärtsverbindungs-Leistungsregelungseinstellpunkt
(T) basierend auf diesen Faktoren zu bestimmen.
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In
einem beispielhaften IS-2000 Ausführungsbeispiel ist eine Leistungssteuerungsgruppe
(Power Control Group, PCG) 1,25 Millisekunden (ms) oder 1536 Chips
lang. Jede Vorwärts-PCG
enthält
ein Leistungssteuerbit (Power Control Bit, PCB) oder Befehl, um
entweder den mittleren Ausgangsleistungspegel der Teilnehmereinheit
zu erhöhen
oder zu verringern. Sechzehn PCGs werden in jedem 20 ms Rahmen auf
einem Vorwärtsleistungssteuerungssubkanal
(Forward Power Control Sub-channel, FPCS) übertragen. Der FPCS besteht aus
PCGs, die in zufällige
Positionen auf dem fundamentalen Vorwärtskanal (Forward Fundamental Channel,
F-FCH) oder dem dedizierten Vorwärtssteuerkanal
(Forward Dedicated Control Channel, F-DCCH) punktiert werden.
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1 stellt
ein herkömmliches
System dar zum Erzeugen von Vorwärtsverbindungs-Leistungsregelungsbefehlen
an einer Teilnehmereinheit. Ein Signal wird an einer Antenne empfangen,
mit einem Demultiplexer 122 demultiplext und dann an einen
Empfänger
(RCVR) 100 geliefert. Der Empfänger 100 konvertiert herunter,
verstärkt
und filtert das empfangene Signal und liefert das empfangene Signal
an einen Demodulator 102. Der Demodulator 102 demoduliert
das empfangene Signal. Innerhalb des Demodulators 102 ist
ein Kanalschätzungsgenerator
(nicht gezeigt), der die Kanalcharakteristika basierend auf einen übertragenen
Signal schätzt,
und zwar mit Werten, die sowohl dem Sender als auch dem Empfänger bekannt
sind, hierin als das ausgewählte
leistungsgesteuerte Signal bezeichnet. Das ausgewählte leistungsgesteuerte
Signal wird demoduliert und die Phasenmehrdeutigkeiten in dem empfangenen
Signal werden durch Berechnen des Skalarprodukts des empfangenen
Signals und der Pilotsignalkanalschätzung aufgelöst. Das
demodulierte Signal wird typischerweise an einen Deinterleaver 104 geliefert,
der die demodulierten Symbole gemäß einem vorherbestimmten Wieder-
bzw. Neuanordnungsformat neu anordnet.
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Die
neu angeordneten Symbole werden an einen Docodierer 106 geliefert.
Die decodierten Symbole werden dann optional an ein zyklischen Redundanzprüf(cyclic
redundancy check, CRC) -Bitprüfelement 107 geliefert.
Das CRC-Prüfelement 107 erzeugt
lokal einen Satz mit CRC-Bits aus den decodierten Daten und vergleicht
diese lokal erzeugten Bits mit den geschätzten empfangenen CRC-Bits.
Das CRC-Prüfelement 107 sieht
ein Signal vor, das die Prüfung
von den CRC-Bits einem Steuerprozessor 110 anzeigt. Zusätzlich kann der
Decodierer 106 andere Qualitätsmetriken wie beispielsweise
eine Yamamoto-Metrik oder eine Symbolfehlerrate für den Steuerprozessor 110 vorsehen.
Ansprechend darauf gibt der Steuerprozessor 110 entweder den
deco dierten Rahmen mit Daten oder ein Signal aus, dass die Löschung eines
Rahmens anzeigt.
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In
jedem Kommunikationssystem gibt es eine nominale Leistungsfähigkeitsrate.
In konventionellen Systemen wird die Leistungsfähigkeit basierend auf der Rahmenfehlerrate
des empfangenen Signals bestimmt. Die Rahmenfehlerrate hängt ab,
von dem durchschnittlichen empfangenen Signal-zu-Rausch-Verhältnis (signal
to noise ratio, SNR) des empfangenen Signals und anderer Qualitätsmetrik
bzw. anderen Qulitätsmetriken,
die auf das empfangene Signal bezogen sind. Wenn die Rahmenfehlerrate
weniger als die Zielrahmenfehlerrate ist, wird der Leistungssteuereinstellpunkt
verringert. Im Gegensatz dazu wird, wenn die Rahmenfehlernate größer als
die Zielrahmenfehlerrate ist, der Einstellpunkt bzw. Sollwert erhöht. In einem
Verfahren zum Einstellen der Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Schwelle
wird der Einstellpunkt, um einen relativ großen Betrag erhöht, z.B.
ein dB und zwar immer wenn eine Rahmenlöschung detektiert wird. Im
Gegensatz dazu wird die Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Schwelle
um 0,01 dB verringert, und zwar immer wenn ein Rahmen richtig decodiert
wird. Der Steuerprozessor 110 liefert den Einstellpunkt
an einen Vergleicher bzw. Komparator (COMP) 112. In einem
herkömmlichen
kohärenten
Kommunikationssystem mit Pilotunterstützung wird das Signal-zu-Rausch-Verhältnis basierend
auf dem Pilotsignal geschätzt.
Ein beispielhaftes Verfahren zum Schätzen des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
basierend auf dem Pilotsignal ist offenbart in dem parallel anhängigen U.S.
Patent Nr. 5,903,554 mit dem Titel „METHOD AND APPARATUS FOR
MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTRUM COMMUNICATION SYSTEM" das an den Rechteinhaber
der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist.
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Das
demodulierte Signal von dem Demodulator 102 wird an einen
Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Rechner
(SNR CALC) 108 geliefert. Der Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Rechner 108 berechnet
die Signalenergie und zwar basierend auf der Energie der demodulierten
Symbole und eingegeben von dem Kanalschätzungsgenerator (nicht gezeigt).
Zusätzlich
wird ein Signal, das die empfangene In-Band-Energie anzeigt, an
den Signal-zu-Rausch-Verhältnis- Rechner 108 geliefert.
Der Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Rechner 108 erzeugt
eine Schätzung
des Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
des empfangenen Signals und liefert diese Schätzung an den Komparator 112.
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In
dem Komparator 112 wird das geschätzte Signal-zu-Rausch-Verhältnis mit
dem Leistungssteuerschleifeneinstellpunkt verglichen, der durch
den Steuerprozessor 110 vorgesehen ist. Ein Signal, dass
das Ergebnis des Vergleichs anzeigt, ist für einen Leistungssteuerbitgenerator 114 vorgesehen.
Falls das geschätzte SNR
weniger als der Einstellpunkt ist, sieht der Leistungssteuerbitgenerator 114 eine
Nachricht vor, und zwar zum Anfragen, dass die übertragende Einrichtung die
Energie ihrer Übertragungen,
erhöht.
Falls das geschätzte
SNR größer als
der Einstellpunkt ist, dann sieht der Leistungssteuerbitgenerator 114 eine
Nachricht vor, und zwar zum Anfragen, dass die übertragende Einrichtung die
Energie ihrer Übertragungen
verringert.
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Die
Leistungssteuernachricht, die eine Einzelbitnachricht ist, und zwar
zum Anfragen, dass die übertragende
Einrichtung ihre Übertragungsenergie
um eine vorherbestimmte Menge erhöht oder vermindert, ist vorgesehen
für ein
Punktierungselement 118. Das Punktierungselement 118 empfängt ein
Pilotsignal von einem Pilotsignalgenerator 121 und punktiert
die Leistungssteuernachricht auf eine vorherbestimmte Art und Weise
in das Pilotsignal. Der Pilotkanal, der die Leistungsteuerdaten
aufweist wird dann durch einen Kombinierer 117 kombiniert
mit der Verkehrskanalausgabe eines Verkehrsmodulators und Walshabdeckungselementes 120.
Die kombinierten Kanäle
werden hochkonvertiert, gefiltert und verstärkt und zwar für eine Übertragung
durch den Übertrager 116.
Ansprechend auf die Leistungssteuernachrichten erhöht oder
vermindert der Übertrager 116 die
Energie seiner Übertragungen
auf eine vorherbestimmte Art und Weise. Die Ausgabe des Übertragers 116 ist
vorgesehen für
einen Demultiplexer 122 zum Abstrahlen mittels einer Antenne.
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In 2 ist
ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel
eines Verfahrens zum Bestimmen des Vorwärtsverbindungs-Leistungssteuereinstellpunktes
dargestellt. Anders als bei Verfahren zur Bestimmung des Leistungssteuereinstell punktes
auf der Rückwärtsverbindung
verlassen sich die offenbarten Ausführungsbeispiele nicht auf den
Pilotkanal. Der Pilotkanal kann beim Bestimmen von Leistungssteuereinstellpunkten
auf der Rückwärtsverbindung
zugrunde gelegt werden, weil der Rückwärtsverbindungspilotkanal dediziert
und leistungsgesteuert ist, selbst wenn es keinen auf der Rückwärtsverbindung übertragenen
Verkehr gibt. Weil das Vorwärtsverbindungspilotsignal
in einem Codemultiplex- (Code Division Multiplexed, CDM) -Schema
gemeinsam genutzt werden kann und es nicht garantiert wird, dass
es leistungsgesteuert ist, verwenden die offenbarten Ausführungsbeispiele
andere Vorwärtsverbindungssignale.
Die offenbarten Ausführungsbeispiele
verwenden Symbole, Kanäle
oder Signale, die leistungsgesteuert sind, und zwar basierend auf
den Kanalbedingungen der Teilnehmereinheit. Falls in einem IS2000
oder WCDMA System der Pilotkanal dediziert und leistungsgesteuert ist,
für eine
bestimmte Teilnehmereinheit kann das Pilotsignal verwendet werden.
Einem Fachmann ist klar, dass die Anordnung der in 2 dargestellten
Schritte nicht einschränkend,
ist. Das Verfahren kann unmittelbar geändert werden, und zwar durch
Weglassen oder eine Neuanordnung der dargestellten Schritte ohne dass
von dem Umfang der offenbarten Ausführungsbeispiele abgewichen
wird. Die offenbarten Ausführungsbeispiele
werden im Kontext von CDMA Telefonen beschrieben. Die offenbarten
Ausführungsbeispiele
sind jedoch in gleicher Weise auf andere Modulationstechniken anwendbar.
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Im
Schritt 200 wird die Bit-Fehlerrate eines ausgewählten, leistungsgesteuerten
Vorwärtsverbindungssignals
berechnet. Das ausgewählte
Signal kann irgendein Vorwärtsverbindungssignal
sein, das dediziert und leistungsgesteuert ist. In dem beispielhaften
Ausführungsbeispiel
ist das FPCS das ausgewählte
Signal. Einem Fachmann ist unmittelbar klar, dass die offenbarten
Ausführungsbeispiele
in gleicher Art und Weise auf andere dedizierte und leistungsgesteuerte
Vorwärtsverbindungskanalstrukturen
angewendet werden können, wie
beispielsweise dedizierte Pilotsymbole bei WCDMA.
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In
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird der FPCS in den F-FCH oder den F-DCCH punktiert. Der FPCS besteht
aus leistungsgesteuerten Rück kopplungsbefehlen
oder PCBs, und zwar an die Teilnehmereinheit gerichtet, die die
Teilnehmereinheit anweisen eine Ausgangsleistung zu erhöhen oder
zu erniedrigen. Damit die Leistungssteuerbefehle durch die Teilnehmereinheit
korrekt empfangen werden, werden die punktierten PCBs auch leistungsgesteuert.
Die Vorwärtsverbindungs-PCBs
werden in den F-FCCH oder F-DCCH punktiert und zwar unabhängig davon,
ob Verkehr vorhanden ist. Wenn kein Verkehr auf dem F-CCH oder F-DCCH
vorhanden ist, wird der FPCS weiterhin übertragen und zwar um die Rückwärtsverbindungsübertragungsleistung
bei einem richtigen Pegel zu halten. Aufgrund der beschriebenen
Eigenschaften der in den FPCS punktierten PCBs, werden die empfangenen
PCBs eingesetzt, um Bitfehler und Varianzmetriken an der Teilnehmereinheit
zu erzeugen.
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Um
die Bitfehlerrate für
das ausgewählte
Signal zu berechnen, wird ein aktuelles bzw. tatsächliches Bit
oder ein künstliches „Bit" das von Beispielsegmenten
bzw. Tastensegmenten des ausgewählten
Signals erzeugt wurde, verglichen mit einem Schwellenwert mit einer
Amplitude oder einem Vorzeichen. Die ausgewählte Signalbitfehlerrate (selected
Signal Bit Error Rate, SSBER) wird berechnet durch Dividieren der
Anzahl von Löschungen
in einer Gruppe von Bits, durch die gesamte Anzahl von Bits in der
Gruppe, d.h. SSBER
= (Anzahl von Löschungen
in einer Gruppe mit N Bits)/(N), (1) wobei
N die gesamte Anzahl von Bits in der Gruppe von Bits ist. N, die
gesamte Anzahl von Bits pro Gruppe und T, Vergleichsschwellenpegel,
sowie auch die Längen
der Signaltastungen Systementwurfparameter sind. Ein beispielhaftes
Verfahren zum Erzeugen künstlicher
Bits und entsprechender Proxy-Bit-Fehlerraten ist offenbart in der
parallel anhängigen
U.S. Patent Anmeldung Nr. 09/438,988 mit dem Titel „METHOD
AND APPARATUS FOR MONITORING TRANSMISSION QUALITY" das an den Rechteinhaber
der vorliegenden Erfindung übertragen
worden ist. Falls in einem IS2000 oder WCDMA System der Pilotkanal
dediziert und leistungsgesteuert für die Teilnehmersta tion ist,
kann die SSBER aus dem Pilotkanalsignal erzeugt werden. Ein beispielhaftes
Verfahren zur Erzeugung einer Pilotbitfehlerrate ist offenbart in
dem parallel anhängigen
U.S. Patent Nr. 6633552 mit dem Titel „METHOD AND APPARATUS FOR
DETERMINING THE CLOSED LOOP POWER CONTROL SET POINT IN A WIRELESS
PACKET DATA COMMUNICATIONS SYSTEM"; das an den Rechteinhaber der vorliegenden
Erfindung übertragen
worden ist.
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In
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird die SSBER für
den FPCS berechnet. Korrekte Amplitudenwerte für die PCBs sind 1 und –1. PCB
Fehler treten auf, wenn zusätzliches
Rauschen verursacht, dass der empfangene Amplitudenwert das Vorzeichen ändert. PCB
Fehler werden bestimmt durch Festlegen eines absoluten Amplitudenschwellenwertes
(T) und Vergleichen des absoluten Amplitudenwertes der empfangenen PCB
mit der Schwelle. Falls der absolute Amplitudenwert der empfangenen
PCB weniger als die Schwelle ist, weist der empfangene PCB eine
Löschung
oder einen Bitfehler auf und zwar falls |A1| < T, dann ist A1 ein Bitfehler, wobei A1 =
1, 2, 3 ... N. (2)
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In
einem anderen Ausführungsbeispiel
kann das Vorzeichen eines empfangenen Teils bzw. Bruchteils eines
PCB mit dem Vorzeichen des gesamten PCB verglichen werden. Wenn
die SSBER berechnet worden ist, geht der Steuerablauf weiter zum
Schritt 202.
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Im
Schritt 202 wird die normalisierte Signalvarianz berechnet.
Während
die SSBER mit der Rahmenfehlerrate zusammenhängt, ist sie auch eine Funktion
der Fahrzeuggeschwindigkeiten und anderer Kanalcharakteristika.
Ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel
beschreibt ein Verfahren zum Kompensieren des Effektes der Fahrzeuggeschwindigkeit
und zwar durch Verwenden der normalisierten Varianz der empfangenen
Signalleistung oder C/I wie unten beschrieben.
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In
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
werden die Vorwärtsverbindungs-Leistungsregelbefehle (closed
loop power control) 800 mal pro Sekunde übertragen, d.h. 16 PCBs werden
alle 20 ms übertragen.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
ist die normalisierte Signalleistungsvarianz wie folgt definiert:
wobei
p(n) die gemessene Leistung des FPSC während des n-ten Rahmens ist,
p(n) 2 ist
der Durchschnitt der quadrierten Energie der gesamten oder von Teilen
der PCBs für
den aktuellen Rahmen und
p(n) 2 die durchschnittliche Energie des demodulierten
PCBs oder PCB-Teils ist und zwar quadriert für den aktuellen Rahmen.
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Es
kann beobachtet werden, dass die SSBER und die normalisierte Signalvarianz
verschiedene Trends bezüglich
der Fahrzeuggeschwindigkeit besitzen. Somit ist es möglich eine
lineare Kombination dieser zwei Größen SSBER+ α
1ρ zu konstruieren,
die fast eine Konstante ist und zwar unabhängig von den Fahrzeuggeschwindigkeiten.
Praktisch können
die durchschnittlichen Schätzungen
von p und p
2 berechnet werden durch Durchleiten
dieser Schätzungen
durch einen einpoligen Tiefpassfilter, der wie folgt definiert ist:
p(n)
= c1·p(n – 1) + c2·p(n) (4) und
wobei
n der Rahmenindex ist. Wenn der ausgewählte Signalvarianzwert berechnet
ist, geht die Ablaufsteuerung weiter zum Schritt
204.
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In
dem Schritt 204 wird die Anzahl in Verriegelung befindlichen
bzw. eingerasteten Finger berechnet. In dem Prozess des RAKE-Empfangs
wird die Signalstärke
von jedem demodulierten Finger berechnet. Die Signalsstärke muss
einen Schwellenwert übersteigen,
damit sie durch den RAKE-Empfänger
weich bzw. soft kombiniert wird. Wenn die Signalstärke ausreichend
ist, so dass sie es wert ist, soft kombiniert zu werden, sagt man
von dem Finger, dass er „sich
in Verriegelung befindet" bzw. „eingerastet
ist" („in lock"). In dem verbesserten
Ausführungsbeispiel
ist der Einfluss mehrerer Finger kompensiert durch Auslegen des
Einstellpunktes als eine Funktion der durchschnittlichen Anzahl
der Finger die eingerastet sind (Nf). In
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird eine Bestimmung, ob sich ein Finger in Verriegelung befindet
für jede
PCG ausgeführt. In
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird die durchschnittliche Anzahl von sich in Verriegelung befindlichen
Fingern berechnet durch Summieren der Anzahl von sich in Verriegelung
befindlichen Fingern für
jede PCG in dem Rahmen und Teilen durch die Anzahl von PCGs in einem
Rahmen. Der Steuerfluss geht weiter zum Schritt 206.
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Im
Schritt 206 wird der Einstellpunkt berechnet. Der erste
Schritt bei dem Berechnen des Einstellpunktes ist es eine Metrik
(η) zu
erzeugen, die eine Funktion der drei oben beschriebenen Faktoren
ist. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird die SSBER Metrik modifiziert durch die Addition eines Terms
der eine lineare Funktion von Nf ist, wobei
Nf die Anzahl der Finger ist und ziemlich
gut arbeitet. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel wird die Metrik
(n) gemäß der folgenden
Gleichung generiert: η(n) = SSBER(n – 1) + α1ρ(n – 1) + α2Nf(n – 1), (6)wobei in
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel η(n) die
Metrik von dem aktuellen (n-ten) Rahmen ist, SSBER(n – 1) die
ausgewählte
Signalbitfehlerrate für
den vorhergehenden ((n – 1)-ten)
Rahmen ist, ρ(n – 1) die ausgewählte Signalvarianz
für den
vorhergehenden ((n – 1)-ten)
Rahmen ist, Nf(n – 1) die Anzahl der eingerasteten
Finger in dem vorhergehenden Rahmen ist und α1 und α2 Skalierkonstanten
sind.
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Die
Schwelle der äußeren Schleife
kann verbessert werden durch Akkumulieren von Statistiken bezüglich der
Rahmenfehlerrate. Ein Fehler für
den aktuellen Rahmen (ε(n))
wird gemäß der folgenden
Gleichung berechnet: ε(n) = η(n) – C. (7)
-
Der
Einstellpunkt für
den aktuellen Rahmen (T(n)) wird gemäß der folgenden Gleichung modifiziert: T(n) = T(n – 1) + Δε(n). (8)
-
3 illustriert
ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel
einer Vorrichtung zum Bestimmen des Einstellpunktes der äußeren Schleife.
Das ausgewählte
Signal wird an einer Antenne empfangen, durch einen Demultiplexer 330 demultiplext
und dann an einen Empfänger
(RCVR) 300 geliefert. Der Empfänger 300 konvertiert herunter,
verstärkt
und filtert das empfangene Signal. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
konvertiert der Empfänger 300 das
empfangene Signal herunter und zwar gemäß einem Format mit vierstufiger
Phasenumtastung (quaternary phase shift keying, QPSK) und sieht
die sich ergebenden In-Phasen- und Quadratur-Phasen-Komponenten
für Metrik-Rechner 302 vor.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
ist ein separater Metrikrechner 302 für jeden Finger vorgesehen,
der durch das Empfängersystem
demoduliert wird.
-
In
jedem der Metrikrechner 302 demoduliert ein ausgewählter Signaldemodulator
bzw. Auswahlsignaldemodulator (Sel. Sig. DEMOD) 304 den
empfange nen ausgewählten
Signalsymbolstrom um Schätzungen der
empfangenen ausgewählten
Signalsymbole vorzusehen und liefert diese demodulierten Symbole
an einen Fingerkombinierer 310. In jedem der Metrikrechner 302 berechnen
ausgewählte
Signalenergierechner 306 die Energie der empfangenen ausgewählten Signalsymbole
und liefern die gemessenen Energien an den Fingerkombinierer 310.
Zusätzlich
bestimmen in jedem der Metrikrechner 302 Rast- bzw. Verriegelungsdetektoren 308,
ob der dem Metrikrechner 302 entsprechende Finger eingerastet
ist. Diversitätsempfang
in einem CDMA Kommunikationssystem ist in der Technik wohl bekannt
und ist im Detail in dem vorgenannten U.S. Patent Nr. 5,109,390
beschrieben.
-
Der
Fingerkombinierer 310 summiert die demodulierten ausgewählten Signalsymbolenergien
von jedem der ausgewählten
Signaldemodulatoren 304, summiert die ausgewählten Signalsymbolenergien
von jedem der ausgewählten
Signalenergierechner 306 und summiert die Anzahl der Finger,
die als eingerastet bestimmt worden sind, um den Wert Nf der
die Anzahl der eingerastet Finger ist, vorzusehen.
-
Die
kombinierten ausgewählten
Signalsymbole werden an einen optionalen Taster bzw. Abtaster 312 geliefert.
Der Taster 312 dezimiert den demodulierten ausgewählten Signalsymbolstrom
und liefert den dezimierten Strom an einen Fehlerdetektor 314.
Weil die Werte der übertragenen
Symbole dem Empfänger
bekannt sind, umfasst das Detektieren von Fehlern ein Vergleichen
der detektieren oder intakten empfangenen ausgewählten Signalsymbolschätzungen
mit der erwarteten ausgewählten
Signalsymbolsequenz. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel sind die ausgewählten FPCS
Symbole entweder positiv oder negativ 1, die als eine positive bzw.
negative Amplitude repräsentiert
sind. Somit wird, wenn immer das demodulierte ausgewählte FPSC
Symbol einen Amplitudenwert besitzt, der nicht innerhalb eines Schwellenbereichs
von 1 bis –1 ist,
ein ausgewählter
Signalbitfehler durch den Fehlerdetektor 314 erklärt. Die
Anzahl von detektierten ausgewählten
Signalbitfehlern (SSBER) ist vorgesehen für einen Einstellpunktrechner 316.
-
Die
kombinierten ausgewählten
Signalsymbolenergien p(n) werden an einen ausgewählten Signalvarianzrechner 315 geliefert,
der die normalisierte Signalvarianz p(n) berechnet und zwar wie
in den Gleichungen (3)–(5)
oben beschrieben ist und liefert das Ergebnis an den Einstellpunktrechner 316.
-
Jeder
der Metrikrechner 302 sieht ein Signal vor, das anzeigt,
ob der Finger dem der Metrikrechner zugewiesen ist, sich während dieses
Schlitzes in Verriegelung befindet bzw. eingerastet ist. Der Fingerkombinierer 310 summiert
die Anzahl der Schlitze für
die jeder der Finger eingerastet ist und dividiert durch die Anzahl
von Schlitzen in einem Rahmen, um die durchschnittliche Anzahl von
eingerasteten Fingern Nf vorzusehen. Der
Fingerkombinierer 310 sieht ein Signal vor, dass den Wert
NF anzeigt und zwar für den Einstellpunktrechner 316.
-
In
dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
bestimmt der Einstellpunktrechner 316 den Einstellpunkt (T)
und zwar gemäß den obigen
Gleichungen (6)–(8).
Der Einstellpunktrechner 316 sieht den Einstellpunkt (T) für den Komparator 320 vor.
Der Empfänger 300 sieht
die Basisbandtastungen für
einen Signal-zu-Rausch-Verhältnis-Rechner 318 vor.
Eine große
Anzahl von Verfahren sind in der Technik bekannt, um das Signal-zu-Rausch-Verhältnis zu
schätzen.
Ein einfaches Verfahren zum Schätzen
der Rauschenergie ist es, anzunehmen, dass alle In-Band-Energie
Rauschen ist. Der Empfänger 300 umfasst
typischerweise eine Einrichtung mit automatischer Verstärkungssteuerung
(nicht gezeigt) und die In-Band-Energie kann typischerweise geschätzt werden
basierend auf der Skalierung des empfangenen Signals durch die Einrichtung
mit automatischer Verstärkungssteuerung.
Die Signalenergie kann geschätzt
werden, basierend auf der Energie des demodulierten Verkehrs- oder
der Pilotsymbole. Eine Anzahl von Verfahren zum Schätzen des
Signal-zu-Rausch-Verhältnisses
sind offenbart in dem parallel anhängigen U.S. Patent Nr. 5,903,554
das am 11. Mai 1999 erteilt wurde und den Titel trägt „METHOD
AND APPARATUS FOR MEASURING LINK QUALITY IN A SPREAD SPECTURM COMMUNICATION
SYSTEM" und das
an den Rechteinhaber der vorliegenden Erfindung übertragen worden ist.
-
Das
geschätzte
Signal-zu-Rausch-Verhältnis
ist für
einen Komparator 320 vorgesehen. In dem Komparator 320 wird
das geschätzte
Signal-zu-Rausch-Verhältnis mit
den Schwellenwert (T) verglichen. Der Leistungssteuerbefehl der
anfragt, dass der Übertrager
seine Sende- bzw. Übertragungsenergie
entweder erhöht oder
verringert, wird gemäß dieses
Vergleichs, bestimmt. Das Ergebnis des Vergleichs wird an einen
Leistungssteuerbitgenerator (PCB GEN) 322 geliefert. Falls
die geschätzte
Signal-zu-Rausch-Energie die Schwelle (T) übersteigt, sieht dann der Leistungssteuerbitgenerator 322 eine.
Nachricht vor, die anfragt, dass die entfernte Station ihre Übertragungsenergie
reduziert. Im Gegensatz dazu, falls die geschätzte Signal-zu-Rausch-Energie weniger als
die Schwelle (T) ist, sieht dann der Leistungssteuerbitgenerator 322 eine Nachricht
vor, die anfragt, dass die entfernte Station ihre Übertragungsenergie
erhöht.
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Der
Leistungssteuerbefehl von dem Leistungssteuerbitgenerator 322 ist
für einen
Multiplexer 324 vorgesehen. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
werden die Leistungssteuerbefehle zeitmultiplext mit Verkehrsdaten
und zwar wie in dem vorgenannten U.S. Patent Nr. 6,574,211 beschrieben.
Einem Fachmann ist klar, dass obwohl dies in einem System dargestellt
ist, in dem die Leistungssteuerbefehle in die übertragenen Rahmen mit Daten
zeitmultiplext sind, die vorliegende Erfindung in gleicher Weise
anwendbar ist auf Kommunikationssysteme bei denen die Leistungssteuerbits
in die übertragenen
Signale punktiert werden wie beispielsweise bei den vorgeschlagenen
Systemen cdma2000 oder WCDMA.
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Die
multiplexten Rahmen mit Daten werden durch einen Modulator 326 moduliert.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
ist die Modulation ein Spreizspektrumskommunikationssignal. Die
modulierten Symbole werden dann an einen Übertrager (Transmitter, TMTR) 328 geliefert.
Der Übertrager 328 konvertiert
hoch, verstärkt
und filtert das Signal zur Übertragung.
Die Ausgabe des Übertragers 328 ist
für einen
Demultiplexer 330 vorgesehen und zwar zur Abstrahlung mittels
einer Antenne.
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4 stellt
ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel
eines erweiterten funktionalen Blockdiagramms der Metrikrechner 302 dar.
Wie vorher beschrieben, konvertiert der Empfänger (RCVR) 300 die
empfangenen Rückwärtsverbindungs-HF-Signale,
auf eine Basisbandfrequenz und zwar I- und Q-Basisbandsignale, erzeugend. In dem
beispielhaften Ausführungsbeispiel
ist das empfangene Signal komplex PN-gespreizt unter Verwendung
einer In-Phase PNI Sequenz und einer Quadratur-Phase PNQ Sequenz und zwar durch Verfahren, die in
der Technik wohlbekannt sind und im Detail in der vorgenannten U.S.
Patent Anmeldung mit der Seriennr. 08/886,604 beschrieben sind.
Entspreizer 510 bzw. 512 entspreizen die I- und
Q-Signale unter Verwendung der PNI Sequenz.
In ähnlicher
Weise entspreizen Entspreizer 514 bzw. 516 die
I- und Q-Signale unter Verwendung der PNQ Sequenz.
Die Ausgaben der Entspreizer 510 und 514 werden
in einem Kombinierer 518 kombiniert. Die Ausgabe des Entspreizers 516 wird
von der Ausgabe des Entspreizers 512 in einem Kombinierer 520 subtrahiert.
-
Von
den entsprechenden Ausgaben der Kombinierer 518 und 520 werden
ihre Walsh-Abdeckungen durch einen Walsh-Abdecker (Walsh Decover)
(nicht gezeigt) entfernt und durch Akkumulatoren 530 und 532 summiert.
Die Ausgaben der Akkumulatoren 530 und 532 sind
eine Kurzzeit-Summation des ausgewählten Signals. Die Ausgaben
der Akkumulatoren 530 und 532 werden an Verzögerungselemente 531 bzw. 533 geliefert.
Die Verzögerungselemente 531 und 533 sind
vorgesehen, um die zusätzliche
Verzögerung
auszugleichen, die das gefilterte ausgewählte Signal erfährt und
zwar als ein Ergebnis der Filterungsoperation, die durch die ausgewählten Signalfilter 534 und 536 durchgeführt wird.
Die Verzögerungselemente 531 und 533 können auch
das Filter mit endlicher Impulsantwort (Finite Impulse Response,
FIR) zentrieren, falls so eines zur Filterung verwendet wird. Die
entsprechenden Ausgaben der Kombinierer 518 und 520 werden
auch durch Akkumulatoren 526 und 528 summiert.
Die Ausgaben der Akkumulatoren 526 und 528 sind
eine Langzeitsummierung des ausgewählten Signals. In Ausführungsbeispielen
bei denen die Vergleichsschwelle fest ist, ist die Langzeitsummierung
nicht nötig
und die Elemente 526, 528, 534 und 536 können eliminiert
werden. Die entsprechenden Ausgaben der Akkumulatoren 526 und 528 werden
dann an die ausgewählten
Signalfilter 534 und 536 angelegt. Die ausgewählten Signalfilter 534 und 536 erzeugen
eine Schätzung
der Kanalzustände und
zwar durch Bestimmen der geschätzten
Leistung und Phase der ausgewählten
Signaldaten. Die Ausgaben der ausgewählten Signalfilter 534 und 536 wie
auch die quadrierten und summierten Ausgaben der Verzögerungselemente 531 und 533 werden
an einen Schwellenkomparator 560 eingegeben und zwar zum
Vergleichen der demodulierten FPCS Symbole mit festen Schwellenwerten
für erwartete
PCB Werte. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel gibt der Schwellenkomparator 560 eine
Entscheidung über
das Vorzeichen des PCB oder eine Löschanzeige bzw. einen Löschindikator
für das
PCB aus. In anderen Ausführungsbeispielen
bei denen Schwellenwerte nicht fest sind, wird der Schwellenwert
vorgesehen durch die Langzeitsummierungsausgabe der ausgewählten Signalfilter 534 und 536 und
zwar eher als ein fester Wert innerhalb des Schwellenkomparators 560.
-
Zusätzlich wird
die Ausgabe der ausgewählten
Signalfilter 534 und 536 an einen Dezimator 552 vorgesehen.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
sind die ausgewählten
Signalfilter 534 und 536 Filter mit gleitendem
Mittelwert; die den Amplituden der empfangenen ausgewählten Signalsymbole über ein
PCB oder einen Teil eines PCBs mitteln. Der Dezimator 552 tastet
die Ausgänge
der ausgewählten
Signalfilter 534 und 536 an PCB Grenzen um die
durchschnittlichen Symbolamplituden für jedes PCB in dem Rahmen vorzusehen.
-
Die über jedes
PCB in dem Rahmen gemittelten durchschnittlichen Symbolamplituden
sind für
den Energierechner (I2 + Q2) 554 vorgesehen.
Der Energierechner 554 summiert die Quadrate der Amplituden
der Tastungen von den ausgewählten
Signalfiltern 534 und 536 und liefert die resultierenden
bzw. sich ergebenden Energiewerte an einen Akkumulator (ACC) 559.
Der Akkumulator 559 akkumuliert die Energie der PCBs über eine
Rahmendauer und gibt die akkumulierte Rahmenenergie an den Einstellpunktrechner 316 aus.
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Zusätzlich werden
die durchschnittlichen PCB Energiewerte von dem Energierechner 554 an
einen Tiefpassfilter bzw. TPF (low pass filter, LPF) 556 geliefert.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
berechnet der Tiefpassfilter 556 die durchschnittliche
ausgewählte
Signalsymbolenergie über
mehrere PCBs und liefert diesen Wert an einen Vergleicher bzw. Komparator 558.
Der Komparator 558 vergleicht die durchschnittliche ausgewählte Signalsymbolenergie
mit einem Schwellenwert und bestimmt basierend auf diesem Vergleich,
ob der Finger eingerastet ist. Der Komparator 558 gibt
das Ergebnis des Vergleichs an den Fingerkombinierer 310 aus.
Es ist für
einen Fachmann klar, dass es viele Variationen des hierin präsentierten
Verfahrens gibt, um zu Bestimmen, ob ein Finger eingerastet ist,
und dass das präsentierte
Verfahren für
darstellende Zwecke ist.
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5 stellt
ein beispielhaftes Ausführungsbeispiel
des normalisierten Signalvarianzrechners 315 dar. In einem
Ausführungsbeispiel
werden die ausgewählten
Signalsymbolenergien von dem Akkumulator 559 von jedem
der ausgewählten
Signalenergierechner 306 in dem Fingerkombinierer 310 summiert
und an einen Tiefpassfilter (low pass filter, LPF) 560 und
ein Quadrierelement 562 geliefert. In dem beispielhaften
Ausführungsbeispiel
ist der Tiefpassfilter 560 ein einpoliger IIR Mittelungsfilter
der die durchschnittliche Symbolenergie p(n) berechnet und zwar
der kombinierten ausgewählten
Symbolenergie über
mehrfache Rahmendauer. In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird die durchschnittliche Symbolenergie gemäß der obigen Gleichung (4) berechnet.
-
Die
durchschnittliche Symbolenergie p(n) wird an ein Quadrierelement 561 geliefert,
welches das Quadrat der durchschnittlichen Symbolenergie p(n) 2 berechnet
und den Wert an einen ersten Eingang eines Summierers 565 liefert.
-
Das
Quadrierelement
562 quadriert die Amplitude der kombinierten
Symbolenergien und liefert die quadrierten Amplitudenwerte an einen
Tiefpassfilter (TPF)
563. Der Tiefpassfilter
563 ist
ein einpoliger IIR Filter, der den Durchschnitt der quadrierten
Energiewerte über
die Dauer des Rahmens
be rechnet. Die Ausgabe von
dem Tiefpassfilter
563 wird vorgesehen für einen
zweiten Summiereingang eines Summierers
565. Der Summierer
565 berechnet
die Summe des Quadrats der mittleren Symbolenergie,
p(n) 2 und den Durchschnitt
der quadrierten Symbolenergien,
und liefert diese Summe an
den Zählereingang
eines Dividierers
566. Der Tiefpassfilter
562 liefert
auch den Durchschnitt der quadrierten Energien an den Nennereingang
des Dividierelementes
566. Das Dividierelement
566 dividiert
die Summe von dem Summer
565 durch den Durchschnitt der
quadrierten Energien von dem Tiefpassfilter
562. Das Ergebnis
der Division ist vorgesehen für
ein Quadratwurzelelement
567 das die Quadratwurzel, der
von dem Dividierelement
566 durchgeführten Division, berechnet.
In dem beispielhaften Ausführungsbeispiel
wird die Quadratwurzeloperation mittels einer Nachschlagtabelle
durchgeführt.
Es ist für
einen Fachmann klar, dass andere Verfahren zum Bestimmen des Quadratwurzelwertes
bekannt sind und auf die offenbarten Ausführungsbeispiele angewendet
werden können
ohne von dem Umfang der Anmeldung abzuweichen.
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In
anderen beispielhaften Ausführungsbeispielen
kann eine mittlere Varianz aus mehreren Varianzwerten berechnet
werden, wobei die mehreren Varianzwerte durch mehrere normalisierte
Signalvarianzrechner 315 erzeugt werden. Z.B. wenn das
ausgewählte
Signal, das FPCS ist, werden zwei normalisierte Signalvarianzrechner 315 verwendet.
Ein normalisierter Signalvarianzrechner 315 berechnet die
Varianz der PCBs die als positive 1 gewertet werden, während ein
zweiter normalisierter Signalvarianzrechner 315 die Varianz der
PCBs berechnet, die als negative 1 gewertet werden. Die mittlere
Varianz für
das FPCS Signal wird aus den zwei individuell erzeugten Varianzwerten
berechnet.
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Somit
ist ein verbessertes Verfahren und eine Vorrichtung zum Bestimmen
des Vorwärtsverbindungs-Leistungsregeleinstellpunktes
(closed loop) in einem drahtlosen Paketdatenkommunikationssystem
beschrieben worden. Einem Fachmann ist klar, dass die verschiedenen
zur Darstellung verwendeten logischen Blöcke, Module, Schaltungen und
Algorithmusschritte, die im Zusammenhang mit den hierin offenbarten
Ausführungsbeispielen
beschrieben sind, als elektronische Hardware, Computersoftware oder
Kombinationen aus beiden implementiert werden können. Die verschiedenen zur
Darstellung verwendeten Komponenten, Blöcke, Module, Schaltungen und
Schritte sind im Allgemeinen in Termen ihrer Funktionalität beschrieben.
Ob die Funktionalität
als Hardware oder Software implementiert wird, hängt ab von der speziellen Anwendung
und den auf das Gesamtsystem wirkenden Entwurfsrandbedingungen.
Ein Fachmann erkennt die Austauschbarkeit von Hardware und Software
unter diesen Umständen
und wie die beschriebene Funktionalität für jede bestimmte Anwendung
am besten zu implementieren ist. Z. B. können die verschiedenen zur
Darstellung verwendeten logischen Blöcke, Module, Schaltungen und
Algorithmusschritte, die im Zusammenhang mit den hierin offenbarten
Ausführungsbeispielen
beschrieben sind, implementiert oder ausgeführt werden mit einem digitalen
Signalprozessor (DSP) einer anwendungsspezifischen integrierten
Schaltung (application specific integrated circuit, ASIC), einer
feldprogrammierbaren Logikmatrix (field programmable gate array,
FPGA) oder einer anderen programmierbaren logischen Einrichtung,
einer diskreten Gate- oder Transistorlogik, diskreten Hardwarekomponenten
wie beispielsweise Registern und FIFO einem Prozessor, der einen
Satz von Firmware, Anweisungen ausführt, irgendeinem herkömmlichen
programmierbaren Softwaremodul und einem Prozessor oder irgendeiner
Kombination daraus. Der Prozessor kann ein Mikroprozessor sein,
aber alternativ kann der Prozessor irgendein herkömmlicher
Prozessor, eine Steuerungseinrichtung bzw. ein Controller, ein Mikrocontroller
oder eine Zustandsmaschine sein. Das Softwaremodul könnte auch
in einem RAM-Speicher, Flash-Speicher, ROM-Speicher, Registern, Festplatte, einer
Wechselplatte, einem CD-ROM oder irgendeiner anderen Form von bekanntem
Speichermedium sitzen. Einem Fachmann ist ferner klar, dass die
Daten, Instruktionen, Befehle, Informationen, Signale, Bits, Symbole
und Chips auf die in der obigen Beschreibung Bezug genommen werden
kann, dargestellt sein können,
durch Spannungen, Ströme,
elektromagnetische Wellen, magnetische Felder oder Partikeln, optische
Felder oder Partikeln oder irgendeiner Kombination daraus.
-
Die
vorliegende Beschreibung der bevorzugten Ausführungsbeispiele ist vorgesehen
es irgendeinem Fachmann zu ermöglichen,
die offenbarten Ausführungsbeispiele
nachzuvollziehen oder anzuwenden. Die verschiedenen Modifikationen
dieser Ausführungsbeispiele
werden einem Fachmann unmittelbar klar werden und die hierin definierten
grundlegenden Prinzipien können
auf andere Ausführungsbeispiele
angewendet werden und zwar ohne die Verwendung erfinderischer Fähigkeiten.
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Somit
sollen die offenbarten Ausführungsbeispiele
nicht auf die hierin gezeigten Ausführungsbeispiele beschränkt sein,
sondern sollen im weitesten Umfang gewürdigt werden, der mit den Prinzipien
und neuartigen Merkmalen konsistent ist, die hierin offenbart worden
sind.
