-
TECHNISCHES
GEBIET
-
Die
vorliegende Erfindung betrifft einen Funkempfänger (oder ein Empfangsteil
eines Senders/Empfängers),
eine integrierte Schaltung, welche jene Elemente des Empfängers ausgestaltet,
die integrierbar sind, und ein Verfahren zum Betreiben eines Funkempfängers, um
den Stromverbrauch zu verringern.
-
STAND DER
TECHNIK
-
US-Patentschrift
Nr. 4,910,752 offenbart einen digitalen Funkempfänger mit kleiner Leistung,
in welchem ein empfangenes analoges Signal zu einem analogen ZF-Signal in der Frequenz
abwärts
gewandelt wird. Das ZF-Signal wird zum Verarbeiten in einem digitalen
Signalprozessor (DSP) digitalisiert. Zur Verringerung des Stromverbrauchs
wird die Digitalisierung über
in Serie geschaltete Breitbandstufen, wie beispielsweise ein in
Serie geschalteter programmierbarer Dämpfungsregler, eine Abtast-
und Halteschaltung und ein Analog-Digital-Wandler (ADC), bei Vollstrom
so schnell wie möglich
durchgeführt,
um die Intermodulationsleistungsfähigkeit des Empfängers zu
verbessern. Diese Breitbandstufen werden danach abgeschaltet oder
bei Niedrigstrom bis zu dem nächsten
Abtastintervall betrieben. Der Pegel des ZF-Signals wird durch den
Dämpfungsregler
gesteuert, um eine Begrenzung durch den ADC zu vermeiden. Die Abtastrate
ist ausgewählt,
um den Stromverbrauch durch den DSP zu senken, indem digitale Abtastwerte
von dem ADC mit einem bekannten Maximum vergleichen werden und ein
Steuersignal erzeugt wird. Der Pegel und die Abtastrate werden gleichzeitig
verändert,
um ein Minimum für
die Empfindlichkeit des Empfängers
einzustellen.
-
Bei
aktuellen mobilen Funkempfängern,
wie denjenigen, die zum Betreiben gemäß zellularer Telefonstandards
verwendet werden, beispielsweise GSM, wird Kanalwahl normalerweise
unter Verwendung von analogen Filtern durchgeführt, aber digitale Implementierung
wird zunehmend angestrebt, um Kosten zu senken und Flexibilität zu verbessern.
Im Prinzip kann ein relativ breiter Anteil des Spektrums, welches
das gewünschte
Signal enthält,
durch analoge Filter gewählt
werden, und die endgültige
Kanaldetektierung wird dann unter Verwendung von DSP-Techniken durchgeführt. Der
ADC- Wandler muss
allerdings bei einer ausreichend hohen Abtastrate arbeiten, um das
Verarbeiten der Gesamtheit des Bandes von Interesse zu ermöglichen,
und der Dynamikbereich muss für
den ungünstigsten
Betriebsfall ausreichend sein. Dies passiert, wenn das gewünschte Signal
schwach ist, aber die Nachbarkanalstörer stark sind. Der Stromverbrauch
des ADC ist ein großes
Problem bei diesem Lösungsansatz
und kann untragbar sein. Es ist vorgeschlagen worden, dass der Stromverbrauch
unter Verwendung von Sigma-Delta-Wandlern
gesenkt werden kann, wobei Nachbarkanäle teilweise unter Verwendung
von Dezimationsfiltern unterdrückt
werden können.
-
OFFENBARUNG
DER ERFINDUNG
-
Es
ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, den Stromverbrauch
eines Funkempfängers, insbesondere
eines batteriebetriebenen Empfängers,
noch weiter zu senken.
-
Gemäß einem
ersten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Empfänger bereitgestellt,
der Mittel zur Frequenzabwärtswandlung
eines eingegebenen analogen Signals zu einem analogen Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal,
digitale Filtermittel zur Kanalwahl, die mindestens einen Analog-Digital-Wandler
(ADC) zum Digitalisieren des analogen ZF-Signals einschließen, und
Mittel zum Ableiten eines Ausgangssignals von dem digitalisierten
ZF-Signal umfasst, wobei der mindestens eine ADC einen Überabtastquantisierer
umfasst, der eine Vielzahl von dynamisch wählbaren Quantisierungsstufen
aufweist, und die digitalen Filtermittel zur Kanalwahl des Weiteren
mindestens eine Messstufe zum Messen eines maßgeblichen Merkmals des analogen
ZF-Signals umfassen, und ein Steuergerät, das mit der mindestens einen
Messstufe zum Anpassen der Anzahl von Quantisierungsstufen als Reaktion
auf die Messung des maßgeblichen
Merkmals gekoppelt ist, um eine gewünschte Auflösung des Überabtastquantisierers bei
dem minimalen durchschnittlichen Stromverbrauch des mindestens einen
ADC zu erzielen.
-
Bei
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung kann die Zwischenfrequenz eine Null-ZF oder
eine niedrige ZF sein, was sozusagen der halben Kanalbandbreite
entspricht.
-
Gemäß einem
zweiten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird ein Verfahren
zum Betreiben eines Empfängers
bereitgestellt, wobei das Verfahren Frequenzabwärtswandlung eines empfangenen
analogen Eingangssignals umfasst, um ein analoges Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal
zu erzeugen, Digitalisieren des analogen ZF-Signals und Ableiten
eines Empfängerausgangs,
wobei das Digitalisieren des analogen ZF-Signals in mindestens einem Analog-Digital-Wandler
(ADC) erfolgt, der eine Vielzahl von wählbaren Quantisierungsstufen
aufweist; wobei das Verfahren des Weiteren die Schritte zum Messen
eines maßgeblichen
Merkmals des analogen ZF-Signals und zum Anpassen der Anzahl von Quantisierungsstufen
als Reaktion auf die Messung des maßgeblichen Merkmals umfasst,
um eine gewünschte
Auflösung
des Überabtastquantisierers
bei dem minimalen durchschnittlichen Stromverbrauch des mindestens
einen ADC zu erzielen.
-
Gemäß einem
dritten Gesichtspunkt der vorliegenden Erfindung wird eine integrierte
Schaltung zur Verwendung in einem Empfänger bereitgestellt, die Mittel
zur Frequenzabwärtswandlung
eines eingegebenen analogen Signals zu einem analogen Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal,
digitale Filtermittel zur Kanalwahl, die mindestens einen Analog-Digital-Wandler
(ADC) zum Digitalisieren des analogen ZF-Signals einschließen, und
Mittel zum Ableiten eines Ausgangssignals von dem digitalisierten
ZF-Signal aufweist, wobei der mindestens eine ADC einen Überabtastquantisierer
umfasst, der eine Vielzahl von dynamisch wählbaren Quantisierungsstufen
aufweist, und die digitalen Filtermittel zur Kanalwahl des Weiteren
mindestens eine Messstufe zum Messen eines maßgeblichen Merkmals des analogen
ZF-Signals umfassen, und ein Steuergerät, das mit der mindestens einen
Messstufe zum Anpassen der Anzahl von Quantisierungsstufen als Reaktion
auf die Messung des maßgeblichen
Merkmals gekoppelt ist, um eine gewünschte Auflösung des Überabtastquantisierers bei
dem minimalen durchschnittlichen Stromverbrauch des mindestens einen
ADC zu erzielen.
-
Die
vorliegende Erfindung basiert auf dem Prinzip, dass der durchschnittliche
Stromverbrauch des ADC gesenkt werden kann, indem die Auflösung des
ADC dynamisch angepasst wird, sodass sie nicht größer als
erforderlich ist, um die maßgebliche
Interferenz zu bearbeiten und um das gewünschte Signal nach dem Verarbeiten
wiederherzustellen. Typischerweise haben Nachbarkanäle eine ähnliche
Amplitude wie das gewünschte
Signal. In solch einem Fall kann die erforderliche Auflösung klein
sein, beispielsweise 8 Bits. Im ungünstigsten Fall kann ein viel größerer Dynamikbereich
erforderlich sein, beispielsweise 14 Bits, was zu einem Anstieg
des Stromverbrauchs führt.
-
Der
ADC kann einen Sigma-Delta ADC umfassen.
-
US-Patentschrift
Nr. 5,550,544 offenbart einen Delta-Sigma ADC erster Ordnung, in
welchem ein Eingangssignal mit jedem von einer Vielzahl von voreingestellten
(n-1) Referenzpegeln verglichen wird, und zu einem von n digitalen
Ausgangssignalen quantisiert wird. Wenn infolgedessen die Amplitude eines
Eingangsignals klein ist, ist die Amplitude eines Differenzsignals
zwischen dem Eingangssignal, das in den Quantisierer eingegeben
wird und einem Ausgangssignal davon, das ist das Quantisierungsrauschen,
klein.
-
Bei
dem Empfänger
gemäß der vorliegenden Erfindung,
der in der Lage ist, die Anzahl von Quantisierungsstufen im Verhältnis zu
dem Dynamikbereich eines Eingangssignals zu steuern, müssen weniger
Vergleiche bei Signalen kleinerer Amplitude durchgeführt werden,
wodurch verglichen mit der Lösung,
die in US-Patentschrift Nr. 5,550,544 gelehrt wird, Strom eingespart
wird.
-
Bei
einer Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung sind Mittel zum Schätzen der gewünschten Merkmale,
wie beispielsweise Dynamikbereich, bereitgestellt. Diese Mittel
können
Filter vor oder innerhalb des ADC-Aufbaus umfassen, um die Energien
in den erwünschten
und unerwünschten
Bändern
direkt zu messen.
-
KURZE BESCHREIBUNG DER
ZEICHNUNGEN
-
Die
vorliegende Erfindung wird nun anhand eines Beispiels unter Bezugnahme
auf die beigefügten
Zeichnungen beschrieben, wobei:
-
1 ein
allgemeines schematisches Blockdiagramm eines Quadraturempfängers ist,
der bei einer niedrigen ZF funktioniert,
-
2 ein
Diagramm eines Null-ZF Beispiels mit Frequenz (f) versus Amplitude
ist, das den Betriebsbereich des ADC darstellt,
-
3 ein
schematisches Blockdiagramm eines kreuzgekoppelten, zeitkontinuierlichen
Tiefpass Sigma-Delta ADC vierter Ordnung ist, und
-
4 schematisch
den Quantisierer illustriert, der dynamisch wählbare Quantisierungsstufen aufweist.
-
In
den Zeichnungen sind dieselben Bezugszeichen verwendet worden, um
entsprechende Merkmale zu kennzeichnen.
-
BETRIEBSARTEN ZUR AUSFÜHRUNG DER
ERFINDUNG
-
Zur
Vereinfachung der Beschreibung wird die vorliegende Erfindung unter
Bezugnahme auf das GSM (Globales System für Mobilkommunikation) des digitalen
zellularen Telefonstandards beschrieben.
-
Unter
Bezugnahme auf 1 umfasst der Empfänger (oder
das Empfangsteil) eine Antenne 10, die mit einem rauscharmen
RF-Verstärker 14 über ein
Bandpassfilter 12 gekoppelt ist, welches Signale in dem
GSM-Band von 925 bis 960 MHz auswählt. Das Signal von dem Verstärker 14 wird
an einem Knotenpunkt 16 geteilt und ersten Eingängen 18, 19 von
Gegentaktmischstufen 20, 21 zugeführt. Quadraturabhängige lokale
Oszillatorsignale, die einen Frequenzversatz von 100 kHz (oder die
Hälfte
eines Kanals) von der Mittelfrequenz des empfangenen Signals aufweisen,
werden durch einen Signalgenerator 22 zweiten Eingängen 24, 25 der
Mischstufen 20, 21 zugeführt. Jeweils reale und imaginäre niedrige ZF-Ausgänge 26, 27 der
Mischstufen 20, 21 werden kreuzgekoppelten, zeitkontinuierlichen
Tiefpass Sigma-Delta-Wandlern 32, 33 über Bandpassfilter 28, 29 und
Interferenzmessstufen 30, 31 zugeführt. Wenn gewünscht wird,
ein Maß automatischer
Verstärkungssteuerung
einzusetzen, kann dies an Ausgänge
der Filter 28, 29 angelegt werden. Die Eingangssignale
in die Sigma-Delta-Wandler 32, 33 sind jeweils
phasengleiche (I) und Quadratur-(Q)-ZF-Signale bei 100 kHz. Jeder
Wandler 32, 33 umfasst bei der vorliegenden Ausführungsform
Tiefpassfilter LP1 und LP2, deren Ausgänge an einen Überabtastquantisierer
Q1, Q2 angelegt werden. Ein Ausgang des jeweiligen Quantisierers
Q1, Q2 wird durch jeweilige Digital-Analog-Wandler (DAC) DAC1, DAC2
zu einem analogen Signal zurückgewandelt
und wird in Signalmischern SC1, SC2 jeweils von den Eingangssignalen
abgezogen.
-
Die
beschriebene Anordnung stellt ein Rauschformungsmerkmal bereit,
welches das Quantisierungsrauschen bei der interessierenden Kanalfrequenz
reduziert. Die Quantisierer Q1, Q2 haben eine variable Auflösung, die
aufgrund von Messungen der maßgeblichen
Signalmerkmale, beispielsweise Interferenz, durch die Stufen 30, 31 voreingestellt
werden kann. Ausgänge
von den Stufen 30, 31 werden an ein Steuergerät 36 angelegt,
welches die Auflösung
der Quantisierer Q1, Q2 steuert.
-
Ausgänge 34, 35 von
den Wandlern 32, 33 werden an die ersten Dezimationsstufen 38, 39 angelegt,
welche Anti-Aliasing Bandpassfilterung und bei der vorliegenden
Ausführungsform
eine Reduzierung der Abtastrate um einen Faktor 6 bereitstellen.
Die Ausgänge
von den ersten Dezimationsstufen 38, 39 liegen
bei 2,17 MHz.
-
Die
Signale von den ersten Dezimationsstufen 38, 39 werden
in Derotationsstufen 40, 41 derotiert. Zweite
Dezimierungsstufen 42, 43 werden jeweils mit den
Derotationsstufen 40, 41 gekoppelt und reduzieren
bei dieser Ausführungsform
die Abtastrate um einen Faktor von 8, um Signale bei 270,83 kHz, der
Bitrate von GSM, bereitzustellen. Ausgänge von den zweiten Dezimierungsstufen 42, 43 werden
einer Entzerrer-/Demodulatorstufe 44 zugeführt, welche
einen Ausgang 46 bereitstellt.
-
Der
Betrieb des in 1 gezeigten Empfängers kann
folgendermaßen
zusammengefasst werden: das von der Antenne 10 eingehende
RF-Signal wird in den Gegentaktmischstufen 20, 21 zu
phasengleichen (I)- und Quadratur-(Q)-Komponenten bei einer niedrigen
ZF umgewandelt, die typischerweise mit der Hälfte der Kanalbandbreite oder
Hälfte
des Kanalabstands gleichwertig ist. Diese I- und Q-Signale werden
unter Verwendung eines Paares von Tiefpass Sigma-Delta-Wandlern 32, 33 digitalisiert, welche
kreuzgekoppelt worden sind, um das Minimum der Rauschformung von
null zu der verwendeten niedrigen ZF zu verschieben. Der Bitstromausgang
von den Sigma-Delta-Wandlern 32, 33 wird
anschließend
dezimiert und derotiert, um einen digitalisierten Null-ZF Mehrbitausgang
bereitzustellen, wobei der Hauptteil der Nachbarkanalfilterung in
dem Dezimationsvorgang erledigt worden ist. Der Mehrbitausgang wird
anschließend
passend für
die Anwendung demoduliert.
-
2 zeigt
als Beispiel, dass das Rauschformungsmerkmal 48 symmetrisch
um einen interessierenden Null-ZF Kanal 49 angeordnet ist.
Das Grundrauschen NF ist durch die unterbrochene horizontale Linie
gekennzeichnet. Die relativ hohe Amplitude des Rauschformungsmerkmals 48 soll
die Wandler 32, 33 in die Lage versetzen, Nachbarkanalstörer großer Amplitude
bearbeiten zu können,
die aber in der Praxis nicht vorhanden sein können. Wenn die Wandler 32, 33 auf
der Grundlage betrieben werden, dass sie immer einen hohen Dynamikbereich
bereitstellen, wird der Stromverbrauch der Wandler 32, 33 hoch
sein.
-
Wie
dargestellt können
die Nachbarkanalstörer
IF1 und IF2 einen Bereich von Amplituden aufweisen, welche nicht
bei dem Maximum liegen. Dementsprechend kann durch dynamisches Anpassen
des Rauschformungsmerkmals gemäß dem erwünschten Signal
oder der Amplitude von Nachbarkanalstörern (wenn größer), wie
beispielsweise in den Strichpunktlinien gezeigt, Strom gespart werden.
-
In 1 können die
Messstufen 30, 31 konfiguriert sein, um die Amplitude
des erwünschten
Kanals und die Amplitude der Nachbarkanalstörer zu messen und die Ergebnisse
dem Steuergerät 36 zuzuführen, welches
die Auflösung
der Quantisierer durch Ändern
der Anzahl von Quantisierungsstufen und/oder der Überabtastrate
verändert.
-
3 stellt
einen kreuzgekoppelten, zeitkontinuierlichen Tiefpass Sigma-Delta-Wandler vierter Ordnung
noch ausführlicher
dar, der zur Verwendung in dem in 1 gezeigten
Empfänger
geeignet ist. Der dargestellte Wandler ist in der Internationalen Patentanmeldung
Nr. WO 00/22735 A beschrieben und beansprucht, welche Priorität der britischen
Patentanmeldung Nr. 9821839.9, eingereicht am 8. Oktober 1998, beansprucht.
-
Unter
Bezugnahme auf 3 werden jeweils quadraturabhängige analoge
niedrige ZF-Signale I und Q an Eingangsanschlüsse 50, 51 angelegt. Jeder
Eingangsanschluss 50, 51 ist mit einem zeitkontinuierlichen
Sigma-Delta-Wandler 52, 54 vierter Ordnung gekoppelt.
Jeder Wandler 52, 54 umfasst ein Anti-Aliasing
zeitkontinuierliches analoges Schleifenfilter, das aus vier in Serie
geschalteten Transduktor-Kondensator-Integratoren 56, 58, 60, 62,
und 57, 59, 61, 63 besteht.
Die Integratoren zwei bis vier von jedem Modulator sind durch Richtungsphasenschieber 64, 66, 68 kreuzgekoppelt.
Jede Stufe ist so eingestellt, dass sie bei einer jeweiligen Frequenz
in dem ZF-Band mitschwingt; wobei die Frequenz gemäß dem Verhältnis gm/C bestimmt wird. Der Wert von C ist durch
die Rauscherfordernisse festgelegt und der Leitwert gm ist
festgelegt, um die gewünschte
Mittelfrequenz für
diesen Wert von C zu ergeben. Kreuzkopplung dieser Stufen hat die
Wirkung, eine negative Suszeptanz an jedem Kondensatorplatz einzuführen, deren
Wert durch die erforderliche Frequenzverschiebung und den charakteristischen
Scheinleitwert des Richtungsphasenschiebers bestimmt wird. Die ersten
Stufen 56, 57 werden nicht kreuzgekoppelt, wodurch
die Einführung
einer Gleichstromverschiebung an den Ausgängen dieser Stufe vermieden
wird. Ausgänge
von jeder der vier Stufen 56, 58, 60, 62 und 57, 59, 61, 63 werden
in jeweiligen Summierungsstufen 70, 72 kombiniert.
Ausgänge
der Stufen werden an jeweilige Quantisierer Q1 und Q2 angelegt,
in welchen die analogen Signale durch n·Fs überabgetastet werden, wobei
Fs die Symbolrate ist, um digitale Signale bereitzustellen, welche
die gewünschte
Auflösung
jeweils an den Ausgängen 36, 37 bereitstellen.
Indem ein hohes Überabtastverhältnis gewählt wird,
das heißt,
je größer die
Anzahl von Abtastwerten ist, aus denen der Durchschnitt ermittelt
werden kann, umso besser wird die tatsächliche Auflösung des
ADC sein.
-
Die
Ausgänge
der Quantisierer Q1 und Q2 werden außerdem zurückgekoppelt, in den DACs, DAC1,
DAC2 zu analogen Signalen umgewandelt und in Summierungsstufen SC1,
SC2 mit Signalen an den jeweiligen Eingangsanschlüssen 50, 51 kombiniert.
Die Rückkopplungsschleifen
stellen sicher, dass in dem interessierenden Frequenzband der Durchschnittswert
des Quantisierungsrauschens, das durch die Quantisierer Q1, Q2 erzeugt
wird, so klein wie möglich
ist, um den Vorgang der Durchschnittsermittlung lohnend zu gestalten.
-
Die
Bitströme
an den Ausgängen 74, 75 der Sigma-Delta-Wandler
werden an die ersten Dezimationsstufen 38, 39 (1)
angelegt, welche die Abtastrate reduzieren, die sehr hohen Rauschpegel
reduzieren, welche durch die Sigma-Delta-Wandler außerhalb
der erwünschten
Signalbandbreite erzeugt werden und den Hauptteil der Kanalselektivität des Empfängers bereitstellen.
Das dezimierte Signal wird anschließend derotiert und noch weiter
dezimiert, um die Bitrate auf diejenige, die für ein GSM-Signal erforderlich
ist, zu reduzieren.
-
4 ist
ein Diagramm von einem der Quantisierer Q1 oder Q2. Um in der Lage
zu sein, die Auflösung
des Quantisierers abhängig
von der Größe des erwünschten
Signals oder der Störer
zu verändern,
weist der Quantisierer eine Vielzahl von voreingestellten Stufen
auf, welche durch das Steuergerät 36 ausgewählt werden
können.
Wenn eine 1-Bit Auflösung
erforderlich ist, weist der Quantisierer eine einzelne Stufe auf,
die mit „0" bezeichnet ist.
Weitere lineare beabstandete Stufen, die mit 0,25; 0,50; 0,75; 1,0
und –0,25; –0,50; –0,75 und –1,0 bezeichnet
sind, können
ausgewählt
werden, um eine verbesserte Auflösung
zu ergeben.
-
Ein
Verfahren, um die Auflösung
zu verändern,
besteht darin, entsprechende sich ergänzende Stufen paarweise anzuordnen,
wie beispielsweise 0,25 und – 0,25,
und dynamisch immer mehr Paare in dem Maß auszuwählen, wie der Bedarf an erhöhter Auflösung steigt
und umgekehrt. In 4 wird die Auswahl von jedem
der Paare durch einen jeweiligen Schalter B1 bis E1 in Verbindung
mit dem Betrieb eines Mehrpunktschalters 80 gesteuert.
Beispielsweise für
eine 2-Bit Auflösung
wird Schalter B1 geschlossen, sodass, wenn der Schalter 80 an
seinem Punkt B ist, es drei Quantisierungsstufen 0; 0,25 und –0,25 gibt.
Bei der nächst
höheren
Auflösung
sind die Schalter B1 und C1 geschlossen und der Schalter 80 ist
an Punkt C und so weiter, bis für
die höchste
Auflösung
alle Schalter B1 bis E1 geschlossen sind. In der Praxis ist der
Quantisierer durch eine Vielzahl von Toren und Vergleichschaltungen
implementiert. Wenn eine niedrige Auflösung erforderlich ist, werden
infolgedessen viele Tore und Vergleichschaltungen stromlos gemacht,
wodurch Strom eingespart wird.
-
Als
Option und/oder zusätzlich
kann die Überabtastrate
des Quantisierers Q1 und Q2 unterschiedlich sein. Wenn die Auflösung und/oder Überabtastung
der Quantisierer Q1, Q2 verändert
wird, müssen
gleichzeitige Veränderungen
möglicherweise
an anderen Teilen vorgenommen werden, beispielsweise Filtern, die
in dem in 1 gezeigten Empfänger verwendet
werden oder den Sigma-Delta-Wandlern, die in 3 gezeigt
sind.
-
Falls
gewünscht,
kann der in 1 gezeigte Empfänger angepasst
werden, um die quadraturabhängigen
Stufen bei Null-ZF zu betreiben, indem die lokale Oszillator frequenz
verändert
wird, um mit der fiktiven Trägerfrequenz
der Signale an den ersten Eingängen 18, 19 der
Gegentaktmischstufen 20, 21 gleichwertig zu sein.
-
Bei
einer nicht dargestellten Ausführungsform
der vorliegenden Erfindung können
die Interferenzmessstufen 30, 31 (1)
innerhalb des Sigma-Delta-Wandlers angeordnet sein.
-
Für die Fachleute
werden durch die Lektüre der
vorliegenden Offenbarung weitere Modifizierungen offensichtlich
werden. Derartige Modifizierungen können weitere Merkmale einschließen, welche schon
in der Gestaltung, Herstellung und Verwendung von Funkempfängern und
deren Bauteilen bekannt sind und die anstatt von oder zusätzlich zu
hier schon beschriebenen Merkmalen verwendet werden können.
-
INDUSTRIELLE
ANWENDBARKEIT
-
Funkempfänger, insbesondere
zur Verwendung in zellularen Telefongeräten und integrierte Schaltungen
dafür.