DE60002557T2

DE60002557T2 - Signalübertragungsvorrichtung und -verfahren, sensorvorrichtung und reifendruckmessvorrichtung mit einer solchen signalübertragungsvorrichtung

Info

Publication number: DE60002557T2
Application number: DE60002557T
Authority: DE
Inventors: Edmund Bankart; Catherine Bradshaw
Original assignee: Emtop Ltd
Current assignee: Emtop Ltd
Priority date: 1999-02-11
Filing date: 2000-02-11
Publication date: 2003-12-11
Anticipated expiration: 2020-02-12
Also published as: EP1150849A1; JP2002536235A; DE60002557D1; ATE239623T1; AU2452300A; US6609419B1; WO2000047429A1; EP1150849B1; BR0008160A; KR20010089636A

Description

Die Erfindung betrifft eine Signalübertragungseinrichtung und ein Verfahren dafür, und insbesondere, jedoch nicht ausschließlich, die drahtlose Signalübertragung. Eine derartige drahtlose Signalübertragung ist beispielsweise in Sensorsystemen erforderlich, die mit zwei Elementen verwendet werden, die gegeneinander beweglich sind, wobei ein Sensor auf einem der beiden Elemente seine Sensordaten zu einem Empfänger auf dem anderen Element überträgt und bevorzugt von dort mit Leistung versorgt wird. Beispielsweise ist eine Ausführungsform der Erfindung für den Gebrauch in einem Drucksensorsystem eines Fahrzeugs gedacht, um den Reifendruck zu messen.
Das Hauptproblem bei einer Reifendruckmessung im Fahrzeug besteht darin, dass sich die Räder und Reifen relativ zum Fahrzeug bewegen. Die erfasste Information muss vom bewegten Rad übertragen werden. Die Räder und die Reifen müssen nach wie vor von Benutzern und Werkstätten zu wechseln sein, und jegliches Versagen darf nur unschädliche Folgen haben. Zudem müssen die Reifendrücke exakt und zuverlässig erfasst werden. Die erfasste Information muss in eine geeignete Signalform umgesetzt werden, die über eine geeignete Verbindung übertragen wird, die jedes Rad bereitstellt. Die Information muss zum Armaturenbrett geleitet und in eine für die Anzeige geeignete Form umgesetzt werden. Es wäre erwünscht, eine Gesamtgenauigkeit von ±2% einzuhalten. Zusätzlich muss das Gesamtsystem innerhalb gewisser Einschränkungen bezüglich der Größe und des Gewichts implementiert werden und in der elektronisch und mechanisch unwirtlichen Umwelt des Fahrzeugs arbeiten. Damit das System in Allerweltsfahrzeugen anwendbar wird, muss es auch billig sein.
Die Reifendrücke ändern sich abhängig von den Umgebungsbedingungen beträchtlich. Dies bedeutet, dass eine Absolutdruckmessung allein nicht ausreichend genau ist, um sicherzustellen, dass der Reifen korrekt gefüllt ist. Selbst eine Messung relativ zum Atmosphärendruck ist unzureichend, falls die Luft im Reifen durch den Gebrauch erhitzt ist. Es ist daher auch wünschenswert, die Lufttemperatur im Reifen zu messen und dies in die Bewertung einzubeziehen, ob der Reifendruck korrekt ist.
Bei einem im Handel erhältlichen Reifendruck-Messsystem sind in jedem Reifen des Fahrzeugs eine Batterie, Sensoren und ein Hochfrequenzsender bereitgestellt. Das Fahrzeug führt eine zentrale Hochfrequenz-Empfangsstation mit, die die Daten interpretiert und darstellt. Die Sender in den Rädern werden durch die Fahrzeugbewegung in Gang gesetzt. Jeder Sender besitzt eine codierte Kennung, an der man ihn erkennen kann, und überträgt seine Daten an die zentrale Empfangsstation. Dort werden sie für die Anzeige interpretiert. Das System kann sowohl die Druck- als auch die Temperaturinformation übermitteln. Trotzdem hat dieses System eine große Anzahl von Nachteilen. Es ist kompliziert und teuer; es erfordert die Wartung der Batterien in den Rädern; für die Übertragung wird Hochfrequenz verwendet, die durchdringend ist und bei hoher Fahrzeugdichte Umweltprobleme durch elektromagnetische Kopplungen (EMC) erzeugt; wird ein Rad an eine andere Position versetzt, so muss das System neu konfiguriert und neu codiert werden; und es arbeitet nicht, solange das Rad stillsteht, d. h., es arbeitet nicht bei Reserverädern oder stehenden Fahrzeugen.
In einem weiteren bestehenden Messsystem werden eng gekoppelte Transformatoren auf den Fahrzeugachsen verwendet, und es wird Leistung zu den Sensoren und Schaltkreisen in den Rädern übertragen, die mit den von den Rädern übertragenen Informationen gemultiplext ist (zeitlich verschachtelt, Time- Slicing). Jeder Transformator ist über ein Kabel mit dem Zentralmodul verbunden, das das System steuert und die Information für die Darstellung decodiert. Das System ist hauptsächlich für schwere Nutzfahrzeuge konzipiert und überträgt sowohl Druck- als auch Temperaturdaten.
Das System ist unerwünscht kompliziert und erfordert, dass die Kopplungstransformatoren im Entwurfsstadium des Fahrzeugs aufgenommen werden, da sie zu den Achsen konzentrisch sein müssen; es ist wegen der Zeitverschachtelung elektronisch komplex; und es müssen bei der Montage zusätzliche Verbindungen zu einem Rad hergestellt werden. Während dies bei schweren Nutzfahrzeugen akzeptabel ist, ist dies bei Personenwagen problematisch.
In einem anderen System wird ein einfacher Gut-Schlecht- Sensor in jedem Rad verwendet, der seine kennzeichnende Resonanzfrequenz ändert und damit die Statusänderung anzeigt. Jeder Sensor wird mit einem elektromagnetischen Impuls aktiviert, und sein Echo wird beobachtet. Dieses System ist zwar einfach, bietet jedoch eine beschränkte Leistung. Die Gut- Schlecht-Grenze wohnt dem Sensor inne. Daher muss der Sensor ausgetauscht werden, falls ein anderer Grenzwert erforderlich ist, d. h. falls beispielsweise ein Rad von einer Achse auf eine andere gewechselt wird oder falls eine hohe Zuladung befördert wird. Das System kann keinen Überdruck erkennen, und es lässt sich nur schwer an mehrrädrige Achsen anpassen.
Es existieren einige weitere Systeme, die auch einen Wiederbefüllungsmechanismus für den Reifen enthalten. Sie sind unweigerlich teuer und kompliziert. Es sind einige weitere Systeme verfügbar, die für die Anzeige der Reifenfüllung andere Parameter messen, z. B. die Achshöhe oder den dynamischen Reifenumfang. Diese anderen Parameter sind nur schwer mit den Spezifikationen des Reifenherstellers in Beziehung zu setzen.
Man hat verschiedene Ansätze verfolgt, um eine Signalübertragungseinrichtung bereitzustellen, die für den Einsatz in Reifendruck-Erfassungsanwendungen ausgelegt ist, wobei ein radseitiger Resonator induktiv mit einer fahrzeugseitigen Schaltung gekoppelt ist, die ein Anregungssignal an den radseitigen Resonator anlegt. Der radseitige Resonator weist mindestens eine Komponente auf, deren tatsächlicher Wert eine Eigenresonanzfrequenz des Resonators beeinflusst, die sich beim Einsatz der Einrichtung verändert, falls sich der Reifendruck verändert.
Diese verschiedenen Ansätze haben das gemeinsame Merkmal, dass der radseitige Resonator und die fahrzeugseitige Schaltung zusammen eine Oszillatorschaltung mit veränderlicher Frequenz bilden, deren Schwingfrequenz (die Anregungsfrequenz) sich mit den Änderungen des tatsächlichen Wertes der variablen Resonatorkomponente verstimmt. Die Anregungsfrequenz ist dann einfach gleich der momentanen Resonanzfrequenz der gesamten Oszillatorschaltung. Die Anregungsfrequenz wird nun generell mit Hilfe eines Frequenzmessgeräts oder einer ähnlichen Vorrichtung gemessen, um eine Anzeige des Reifendrucks zu erzeugen. WO-A-87/03544 und GB-A-2065896 offenbaren Beispiele für diese Art Vorrichtungen.
In einem weiteren in DE-A-3203880 offenbarten Beispiel (das dem Oberbegriff von Anspruch 1 entspricht) wird mit Hilfe des radseitigen Resonators eine Oszillatorschaltung mit veränderlicher Frequenz gebildet. In diesem Fall dient der radseitige Resonator jedoch zum Dämpfen der Schwingungen in der fahrzeugseitigen Schaltung. Hat der Reifendruck einen gewünschten Normalwert, so wird die fahrzeugseitige Schaltung vom radseitigen Resonator stärkstmöglich bedämpft, und in der fahrzeugseitigen Schaltung treten keine Schwingungen auf. Fällt der Reifendruck unter den Normalwert, so ändert sich der tatsächliche Wert der variablen Resonatorkomponente. Damit ändert sich die Anregungsfrequenz entsprechend. Diese Änderung der Anregungsfrequenz wird begleitet von einer Verringerung der Dämpfungswirkung, so dass Schwingungen in der fahrzeugseitigen Schaltung auftreten. Man misst die Amplitude dieser Schwingungen, um eine Anzeige des Reifendrucks zu liefern. Diese Beispiele weisen den Nachteil auf, dass die Anregungsfrequenz beträchtlich von anderen Faktoren beeinflusst werden kann, die in keinem Zusammenhang mit der Änderung des tatsächlichen Wertes stehen. Dadurch können bei zahlreichen praktischen Anwendungen insbesondere in der unwirtlichen Umgebung eines Fahrzeugs Änderungen der Anregungsfrequenz (oder Dämpfungsänderungen) zum Einsatz für Signalübertragungszwecke nicht ausreichend zuverlässig sein.
Man kennt einige Beispiele für Vorrichtungen, bei denen sich die Anregungsfrequenz nicht mit Änderungen des tatsächlichen Wertes der veränderlichen Resonatorkomponente ändert. Bei diesen Beispielen dient das Anregungssignal jedoch nicht dazu, im radseitigen Resonator Schwingungen zu erzeugen, die die vorbestimmte Anregungsfrequenz des Anregungssignals selbst haben. Diese Beispiele beruhen auf dem Anlegen von Anregungsimpulsen in vorbestimmten Intervallen an den radseitigen Resonator, um im Resonator Schwingungen mit seiner momentanen Resonanzfrequenz anzuregen (die vom tatsächlichen Wert der variablen Resonatorkomponente abhängt). Die Frequenz der Resonatorschwingungen (ein Echosignal) wird dann in den Ruheperioden zwischen den Anregungsimpulsen gemessen. Beispiele für derartige echogestützte Einrichtungen sind in EP-A-0636502 und WO-A-87/03544 offenbart. Die echogestützten Beispiele erfordern einen komplexen Zeitmultiplexentwurf zum Erzeugen der Anregungsimpulse in einer Sendephase und zum Erkennen des Echosignals in einer getrennten Empfangsphase. Das Echosignal kann leicht unerwünscht schwach sein, da man den radseitigen Resonator nur intermittierend anregen kann.
Gemäß einem ersten Aspekt der Erfindung wird eine Signalübertragungsvorrichtung nach Anspruch 1 bereitgestellt, die umfasst:
eine Übertragungsschaltung, die eine Resonatoreinrichtung enthält, die mindestens eine Komponente aufweist, deren tatsächlicher Wert eine Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung beeinflusst und der bei Gebrauch der Schaltung verändert werden kann;
eine Anregungsvorrichtung, die ein Anregungssignal an die Resonatoreinrichtung anlegt, das eine Anregungsfrequenz hat, wobei das Anregungssignal dazu dient, in der Resonatoreinrichtung Schwingungen zu erzeugen, die die Anregungsfrequenz aufweisen; und
eine Kopplungsvorrichtung, die eine Kopplung zwischen der Resonatoreinrichtung und der Empfangsschaltung der Vorrichtung herstellt, wobei die Empfangsschaltung so betreibbar ist, dass sie eine derartige Veränderung des tatsächlichen Werts über die Kopplung erkennt,
dadurch gekennzeichnet, dass die Anregungsfrequenz eine vorbestimmte Anregungsfrequenz ist, die sich nicht ändert, falls sich der tatsächliche Wert ändert, und die sich von jedem Wert der Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung unterscheidet, wenn sich der tatsächliche Wert bei Gebrauch der Übertragungsschaltung ändert.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung wird eine Fühlvorrichtung bereitgestellt, die Sensordaten von einem ersten Element zu einem zweiten Element überträgt, wobei das erste Element und das zweite Element gegeneinander beweglich sind, und die Vorrichtung eine Signalübertragungsvorrichtung enthält, die den ersten Aspekt der Erfindung ausführt, und die Übertragungsschaltung so eingerichtet ist, dass sie von dem ersten Element getragen wird und Sensorvorrichtungen enthält, die einen oder mehrere vorbestimmte Parameter erfassen, wobei die Veränderung des tatsächlichen Werts durch eine Veränderung in mindestens einem der vorbestimmten Parameter bewirkt wird, und die Empfangsschaltung so eingerichtet ist, dass sie von dem zweiten Element getragen wird.
Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung wird eine Reifendruck-Messvorrichtung bereitgestellt, dafür ausgelegt von einem Fahrzeug mitgeführt zu werden, wobei die Reifendruck- Messvorrichtung eine Signalübertragungsvorrichtung enthält, die den ersten Aspekt der Erfindung ausführt, und die Übertragungsschaltung Sensorvorrichtungen zum Erfassen des einen oder der mehreren vorbestimmten Parameter enthält, und die Änderung im tatsächlichen Wert durch eine Änderung in mindestens einem der vorbestimmten Parameter hervorgebracht wird.
Gemäß einem vierten Aspekt der Erfindung wird ein Signalübertragungsverfahren zum Gebrauch mit einer Übertragungsschaltung bereitgestellt, die eine Resonatoreinrichtung enthält, die mindestens eine Komponente aufweist, deren tatsächlicher Wert eine Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung beeinflusst, und mit einer Empfangsschaltung, die bei Gebrauch mit der Resonatoreinrichtung eine Kopplung aufweist, wobei das Verfahren umfasst:
das Anlegen eines Anregungssignals an die Resonatoreinrichtung, das eine Anregungsfrequenz hat, so dass Schwingungen bei der Anregungsfrequenz in der Resonatoreinrichtung erzeugt werden;
das Bewirken einer Veränderung im tatsächlichen Wert der einen Komponente in der Übertragungsschaltung; und
das Erkennen dieser Veränderung im tatsächlichen Wert in der Empfangsschaltung über die Kopplung,
dadurch gekennzeichnet, dass die Anregungsfrequenz eine vorbestimmte Anregungsfrequenz ist, die sich nicht ändert, wenn sich der tatsächliche Wert ändert, und die sich von jedem Wert der Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung unterscheidet, wenn sich der tatsächliche Wert beim Gebrauch der Übertragungsschaltung ändert.
Es wird nun beispielhaft auf die beiliegenden Zeichnungen Bezug genommen.
Es zeigt:
Fig. 1 ein Blockdiagramm einer Reifendruck-Messeinrichtung, die die Erfindung ausführt;
Fig. 2 eine Kurve zum Gebrauch beim Erklären der Arbeitsweise der Einrichtung in Fig. 1;
Fig. 3 und 4 weitere Kurven, die den Betrieb in einem interessierenden Frequenzbereich in Fig. 2 in größerem Maßstab darstellen als die Kurve in Fig. 2;
Fig. 5 eine Schaltskizze zum Gebrauch beim Erläutern der parasitären Kapazitätseffekte in der Einrichtung in Fig. 1;
Fig. 6 eine skizzenhafte Querschnittsdarstellung eines Fahrzeugrads zum Erklären einer körperlichen Anordnung von Teilen in der Einrichtung in Fig. 1 in einer Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 7 ein Blockdiagramm eines Sensormoduls, das in der Einrichtung in Fig. 1 enthalten ist;
Fig. 8 einen ausführlichen Schaltplan entsprechend Fig. 7;
Fig. 9 eine skizzenhafte Querschnittsdarstellung des Sensormoduls in einer Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 10 einen Blockdiagramm-Schaltplan eines Verbindungsmoduls, das in der Einrichtung in Fig. 1 enthalten ist;
Fig. 11(A) bis 11(C) ausführliche Schaltpläne entsprechend Fig. 10;
Fig. 12(A) bis 12(H) Kurvenverläufe, die die Einrichtung in Fig. 1 bei Betrieb erzeugt;
Fig. 13 einen Blockdiagramm-Schaltplan eines Anzeigemoduls, das in der Einrichtung in Fig. 1 enthalten ist;
Fig. 14 ein Beispiel einer Signalkonverterschaltung, die im Anzeigemodul in Fig. 13 enthalten ist;
Fig. 15 einen optionalen zusätzlichen Teil der Signalkonverterschaltung in Fig. 14;
Fig. 16 eine skizzenhafte Querschnittsdarstellung einer Fahrzeuganordnung mit mehreren Rädern auf einer Achse, und zwar für den Gebrauch beim Erklären einer körperlichen Anordnung von Teilen der Einrichtung in Fig. 1 in einer anderen Ausführungsform der Erfindung;
Fig. 17 einen Blockdiagramm-Schaltplan eines abgewandelten Sensormoduls für den Gebrauch in der Einrichtung nach Fig. 1;
Fig. 18 einen skizzenhaften Schaltplan einer Signalübertragungsvorrichtung gemäß einem anderen Aspekt der Erfindung; und
Fig. 19 eine skizzenhafte Querschnittsdarstellung von Teilen eines steifen aufblasbaren Boots zum Gebrauch beim Erklären der Anwendung der Druckmessvorrichtung der Erfindung in einem solchen Boot.
Die Reifendruck-Messeinrichtung, die die Erfindung ausführt, siehe das Blockdiagramm in Fig. 1, umfasst fünf Hauptelemente, nämlich ein Sensormodul 1, eine Radantenne 2, eine feste Antenne 3, ein Verbindungsmodul 4 und ein Anzeigemodul 5. Das Sensormodul 1, die Radantenne 2, die feste Antenne 3 und das Verbindungsmodul 4 sind für jedes Rad bereitgestellt. Das Anzeigemodul 5 ist gemeinsam für alle Räder vorhanden. Das Sensormodul 1 und die Radantenne 2 sind jeweils auf einem Rad montiert. Die feste Antenne 3, das Verbindungsmodul 4 und das Anzeigemodul 5 werden vom Fahrzeug getragen.
Das Sensormodul 1 ist auf einem bestimmten Rad montiert. Das Modul ist bevorzugt im Tiefbett der Radfelge angeordnet. Wahlweise kann das Sensormodul auch außerhalb des Reifens angeordnet sein, wenn der Druck und die Temperatur der im Reifen enthaltenen Luft an das Modul gelangen. Das Sensormodul enthält Sensoren, die auf Druck und Temperatur ansprechen, und eine Schaltung, die ein oder mehrere Signale erzeugt, deren Frequenz eine Funktion von Druck und Temperatur ist. Das Sensormodul enthält auch eine Lastschaltung in Form eines Resonators, dessen Impedanz sich abhängig von den erzeugten Signalen ändert, und eine Vorrichtung, die eine Leistungsversorgung aus der Last gewinnt.
Das Verbindungsmodul 4, das über die Antennen 2 und 3 verlustlos mit dem Sensormodul gekoppelt ist, dient zum Treiben der Lastschaltung im Sensormodul und zum Erkennen der Belastungsänderung und zum Umwandeln dieser Änderung in ein Signal, das sich für den Gebrauch durch das Anzeigemodul 5 eignet. Das Verbindungsmodul kann man entweder an der Achse nahe an oder als Teil der festen Antenne 3 montieren oder im Armaturenbrett unterbringen.
Das Verbindungsmodul 4 enthält eine Treiberschaltung, die eine Hochfrequenzspannung und einen Strom für die feste Antenne 3 über eine Quellimpedanz liefert, und eine Schaltung die die Belastungsänderung des Verbindungsmoduls erkennt und dem Anzeigemodul 5 ein Signal liefert, das diese Änderung widerspiegelt.
Das Anzeigemodul 5 verarbeitet die Signale aus dem Verbindungsmodul für jedes Rad, nimmt sämtliche erforderlichen Signalkorrekturen vor und stellt die Information für den Fahrer dar. Das Anzeigemodul wird bevorzugt auf oder hinter dem Armaturenbrett montiert, und zwar sehr nahe an der tatsächlichen Anzeige oder darin integriert. Das Anzeigemodul kann beispielsweise als Einchip-Mikrocontroller implementiert sein oder als Teil eines vorhandenen Mikrocontrollers, der auch andere Informationsfunktionen für den Fahrer übernimmt.
Die Einrichtung in Fig. 1 wird nun ausführlicher beschrieben.
Wie in der Einleitung erwähnt reicht eine einfache Druckmessung für eine exakte Reifendruckmessung nicht aus, Auch in gemäßigten Zonen kann sich die Umgebungstemperatur um 30ºC ändern. Eine Reifenerwärmung durch den Gebrauch kann die Reifentemperatur um eine ähnliche Größe erhöhen. Die Auswirkung auf den absoluten Reifendruck kann eine zwanzigprozentige Änderung sein. Der gemessene Druck kann sich um dreißig Prozent oder mehr ändern. Dies bedeutet, dass man zum Erzielen einer gewünschten hohen Genauigkeit sowohl Druck als auch Temperatur für den bzw. jeden Reifen messen muss.
Kennt man die Werte des Atmosphärendrucks und der Atmosphärentemperatur, so kann man den Reifenluftdruck bei der Atmosphärentemperatur mit Hilfe der Standard-Gasgesetze berechnen:
wobei Pg der erforderliche Reifenluftdruck ist, P der gemessene absolute Druck, T die gemessene absolute Temperatur, und Pa und Ta der Atmosphärendruck bzw. die Atmosphärentemperatur sind.
Man könnte den Absolutdruck P und die Absoluttemperatur T getrennt messen und jeweils zwei Signale, die die Messwerte darstellen, an das Fahrzeug übertragen. Ein bevorzugtes Merkmal der Reifendruck-Messeinrichtung der Erfindung besteht jedoch darin, die Druck- und die Temperaturmesswerte in einem einzigen Parameter zu kombinieren, nämlich dem Quotienten p, wobei gilt:
ρ = P/T. (2)
Zum Vereinfachen der erforderlichen Schaltkreise im Sensormodul ist es erwünscht, die Druck- und Temperatur-Sensorbauteile so zu entwerfen und zu verbinden, dass ein Signal erzeugt wird, das eine Eigenschaft hat, die eine Funktion des Quotienten ρ ist.
Die Grundzeitperiode t eines RC-Oszillators ist gegeben durch:
t = ko·R·C, (3)
wobei ko eine Konstante ist, R das Widerstandselement und C das kapazitive Element.
In ähnlicher Weise ist die Grundzeitperiode t eines LC-Oszillators gegeben durch:
t = ko· , (4)
wobei L das induktive Element und C das kapazitive Element ist.
Beeinflusst der Druck ein frequenzbestimmendes Element (z. B. C) und die Temperatur das andere Element (R), so kann man sehen, dass man die beiden Messungen inhärent verknüpfen kann, falls die Eigenschaften der jeweiligen Fühlerelemente die geeignete Form aufweisen.
Ist beispielsweise die Kapazität des Druckfühlerbauteils eine nahezu lineare Funktion des Absolutdrucks, so ermöglicht ein Trimmkondensator die Kalibrierung der Kapazitäts-Druck- Charakteristik, um sie an eine Potenzfunktion anzupassen. Damit ist die Gesamtkapazität (Druckfühlerelement zusammen mit dem Trimmkondensator) gegeben durch:
Cp = kp·Pφ, (5)
wobei Cp die Gesamtkapazität ist, kp und φ Konstanten sind und P der Absolutdruck ist.
In diesem Fall sollte das Temperaturfühlerelement eine Widerstands-Temperatur-Charakteristik aufweisen, die bezüglich der Potenzfunktion der Kapazitäts-Druck-Charakteristik des Druckfühlerbauteils eine inverse Potenzfunktion ist oder mindestens eine gute Näherung über dem erforderlichen Temperaturbereich. Anders ausgedrückt gilt
Rt = kt·T-φ, (6)
wobei Rt der Widerstand ist, kt eine Konstante, φ die gleiche Konstante wie in Gleichung 5 und T die Absoluttemperatur.
Verbindet man die Druck- und Temperaturcharakteristik mit der Oszillator-Zeitperioden-Funktion, so erhält man
t = ko·kp·kt·(P/T)φ. (7)
Aus Gleichung 7 folgt, dass man den Wert des Quotienten ρ aus der Frequenz des Oszillators zurückgewinnen kann. Auf diese Weise erreicht man eine Temperaturkompensation des gemessenen Drucks, ohne auf zwei getrennte Datenkanäle zurückzugreifen und die Druck- und die Temperaturdaten getrennt zu befördern.
Hat das Druckfühlerelement eine lineare Charakteristik, so hat φ in Gleichung 5 generell den Wert 1. Hat das Druckfühlerelement eine nichtlineare Charakteristik oder eine Charakteristik, bei der der extrapolierte Wert seiner Kapazität bei vollständigem Vakuum nicht gleich 0 oder negativ ist, so ist es nicht möglich, durch Zufügen einer Trimmkapazität die Kapazitäts-Druck-Charakteristik aus Gleichung 5 auf eine proportionale Potenzkurve zu trimmen. Da jedoch die interessierenden Bereiche sowohl in der Kapazitäts-Druck-Charakteristik als auch in der Widerstands-Druck-Charakteristik beträchtlich vom Ursprung entfernt sind, kann man Potenzkurven mit von 1 abweichenden φ-Werten sehr gut anpassen, indem man geeignete Werte des Trimmkondensators für das Druckfühlerbauteil und eines Reihenwiderstands für das Temperaturfühlerelement verwendet.
Bevorzugte Entwürfe der Druck- und Temperaturfühlerelemente werden in dieser Patentschrift im Weiteren ausführlicher beschrieben.
Es wird nun die Kopplung zwischen dem Sensormodul 1 auf jedem Rad und seinem zugehörigen Verbindungsmodul 4 auf dem Fahrzeug beschrieben. Diese Kopplung muss dazu dienen, mindestens ein Signal vom Sensormodul 1 auf das Verbindungsmodul 4 zu übertragen. Aus diesem Signal kann das Verbindungsmodul den oder die relevanten Messparameter ableiten (z. B. den Quotienten ρ), den das Sensormodul 1 erzeugt hat.
Zudem dient in einer bevorzugten Ausführungsform die Kopplung auch dazu, Leistung vom Fahrzeug auf das Sensormodul 1 zu übertragen.
Da sich beim Einsatz des Fahrzeugs die Fahrzeugräder relativ zu den Fahrzeugachsen drehen, bevorzugt man, dass die Kopplung zwischen dem Sensormodul und dem Verbindungsmodul kontaktlos erfolgt, so dass kein Verschleiß auftritt. Man kann zwei kontaktlose Kopplungsverfahren dazu verwenden, Leistung in einer Richtung zu übertragen und ein Signal in der anderen Richtung zu empfangen, nämlich kapazitive Kopplung und magnetische Kopplung. Hochfrequenz, wie sie in manchen herkömmlichen Reifendruck-Messsystemen verwendet wird, kann man wirksam nur zum Übertragen von Signalen verwenden. Sie erfordert eine lokale Energiequelle (Batterie) im Rad. Zudem ist Hochfrequenz aufgrund ihrer Beschaffenheit ein durchdringendes Medium, das zu zusätzlichen Problemen führt.
Für den Einsatz in der Erfindung ist die kapazitive Kopplung das bevorzugte Kopplungsverfahren. Man kann dies einfach durch den Einsatz von leitenden Plattenantennen erreichen, die durch einen Luftspalt getrennt sind. Das elektrische Potential auf einer Platte erzeugt ein örtlich begrenztes elektrisches Feld, das ein Potential auf der anderen Platte induziert. Die Platten selbst können dadurch geschützt werden, dass sie mit einem Isoliermaterial abgedeckt werden. Die Platten müssen nicht planar sein oder die gleiche Größe aufweisen.
Antennen in der Form einfacher leitender Platten sind elektromagnetischen Störungen weit weniger ausgesetzt als Spulen.
Man kann auch die magnetische Induktion zwischen zwei eng benachbarten konzentrischen Spulen verwenden, wobei eine Spule auf der Achse und die andere Spule auf dem Rad montiert ist. Bei dieser Vorgehensweise sind das Sensormodul 1 auf dem Rad und das Verbindungsmodul 4 auf der Achse, wenn das Magnetfeld einer Spule die andere Spule durchsetzt. In der Praxis kann es schwierig sein, eine magnetische Kopplung einzurichten, und zwar wegen der Positionen, an denen normalerweise Bremsenkomponenten an den Rädern angeordnet sind. Man könnte Spulen mit großem Durchmesser einsetzen, um die Bremsenkomponenten zu umgehen. Diese Spulen sind jedoch besonders anfällig für elektromagnetische Störungen.
Man kann sowohl mit kapazitiver als auch mit magnetischer Kopplung nur Wechselströme über die Kopplung übertragen.
Die Leistungsübertragung über die Kopplung erfolgt durch das Verbindungsmodul (Quelle), das eine Wechselspannung an die Kopplung anlegt, und durch das Sensormodul (Last), das einen Strom aus der Kopplung aufnimmt.
Die Informationsübertragung von der Last zurück zur Quelle erfolgt durch ein Verändern der Last. Da der Strom, den die Last aufnimmt, aus der Quelle stammen muss, folgt daraus, dass ein Messen dieses Stroms an der Quelle sämtliche Lastveränderungen anzeigt. Nach diesem Prinzip arbeiten die meisten passiven Sensoren. D. h., die Sensorimpedanz ändert sich abhängig vom zu messenden Parameter, und man misst die elektrische Last, die der Sensor zeigt.
Um sicherzustellen, dass die einzige Stromzufuhr in die Last aus der Quelle stammt, bevorzugt man, die Last frequenzselektiv zu gestalten. Auf diese Weise wird Rauschen außerhalb des gewählten Frequenzbands unterdrückt, und es erzeugt keinen merklichen Strom in der Last, der das Signal nachteilig beeinflussen könnte.
Da die Impedanz der Kopplung zwischen der Quelle und der Last nicht vernachlässigbar ist und sich ändern kann, ist es in zahlreichen (jedoch nicht in allen) Situationen nicht zufriedenstellend, die Last direkt zu messen, um genaue Informationen zu erhalten.
Zum Lösen dieses Problems besteht ein bevorzugtes Merkmal der Erfindung darin, die Sensorinformation als Frequenz zu codieren und die Last mit dieser Frequenz zu modulieren. Man decodiert dann die Frequenz der Laständerung zum Zurückgewinnen der gewünschten Sensorinformation. Dadurch beeinflusst eine Drift in den Werten der Kopplungsimpedanz die übertragene Information nicht.
Man kann die komplexe Impedanz des Verbindungsmoduls (Quelle) mit ZS bezeichnen, die komplexe Impedanz der Kopplung mit ZC und die komplexe Impedanz des Sensormoduls (Last) mit ZL. Für eine größtmögliche Leistungsübertragung sollte die von der Last gesehene Impedanz an die Lastimpedanz angepasst sein. In vergleichbarer Weise sollte für einen bestmöglichen Empfang der Laständerung die von der Quelle gesehene Impedanz an die Quellimpedanz angepasst sein. Für ein bestmögliches Verhalten sollte ZL an ZC + ZS angepasst sein, und gleichzeitig sollte ZS an ZC + ZL angepasst sein.
Man kann dies nicht erreichen, falls ZC und ZL rein ohmsch sind, und auch keine gute Näherung herstellen, falls ZC nicht sehr klein ist. Sind dagegen ZL oder ZS oder beide komplex, und hat ZC keine reelle Komponente (wie dies bei der kapazitiven Kopplung der Fall ist und bei induktiver Kopplung arrangiert werden kann), so ist die gewünschte Anpassung herstellbar.
Bei komplexen Impedanzen bedeutet Anpassung, dass die reellen Komponenten (Widerstände) gleich sein müssen und dass die imaginären Komponenten (Reaktanzen) komplementär sein müssen, d. h. gleiche Größe und umgekehrtes Vorzeichen haben müssen (also konjugiert komplex sind).
Um die Last frequenzselektiv zu gestalten, kann man daran denken, gekoppelte abgestimmte Schaltungen einzusetzen, die hochgradig selektiv sind. Dies ermöglicht den Impedanzen der Quelle und der Last, die Kopplungsimpedanz zu überspielen und dadurch die Anpassungskriterien nahezu zu erfüllen.
Zum Erzeugen des Signals wird nun der Betrag oder die Phase der Last (oder beide Größen) verändert. Soll jedoch die Abstimmung erhalten bleiben, so muss die Lastveränderung entweder nur im Widerstandsteil der Last erfolgen (Betragsveränderung), oder sie muss auf sehr geringem Niveau erfolgen, falls sie im Reaktanzteil vorgenommen wird (Phasenänderung). Diese Anforderungen sind in der Praxis problematisch. Zunächst hat eine große Betragsänderung eine entsprechend große Auswirkung auf die übertragene Leistung. Sind die Signale klein, so muss man hohe Verstärkungsfaktoren verwenden. Dies führt seinerseits dazu, dass die Selektivitätsanforderungen steigen, da sonst zusammen mit den erforderlichen Signalen Rauschen verstärkt wird.
Zum Lösen dieser Probleme im Zusammenhang mit abgestimmten Schaltungen wird in der Erfindung ein "verstimmter Resonator" eingesetzt, der die Last ZL liefert, d. h. ein Resonator, dessen Eigenresonanzfrequenz gegen die Frequenz eines Anregungssignals "verstimmt" ist, das an den Resonator angelegt wird. Gleichzeitig erzielt man damit eine zufriedenstellende Frequenzselektivität. Auf diese Weise sind enge Toleranzen für die Abstimmung überflüssig. Man kann ferner relativ große Signale verwenden, ohne die Leistungsübertragung zu stören. Damit sind besonders hohe Verstärkungsfaktoren nicht erforderlich, und die Selektivitätsanforderungen werden geringer. Zusätzlich nimmt die Empfindlichkeit gegen eine Drift der Abstimmung drastisch ab.
Ein zum Bereitstellen der Last ZL benutzter verstimmter Resonator umfasst eine Induktivität mit zugehörigem Reihenwiderstand parallel zu einem Kondensator. Man kann aktive Elemente einsetzen, die diesen Induktivitäten, Widerständen und Kondensatoren gleichwertig sind; sie erfordern jedoch Leistung. Auf diese Weise kann man eine Impedanzanpassung auch dann erzielen, wenn die Kopplungsimpedanz mit den Quell- und Lastimpedanzen vergleichbar ist.
Ist die Kopplungsimpedanz kapazitiv, so verwendet man eine Anregungsfrequenz, die kleiner ist als die Resonanzfrequenz des Resonators. Ist dagegen die Kopplungsimpedanz induktiv, so verwendet man eine Anregungsfrequenz, die größer ist als die Resonanzfrequenz des Resonators.
Man kann die Last leicht verändern, indem man eine der Reaktanzkomponenten ändert, die den Resonator bilden, und weniger bevorzugt, indem man die Widerstandskomponente ändert. Aufgrund der Impedanzkennlinie in Abhängigkeit von der Resonatorfrequenz kann man eine große Impedanzänderung mit einer geringen Wertänderung einer der Reaktanzkomponenten erzeugen.
Verwendet man einen verstimmten Resonator mit einem relativ geringen Gütefaktor Q (beispielsweise im Bereich von 10-30), siehe Gleichung (15) unten, so sind große Komponententoleranzen annehmbar, und man kann es vermeiden, die Schaltungen einzeln abzustimmen.
Da ein Resonator nach wie vor frequenzselektiv wirkt, unterdrückt er zusätzlich Anregungen and Rauschen bei Frequenzen außerhalb seiner Bandbreite. Obwohl diese Bandbreite breiter ist als die Bandbreite eines hochgradig abgestimmten Schaltkreises, muss die Signalverstärkung nicht gleich hoch sein.
Diese Selektivität bedeutet, dass mehr als ein Sensormodul von einem Verbindungsmodul mit Hilfe der gleichen Antenne für die Kopplung angesteuert werden kann, falls die Sensormodule unterschiedliche Resonanzfrequenzen haben und das Verbindungsmodul zwischen verschiedenen Anregungsfrequenzen umschaltet.
Fig. 2 zeigt eine Kurve zum Gebrauch beim Erklären der Eigenschaften eines kapazitiv gekoppelten Resonators. Alle drei Kurven in Fig. 2 sind auf eine Resonanzfrequenz Ω gleich 1 normiert. In Fig. 2 stellt die dick gezeichnete Kurve die Änderung der Spannung Vrs an einer Widerstandsquellimpedanz (siehe z. B. Zs in Fig. 5) abhängig von der (normierten) Anregungsfrequenz ω dar. Diese Spannung Vrs stellt ein Maß für den durch die Last fließenden Strom dar. Die dünn gezeichnete Kurve stellt die Änderung der Spannung VL an der Last abhängig von der Anregungsfrequenz dar. Die gestrichelt gezeichnete Kurve stellt die Änderung der Phase abhängig von der Anregungsfrequenz dar. Da eine Änderung in einer der Reaktanzkomponenten im Resonator die Resonatorfrequenz ändert, kann man dies als gleichwertige Verschiebung der Anregungsfrequenz ω betrachten.
Der interessierende Bereich in Fig. 2 enthält den Frequenzbereich zwischen dem Maximum und dem Minimum von Vrs, in dem VL so groß ist, dass sie die Last mit Leistung versorgen kann. Zusätzlich erstreckt sich der interessierende Bereich geringfügig über diesen Frequenzbereich vom Maximum zum Minimum hinaus, und zwar hinauf bis zu einer oberen Umkehrfrequenz und hinunter bis zu einer unteren Umkehrfrequenz. Bei jeder dieser Umkehrfrequenzen kehrt sich die Wirkung einer Änderung der Resonatorreaktanz auf den Laststrom um. Dieser Bereich erstreckt sich beispielsweise mindestens von einem Wert kleiner als dem 0,85-fachen der Resonanzfrequenz (möglicherweise vom 0,8-fachen) zu einem Wert größer als dem 0,97-fachen der Resonanzfrequenz. Er enthält jedoch die Resonanzfrequenz selbst oder (im Fall eines kapazitiv gekoppelten Resonators) Frequenzen über der Resonanzfrequenz nicht. Außerhalb dieses Bereichs findet keine ausreichende Leistungsübertragung in die Last statt, so dass andere Frequenzen unterdrückt werden. In diesem Bereich ist die Neigung von Vrs steil, so dass eine Änderung von ω (d. h. eine Änderung einer der Reaktanzkomponenten) eine entsprechend große Änderung von Vrs erzeugt.
Die nutzbare Bandbreite, die als der Bereich zwischen dem Maximum und dem Minimum der Kurven von Vrs in Abhängigkeit von ω in Fig. 2 definiert ist, hängt hauptsächlich vom Verhältnis der Lastresonatorkapazität zur Kopplungskapazität ab. Ein großes Verhältnis liefert ein schmales Band, und ein kleines Verhältnis liefert ein breites Band. Im einzelnen lautet die Gleichung, die die betreffende Kurve definiert:
wobei V die Anregungsspannung ist, RS die Quellenimpedanz, ω die Anregungsfrequenz, CC die Kopplungskapazität, RL der äquivalente Lastwiderstand, R der Resonatordämpfungswiderstand, L die Resonatorinduktivität und C die Resonatorkapazität.
Fig. 3 stellt den interessierenden Bereich gedehnt dar. Eingetragen sind zwei Kurven der Spannung Vrs für zwei verschiedene Werte der Resonatorkapazität, die sich um 1% unterscheiden. Dies zeigt die Änderung in Vrs, die man für eine einprozentige Änderung der Lastkapazität bei einer gegebenen Anregungsfrequenz im interessierenden Bereich erwarten darf. Die Spannung Vrs ist wiederum ein Maß für den zur Last fließenden Strom.
Fig. 4 zeigt die Charakteristik der Lastspannung VL für die gleiche einprozentige Änderung der Lastkapazität. Man kann sehen, dass es zwischen den beiden Kurven einen großen Überlappungsbereich gibt. Bei einer Anregungsfrequenz ω von ungefähr dem 0,95-fachen der Resonanzfrequenz Ω kreuzen sich die beiden Kurven, und es gibt keine erfassbare Änderung der Lastspannung bei einer Änderung der Resonatorkapazität. Dies ist bei einigen kritischen Anwendungen nützlich, die später anhand von Fig. 18 beschrieben werden.
Eine Analyse der Schaltungsanordnung zeigt, wie erwartet, dass die Hauptbeschränkung für die Leistungszufuhr in der Kopplungsimpedanz liegt. Die an der Last verfügbare Leistung ist gegeben durch
Die erforderliche Größe der Antennen 2 und 3 bei kapazitiver Kopplung hängt hauptsächlich von den Leistungsanforderungen des Sensormoduls ab. Will man Komponententoleranzen zulassen, kann man nur einen Anteil der größten übertragbaren Leistung verwenden. Die Größe der verfügbaren Leistung ist durch die folgenden konservative Näherung gegeben
wobei Ω die Resonanzfrequenz ist.
Das später in dieser Patentschrift zu beschreibende Sensormodul benötigt weniger als 100 uW bei 2,5 Volt. Wird diese Leistung von einer Anregungsspannung von 1,75 Volt geliefert (= 5 Volt Spitze-Spitze) und bei einer Resonatorfrequenz von 11 MHz (dies führt zu einer Anregungsfrequenz von ungefähr 10 MHz), so benötigt man eine Mindestkopplungskapazität von 4 pF.
In der Praxis können jedoch parasitäre Kapazitäten auf einer oder auf beiden Seiten des Kopplungskondensators vorhanden sein. Diese beeinflusst sowohl die Leistungs- als auch die Signalübertragung.
Auf der Seite des Verbindungsmoduls ist die Auswirkung auf die Leistung moderat, da man sie leicht durch Vergrößern der Ansteuerfähigkeit des Ausgangspuffers ausgleichen kann. Das empfangene Signal vom Sensormodul wird gedämpft; dies lässt sich durch eine erhöhte Verstärkung des erfassten Signals jedoch leicht ausgleichen.
Die Auswirkung der parasitären Kapazität auf der Seite des Sensormoduls sind jedoch beträchtlich. Für die Sensorschaltung steht die Leistung an erster Stelle, und die parasitäre Kapazität beeinflusst die Frequenz der Schaltung. Ist diese Kapazität vorhersagbar und fest, so kann man sie in das Hauptkapazitätselement der Schaltung einbeziehen. Trifft dies nicht zu, so wird die Abstimmung nachteilig beeinflusst.
Zum Lösen dieser Probleme unter Beibehaltung einer guten Leistungsversorgung für die Sensorschaltung kann man die parasitäre Kapazität als Teil eines angezapften Kondensators betrachten, der einen Teil des Hauptkapazitätselements des Resonators bildet.
Fig. 5 zeigt eine skizzenhafte Darstellung der Kopplung zwischen dem Verbindungsmodul und dem Sensormodul. Der Resonator 10 im Sensormodul, siehe Fig. 5, kann so betrachtet werden, dass er ein Hauptkapazitätselement Cm, ein variables Kapazitätselement Cv, eine Induktivität L und ein Widerstandselement R enthält. Später wird ausführlicher erklärt, dass sich die Kapazität des variablen Kapazitätselements Cv abhängig vom Messparameter ρ ändert.
Das Hauptkapazitätselement Cm ist wie bereits angegeben ein angezapfter Kondensator, der aus einem ersten Kondensator Cn (oder Netzwerkkondensator) in Reihe zu einer zweiten (oder parasitären) Kapazität Cst besteht.
Die Kopplungskapazität Cc kann man in ihrer Auswirkung so betrachten, dass sie eine Ausgangsquellenimpedanz Zs (die einen Abblockkondensator und eine Induktivität sowie einen Quellenwiderstand enthält) auf der Ausgangspufferseite des Verbindungsmoduls mit dem Anzapfungsknoten zwischen dem Netzwerk und den parasitären Kapazitäten Cn und Cst verbindet. Dies begrenzt die Auswirkung der Änderung der parasitären Kapazität und erhöht zugleich die Spannung am Resonator.
Beispielhafte Werte für die verschiedenen Schaltelemente sind in der folgenden Tabelle 1 dargestellt.

Tabelle 1

ELEMENT WERT
Cc 15 pF
Cn 56 pF
Cst 100-200 pF
Cv 10-11 pF
L 4,7 uH
R 33 Ohm
R1 50 K
Zs 330 Ohm
Obwohl die Aufnahme der Netzwerkkapazität in das Hauptkapazitätselement des Resonators dabei hilft, die Auswirkungen der Änderung der parasitären Kapazität zu beschränken, gibt es Grenzen hinsichtlich der Größe der parasitären Kapazität, an die eine Anpassung möglich ist. Die parasitäre Kapazität Cst vermindert die an das Sensormodul angelegte Spannung proportional zum Verhältnis ihrer Kapazität bezüglich der Kopplungskapazität Cc (wie in einem normalen Kondensator- Teilernetzwerk). Für eine Kopplungskapazität Cc von 15 pF und eine parasitäre Kapazität Cst von 135 pF reduziert sich die an das Modul angelegte Spannung auf ein Zehntel.
Die Auswirkung der Änderung der parasitären Kapazität wird auch dann gemildert, wenn der Netzwerkkondensator Cn klein ist; in diesem Fall ist jedoch auch die am Resonator verfügbare Leistung klein. Mit zunehmender Kapazität des Netzwerkkondensators Cn wird mehr Leistung verfügbar. Die Änderung der parasitären Kapazität hat jedoch eine größere Auswirkung auf die Resonatorabstimmung. Der verstimmte Resonator 10 mit einem Q von 10 bis 15 hat eine breite Frequenztoleranz von 10 bis 15 Prozent. In einem LC-Resonator entspricht dies einer Gesamttoleranz der Reaktanzkomponenten von 20 bis 30 Prozent.
Hält man bei den spezifizierten Komponenten enge Toleranzen ein, so ist eine starke Streuung der parasitären Kapazitäten hinnehmbar. Eine Schaltung mit einem Q von 10, in der eine Induktivität mit 4,7 uH und ein Netzwerkkondensator mit 56 pF zusammen mit einer variablen Kapazität Cv von 10 pF verwendet werden, kann über einen Bereich der parasitären Kapazität von 100 pF bis 200 pF arbeiten. Sie behält eine Signalisierungsfähigkeit, falls die Toleranzen der spezifizierten Komponenten 3 Prozent nicht übersteigen. Angesteuert mit 9 V Versorgung wird eine Leistungszufuhr zum Sensormodul von minimal 150 uW und ein Signalpegel von minimal 20 uA beibehalten.
Die Kapazität von parallelen Platten ist gegeben durch
wobei C die Kapazität ist, A die Plattenfläche, d der Plattenabstand und eo (= 8,854 pF/m) die Dielektrizitätskonstante der Luft ist.
Der kleinstmögliche Plattenabstand hängt von den Zwischenraumtoleranzen ab, die man einhalten kann. Setzt man voraus, dass ein kleinstmöglicher Zwischenraum von 1 mm (einschließlich der Isolation) eingehalten werden muss, und dass man eine Toleranz von ±1 mm einhalten kann, so beträgt der größtmöglich Plattenabstand 3 mm. Will man für diesen Abstand eine minimale Kapazitätsanforderung von 10 pF erfüllen, so muss die Plattenfläche mindestens 3388 mm² betragen, falls man eine lagergekoppelte Rückführung (wird im Folgenden anhand von Fig. 6 erklärt) mit der effektiven Impedanz Null verwendet. Verwendet man eine zweite Platte für den Rückführweg, so muss man zwei Platten mit jeweils der doppelten Größe verwenden.
Fig. 6 zeigt eine skizzenhafte Querschnittsdarstellung, in der ein Beispiel der möglichen räumlichen Anordnung des Sensormoduls 1, der Radantenne 2, der festen Antenne 3 und des Verbindungsmoduls 4 relativ zu einem Fahrzeugrad 20 erläutert ist. Das Rad 20 besitzt einen Flansch 22, einen äußere Felgenrand 24, einen inneren Felgenrand 26 und ein Tiefbett 28 zwischen dem Innenrand 24 und dem Außenrand 26.
Das pilzförmige Sensormodul 1 hat einen Basisabschnitt, der mit einem Außengewinde versehen ist, das durch ein Loch im Tiefbett 28 ragt. Es wird durch eine Haltemutter 30 festgehalten. Zwischen der Basis des Sensormodulkopfs und dem Tiefbett 28 ist eine Dichtung 32 vorgesehen, die einen luftdichten Abschluss zwischen dem Sensormodul und dem Rad herstellt.
Das Sensormodul 1 in Fig. 6 weist bevorzugt ein Metallgehäuse auf, das seine Massenverbindung direkt mit dem Tiefbett 28 des Rads herstellt.
Man kann erkennen, dass in der Anordnung nach Fig. 6 die Massenverbindung für das Sensormodul 1 (Rückleitung) über das Radlager implementiert ist. Als rein ohmsche Verbindung ist dies unzuverlässig. Als kapazitive Verbindung parallel zu einer ohmschen Verbindung arbeitet sie für die vorgeschlagenen Frequenzen jedoch zuverlässig.
Die Radantenne 2 ist als Kegelstumpf ausgebildet und passt damit unter den Innenrand 26 des Rads. Die Radantenne 2 ist dafür gedacht, in die Vertiefung in der Unterseite des Rands 26 einzurasten, der durch den Reifenwulst-Haltehump gebildet wird, der bei modernen Rädern Verwendung findet. Die Breite der Radantenne 2 kann beispielsweise 20 mm betragen. Durch die konische Gestaltung der Radantenne 2 bleibt die Montage des Rads einfach. Die Kopplung zur festen Antenne ist weniger anfällig für axiale Schläge der Radfelge als es eine ebene Antenne wäre. Zusätzlich sind die Antennenoberflächen sowohl im Stillstand als auch bei der Drehung selbsttrocknend, und sie stören die Radauswuchtgewichte nicht.
Die Radantenne 2 wird von einem Polymerträgermaterial 34 zwischen dem Innenrand 26 und der Rückseite der Radantenne 2 gehalten. Eine elektrische Verbindung 36 (ein Einzeldraht) verläuft zwischen dem Basisteil des Sensormoduls 1 und der Rückseite der Radantenne 2. Sie schließt die Radantenne 2 an die Schaltung im Sensormodul an.
Die feste Antenne 3 wird von einem weiteren Polymerträger 38 auf einem Montagearm 40 gehalten. In dieser Ausführungsform benötigt man eine 170 mm lange feste Antenne, um die erforderliche Fläche zu liefern. Bei einer üblichen 13-Zoll- Radfelge führt dies zu einem Winkel von ungefähr 60º. An der Achse sind mit Ausnahme der Bereitstellung von Befestigungspunkten für die feste Antenne keine Veränderungen erforderlich. Die Befestigungspunkte können generell gemeinsam mit der Bremsenbefestigung ausgeführt sein. Das Verbindungsmodul 4 ist bevorzugt lokal an der Achse angeordnet (d. h. in einem Stück mit der festen Antenne 3), siehe Fig. 6. Wahlweise kann man das Verbindungsmodul entfernt von der festen Antenne 3 anbringen, z. B. in einem Teil mit dem Anzeigemodul. In diesem Fall erfolgt die Verbindung zur festen Antenne über ein Koaxialkabel oder ein verdrilltes Adernpaar.
Es werden nun die Komponenten der Einrichtung in Fig. 1 ausführlich beschrieben. Begonnen wird mit dem Sensormodul 1.
Fig. 7 zeigt ein Blockdiagramm der Hauptelemente des Sensormoduls 1 in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung.
Das Sensormodul 1 umfasst einen Resonator 52, der mit der Radantenne 2 verbunden ist, einen Gleichrichter 54, der mit dem Resonator verbunden ist, ein Spannungsregelteil 56 für den Gleichrichter, einen Sensoroszillator 58, der mit dem Spannungsregelteil verbunden ist, und einen Modulator 62, der an den Sensoroszillator 58 angeschlossen ist, und zwar entweder direkt oder über einen optionalen Zwischenoszillator 60. Der Modulator 62 ist ebenfalls an den Resonator 52 angeschlossen. Fig. 8 zeigt einen vollständigen Schaltplan des Sensormoduls 1. Tabelle 2 enthält als Beispiel zwei alternative Listen der für den Gebrauch in Fig. 8 geeigneten Komponenten. Tabelle 2 Tabelle 2, Fortsetzung
Der Resonator 52, siehe Fig. 8, besteht aus einer Induktivität L101 mit einem Reihendämpfungswiderstand R101 parallel zu einer Kapazität C. Die Kapazität C besteht aus einem Hauptkondensator Cm (dem Netzwerkkondensator C101, der gewollt im Resonatornetzwerk bereitgestellt ist, in Reihe mit der Streukapazität Cst, siehe Fig. 5) und einer weiteren variablen Kapazität (entsprechend der Kapazität Cv in Fig. 5), die durch die Kondensatoren C102 und C103 und die Gatekapazität eines Transistors Q101 im Modulator 62 bereitgestellt werden. C102 enthält die interne Streukapazität des Resonators 52.
Damit ist die Gesamtkapazität C des Resonators 52 verteilt und umfasst zusätzlich zum Netzwerkkondensator C101 die modulatorgekoppelte Kapazität (die zu Q101 gehört), sämtliche Streukapazitäten Cst und sämtliche Diodenkapazitäten, die zu den Dioden D101 und D102 im Gleichrichter 54 gehören. Die Resonanzkreisfrequenz Ω ist durch die Kapazität C und den Induktivitätswert L der Induktivität L101 bestimmt:
Ω = 1/ . (12)
Die Impedanz ZL des unbelasteten Resonators ist gegeben durch
wobei R der Widerstandswert des Widerstands R101 im Resonator 52 ist.
Drückt man die Anregungsfrequenz ω des Verbindungsmoduls 4 als Bruchteil α der Resonanzfrequenz aus, so gilt:
ω = α·Ω. (14)
Der Gütefaktor Q ist definiert durch
Damit folgt für die Impedanz
Die Gleichung 16 ändert sich bei belastetem Resonator. Der Gleichrichter 54 in Fig. 8 besteht aus den Dioden D101 und D102 und einem kapazitiven Filter, das aus den Kondensatoren C104 und C105 besteht. Die beiden Dioden liefern eine Spannungsverdoppler-Gleichrichtung und geben eine Gleichspannung ab, die gleich dem Spitze-Spitze-Wert der Wechselspannung ist, die am Resonator 52 abfällt, jedoch vermindert um den Wert der Spannungsabfälle an den beiden Dioden, Das Spannungsregelteil 56 besteht aus einer Zenerdiode Z101, dem NAND-Gatter IC101d, den n-Kanal-Feldeffekttransistoren (FETs) Q102 und Q103, den Widerständen R107 bis R111 und dem Kondensator C110. Die Zenerdiode Z101 wirkt als Shunt, der eine Überspannung verhindert (in dieser Ausführungsform mehr als 6,2 Volt). Die verbleibenden Komponenten im Spannungsregelteil 56 erzeugen ein ENABLE-Signal, das einen logischen High-Pegel (H) aufweist, falls die vom Gleichrichter 54 erzeugte Versorgungsspannung größer oder gleich einer Mindestspannung ist, die für den korrekten Betrieb des Sensoroszillators 58 erforderlich ist. In dieser Ausführungsform beträgt die Mindestspannung beispielsweise 2,4 Volt.
Der Betrieb spielt sich wie folgt ab. Wird das Sensormodul erstmalig mit Leistung versorgt, so sind die Gate-Source- Spannungen der FETs Q101 und Q103 anfänglich null, und Q102 und Q103 sperren. Der mit Q102 verbundene Eingang des NAND- Gatters IC101d hat den Pegel H. Das ENABLE-Signal hat daher den logischen Pegel Low (L). Steigt die vom Gleichrichter 54 erzeugte Versorgungsspannung an, so schaltet Q103 teilweise durch und über R109 und R108 fließt Strom, bis die Spannung an R108 dazu ausreicht, Q102 durchzuschalten. IC101d schaltet dann das ENABLE-Signal auf H-Pegel. Der Kondensator C110 liefert eine rasche positive Rückführung, wobei R110 eine Hysterese erzeugt, so dass die Versorgungsspannung, bei der das ENABLE-Signal von H auf L geschaltet wird (der Abschaltgrenzwert der Versorgungsspannung), geringer ist als die Versorgungsspannung, bei der das ENABLE-Signal von L auf H geschaltet wird (der Einschaltgrenzwert der Versorgungsspannung). Der Versorgungsspannungsgrenzwert wird (bei vernachlässigter Hysterese) durch die Schwellenspannungen von Q102 und Q103 bestimmt (die im Wesentlichen gleich groß sind) und durch das Verhältnis von R108 und R109. Hat das ENABLE- Signal den Pegel L, so bestimmt R110 den durch die Rückführschleife fließenden Strom. R110 wird in den nicht leitenden Zustand umgeschaltet, wenn das ENABLE-Signal auf H-Pegel überwechselt. Die Hysterese ist durch das Verhältnis von R111 zu R110 bestimmt.
Die Schwellenspannungen von Q102 und Q103 sind temperaturabhängig, d. h., sie nehmen mit der Temperatur ab. Dies bedeutet, dass sich der Versorgungsspannungs-Grenzwert automatisch an die Umgebungstemperatur des Sensormoduls anpasst, so dass höhere Temperaturen den Versorgungsspannungs-Grenzwert senken. Dies ist erwünscht, da die geringstmögliche Betriebsspannung der weiteren Schaltkreise im Sensormodul und insbesondere der NAND-Gatter im Sensoroszillator 58, die ebenfalls FETs enthalten, die in gleicher Weise temperaturabhängig sind wie die Schwellenspannungen von Q102 und Q103, bei steigender Umgebungstemperatur ebenfalls sinkt.
Der von der Sensormodulschaltung verbrauchte Strom ist bis zu einem gewissen Grad mit der Temperatur selbstregulierend. Der von der Schaltung gezogene Strom neigt dazu, mit der Temperatur anzusteigen (da die Transistor-Schwellenspannungen fallen). Mit zunehmendem von der Schaltung gezogenen Strom sinkt jedoch die Versorgungsspannung, so dass die Stromaufnahme zurückgeht.
Der Sensoroszillator 58 enthält einen Drucksensor S101 und einen Thermistor T101 mit negativem Temperaturkoeffizienten (NTC). Der Drucksensor S101 weist einen parallelen Trimmkondensator C106 auf. Der Thermistor T101 bildet mit den weiteren Widerständen R103 und R104 einen Teil eines Widerstandsnetzwerks. Der Sensoroszillator enthält ferner die Widerstände R105 und R106, die Kondensatoren C107 und C108 sowie erste, zweite und dritte NAND-Gatter IC101a bis IC101c. Anders als herkömmliche logische Zwei- oder Dreigatter-RC-Oszillatoren, die ihr kapazitives Element schalten, um eine positive Rückführung zu bewirken, und deren Widerstandselement eine negative Rückführung bewirkt, ist der Oszillator 58 in Fig. 8 so entworfen, dass ein einseitig an Masse liegendes kapazitives Element verwendet wird.
Bei Betrieb werden der Drucksensor S101 und der Trimmkondensator C106 vom Ausgang des NAND-Gatters IC101a über ein aus T101, R103 und R104 bestehendes Widerstandsnetzwerk abwechselnd geladen und entladen. Die Potentialdifferenz zwischen einerseits den oberen Platten der Kondensatoren S101 und C106 und andererseits dem Ausgang des NAND-Gatters IC101b (L beim Aufladen und H beim Entladen) wird von einem Potentialteilernetzwerk geteilt, das aus R105 und R106 besteht und auf den Eingang von IC101c zurückgeführt wird. Erreicht diese Rückführspannung den Umschaltgrenzwert des IC101c, so schalten die NAND-Gatter IC101a-c um, und der Ausgang von IC101b, der mit dem aus R105 und RlOG gebildeten Teilernetzwerk verbunden ist, schaltet auf den entgegengesetzten Logikpegel. Dies liefert den Oszillator mit getrennten Umschaltschwellenspannungen beim Laden und Entladen von S101/C106.
Der Kondensator C108 ist parallel zu R106 geschaltet, um eine rasche positive Rückführung zu liefern und damit ein sauberes Schalten. C107 ist parallel zu R105 geschaltet, um C108 zu kompensieren. Das Verhältnis von C108 zu C107 ist so gewählt, dass es mit dem Verhältnis von R105 zu R106 übereinstimmt. Dadurch liefern die Kondensatoren und die Widerstände jeweils das gleiche Teilungsverhältnis.
Der Oszillator 58 hat einen sehr geringen Stromverbrauch, und zwar obwohl die Widerstandselemente in einer Rückführschleife um IC101a ständig leiten. Der Löwenanteil des verbrauchten Stroms fließt in das Laden und Entladen der Kondensatoren. Der Großteil der Kapazität wird jedoch nicht geschaltet; es werden nur C107 und C108 in Reihe geschaltet. Damit ist der Stromverbrauch geringer als bei einem herkömmlichen Oszillator.
R105 und R106 wirken entgegengesetzt zum Widerstandsnetzwerk von T101, R103 und R104. C107 und C108 bilden einen Kondensator parallel zu S101 und C106, so dass das Lade/Entladenetzwerk tatsächlich alle Widerstandselemente und zwei verschiedene Ausgänge enthält. Die Timingkapazität (S101 und C106) wird von den anderen kapazitiven Elementen C107 und C108 ergänzt.
Die Basiszeitperiode t des Sensoroszillators ist durch Gleichung 17 gegeben
wobei R der effektive Widerstand des Netzwerks ist, das T101, R103 und R104 enthält, Rf der Widerstand des ersten Abschnitts R106 des Teilernetzwerks, Rs der Widerstand des zweiten Abschnitts R105 des Teilernetzwerks, C die Timingkapazität (d. h. S101 parallel zu C106), und Cs die effektive Kapazität von C107 und C108 in Reihe.
Obgleich die beiden variablen Terme R und C im logarithmischen Term von Gleichung 17 erscheinen, ist die Änderung des logarithmischen Terms abhängig von R und C verglichen mit der Änderung von R und C im anderen Term in Gleichung 17 relativ klein. Dieser andere Term ist effektiv ein RC-Produkt, falls man C und Cs kombiniert, und der Widerstandsterm ist gleich R parallel zu einem Widerstand, der aus Rf und Rs in Reihe besteht. Damit kann das Widerstandselement, das den NTC-Thermistor T101 enthält, mit geeigneten Komponentenwerten einen effektiven Widerstand liefern, der (zumindest entfernt vom Ursprung) eine gute Näherung einer Potenzfunktion der inversen Absoluttemperatur ist.
Damit genügt das kapazitive Element des Sensoroszillators 58 der Gleichung 5, und das Widerstandselement genügt der Gleichung 6. Daraus folgt, dass die Oszillatorzeitperiode der Gleichung 7 genügt, d. h. die Oszillatorfrequenz ist eine inverse Potenzfunktion des Quotienten ρ (= P/T).
Die Sensoroszillatorfrequenz verändert sich beispielsweise abhängig von ρ im Bereich von 10 kHz bis 20 kHz.
Das Ausgangssignal des Sensoroszillators 58 wird an den Modulator 62 angelegt. Der Modulator umfasst einen n-Kanal- Metalloxidhalbleiter-Feldeffekttransistor Q101 (MOSFET), einen Widerstand R102 und einen Kondensator C103. Das Drain des MOSFET Q101 ist mit dem Ausgang des Sensoroszillators verbunden, und die Source von Q101 ist mit der negativen Versorgungsschiene verbunden. Das Gate von Q101 ist über den Kondensator C103 mit dem Resonator 52 verbunden. Die Gatekapazität von Q101 verändert sich mit dessen Drain-Source-Spannung VdS beträchtlich, und zwar insbesondere bei geringen Spannungen. Damit moduliert die Sensoroszillator-Ausgangsspannung die Gatekapazität von Q101. Diese Gatekapazität in Reihe zur Kapazität des Koppelkondensators C103 zusammen mit der zusätzlichen inneren Streukapazität (in Fig. 8 schematisch mit C102 bezeichnet), wird damit parallel zur Hauptkapazität Cm des Resonators 52 geschaltet.
Die Gatekapazität des MOSFET Q101 ändert sich beispielsweise von 30 pF bei Vds = 0 V auf 20 pF bei VdS = 2,5 V.
Die Kopplungskapazität C103 dient zwei Zwecken. Erstens glättet sie die durch den Modulator 62 bewirkten Kapazitätsschwankungen beträchtlich (betrachtet man z. B. die obige Gatekapazitätsänderung von 30 auf 20 pF, so beträgt die Kapazitätsschwankung am Modulator 62 11,3 pF auf 9,5 pF, also eine Änderung von 16 Prozent). Dies hat die vorteilhafte Wirkung, dass die Schwankungen zwischen den individuellen Transistoren verringert werden, die für Q101 eingesetzt werden. Zweitens vermindert der Kondensator C103 die an das Gate des MOSFET Q101 angelegte Gatespannung auf ungefähr 37 Prozent der Resonatorspannung. Damit bleibt Q101 unter seinem Leitfähigkeitspegel. Man könnte anstelle eines MOSFET auch eine Kapazitätsvariationsdiode oder eigentlich jede in Sperrrichtung vorgespannte Diode verwenden. Derartige Dioden zeigen jedoch in der Regel eine geringere Kapazitätsänderung bei kleinen Spannungen und bieten keine Isolation zwischen dem Sensoroszillator 58 und dem Resonator 52.
Später wird anhand von Fig. 11 ausführlicher erklärt, dass die Sensoroszillatorfrequenz (und nicht die Resonanzfrequenz) die Größe ist, die in dieser Ausführungsform im Verbindungsmodul 4 erfasst wird, obgleich die Modulation der Resonatorkapazität eine Auswirkung auf die Resonanzfrequenz des Resonators 52 hat.
Wie Fig. 7 zeigt, ist es möglich, einen zusätzlichen Zwischenoszillator 60 zwischen dem Sensoroszillator 58 und dem Modulator 62 aufzunehmen. Dieser Oszillator 60 wird vom Ausgangssignal des Sensoroszillators 58 in einem Zwischenfrequenzband zwischen dem Frequenzband des Sensoroszillators und der Anregungsfrequenz moduliert. Der Zwischenoszillator moduliert seinerseits den Lastresonator 52 über den Modulator 62. Diese Zwischenfrequenz wirkt somit als Hilfsträger. Damit benötigt man eine zusätzliche Erfassungsschaltung im Verbindungsmodul; man erhöht jedoch die Rauschunempfindlichkeit beträchtlich, da der Zwischenoszillator von Schwankungen und Rauschen in der Kopplung nicht beeinflusst wird. Die Modulation des Hilfsträgers kann jede beliebige Form haben; man bevorzugt jedoch Frequenzmodulation, da sie einfach zu implementieren ist und eine starke Verbesserung der Rauschunempfindlichkeit liefert.
Fig. 9 zeigt eine mögliche Konstruktion des Sensormoduls 1. Das Modul 1 besitzt ein Gehäuse 70, das beispielsweise aus einem Metall hergestellt ist, etwa Messing. Ein Rohr 72 mit Außengewinde, das bevorzugt aus dem gleichen Material besteht wie das Gehäuse 70, ist in einem Stück (z. B. durch Schweißen) mit dem Gehäuse ausgebildet, und zwar in der Mitte der Gehäusebasis. Zwischen dem Modul 1 und dem Rad ist eine Dichtung 74 bereitgestellt. Dia Dichtung besteht beispielsweise aus Gummi.
Das Gehäuse 70 ist von einer Membran 76 abgedeckt, die beispielsweise ein Metallstanzteil ist. Die Membran wird gasdicht mit dem Gehäuse 70 verschweißt oder verklebt. Im Raum, der von der Membran 76 und dem Gehäuse 70 bestimmt ist, wird eine gedruckte Schaltungsplatine 78 aufgenommen. Die Platine 78 trägt an ihrer Unterseite Komponenten 80, die die Schaltungskomponenten in Fig. 8 sind. An der Oberseite der Platine 78 ist eine kreisförmige Elektrode 82 durch eine Kupferfläche ausgebildet, die auf die Platine gedruckt ist. Die Elektrode ist von einer dünnen dielektrischen Lage 84 bedeckt. Die Elektrode 82 ist mit den Schaltkreisen an der Unterseite der Platine 78 verbunden.
Der Raum, der die Platine 78 enthält, kann entweder evakuiert sein oder mit Luft/Gas auf einen vorbestimmten Druck gefüllt sein, der von der geforderten Sensorcharakteristik abhängt. Ein Durchgangsloch 86 verbindet die beiden Kammern über und unter der Platine 78, so dass sich der Innendruck ausgleichen kann.
In das Rohr 72 ist ein Steckersockel 88 eingepasst. Ein ringförmiger Isolator 90 isoliert den Sockel gegen das Rohr 72 und das Gehäuse 70. Eine Feder 92 verbindet den Sockel mit der Platine 78.
Bei Gebrauch des Sensormoduls in Fig. 9 bildet die Membran 76 eine Elektrode eines Zweiplattenkondensators. Die andere Elektrode ist die auf die Platine 78 gedruckte Elektrode 82. Die dielektrische Lage 84 befindet sich somit zwischen den beiden Elektroden.
Wird ein Druck an die Membran 76 angelegt, so biegt sie sich und wird konkav. Mit zunehmendem Druck berührt die Mitte der Membran die dielektrische Lage 84, die dann die Membran 76 teilweise stützt. Mit weiter zunehmendem Druck nimmt die Fläche des Mittenabschnitts der Membran zu, die die dielektrische Lage direkt berührt. Damit nimmt die Kapazität zu.
Die Druck-Kapazitäts-Charakteristik nähert eine Potenzfunktion (oben anhand von Gleichung 5 bereits beschrieben) vom dem Punkt ab eng an, an dem die Membran 76 erstmalig von der dielektrischen Lage 84 gestützt wird. Der größte ausübbare Druck ist durch die mechanischen Eigenschaften des Materials der Membran 76 begrenzt. Legt man einen übermäßigen Druck an, so dass die Spannung auf der Membran die Elastizitätsgrenze des Materials überschreitet, so tritt eine dauerhafte Verformung auf, und der Sensor arbeitet nicht mehr exakt.
Die folgende Gleichung bestimmt den verwendbaren Grenzdruck:
wobei Pmax der größtmögliche Druck ist, t die Dicke der Membran, h die Höhe der Membran über der dielektrischen Lage im nicht verformten Zustand, σy die Streckgrenze (an der Elastizitätsgrenze) und E der Young-Modul für das Material.
Diese Grenze führt zu einem größten Berührdurchmesser zwischen der Membran und dem Dielektrikum. Für eine Membran mit dem Durchmesser D erhält man den größten Berührdurchmesser dmax gemäß
Unter Verwendung der Gleichungen 18 und 19 erscheint eine aus Phosphorbronze hergestellte Membran mit den folgenden Eigenschaften für den Einsatz geeignet: Young-Modul E = 110 GPa; Streckgrenze σy = 500 MPa.
Eine Membran mit 0,4 mm Dicke und einem Arbeitsdurchmesser von 20 mm, die in einer Höhe von 0,1 mm über der dielektrischen Lage 84 angebracht ist, kann einen Maximaldruck von 5,5 Bar aufnehmen. Der Kapazitätsbereich hängt vom verwendeten dielektrischen Material und dessen Dicke ab. Ist das Material typischerweise 0,05 mm dick und hat es eine Dielektrizitätskonstante von 3, so darf man erwarten, dass sich die Kapazität von 50 pF im drucklosen Zustand auf 120 pF bei 3 Bar ändert.
Ist die auf die Oberseite der Platine 78 gedruckte Elektrode 84 kreisförmig (d. h. eine Scheibe), so liegt die Druck- Kapazitäts-Charakteristik wie erwartet in einem wesentlichen Druckbereich nahe an einer Potenzkurve. Auf Wunsch kann man die Druck-Kapazitäts-Charakteristik dadurch abändern, dass man die Form der auf die Platine gedruckten Elektrode verändert. Beispielsweise könnte man eine Elektrode in Kleeblattform verwenden.
Ein Beispiel für die Schaltkreise im Verbindungsmodul ist in Fig. 10 in Form eines Blockdiagramms dargestellt. In Fig. 10 enthält die Verbindungsmodulschaltung ein Treiberteil, das aus einem Anregungsoszillator 70, einem mit dem Anregungsoszillator 70 verbundenen Puffer 72 und einer mit dem Puffer 72 verbundenen Quellimpedanz 74 besteht. Die Quellimpedanz 74 ist ihrerseits mit der festen Antenne 3 verbunden, die zum betreffenden Verbindungsmodul gehört.
Die Verbindungsmodulschaltung umfasst ferner ein Empfängerteil, das aus einem mit der Quellimpedanz 74 verbundenen Detektor 76, einem mit dem Detektor 76 verbundenen Verstärker/Filter 78 und einem mit dem Verstärker/Filter 78 verbundenen Quadrierer 80 besteht. Wahlweise kann das Empfängerteil auch einen von der Decoderspannung gesteuerten Oszillator 82 enthalten (im genannten Fall, in dem das Sensormodul einen Zwischenoszillator - 60 in Fig. 7 - enthält) und/oder einen Frequenzteiler 84. Schließlich enthält die Verbindungsmodulschaltung einen Energieversorgungsregler und einen Stromregelabschnitt, der aus einer mit dem Quadrierer 80 verbundenen Stromsinke 86 und einem Zufuhrregler 88 besteht.
Die drei Teile der Verbindungsmodulschaltung in einer Ausführungsform der Erfindung werden nun ausführlicher anhand von Fig. 11(A) bis (C) beschrieben.
Fig. 11(A) zeigt die Schaltung im Treiberteil. Beispielhafte Komponenten der Schaltung im Treiberteil nach Fig. 11(A) sind in der folgenden Tabelle 3 angegeben.

Tabelle 3

ELEMENT WERT
C11 47 uF 10 V oder 16 V
C12 100 nF
C13 22 pF
C14 22 pF
C15 100 nF
IC1 74HC04
L1 3,3 uH
R16 330 Ohm
R18 1 MOhm
X1 10 MHz
Der Anregungsoszillator 70 besteht aus dem Inverter IC1a zusammen mit einem keramischen Resonator X1, einem Widerstand R18 und den Kondensatoren C13 und C14. Der Anregungsoszillator 70 erzeugt ein Ausgangssignal, dessen Ausgangsfrequenz durch die Resonanzfrequenz des keramischen Resonators X1 bestimmt ist, in dieser Ausführungsform beispielsweise 10 MHz.
Der Puffer 72 enthält einen Treiberinverter IC1b, der das Ausgangssignal des Oszillators 70 quadriert, und vier Inverterelemente IC1c bis IC1f, die parallel zueinander an den Ausgang des Inverters IC1b angeschlossen sind.
Ein Teil der Quellimpedanz 74 wird von einem Widerstand R16 bereitgestellt, der mit dem Ausgang des Puffers 72 verbunden ist. Der Pufferausgang ist über einen Gleichstrom-Abblockkondensator C15 und wahlweise eine Induktivität L1 mit der festen Antenne 3 verbunden. Liegt zwischen dem Verbindungsmodul und dem Sensormodul eine induktive Kopplung anstelle einer kapazitiven Kopplung vor, so schaltet man statt dessen eine Induktivität mit einem anderen Wert zwischen den Ausgang und die feste Antenne.
Im Empfängerteil, siehe Fig. 11(B), besteht der Detektor 76 aus einer Diode D1, einem Kondensator C5 und einem Widerstand R5. Der Detektor dient dazu, die Spannungshüllkurve am Pufferausgang an der negativen Seite der Anregungshüllkurve zu erfassen.
Das vom Detektor 76 erzeugte Erfassungssignal wird an den Verstärker/Filter 78 weitergeleitet. Der Verstärker/Filter 78 weist eine erste und eine zweite Verstärkerstufe auf, die in Reihe geschaltet sind. Die erste Stufe besteht aus den Widerständen R6 und R7, den Kondensatoren C6 und C7, den Dioden D2 und D3 und dem Operationsverstärker IC2a, der als nichtinvertierender Verstärker arbeitet und bei 15 kHz eine Spannungsverstärkung von ungefähr 11 hat und eine Filterung enthält. Die Niederfrequenzunterdrückung erfolgt durch den Kopplungskondensator C6, und die Hochfrequenzunterdrückung erfolgt durch den Rückführkondensator C7. Die Dioden D2 und D3 in der Rückführschleife bieten eine Begrenzung von Eingangssignalen mit hohem Pegel.
Die zweite Verstärkerstufe besteht aus den Widerständen R8 bis R11, den Kondensatoren C8 und C9 und dem Operationsverstärker IC2b, der als invertierender Verstärker arbeitet und bei 15 kHz eine Spannungsverstärkung von ungefähr 11 hat. Der Kopplungskondensator C8 liefert wieder die Niederfrequenzunterdrückung, und die Hochfrequenzunterdrückung erfolgt durch den Rückführkondensator C9. Die Widerstände R8 und R9 bilden ein Spannungsteilernetzwerk, das den Ausgang der zweiten Verstärkerstufe auf ein Potential von ungefähr einem Drittel der Versorgungsspannung vorspannt.
Die Ausgangsspannung des Verstärkers/Filters 78 wird über einen Widerstand R12 an einen weiteren Operationsverstärker IC2c im Quadrierer 80 angelegt. Ein Widerstand R15 liefert dem IC2c eine positive Rückführung.
Der Ausgang des Quadrierers ist an die Stromsinke 86 angeschlossen.
Beispielhafte Komponenten für das Empfängerteil in Fig. 11(B) sind in der folgenden Tabelle 4 angegeben.

Tabelle 4

ELEMENT WERT
C4 1 uF
C5 4,7 nF
C6 2,2 nF
C7 100 pF
C8 2,2 nF
C9 100 pF
C10 100 nF
D1 BAT17
D2/D3 BAV199
IC2 MC33204D
R5 24 kOhm
R6 4,7 kOhm
R7 100 kOhm
R8 22 kOhm
R9 12 kOhm
R10 4,7 kohm

Tabelle 4, Fortsetzung

R11 100 kOhm
R12 1 kOhm
R13 10 kohm
R14 1 MOhm
R15 100 kOhm
Die Stromsinke 86, siehe Fig. 11(C), besteht aus den Widerständen R1 bis R4 und R17, dem Thermistor TH1, den PNP-Bipolartransistoren Q1 und Q2, den NPN-Bipolartransistoren Q3 und Q4 und dem n-Kanal-FET Q5.
Die Transistoren Q1 und Q2 sind als Stromspiegel-Shunt geschaltet. Die Verstärkung wird durch das Verhältnis zwischen den Widerständen R1 und R2 auf 100 eingestellt. Der Stromspiegel-Shunt wird durch den Transistor Q3 und den Widerstand R4 mit dem parallel geschalteten Thermistor TH1, dem Widerstand R3 und dem FET Q5 verbunden. Das Gate des FET Q5 wird vom Ausgang des Quadrierers 80 angesteuert.
Sperrt das Ausgangssignal des Quadrierers den FET Q5, so fließt kein Strom durch den Transistor Q5. Der Strom, den die Stromsinke 86 zieht, ist ein veränderlicher Strom, der von TH1 zusammen mit R3 und R4 bestimmt wird. Schaltet das Ausgangssignal des Quadrierers Q5 durch, so liegt das Drain des FET Q5 nahezu auf Massepotential, so dass ein Feststrom von ungefähr 1 mA durch die Stromsinke fließt (das Emitterpotential des Transistors Q3 liegt auf ungefähr 4,3 V fest, da dessen Basis fest mit der Versorgungsspannung V+ (= +5 V in dieser Ausführungsform) verbunden ist). Der Widerstand R4 hat einen Wert von 4,3 kΩ. Der Transistor Q4 und der Widerstand R17 dienen als Umgehung, damit der durch Q1 fließende Strom begrenzt wird. Der durch Q1 fließende Strom hat ungefähr den Wert 1 mA, damit er mit dem durch Q2 fließenden Strom übereinstimmt.
Jeglicher durch den Transistor Q3 geflossene Strom wird im Stromspiegel um den Faktor 100 verstärkt, so dass bei durchgeschaltetem Q5 der Stromspiegel einen festen Hochpegelstrom von 100 mA zieht. Dagegen wird bei sperrendem Q5 ein von der Umgebungstemperatur abhängiger variabler Niederpegelstrom gezogen, der vom Thermistor TH1 gemessen wird.
Die Aufnahme des Thermistors TH1 zum Messen der Umgebungstemperatur ist kein unerlässliches Merkmal. Man könnte beispielsweise die Umgebungstemperatur unabhängig von den Verbindungsmodulen messen und sie in das Anzeigemodul einspeisen. Viele Fahrzeuge besitzen bereits Umgebungstemperatursensoren, die dem Anzeigemodul die Umgebungstemperaturinformation liefern können. Es ist jedoch beispielsweise daran gedacht, dass das Verbindungsmodul für das Reserverad einen günstigen Ort für den Umgebungstemperatursensor bieten könnte. In diesem Fall kann man eine Schaltung (wie in Fig. 11(C)) verwenden, die einen Strom proportional zur Temperatur (oder sonstwie davon abhängig) zieht, und die an das Anzeigemodul zu übertragenden Daten über die festverdrahtete Verbindung ans Anzeigemodul übertragen. Ein geeigneter Decoder für den Einsatz im Anzeigemodul wird später beschrieben. Umfasst das Verbindungsmodul keinen Umgebungstemperatursensor, so kann man den Stromspiegel-Shunt (Stromregel-Shunt) weglassen, weil in diesem Fall die Stärke des Stroms, den die Stromsinke 86 im Verbindungsmodul aufnimmt, nicht wichtig ist. Es wird lediglich die Frequenz der Änderung der Stromsinke gemessen.
Schließlich umfassen der Energieversorgungsregler und der Stromregelabschnitt in Fig. 11(C) einen integrierten Standardspannungsregler REG1, der die Versorgungsspannung (+5 V) für den Empfänger- und Treiberteil aus der Versorgungsspannung ableitet, die das Anzeigemodul dem Verbindungsmodul zuführt (+12 V).
Ein Kondensator C1 liefert die Spannungsentkopplung.
Eine Zenerdiode 21 schützt das Verbindungsmodul vor zu hohen Versorgungsspannungen.
Beispielhafte Komponenten für die Schaltung in Fig. 11(C) sind in der folgenden Tabelle 5 angegeben.

Tabelle 5

ELEMENT WERT
C1 100 nF
Q1/Q2 BCV62C
Q3 BC846
Q4 BCP55
Q5 FDV301N
R1 4,7 Ohm
R2 470 Ohm
R3 7,5 kOhm
R4 4,3 kOhm
R17 680 Ohm
Reg1 LM78L05
TH1 4,7 kOhm
21 14 V
Die Arbeitsweise des Verbindungsmoduls und des Sensormoduls ist in den Kurvendiagrammen Fig. 12(A) bis 12(H) dargestellt. Fig. 12(A) zeigt die Spannung, die das Treiberteil in Fig. 11(A) an die feste Antenne 3 anlegt. Die (durch den keramischen Resonator X1 eingestellte) Frequenz beträgt 10 MHz. Die Spitze-Spitze-Amplitude beträgt ungefähr 5 V.
Fig. 12(B) zeigt die Ausgangsspannung des Sensoroszillators 58 im Sensormodul. Diese Spannung weist eine Frequenz im Bereich 10 kHz bis 20 kHz auf, und zwar abhängig vom Druck P und der Temperatur T, die der Drucksensor S101 bzw. der Thermistor T101 messen. Die Spitze-Spitze-Amplitude beträgt ungefähr 3 V. Man beachte, dass die Kurvenverläufe in Fig. 12 nur skizziert sind, und dass in dieser Ausführungsform die Frequenz der Spannung in Fig. 12(A) um den Faktor 50 bis 100 größer ist als die Frequenz der Spannung in Fig. 12(B).
Fig. 12(C) zeigt die Spannung, die sich am Resonator 52 im Sensormodul aufbaut. Blickt man nochmals auf Fig. 4, so kann man sehen, dass sich die Resonatorspannung (VL) nur unwesentlich ändert (für Anregungsfrequenzen im Bereich vom 0,85-fachen oder weniger bis zum 0,97-fachen oder mehr, jedoch nicht bis zum 1,0-fachen oder mehr, der Resonanzfrequenz des Resonators 52), obwohl die Kapazität des Resonators durch das Sensoroszillator-Ausgangssignal moduliert wird. Dies bedeutet, dass eine ausreichende Energiemenge vom Verbindungsmodul zum Sensormodul übertragbar ist, und zwar unabhängig von Änderungen der Sensoroszillator-Ausgangsspannung. (Anmerkung: Die Resonatorspannungen in Fig. 4 sind normiert).
Fig. 12(D) zeigt die Spannung, die an der Verbindung zwischen der Quellimpedanz R16 und dem Kopplungskondensator C15 im Treiberteil von Fig. 11(A) auftritt. Fig. 3 kann man entnehmen, dass bei einer Anregungsfrequenz im Bereich von weniger als dem 0,85-fachen bis zu mehr als dem 0,97-fachen (jedoch nicht dem 1,0-fachen oder mehr) der Resonanz frequenz des Resonators 52 eine Veränderung in der Resonatorkapazität (die der Modulator 62 an der Sensoroszillator-Ausgangsfrequenz bewirkt) eine messbare Veränderung in der Spannung bewirken kann, die an der Quellimpedanz im Treiberteil des Verbindungsmoduls abfällt. Die Größe der Spannungsschwankung ist in dieser Ausführungsform unwichtig. Die gemessene Größe ist die Frequenz ihrer Schwankungen.
In Fig. 12(E) ist das Detektionssignal dargestellt, das der Detektor 76 im Empfängerabschnitt des Verbindungsmoduls (Fig. 11(B)) erzeugt. Aufgrund der Diode D1 im Detektor 76 erfasst dieser die negative Hüllkurve der Spannung an der Quellimpedanz R16. Normalerweise beträgt die Spitze-Spitze- Änderung in der Ausgangsspannung des Detektors 76 2,5 Prozent der Anregungsspannung für eine einprozentige Änderung der Resonatorkapazität.
Fig. 12(F) zeigt die Ausgangsspannung des Verstärkers/Filters 78 im Empfängerabschnitt. Fig. 12(G) zeigt die Ausgangsspannung des Quadrierers 80.
Schließlich zeigt Fig. 12(H) den Strom, den das Verbindungsmodul zieht. Im Weiteren wird erklärt, dass die Frequenz (und möglicherweise auch die Höhe) der Änderung des gezogenen Stroms die Größe ist, die das Anzeigemodul misst. Der gezogene Strom wird moduliert zwischen einem festen oberen Wert von ungefähr 100 mA und einem variablen unteren Wert (in der Abbildung beispielhaft als 40 mA dargestellt), der von der Umgebungstemperatur abhängt, die im Verbindungsmodul gemessen wird.
Falls ein Zwischenoszillator im Sensormodul bereitgestellt ist, muss man das gewünschte Signal, das den gemessenen Quotienten p darstellt, durch Demodulation des Hilfsträgers zurückgewinnen. Nimmt man an, dass der Hilfsträger frequenzmoduliert ist, so eignet sich ein Phase-Locked-Loop-Verfahren (PLL) am besten für die Demodulation. Das Ausgangssignal des Quadrierers 80 wird an eine Phase-Locked-Loop-Schaltung angelegt und mit dem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) (82 in Fig. 10) verglichen. Ein Differenzsignal wird erzeugt, das die Frequenz des VCO einstellt, damit die Phasenverriegelung zwischen dem Quadrierer und den VCO- Ausgangssignalen beibehalten wird. Die VCO-Steuerspannung ist dann eine Kopie des ursprünglichen Modulationssignals. Dieses wird verstärkt und quadriert und steuert die Stromsinke 86.
Man kann einen digitalen Teiler (84 in Fig. 10) zwischen den Quadrierer 80 und die Stromsinke 86 einfügen, um die Signalfrequenz zwischen dem Verbindungsmodul und dem Anzeigemodul zu verringern. Dies kann erwünscht sein, falls die Verbindung zwischen den Modulen leicht einem Rauschen im Frequenzband des Signals ausgesetzt ist.
Fig. 13 zeigt ein Blockdiagramm für ein Beispiel der Schaltung im Anzeigemodul 5 in einer Ausführungsform der Erfindung. Die Schaltung umfasst einen Leistungsregler 90, einen Taktoszillator 92, einen Mikrocontroller 94, einen Multiplexer 96, Signalkonverter 98 und eine Anzeige 100. Wahlweise kann ein Tongeber 102 und eine Umgebungsdruck-Sensorschaltung 104 bereitgestellt sein.
Der Mikrocontroller 94 enthält mindestens einen Zähler für Frequenzmesszwecke und einen Analog-Digital-Abschnitt (ADC) zum Messen der Umgebungstemperatur. Der Mikrocontroller muss eine ausreichende Anzahl Ausgänge zum Steuern des Multiplexers 96 und zum Ansteuern der Anzeige 100 aufweisen.
Der Multiplexer 96 ist ein Standarddigitalmultiplexer mit mehreren Eingängen und einem Ausgang. Es sind so viele Eingänge vorhanden wie es Verbindungsmodule gibt (ein weiterer Eingang kann für eine Umgebungsdruck-Sensorschaltung 104 erforderlich sein).
Jedem Verbindungsmodul ist einer der Signalkonverter 98 zugeordnet. Wie oben angegeben wird das Ausgangssignal eines jeden Verbindungsmoduls als Stromsignal auf der Stromversorgungsleitung des betreffenden Verbindungsmoduls übertragen. Jeder Signalkonverter im Anzeigemodul muss daher das Stromsignal in ein Spannungssignal für die Eingabe in den Mikrocontroller 94 über den Multiplexer 96 umsetzen.
Der Entwurf der Signalkonverter hängt von der Art des Stromsignals ab, das das Verbindungsmodul erzeugt. Erzeugt das Verbindungsmodul lediglich ein digitales Ausgangssignal mit der gleichen Frequenz (oder falls im Verbindungsmodul ein Frequenzteiler verwendet wird, einem vorbestimmten Bruchteil) wie die Sensoroszillatorfrequenz, so kann man einen Signalkonverter der in Fig. 14 dargestellten Bauart verwenden. Beispielhafte Komponentenwerte zum Gebrauch im Signalkonverter in Fig. 14 sind in der folgenden Tabelle 6 angegeben.

Tabelle 6

ELEMENT WERT
Q201 BC77
R201 8,2 Ohm
R202 6,8 kOhm
R203 5,1 kOhm
R204 3,3 kOhm
In der Schaltung in Fig. 14 liefert ein zwischengeschalteter Stromfühlwiderstand R201 eine ausreichende Basis- Emitter-Spannung zum Durchschalten eines PNP-Transistors Q201, falls der vom Verbindungsmodul gezogene Strom einen vorbestimmten Grenzwert übersteigt, in diesem Fall ungefähr 75 mA. Das Eingangssignal INPUT zum Anlegen an den Mikrocontroller 94 (über den Multiplexer 96) wird vom Kollektor des Transistors Q201 durch eine Potentialteilung an den Widerständen R202 und R203 abgeleitet. Eine Diode D201 liefert einen Überspannungsschutz für das INPUT-Signal.
Erzeugt das Verbindungsmodul ein analoges Stromsignal (z. B. ein Stromsignal, das wie in Schaltung in Fig. 11(C) von der Umgebungstemperatur abhängt), so kann man zusätzliche Schaltkreise nach Fig. 15 in den Signalkonverter in Fig. 14 aufnehmen. Zwei mögliche beispielhafte Komponentenlisten für den Einsatz in der Schaltung in Fig. 15 sind in der folgenden Tabelle 7 angegeben. Tabelle 7
Die Schaltung in Fig. 15 erfasst einen Minimalstrom, der in einer Leitung fließt, die einen Gleichstrom und einen Wechselstrom führt (es ist nicht gestattet, dass der Strom in umgekehrter Richtung fließt), und erzeugt eine Spannung proportional zu diesem erfassten Minimalstrom. Die Transistoren Q301 und Q302 bilden mit Hilfe des Widerstandsverhältnisses ihrer jeweiligen Emitterwiderstände R302 und R301 einen Stromspiegel mit dem Verhältnis 100 : 1. Der Transistor Q302 und ein Kondensator C302 und ein Widerstand R304 bilden zusammen einen Detektor für negative Hüllkurven. In diesem Detektor verhält sich Q302 wie eine Diode. Es wird nur der durch R301 fließende Strom mit niederem Pegel erfasst, da C302 relativ zum Potential der Versorgungsleitung eine im Wesentlichen konstante Basisspannung an Q301 und Q302 aufrechterhält, so dass Q302 bei zunehmendem Strom durch R301 für eine kurze Zeitperiode sperrt und sich die Basisvorspannung der Transistoren nicht ändert. Q301 leitet weiter auf einem Pegel, der für den Niederpegelstrom geeignet ist. Ein Widerstand R303 setzt den Kollektorstrom von Q301 in eine Spannung um. Diese Spannung wird zusätzlich zum INPUT-Signal, das der Basis- Signalkonverter in Fig. 14 erzeugt, an den Mikrocontroller 94 angelegt. Der Kollektorstrom von Q301 beträgt 1/100 des durch R301 fließenden Niederpegelstroms, so dass die Spannung an R303 100 mV/mA dieses Niederpegelstroms beträgt.
Verwendet man eine Erfassungsschaltung für den Umgebungsdruck (104 in Fig. 13), so kann dies vorteilhaft in der gleichen Form wie der Sensoroszillator 34 im Sensormodul geschehen. In diesem Fall kann man das Rechteck-Ausgangssignal der Umgebungsdruck-Sensorschaltung direkt an einen weiteren Eingang des Multiplexers anlegen, und es ist kein zwischengeschalteter Signalkonverter erforderlich.
Der Mikrocontroller 94 empfängt seinerseits die signalkonvertierten INPUT-Signale von den Verbindungsmodulen durch Zuordnen des Multiplexers 96. Die Signale werden in einen internen Zähler eingegeben, der die Anzahl der Zyklen in einem festen Intervall zählt. Jedes Signal wird dadurch in einen digitalen Wert umgesetzt, der die Frequenz darstellt. Anschließend dient eine Tabelle dazu, diesen digitalen Wert gemäß Gleichung 7 oben in den zugehörigen Wert des Druck-Temperatur-Quotienten ρ umzusetzen. Bei einem Verbindungsmodul, das zusätzlich ein analoges Stromsignal erzeugt, das die Umgebungstemperatur darstellt, wird die von der Zusatzschaltung in Fig. 15 erzeugte Analogspannung im internen ADC des Mikrocontrollers in einen digitalen Wert der Umgebungstemperatur Ta umgesetzt. Der Reifenluftdruck für jedes Sensormodul wird nun mit Hilfe von Gleichung 1 oben aus dem Quotienten ρ, der Umgebungstemperatur Ta und dem Umgebungsdruck Pa abgeleitet. Der Reifenluftdruckwert Pg ist damit als Digitalwert für die Ausgabe verfügbar, oder der Mikrocontroller 94 kann ihn in jede benötigte Ausgangssignalform umsetzen.
Die Mikrocontrollerfunktionen kann man auf Wunsch in einen vorhandenen eingebauten Mikrocontroller oder Mikrocomputer aufnehmen, vorausgesetzt dass dieser die nötigen Ressourcen aufweist.
Der Leistungsregler 90 kann ein monolithischer Standardregler sein, der eine saubere geregelte Versorgung für den Mikrocontroller und die Hilfsschaltungen liefert.
Der Taktoszillator 92 muss ein Bezugsfrequenzsignal für Zählzwecke liefern. Daher beeinflusst seine Genauigkeit die Messgenauigkeit. Somit bevorzugt man für den Einsatz im Taktoszillator 92 einen Quarz- oder Keramikresonator, wobei die Oszillatorverstärkerschaltung bequem im Mikrocontroller 94 untergebracht werden kann.
Als Anzeige 100 kann man jede geeignete Anzeigenart verwenden (LCD, LED, Plasma usw.). Sie wird bevorzugt direkt vom Mikrocontroller 94 angesteuert. Die Form der Darstellung kann numerisch sein oder als Balkendiagramm oder einfach über Fehlerwarnungen erfolgen oder über beliebige Kombinationen davon, die den Vorlieben des Fahrzeugentwicklers genügen.
Auf Wunsch kann man den Tongeber 102 vorsehen, der eine hörbare Warnung abgibt, falls der Messwertdruck unter oder über einem Grenzwert liegt. Der Tongeber kann beispielsweise ein piezoelektrischer Wandler sein, den der Mikrocontroller direkt ansteuert. Wahlweise kann der Mikrocontroller ein Audioausgabe-Triggersignal erzeugen, das eine vorhandene eingebaute Audiowarnvorrichtung auslöst.
Selbstverständlich sind bei den beschriebenen Anordnungen zahlreiche Abwandlungen und Änderungen möglich. Einige davon werden im Weiteren beispielhaft beschrieben.
Bei Fahrzeugen, beispielsweise schweren Nutzfahrzeugen, bei denen zwei Räder auf einem gemeinsamen Achsschenkel montiert sind, ist die in Fig. 6 dargestellte Antennenanordnung ungeeignet. Die Forderung nach der Vertauschbarkeit der Räder bleibt bestehen. Gelenkte Räder sind jedoch in der Regel Einzelräder, wogegen angetriebene oder lasttragende Räder häufig Zwillingsräder sind.
In diesem Fall ist zu bevorzugen, dass man eine Verbindung zwischen dem Sensormodul und der Radantenne verwendet, die nach der Montage des Rades befestigt wird. Koaxialkabel mit Verbindern an jedem Ende kann man vor der Raddemontage abnehmen und nach der Wiedermontage einsetzen. Eine solche Anordnung ist in Fig. 16 dargestellt.
In Fig. 16 ist eine mehrrädrige Achsanordnung dargestellt, die die beiden Räder 110A und 110B aufweist. Zu jedem Rad gehört ein Reifen 112A bzw. 112B. Die Räder sind auf einer gemeinsamen Achse 114 montiert, die eine Nabe 116 hat. Im Mittenbereich des inneren Rads 112A ist eine Bremstrommel 118 aufgenommen, die eine Bremsbacke 120 umschließt.
Bei dieser Anordnung sind für die beiden Räder 112A bzw. 112B getrennte Radantennen 2A bzw. 2B erforderlich, die in der Bremstrommel 118 enthalten sind. Die beiden Radantennen 2A bzw. 2B sind jeweils auf entgegengesetzten Seiten eines scheibenförmigen Trägers 122 montiert, der auf der Nabe 116 angebracht ist. Jede Radantenne 2A oder 2B besitzt eine zugehörige gegenüberliegende Festantenne 3A oder 3B. Diese festen Antennen sind mit ihren jeweiligen Verbindungsmodulen 4A und 4B auf einer Bremsankerplatte 124 montiert. Die feste Antenne 3A befindet sich wie dargestellt an der Innenseite ihrer zugehörigen Radantenne 2A, und die feste Antenne 3B an der Außenseite ihrer zugehörigen Radantenne 2B. Jede Radantenne besitzt eine Koaxialkabelverbindung 126A oder 126B zu ihrem zugehörigen Sensormodul 1A oder 1B. Die Verbindungen 126A und 126B sind über Löcher in den Nabenflanschen, der Bremstrommel und den Radscheiben hergestellt. Wahlweise kann man Durchgangslöcher in den Zentralachsen von Sonderachsschenkeln herstellen. Die Verbindungen (nicht dargestellt) von den Verbindungsmodulen 4A und 4B zum Anzeigemodul 5 (ebenfalls nicht dargestellt) sind Durchgangslöcher (nicht dargestellt) in der Bremsankerplatte 124.
Die Anordnung in Fig. 16 ist auch mit einem Einzelrad verwendbar. Eine ähnliche Anordnung kann man bei Scheibenbremsen einsetzen.
In der beschriebenen Ausführungsform in Fig. 7 muss das Sensormodul nur ein Datenelement an das Verbindungsmodul übertragen. Ist die Übertragung mehrerer Datenelemente erforderlich, so kann man einen Zeitmultiplex verwenden, der in Fig. 17 skizziert ist.
Das in Fig. 17 dargestellte modifizierte Sensormodul umfasst einen Resonator 52, einen Gleichrichter 54 und einen Modulator 62 wie in der Sensormodulschaltung in Fig. 7.
Anstelle des Sensoroszillators 58 in Fig. 7 enthält das modifizierte Sensormodul in Fig. 17 N spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) 158&sub1; bis 158N. Jeder VCO 158 empfängt ein zugeordnetes Eingangssignal, das zum Verbindungsmodul übertragen werden soll. Das Eingangssignal steuert die Schwingfrequenz des betreffenden VCO. Die VCO-Ausgänge sind mit den jeweiligen Eingängen eines Multiplexers 160 verbunden.
Das Sensormodul in Fig. 17 umfasst einen mit dem Resonator 52 verbundenen Teiler 162, einen mit dem Teiler 162 verbundenen Zähler 164 und eine mit dem Zähler 164 verbundene Codierlogikschaltung 166. Die Codierlogikschaltung 166 ist auch mit dem Multiplexer 160 verbunden und legt ein Eingangssignal N + 1 und ein Steuersignal daran an.
Der Teiler 162 nutzt die Resonatoranregungsfrequenz als Bezugsfrequenz und teilt diese durch einen geeigneten Faktor, damit ein Taktsignal erzeugt wird, das an den Zähler 164 angelegt wird. Der Zähler 164 zählt eine vorbestimmte Anzahl Impulse des Taktsignals und inkrementiert dann sein Ausgangssignal. Damit erzeugt der Zähler ein Ausgangssignal mit einer Periode tblk entsprechend einer Blockdauer des Zeitverschachtelungs-Multiplex. In der Codierlogikschaltung 166 wird nach jedem Ausgangssignalimpuls des Zählers 164 ein Steuersignalimpuls an den Multiplexer 160 angelegt. Bei jedem Ausgangssignalimpuls des Zählers 164 mit der Nummer N + 1 legt die Codierlogik ein Synchronisierblocksignal an den Dateneingang N + 1 des Multiplexers 160. Damit werden nacheinander die N Dateneingänge des Multiplexers 160 ausgewählt, denen jeweils eine Blockdauer tblk zugeordnet ist. Nach den N Blöcken folgt ein Synchronisierblock, der ebenfalls die Dauer tblk hat, und den die Codierlogikschaltung 166 liefert.
Die Decodierlogik im Anzeigemodul verwendet den Synchronisierblock zum Wiederherstellen der Daten passend zu jedem Eingangssignal.
Bei einem Anhänger und insbesondere einem Anhänger mit vielen Rädern kann man die separate Verbindung zwischen der Zugmaschine und, dem Anhänger für jedes Rad vermeiden, indem man die Verbindungsmodule multiplext. Dadurch verringert sich die Anzahl der Verbindungen auf einen einzigen Draht und eine Massenrückführung. Der normalerweise im Anzeigemodul enthaltene Multiplexer wird in diesem Fall in ein eigenes Gehäuse eingebaut, das am Anhänger montiert ist. Diese Einheit erzeugt ein Bezugssignal zum Synchronisieren der Zeitverschachtelung und versorgt jedes Verbindungsmodul nacheinander mit Energie. Ohne wesentlichen Genauigkeitsverlust kann man bis zu 40 Räder je Sekunde prüfen.
Anstelle der in Fig. 14 dargestellten Signalkonverterschaltung kann man auch einen optischen Isolator verwenden, der aus einer Leuchtdiode (LED) und einem Phototransistor besteht. In diesem Fall kann die LED parallel zu einem zwischengeschalteten Stromfühlwiderstand gelegt sein, so dass der Spannungsabfall am Widerstand bei einem geeigneten Grenzstrom gleich dem Diodenspannungsabfall der LED ist. Dann leitet der mit einer Kollektorlast verbundene Phototransistor, falls der Grenzstrom überschritten wird.
Man kann jede geeignete Resonatorart verwenden. Verwendet man im Resonator eine aktive Komponente (anstelle einer passiven Komponente), so kann der Wert der Komponente, die die Resonanzfrequenz des Resonators beeinflusst, ein effektiver Wert sein, der nur bei Gebrauch angenommen wird, und kein permanenter oder reeller Wert. Beispielsweise könnte man in einem Modulator den Miller-Effekt ausnutzen, indem man einen Kondensator zwischen den negativen Eingang und den Ausgang eines Verstärkers schaltet. In diesem Fall ist die am Eingang gesehene wirksame Kapazität mit der Verstärkung des Verstärkers multipliziert. In einem Modulator kann man einen Verstärker mit veränderlicher Verstärkung konstruieren, bei dem nur ein Strom verändert wird; alle Komponentenwerte selbst bleiben unverändert.
Anstelle der oben bei der kapazitiven Kopplung beschriebenen plattenförmigen Antennen kann man jede beliebige Antennenform verwenden, beispielsweise eine leitfähige Bürste oder ein Drahtgitter. Die Antenne kann flexibel sein, siehe beispielsweise die folgende Beschreibung anhand von Fig. 19.
Der Modulator 62 kann wie erwähnt mit einer Kapazitätsvariationsdiode implementiert werden. In diesem Fall tritt jedoch eine gewisse Vermischung des Modulationssignals mit der Resonatorspannung auf.
Ist nur ein rechteckiges Signal zu übertragen, so kann man zum Ausführen der Modulation eine zusätzliche Reaktanz in den Resonator schalten. Das Zuschalten kleiner Kapazitätswerte kann, obwohl es theoretisch denkbar ist, in der Praxis Schwierigkeiten bereiten, und zwar aufgrund der Ausgangskapazität des Schalttransistors. Man kann dieses Problem dadurch beseitigen, dass man eine zusätzliche Induktivität zuschaltet.
Im Verbindungsmodul kann zwischen dem Anregungsoszillator 70 und dem Puffer 72 ein Filter enthalten sein, um die reine Sinusform zu verbessern, falls besonders strenge Einschränkungen für EMC-Emissionen aufgrund von Harmonischen vorliegen. In diesem Fall müsste man den Puffer 72 als linearen Verstärker implementieren und nicht als Digitalschaltung.
Man kann das Verbindungsmodul und das Sensormodul auch über induktive Kopplung verbinden, d. h. man verwendet zwei induktiv verbundene Spulen wie in einem Transformator. In diesem Fall wird das induktive Element der Lastimpedanz ZL durch die Streuinduktivität des Transformators verursacht. Bei lose gekoppelten Spulen kann die Streuinduktivität ziemlich groß und schwankend sein. Nimmt man eine zusätzliche Reiheninduktivität als Teil der Verbindung auf (siehe beispielsweise Fig. 11(A)), so können die Schwankungen der Streuinduktivität überlagert werden, und man kann eine Theorie analog dem Fall der kapazitiven Kopplung verwenden. In diesem Fall ist die Anregungsfrequenz höher als die Eigenresonanzfrequenz des Lastresonators. Man kann generell mehr Leistung übertragen, und die Gesamtimpedanz kann geringer sein als bei kapazitiver Kopplung.
Man kann den Sender (Sensormodul) und den Empfänger (Verbindungsmodul) über eine festverdrahtete Verbindung mit beispielsweise einer festen Induktivität verbinden, die in der festverdrahteten Verbindung enthalten ist. Eine solche Anordnung könnte man dazu verwenden, um beispielsweise eine Fernbedienungskonsole mit ihrer Hosteinheit zu verbinden, wobei die Fernbedienungskonsole Leistung von der Hosteinheit benötigt und ein oder mehrere Steuersignale an die Hosteinheit überträgt. Die festverdrahtete Verbindung kann beispielsweise ein einziges Koaxialkabel sein.
Es wird nun eine Erweiterung des Prinzips des verstimmten Resonators beschrieben, die eine bidirektionale Signalisierung bereitstellen kann. Beim Betrieb einer verstimmten Resonatorschaltung gibt es eine Anregungsfrequenz, bei der die Spannung am Lastresonator ein Maximum erreicht. Bei einem Betrieb in der Nähe dieses Punkts ändert sich die Lastspannung abhängig von kleinen Schwankungen in den Reaktanzkomponenten des Resonators nur sehr wenig; gleichzeitig tritt jedoch eine beträchtliche Änderung des Laststroms auf.
Beispielsweise kann bei einem Betrieb bei dieser Frequenz eine Änderung der Resonatorkapazität C um ±2 Prozent eine Änderung des Laststroms um ±10 Prozent liefern, jedoch nur eine Änderung der Lastspannung um -0,5 Prozent. Dies bedeutet, dass sich der Laststrom um den Faktor 40 stärker ändert als die Spannung.
Diese Eigenschaft kann es dem Resonator ermöglichen, als Empfänger für eingehende Signale zu wirken, die die Spannung ändern, und zwar ohne abgehende Signale zu stören, die nur den Strom verändern.
Wird die Anregungsspannung mit einem Signal amplitudenmoduliert, das man von der Quelle zur Last übertragen will, so kann man dieses gewünschte Signal an der Last durch eine Detektion mit einem Standard-Spannungsamplitudendetektor zurückgewinnen. Man kann Signale simultan von der Last zur Quelle übertragen, ohne dass sie sich am Lastresonator stören.
Das Signal, das man am Quellwiderstand detektiert, ist eine Mischung aus dem Stromsignal vom Lastresonator und dem Spannungssignal, das die Quelle liefert. Demoduliert man jedoch das vom Quellwiderstand abgenommene Fühlsignal mit dem gewünschten Signal, das von der Quelle zur Last übertragen wird, bevor das Fühlsignal an die Detektionsschaltung an der Quelle übergeben wird, so wird das abgehende Signal von der Quelle zurückgewiesen und das eingehende Signal von der Last zurückgewonnen.
Damit kann eine simultane bidirektionale Signalisierung erfolgen, ohne dass eine Frequenzverschiebung oder ein Multiplex erforderlich ist, wobei die volle Bandbreite in beiden Richtungen ausgenutzt wird.
Fig. 18 zeigt einen Blockschaltplan einer Anordnung, in der das Verbindungsmodul (Quelle) und das Sensormodul (Last) modifiziert sind, so dass sie eine bidirektionale Signalübertragung erlauben. In Fig. 18 ist in der Quelle ein Modulator 182 zwischen den Anregungsoszillator 70 und den Treiber 72 geschaltet. Der Modulator 182 enthält einen analogen Multiplizierer, der die Amplitude des vom Anregungsoszillator erzeugten Anregungssignals gemäß einem Signal DATA IN moduliert, das man an die Last zu übertragen wünscht. Wie beschrieben wird das amplitudenmodulierte Anregungssignal gepuffert und über den Quellwiderstand 74 zur Reaktanzkopplung geleitet, die Quelle und Last verbindet.
An der Last ist ein Detektor 188 aufgenommen, der die Spannungshüllkurve am Resonator 52 erfasst und ein Detektionssignal DATA OUT erzeugt, aus dem man das Signal DATA IN, das in der Quelle an den Modulator 182 angelegt wird, ableiten kann.
Die Spannung am Quellwiderstand 74 wird gefühlt und an einen invertierenden Eingang eines invertierenden Verstärkers 186 in einem Demodulator 180 angelegt. Ein nichtinvertierender Eingang des Verstärkers 186 wird auf ein vorbestimmtes Vorspannungspotential gelegt. Der Demodulator 180 enthält auch einen weiteren analogen Multiplizierer 184 entsprechend zum analogen Multiplizierer im Modulator 182, der in die Rückführschleife über den Verstärker 186 geschaltet ist.
Der analoge Multiplizierer 184 im Demodulator 180 empfängt ebenfalls das Signal DATA IN, und demgemäß arbeitet der Verstärker 186 als analoger Teiler. Das am Ausgang des Verstärkers 186 erzeugte Fühlsignal, das für nachfolgende Detektionszwecke in der Quelle verwendet wird, wird daher von der Amplitudenmodulation des Anregungssignals nicht beeinflusst.
Die Schaltung in Fig. 18 ist bei jeder beliebigen Art von Reaktanzkopplung (kapazitiv oder induktiv) verwendbar, vorausgesetzt dass man die geeignete Verstimmung zwischen der Anregungsfrequenz und dem Lastresonator verwendet.
Anstelle einer simultanen bidirektionalen Signalisierung ist es auch möglich, einen Zeitmultiplex zu verwenden, bei dem das Verbindungsmodul in einer Phase an das Sensormodul überträgt. In der folgenden Phase überträgt das Sensormodul dann zum Verbindungsmodul. In diesem Fall kann man den Demodulator im Verbindungsmodul weglassen, da die Detektion des eingehenden Signals im Verbindungsmodul von der Amplitudenmodulation des abgehenden Signals nicht beeinflusst wird.
Zudem könnte man ein bidirektionales System herstellen, bei dem ein Verbindungsmodul gleichzeitig mit mehr als einem Sensormodul gekoppelt wird. In diesem Fall muss nicht jedes Sensormodul einen Detektor (188 in Fig. 18) enthalten. Es brauchen nur, einige Sensormodule einen solchen Detektor besitzen, nämlich diejenigen, die die Fähigkeit aufweisen müssen, Signale vom Verbindungsmodul zu empfangen.
Soll die Trennung der eingehenden und abgehenden Signale an der Last zufriedenstellend arbeiten, so sind die Komponententoleranzen bei bidirektionaler Signalübertragung kritischer.
Man kann die bidirektionale Signalübertragung auch mit einer festverdrahteten Verbindung zwischen der Quelle und der Last verwenden. In diesem Fall könnte man beispielsweise eine Fernbedienungskonsole, die sowohl Kontroll- als auch Statusanzeigefunktionen aufweist (z. B. eine Tastatur mit Statusanzeige) über ein einziges Koaxialkabel mit einer Hosteinheit verbinden.
Die oben im Zusammenhang mit der Reifendruckmessung beschriebene Signalübertragungstechnik kann man auch bei zahlreichen anderen Anwendungen vorteilhaft einsetzen. Die Fähigkeit von Schaltungen, die einen verstimmten Resonator enthalten, Daten simultan in beide Richtungen zu übertragen, kann man nicht nur zum Verringern der Systemkomplexität verwenden, sondern auch zum Bereitstellen von Sicherheit. Eine verstimmte Resonatorschaltung verringert auch die Kosten, wenn man sie für Datenübertragungen in einer Richtung verwendet, da ihr eine Toleranz gegen Schwankungen der Komponentenwerte innewohnt. Obwohl sie sich für Anwendungen mit geringer Leistung besser eignet, verleiht das sehr begrenzte Feld und die EMC-Festigkeit der elektrischen (kapazitiven) Feldkopplung mit geringer Leistung zusammen mit der Einfachheit und der freien Antennengestaltung der kapazitiven Kopplungstechnik starke Vorteile gegenüber vorhandenen magnetisch gekoppelten Übertragungssystemen.
Es werden nun eine Anzahl weiterer Anwendungen der Signalübertragungstechnik, die die Erfindung ausführen, kurz beschrieben.
Erstens bereitet die Energieversorgung von und die Datenübertragung von und zu Sensoren auf rotierenden oder oszillierenden Teilen mechanischer Anlagen stets Probleme. Ein Kopplungsverfahren, das die Erfindung ausführt, ist generell bei allen derartigen Anwendungen einsetzbar und bietet die Merkmale Berührungslosigkeit, örtliche Begrenztheit und hohe Beständigkeit gegen elektromagnetische Störungen. Das Verfahren kann auch in nassen und öligen Umgebungen arbeiten. Beispielsweise kann man die Technik auf das Messen des Drehmoments anwenden, das eine sich drehende Welle überträgt. Man kann auf der Welle montierte Dehnmessgeräte zusammen mit der Signalaufbereitungsschaltung und der maßgebenden Sensormodulschaltung mit Energie versorgen und abfragen, und zwar mit Hilfe des Kopplungsverfahrens und zur Welle konzentrischen Antennen.
Zweitens können Ausführungsformen der Erfindung eine sichere Datenübertragung bereitstellen. Verwendet man eine verstimmte Resonatorschaltung zum bidirektionalen Übertragen von Daten, so werden die zwei Datensignale wirksam als Mischsignal zusammenmultipliziert. Die abgehenden und eingehenden Signale werden an der Quelle zusammengemischt. Zum Trennen des eingehenden Signals vom ausgehenden Signal ist es daher erforderlich, das Mischsignal wirksam durch das bekannte abgehende Signal zu teilen. Ohne die lokal verfügbare Information an der Quelle bezüglich des ausgehenden Signals kann man das Mischsignal nicht trennen. Dies bedeutet dass die Verbindung zwischen der Quelle und der Verbindungsreaktanz datensicher ist, falls zwei Signale übertragen werden.
Anwendungen, bei denen diese Form der Sicherheit über Drahtverbindungen erforderlich ist, können von Ausführungsformen der Erfindung ebenfalls bereitgestellt werden. Beispielsweise kann in einem System, in dem Daten sicher von der Quelle zur Last zu übertragen sind, die Last von der eingehenden Übertragung mit Energie versorgt werden und mit einem lokal erzeugten Zufallssignal moduliert werden, das die Verbindung wirksam sichert.
Ausführungsformen der Erfindung können auch elektronische Schlüssel und Schlösser bereitstellen. Der auf dem Sensormodul beruhende Schlüssel kann berührungslos sein und erfordert keine Batterien.
Beispielsweise kann man eine Schlüsselschaltung um einen oder mehrere Sequenzzähler herum aufbauen, die abhängig von einer oder mehreren empfangenen Sequenzen als Antwort eine codierte Sequenz senden. Verwendet man mehrere Sequenzen, und hängt die Übertragung jeder Sequenz von dem erfolgreichen Abschluss der vorhergehenden Frage und Antwort ab, so kann man weder das Schloss noch den Schlüssel unabhängig abfragen, um die verwendeten Sequenzen auszuspähen. Da eine enge Kopplung verwendet wird, ist ein Abhören der Sequenzen nicht möglich. Zusätzlich könnte man eine simultane bidirektionale Datenübertragung dazu verwenden, eine noch größere Sicherheit gegen das Abhören der Signale bereitzustellen.
Man könnte mehrere verschiedene Schlüssel mit einem bestimmten Schloss verwenden, und jeder einzelne Schlüssel könnte erkannt werden. Man kann Standardverschlüsselungsalgorithmen verwenden. Mit Hilfe der EEPROM-Technologie könnte man umprogrammierbare Schlüssel erzeugen, wodurch sich die Codierung mit jedem Gebrauch verändert.
Ausführungsformen der Erfindung eignen sich auch für Markierungsanwendungen, bei denen es nicht praktikabel ist, den Schlüssel zum Schloss zu bringen, bei denen man jedoch das Schloss zum Schlüssel bringen kann, beispielsweise mit einem Handleser.
Ausführungsformen der Erfindung sind auch bei sogenannten Smart Cards einsetzbar. Es handelt sich dabei um Karten mit eingebauten integrierten Schaltungschips. Bei herkömmlichen Karten verwendet man elektrische Kontakte für die Energie- und Signalübertragungen zwischen der Karte und einem Kartenleser. Man hat an eine induktive Kopplung als berührungsfreies Verfahren zum Ausführen dieser Funktionen gedacht. Für einen erfolgreichen Betrieb muss eine korrekte Ausrichtung der Kopplungsspulen erreicht werden; dies ist in der Praxis schwierig.
Bei einer Ausführungsform der Erfindung, die bei einer Smart Card angewendet wird, kann man eine kapazitive Kopplung dazu einsetzen, bei der Kopplung der Karte mit dem Kartenleser eine breitere Positionstoleranz bereitzustellen. Da eine kapazitive Kopplung auf einem elektrischen Feld beruht, das weniger durchdringend ist als ein Magnetfeld, neigt eine kapazitive Kopplung weniger zu elektromagnetischen Störungen. Die Fähigkeit verstimmter Resonatorschaltungen, Signale bidirektional und simultan zu übertragen, könnte auch bei Smart Cards vorteilhaft eingesetzt werden.
Da in Ausführungsformen der Erfindung eine kontaklose Form der Kopplung verwendet wird und die Antennen isoliert sein können, eignen sich solche Ausführungsformen für den Einsatz sowohl für Fühlerzwecke als auch für Kontrollzwecke in Bereichen, die eigensicher sein müssen. Ausführungsformen der Erfindung sind besonders geeignet für Einsätze, bei denen die Fluidabdichtung problematisch ist, da man die Quelle und die Last unabhängig abdichten kann. Dort, wo mechanische Schwingungen problematisch sind und Kontaktverfahren Ermüdungsbrüchen ausgesetzt sein könnten oder Versagen durch tribologische Effekte wie statischen Aufbau, kann ein berührungsloses System, das die Erfindung ausführt, eine einfache Lösung bieten.
Weitere Ausführungsformen der Erfindung sind bei Zeigeeinrichtungen anwendbar, z. B. einer Computermaus. In diesem Fall kann man eine kabellose Computermaus, die eine Antenne enthält, über ein Mauskissen bewegen, das eine feste Antenne enthält. Das Mauskissen besitzt eine festverdrahtete Verbindung zum Computer. Man kann eine Standardmaustechnologie verwenden, wobei eine Codierschaltung in der Maus und eine Decodierschaltung im Mauskissen zugefügt wird. In einer möglichen Implementierung kann man die Verbindungstechnologie erweitern, indem man eine Dreiphasenansteuerung verwendet, die mit einer Streifenantenne im Kissen verbunden ist. Die Maus besitzt zwei Antennen, die die Schaltung vervollständigen, beispielsweise eine primäre kreisförmige Antenne, die konzentrisch zu einer ringförmigen Rückführantenne ist.
Die Antennen sind derart angeordnet, dass die innere Mausantenne einen Durchmesser hat, der gleich einem Streifen der festen Antenne im Kissen ist. Die Rückführantenne hat einen mittleren ringförmigen Durchmesser gleich dem Dreifachen der Teilung der festen Antennenstreifen und eine radiale Breite gleich einem Streifen. In dieser Weise sind die beiden Antennen auf der Maus einer einzigen Phase einer festen Spannung ausgesetzt.
Zum Erfassen des Rückführsignals verwendet man drei getrennte Detektoren, d. h. einen für jede Phase. Die Signale werden dann summiert und ergeben ein einziges Signal, das zu jedem beliebigen Zeitpunkt unabhängig vom Gleichgewicht zwischen den Phasen ist.
Es gibt andere Anwendungen, bei denen es vorteilhaft ist, ein Handeingabegerät zu besitzen, das keine fest verdrahtete Kopplung mit seiner Hosteinheit aufweist. Man kann eine Ausführungsform der Erfindung dazu verwenden, Handeingabegeräte ohne eigene Energieversorgung, beispielsweise Tastaturen, mit Hosteinrichtungen mit Energieversorgung zu verbinden. Dies kann aus Sicherheits- oder Unbedenklichkeitsgründen erwünscht sein, beispielsweise Zugang nur zur Wartung, Schutz vor Missbrauch usw. In einer Ausführungsform ist eine Tastaturmatrix mit einem Codierer verbunden, der ein codiertes Signal überträgt, das das Drücken einer Taste darstellt. Man braucht die Tastatur nur in die nähere Umgebung der Antennenflächen zu bringen, damit sie funktioniert.
In ähnlicher Weise verwendet man häufig drahtgebundene Konsolen zur Kontrolle und zum Empfang von Statusinformation von Hosteinrichtungen. Derartige Konsolen werden von den Einrichtungen, zu denen sie gehören, mit Energie versorgt und benötigen in der Regel eigene Drahtverbindungen für die Energie und für die Signale in jeder Richtung. Mit Hilfe einer Ausführungsform der Erfindung kann man dies auf ein einziges Koaxialkabel oder ein verdrilltes Kabelpaar verringern. Dadurch werden die Kabelkosten und die Kompliziertheit wesentlich geringer.
Eine weitere Ausführungsform der Erfindung kann man für die Druckerfassung in Auftriebskammern von starren Schlauchbooten (RIB, RIB = Rigid Inflatable Boat) oder anderen aufblasbaren Gegenständen verwenden.
RIBs werden in der Regel mit einer starren Basis für den Rumpf konstruiert und mit einer Anzahl aufblasbarer Kammern bzw. Luftkammern, die die Seiten des Rumpfs bilden. Diese Boote besitzen einen Eigenauftrieb solange sie aufgeblasen bleiben. Anders als bei einem herkömmlichen Rumpf kann man darauf vertrauen, dass sie auch dann weiter schwimmen, wenn sie große Wassermengen aufnehmen.
RIBs werden häufig als Freizeitfahrzeuge oder zu Küstenschutzzwecken eingesetzt. Die aufblasbaren Seiten des Rumpfs sind besonders für hohe Kollisionsrisiken geeignet, so dass RIBs allgemein für küstennahe Rettungseinsätze verwendet werden.
Die aufblasbaren Kammern auf diesen Fahrzeugen werden in der Regel auf einen Druck zwischen 0,2 und 0,5 Bar aufgepumpt. Der Druck muss regelmäßig geprüft werden, damit die korrekte Füllung sichergestellt ist. Verliert eine Kammer Luft, so bleibt der Auftrieb bis herab zu einem relativ geringen Druck erhalten. Die Unversehrtheit der Fahrzeugkonstruktion kann jedoch leiden.
Die Gasdurchlässigkeit der Luftkammermembran ist so beschaffen, dass der Druck nicht unbegrenzt gehalten wird. Eine exakte Drucküberwachung kann eine frühzeitige Warnung vor übermäßigem Verlust liefern und anzeigen, auf welche Kammern man achten muss. Daher erfolgt in einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung eine kontinuierliche Druckerfassung in jeder Kammer. Eine zentrale Statusanzeige ist im Führerstand bzw. auf der Brücke des Fahrzeugs bereitgestellt, damit die Wartungskosten geringer werden und eine Sicherheitswarnung bereitgestellt wird.
Bei einigen Fahrzeugen wäre es möglich, die Druckfühlerausrüstung in die Kammerventile aufzunehmen. In vielen Situationen ist dies jedoch ein ungeeigneter Platz zum Anordnen einer solchen Ausrüstung, da sie den Füllvorgang stören und die Integrität des Ventils gefährden kann.
Eine Ausführungsform der Erfindung kann Lösungen für diese Probleme anbieten, da man den Sensor innerhalb der Kammer entfernt vom Ventil an jedem geeigneten Punkt anordnen kann. Energie und Daten kann man durch die Luftkammermembran übertragen, ohne die strukturelle Integrität der Kammer in irgendeiner Weise zu beeinträchtigen.
Fig. 19 zeigt ein Beispiel der möglichen Anordnung der Druckfühlereinrichtung für eine Kammer eines RIB. Die Kammer 200 wird von einer Membran 202 begrenzt, an deren Innenseite ein erster wasserdichter Flicken 204 befestigt ist. An der Außenseite ist ein zweiter wasserdichter Flicken 206 befestigt. Jeder Flicken ist mit einer dünnen Schicht eines klebenden Materials 208 an der Membran 202 befestigt. Jeder Flicken hat die Gestalt eines isolierenden Gummiformteils und weist ungefähr 75 mm Durchmesser und in der Mitte 10 mm Dicke auf.
Der erste Flicken enthält ein Sensormodul 1', das im Allgemeinen der Konstruktion des bereits anhand von Fig. 7 bis 9 beschriebenen Sensormoduls gleicht. In diesem Fall lässt man jedoch den Basisabschnitt mit Außengewinde weg, so dass das Sensormodul 1' scheibenförmig ist. Der erste Flicken 204 umfasst ferner zwei Antennen 2C und 2D. Die Antenne 2C hat die Form einer zentralen Scheibe. Die Antenne 2D ist ringförmig und erstreckt sich um den Rand der Antenne 2C. Beide Antennen 2C und 2D bestehen aus leitendem Gummimaterial. Innere Verbindungsdrähte 210 verbinden das Sensormodul 1' mit den Elektroden 2C und 2D. Der Verbindungsdraht 210, der das Sensormodul mit der Elektrode 2D verbindet, kann mit dem Sensormodulgehäuse verbunden sein (z. B. durch Schweißen), falls das Sensormodulgehäuse elektrisch mit einer der Platten des Sensormodulkondensators (wie in Fig. 9) verbunden ist. Man vermeidet dadurch ein Loch im Gehäuse, durch den der Verbindungsdraht verläuft.
Das Sensormodul 1' enthält eine unter Druck stehende Kammer, die unter einer leitenden Membran 76' enthalten ist, siehe die vorhergehende Beschreibung zu Fig. 9. Die Membran 76' ist zum Schutz vor Umgebungseinflüssen von einem dünnen Abschnitt des Gummiformteils des ersten Flickens 204 bedeckt. Die Steifigkeit dieses Abschnitts kann man gegenüber der Membran 76' vernachlässigen, so dass der Innendruck in der Kammer 200 hindurch auf die Membran 76' übertragen wird.
Der zweite Flicken 206 enthält ein Verbindungsmodul 4', Antennen 3C und 3D, die jeweils mit den Antennen 2C und 2D im ersten Flicken 204 identisch sind, und innere Verbindungsdrähte 212, die das Verbindungsmodul 4' mit den Antennen 3C und 3D verbinden. Die Antennen 3C und 3D im zweiten Flicken 206 sind ebenfalls aus leitfähigem Gummi hergestellt. Der zweite Flicken 206 besitzt einen in einem Stück mit ihm hergestellten Kabelaustrittsabschnitt 214, durch den ein äußeres Verbindungskabel 216 verläuft, das das Verbindungsmodul mit dem Anzeigemodul (nicht dargestellt) im Führerstand verbindet.
Die ringförmigen Antennen 2D und 3D werden für die Massenrückführung verwendet. Da sie ihre zugehörigen Signalpfadantennen 2C und 3C vollständig umgeben, ist die Belastung mit Streukapazitäten auch unter nassen Bedingungen, die sowohl innerhalb als auch außerhalb der Kammer 200 auftreten können, so klein wie möglich.
Da jeder Flicken vollständig aus Gummi geformt ist, ist er so flexibel, dass er sich mit der Membran 202 bewegen kann. Einen Zugang zum Inneren der Kammer 200 kann man über die Ventilbefestigung (nicht dargestellt) erhalten, die in der Regel groß ist, um die Belastung über die Membran zu verteilen. Damit lässt sich die Vorrichtung bei jedem beliebigen Fahrzeug nachrüsten.
Anders als bei einem Reifen erwärmt sich die Luft in der Kammer 200 durch den Gebrauch nur unwesentlich, d. h. die Kammer bleibt im Wesentlichen auf der Umgebungstemperatur. Eine Temperaturkorrektur ist somit vermutlich überflüssig.
Atmosphärendruckänderungen können jedoch gewichtiger sein, da der Innendruck nur ungefähr 25 Prozent über dem Atmosphärendruck liegt. Atmosphärendruckänderungen können im Anzeigemodul kompensiert werden, indem man einen zusätzlichen Sensor aufnimmt, der den Atmosphärendruck misst. Eine Druckempfindlichkeit bis zu einer Auflösung von 0,05 Bar kann man im Bereich der verwendeten Drücke leicht erreichen.
Wie beschrieben kann die Erfindung eine Signalübertragungseinrichtung bereitstellen, umfassend:
eine Übertragungsschaltung, die eine Resonatoreinrichtung enthält, die mindestens eine Komponente aufweist, deren tatsächlicher Wert eine Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung beeinflusst und der bei Gebrauch der Schaltung verändert werden kann;
eine Anregungsvorrichtung, die ein Anregungssignal an die Resonatoreinrichtung anlegt, das eine Anregungsfrequenz hat, wobei das Anregungssignal dazu dient, in der Resonatoreinrichtung Schwingungen zu erzeugen, die die Anregungsfrequenz aufweisen; und
eine Kopplungsvorrichtung, die eine Kopplung zwischen der Resonatoreinrichtung und der Empfangsschaltung der Vorrichtung herstellt, wobei die Empfangsschaltung so betreibbar ist, dass sie eine derartige Veränderung des tatsächlichen Werts über die Kopplung erkennt,
dadurch gekennzeichnet, dass die Anregungsfrequenz eine vorbestimmte Anregungsfrequenz ist, die sich nicht ändert, falls sich der tatsächliche Wert ändert, und die sich von jedem Wert der Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung unterscheidet, wenn sich der tatsächliche Wert bei Gebrauch der Übertragungsschaltung ändert.
Bevorzugt wird die Anregungsfrequenz so gewählt, dass bei der Anregungsfrequenz eine Impedanz der Resonatorvorrichtung eine Reaktanz der Kopplung und eine Quellimpedanz der Anregungsvorrichtung kompensiert.
In einer Ausführungsform wählt man die Anregungsfrequenz derart, dass sich durch eine solche Änderung des tatsächlichen Werts ein von der Resonatoreinrichtung gezogener Laststrom proportional stärker ändert als eine Lastspannung, die an der Resonatoreinrichtung erzeugt wird.
Man kann die Anregungsfrequenz derart wählen, dass durch eine solche Änderung des tatsächlichen Werts keine erfassbare Änderung in einer an der Resonatoreinrichtung erzeugten Lastspannung bewirkt wird.
In einer Ausführungsform hat die Resonatoreinrichtung bei Gebrauch der Vorrichtung eine Strom-Frequenz-Charakteristik, die, ein Frequenzband enthält, das von einer ersten Frequenz begrenzt ist, bei der ein Strommaximum in der Charakteristik auftritt, und von einer zweiten Frequenz, bei der ein Stromminimum in der Charakteristik auftritt, und die Anregungsfrequenz wird so gewählt, dass sie innerhalb des Frequenzbands liegt.
In einer weiteren Ausführungsform hat die Resonatoreinrichtung bei Gebrauch der Vorrichtung eine Strom-Frequenz-Charakteristik, die ein Frequenzband enthält, das von einer ersten Frequenz begrenzt ist, bei der ein Strommaximum in der Charakteristik auftritt, und von einer zweiten Frequenz, bei der ein Stromminimum in der Charakteristik auftritt. Außerhalb des Frequenzbands gibt es jeweils obere und untere Gegenfrequenzen, bei denen sich die Wirkung einer solchen Änderung des tatsächlichen Werts auf einen von der Resonatoreinrichtung gezogenen Laststrom umkehren. Die obere Gegenfrequenz ist höher als die größere der beiden ersten und zweiten Frequenzen, und die untere Gegenfrequenz ist geringer als die kleinere der beiden ersten und zweiten Frequenzen. Die Anregungsfrequenz wird in einem Frequenzbereich zwischen der unteren und der oberen Gegenfrequenz gewählt.
Die Kopplung kann eine Reaktanzkopplung sein.
Die Kopplung kann einen drahtlosen Kopplungsabschnitt enthalten.
In einer Ausführungsform enthält die Kopplung einen kapazitiven Kopplungsabschnitt, und die Anregungsfrequenz ist kleiner als die Eigenresonanzfrequenz, bevorzugt größer als das 0,8-fache der Eigenresonanzfrequenz.
Der kapazitive Kopplungsabschnitt kann eine erste Antenne umfassen, die mit der Resonatoreinrichtung gekoppelt ist, und eine zweite Antenne, die der ersten Antenne gegenüberliegt und mit der Empfängerschaltung gekoppelt ist. Bevorzugt enthält jede Antenne eine leitende Oberfläche, und die gegenüberliegenden Antennen sind durch einen Spalt getrennt.
Eine der leitenden Oberflächen oder alle Oberflächen können mit einer Schicht Isoliermaterial bedeckt sein.
In einer anderen Ausführungsform besteht die Kopplung aus einem festverdrahteten Kopplungsabschnitt und einem induktiven Kopplungsabschnitt. In diesem Fall ist die Anregungsfrequenz bevorzugt größer als die Eigenresonanzfrequenz.
Die Resonatoreinrichtung und die Empfängerschaltung weisen bevorzugt zur genannten Kopplung zusätzlich eine weitere Kopplung auf, die einen Rückführpfad zwischen beiden bereitstellt.
Die weitere Kopplung kann auch einen kapazitiven Kopplungsabschnitt enthalten, den eine dritte Antenne bereitstellt, die mit der Resonatoreinrichtung verbunden ist, und eine vierte Antenne, die der dritten Antenne gegenüberliegt und mit der Empfängerschaltung gekoppelt ist.
Die weitere Kopplung kann einen mechanischen Kopplungsabschnitt enthalten.
In einer Ausführungsform sind jeweils der erste und der zweite Anschluss der Resonatoreinrichtung mit der Kopplungsvorrichtung verbunden. Ein kapazitives Element der Resonatoreinrichtung ist zwischen den ersten Anschluss und einen Knoten der Resonatoreinrichtung geschaltet, mit dem die restlichen Elemente der Resonatoreinrichtung verbunden sind, so dass die Streukapazität zwischen dem ersten und dem zweiten Anschluss in Reihe zu dem kapazitiven Element zwischen dem Knoten und dem zweiten Anschluss geschaltet ist.
Die Übertragungsschaltkreise können Modulatorvorrichtungen enthalten, die mit der Resonatoreinrichtung verbunden und so betreibbar sind, dass sie den tatsächlichen Wert abhängig von einem Kontrollsignal ändern, oder so betreibbar, dass sie den tatsächlichen Wert beruhend auf einem vorbestimmten Zeitmultiplex abwechselnd abhängig von jedem Signal aus einer Anzahl Kontrollsignale ändern.
In einer Ausführungsform sind die Kontrollsignale aus der Anzahl der jeweiligen Zeitperioden in einer vorbestimmten Folge zugewiesen, und die Übertragungsschaltkreise enthalten Synchronisiervorrichtungen, die dafür betreibbar sind, zwischen solche aufeinanderfolgende vorbestimmte Sequenzen ein vorgewähltes Synchronisiersignal einzufügen, das in den Empfangsschaltkreisen zum Demultiplexen der Kontrollsignale dient.
In einer anderen Ausführungsform enthalten die Übertragungsschaltkreise zudem eine Hilfsträger-Oszillatorvorrichtung, die ein Hilfsträger-Schwingungssignal erzeugt, das eine geringere Frequenz hat als die Anregungsfrequenz, und das abhängig von dem oder jedem Kontrollsignal moduliert wird, wobei sich der tatsächliche Wert abhängig vom Hilfsträger- Schwingungssignal ändert. Das Hilfsträger-Schwingungssignal kann abhängig von dem oder jedem Kontrollsignal frequenzmoduliert werden.
Die Übertragungsschaltkreise enthalten bevorzugt ferner eine Sperrvorrichtung, die zum Verhindern der Erzeugung des Kontrollsignals betreibbar ist, falls die von der Resonatoreinrichtung erzeugte Spannung unter einen kleinstmöglichen Betriebswert sinkt.
Die Sperrvorrichtung kann so betreibbar sein, dass sie den kleinstmöglichen Betriebswert abhängig von der Umgebungstemperatur und/oder abhängig von einem Messwert der Gateschwellenspannung eines repräsentativen Transistors bestimmt, der in den Übertragungsschaltkreisen enthalten ist.
In einer Ausführungsform enthalten die Empfangsschaltkreise:
eine Modulationsvorrichtung, die das Anregungssignal amplitudenmoduliert, und zwar abhängig von einem weiteren Signal, das von den Empfangsschaltkreisen zu weiteren Schaltungen zu übertragen ist, die von den Übertragungsschaltkreisen getrennt sind und ebenfalls mit den Empfangsschaltkreisen gekoppelt sind; und
eine Demodulationsvorrichtung, die zum Demodulieren eines Fühlsignals verbunden ist, das aus der Resonatoreinrichtung in der Übertragungsschaltung abgeleitet wird, und weil das weitere Signal dazu beiträgt, im Fühlsignal Veränderungen auszulöschen, die von der Amplitudenmodulation des Anregungssignals stammen, wird das demodulierte Fühlsignal dazu verwendet, die Veränderung im tatsächlichen Wert zu erkennen.
Die Erfindung kann auch eine Reifendruck-Messvorrichtung bereitstellen, dafür ausgelegt von einem Fahrzeug mitgeführt zu werden, wobei die Reifendruck-Messvorrichtung eine Signalübertragungsvorrichtung enthält, die mit der beschriebenen Sensorvorrichtung ausgestattet ist, und die Übertragungsschaltung dafür eingerichtet ist, dass sie von einem der Räder des Fahrzeugs getragen wird, und die Empfangsschaltung dafür eingerichtet ist, dass sie von einem Chassis des Fahrzeugs getragen wird, und der eine oder die mehreren vorbestimmten Parameter, die die Sensorvorrichtung erfasst, einen Reifendruck des einen Rades enthalten.
In einer Ausführungsform enthält die Sensorvorrichtung eine Druckerfassungsvorrichtung, die den Druck misst, und eine Temperaturerfassungsvorrichtung, die von der Druckerfassungsvorrichtung unabhängig ist und die Reifentemperatur misst. Die Übertragungsschaltung enthält zudem eine Verknüpfungsvorrichtung, die mit der Druckerfassungsvorrichtung und der Temperaturerfassungsvorrichtung verbunden ist und die Messergebnisse dieser Erfassungsvorrichtungen verknüpft, so dass sich das Kontrollsignal abhängig von einer vorbestimmten Funktion des Verhältnisses zwischen dem gemessenen Reifendruck und der gemessenen Reifentemperatur ändert.
Die Druckerfassungsvorrichtung kann ein kapazitives Druckfühlerelement parallel zu einem Trimmkondensator enthalten.
Die Temperaturerfassungsvorrichtung kann einen Thermistor in einem Widerstandsnetzwerk enthalten.
Der Thermistor besitzt bevorzugt einen negativen Temperaturkoeffizienten.
In einer Ausführungsform enthält die Verknüpfungsvorrichtung eine RC-Oszillatorvorrichtung, die die Druckerfassungsvorrichtung in ihrem kapazitiven Element enthält und die Temperaturerfassungsvorrichtung in ihrem Widerstandselement.
Eine Seite des kapazitiven Elements ist bevorzugt mit dem Massepotential verbunden.
Die RC-Oszillatorvorrichtung kann einen logischen RC-Oszillator umfassen, der enthält: einen ersten Ausgangsknoten, an dem bei Betrieb des Oszillators ein nichtinvertiertes Ausgangssignal erzeugt wird; einen zweiten Ausgangsknoten, an dem bei Betrieb des Oszillators ein invertiertes Ausgangssignal erzeugt wird; einen Timingknoten; eine zwischen den Timingknoten und den zweiten Ausgangsknoten geschaltete Widerstandseinrichtung; eine kapazitive Einrichtung, die zwischen den Timingknoten und einen Knoten geschaltet ist, der bei Gebrauch des Oszillators auf einem festen Potential gehalten wird; eine Teilervorrichtung, von der jeweils ein erster Abschnitt und ein zweiter Abschnitt zwischen dem Timingknoten und dem ersten Ausgangsknoten in Reihe geschaltet sind; und eine Rückführvorrichtung, die so geschaltet ist, dass sie ein Rückführsignal ableitet, das an den Eingang des Oszillators angelegt wird, und zwar von einem gemeinsamen Knoten, an dem der erste und der zweite Abschnitt der Teilervorrichtung miteinander verbunden sind.
Die erste Antenne oder die zweite Antenne oder beide können die Form eines Kegelstumpfs haben. Bevorzugt nimmt die erste Antenne oder die zweite Antenne oder beide einen Winkel von weniger als 360 Grad auf dem einen Rad ein.
Die erste Antenne kann so gestaltet werden, dass sie sich unter der Innenfelge des einen Rads befindet.
Die Sensorvorrichtung kann einen Drucksensor enthalten, der eine erste und eine zweite Elektrode aufweist, die einander gegenüberliegen und zwischen denen sich ein Dielektrikum befindet. Mindestens eine der beiden Elektroden ist dafür eingerichtet, dass sie sich zur anderen Elektrode hinbiegt, falls ein Druck auf den Sensor ausgeübt wird, so dass sich die Kapazität zwischen den Elektroden abhängig vom anliegenden Druck ändert.
Mindestens eine der beiden Elektroden kann einen Teil des Sensorgehäuses bilden.
Der Drucksensor kann zudem eine gedruckte Platine umfassen, auf deren einer Seite elektronische Komponenten montiert sind und auf deren anderer Seite eine der Elektroden gedruckt ist.
Bevorzugt sind alle Außenflächen des Drucksensors aus einem leitenden Material hergestellt.
Der Drucksensor und die Übertragungsschaltkreise sind bevorzugt gemeinsam in einem Sensormodul integriert, das so ausgelegt ist, dass es von dem einem Rad getragen wird.
In einer Ausführungsform umfassen die Empfangsschaltkreise ein erstes und ein zweites Modul, die über eine festverdrahtete Verbindung verbunden sind, über die bei Betrieb der Einrichtung ein Strom zwischen den beiden Modulen fließt. Das erste Modul enthält eine Strommoduliervorrichtung, die den Strom abhängig von der erfassten Änderung des tatsächlichen Werts moduliert. Das zweite Modul enthält eine Stromerfassungsvorrichtung, die diese Modulation des Stroms durch die Strommoduliervorrichtung im ersten Modul erfasst.
Man kann den Strom abhängig von den erfassten Änderungen im tatsächlichen Wert digital zwischen jeweiligen Low- und High-Werten modulieren.
Der Low-Wert oder der High-Wert oder beide Werte können von einem weiteren Signal abhängen, das unabhängig von den erfassten Änderungen des tatsächlichen Werts ist.
Das weitere Signal wird beispielsweise aus der Temperaturerfassungsvorrichtung abgeleitet, die zum Erfassen der Umgebungstemperatur eingerichtet ist.
In einer Ausführungsform enthalten die Empfangsschaltkreise eine Luftdruck-Ermittlungsvorrichtung, die man zum Bestimmen eines Reifenluftdrucks Pg für das eine Rad anhand der Gleichung
betreiben kann, wobei P der gemessene absolute Druck ist, T die gemessene absolute Temperatur, die von der Sensorvorrichtung erfasst und von den Übertragungsschaltkreisen an die Empfangsschaltkreise übertragen werden, und Pa und Ta der Atmosphärendruck bzw. die Atmosphärentemperatur sind.

Claims

1. Signalübertragungsvorrichtung, umfassend:

eine Übertragungsschaltung (1; 1A, 1B; 1'), die eine Resonatoreinrichtung (52) enthält, die mindestens eine Komponente (Cv; Q101) aufweist, deren tatsächlicher Wert eine Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung beeinflusst und der bei Gebrauch der Schaltung verändert werden kann;

eine Anregungsvorrichtung (70, 72, 74), die ein Anregungssignal (Fig. 12(A)) an die Resonatoreinrichtung anlegt, das eine Anregungsfrequenz hat, wobei das Anregungssignal dazu dient, in der Resonatoreinrichtung Schwingungen (Fig. 12(C)) zu erzeugen, die die Anregungsfrequenz aufweisen; und

eine Kopplungsvorrichtung (2, 3; 2A, 2B, 3A, 3B; 2C, 3C), die eine Kopplung (Cc) zwischen der Resonatoreinrichtung und der Empfangsschaltung (4, 5; 4A, 4B; 4') der Vorrichtung herstellt, wobei die Empfangsschaltung so betreibbar ist, dass sie eine derartige Veränderung des tatsächlichen Werts über die Kopplung erkennt,

dadurch gekennzeichnet, dass die Anregungsfrequenz eine vorbestimmte Anregungsfrequenz ist, die sich nicht ändert, falls sich der tatsächliche Wert ändert, und die sich von jedem Wert der Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung unterscheidet, wenn sich der tatsächliche Wert bei Gebrauch der Übertragungsschaltung ändert.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die eine Komponente (Cv; Q101) eine Blindkomponente der Resonatoreinrichtung (52) ist.

3. Vorrichtung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, wobei die Anregungsvorrichtung (70, 72, 74) in der Empfangsschaltung (4, 5) enthalten ist, und das Anregungssignal über die Kopplung (Cc) in die Resonatoreinrichtung (52) eingekoppelt wird.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Übertragungsschaltung (1) eine Energiezufuhr-Bestimmungsvorrichtung (54) enthält, die mit der Resonatoreinrichtung (52) verbunden ist und die zugeführte Energie bestimmt, die zum Versorgen zumindest eines Teils der Übertragungsschaltung aus dem Anregungssignal nötig ist, das von der Empfangsschaltung (4, 5) an die Resonatoreinrichtung übertragen wird.

5. Vorrichtung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, wobei die Kopplung (Cc) einen kapazitiven Kopplungsabschnitt enthält.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Anregungsfrequenz größer ist als das 0,8-fache der Eigenresonanzfrequenz und kleiner als die Eigenresonanzfrequenz.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, wobei die Anregungsfrequenz im Bereich vom 0,85- bis zum 0,97-fachen der Eigenresonanzfrequenz liegt.

8. Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 5 bis 7, wobei der kapazitive Kopplungsabschnitt eine erste Antenne (2; 2A, 2B; 2C) umfasst, die mit der Resonatoreinrichtung (52) gekoppelt ist, und eine zweite Antenne (3; 3A, 3B; 3C), die der ersten Antenne gegenüberliegt und mit der Empfangsschaltung (4, 5; 4A, 4B; 4') gekoppelt ist, und jede der Antennen eine leitende Oberfläche enthält, und die einander gegenüberliegenden Antennen durch einen Spalt getrennt sind.

9. Vorrichtung nach irgendeinem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Kopplung einen induktiven Kopplungsabschnitt enthält.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, wobei die Anregungsfrequenz höher ist als die Eigenresonanzfrequenz.

11. Vorrichtung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, wobei die Empfangsschaltung (4) so betreibbar ist, dass sie eine Veränderung des Stroms erkennt, den die Resonatoreinrichtung (52) zieht, und die durch die Veränderung des tatsächlichen Werts bewirkt wird.

12. Vorrichtung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, wobei die Übertragungsschaltung (1; 1A, 1B; 1') eine Sensorvorrichtung (S101, T101) umfasst, die einen oder mehrere vorbestimmte Parameter erfasst, und die Veränderung des tatsächlichen Werts durch eine Veränderung bei mindestens einem der vorbestimmten Parameter bewirkt wird.

13. Vorrichtung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, wobei die Übertragungsschaltung (1) eine Modulatorvorrichtung (62) enthält, die mit der Resonatoreinrichtung (52) verbunden ist und so betrieben werden kann, dass sie den tatsächlichen Wert abhängig von einem Steuersignal (D in Fig. 8; Fig. 12(B); Fig. 17). verändert.

14. Vorrichtung nach Anspruch 13, wobei das Steuersignal (D in Fig. 8; Fig. 12(B); Fig. 17) ein Schwingungssignal von veränderlicher Frequenz ist, und die Empfangsschaltung (4, 5) zum Ermitteln der Steuersignalfrequenz betreibbar ist, indem sie die Frequenz der Veränderung des tatsächlichen Werts erfasst.

15. Vorrichtung nach Anspruch 13 oder 14, wobei die Modulatorvorrichtung (62) einen Feldeffekttransistor (Q101) enthält, dessen Gate funktionell mit der Resonatoreinrichtung (52) verbunden ist und dessen Source oder dessen Drain so verbunden ist, dass das Steuersignal (D in Fig. 8; Fig. 12(B); Fig. 17) empfangen wird, und der Feldeffekttransistor in einem nichtleitendem Zustand gehalten wird, so dass seine Gatekapazität durch Veränderungen im Steuersignalpotential verändert wird.

16. Vorrichtung nach irgendeinem vorhergehenden Anspruch, wobei:

die Empfangsschaltung (SOURCE) eine Modulationsvorrichtung (182) enthält, die das Anregungssignal amplitudenmaduliert, und zwar abhängig von einem weiteren Signal (DATA IN), das von der Empfangsschaltung zu der Übertragungsschaltung (LOAD) zu übertragen ist; und

die Übertragungsschaltung eine Amplitudenerfassungsvorrichtung (188) enthält, die das weitere Signal anhand der Amplitude des damit erfassten Anregungssignals erkennt.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, wobei die Empfangsschaltung (SOURCE) zudem eine Demodulationsvorrichtung (180) enthält, die zum Demodulieren eines Fühlsignals verbunden ist, das aus der Resonatoreinrichtung (52) in der Übertragungsschaltung (LOAD) abgeleitet wird, und weil das weitere Signal (DATA IN) dazu beiträgt, im Fühlsignal Veränderungen auszulöschen, die von der Amplitudenmodulation des Anregungssignals stammen, das demodulierte Fühlsignal dazu verwendet wird, die Veränderung im tatsächlichen Wert zu erkennen.

18. Fühlvorrichtung, die Sensordaten von einem ersten Element (20; 110A, 110B; 204) zu einem zweiten Element (40; 124; 206) überträgt, wobei das erste Element und das zweite Element gegeneinander beweglich sind, und die Vorrichtung eine Signalübertragungsvorrichtung (1-4; 1A-4A, 1B-4B; 1', 2C, 3C, 4') nach Anspruch 12 oder irgendeinem der Ansprüche 13 bis 17 falls abhängig von Anspruch 12 enthält, und die Übertragungsschaltung (1; 1A, 1B; 1') so eingerichtet ist, dass sie von dem ersten Element getragen wird, und die Empfangsschaltung (4; 4A, 4B; 4') so eingerichtet ist, dass sie von dem zweiten Element getragen wird.

19. Reifendruck-Messvorrichtung, dafür ausgelegt von einem Fahrzeug mitgeführt zu werden, wobei die Reifendruck- Messvorrichtung eine Signalübertragungsvorrichtung (1-4; 1A-4A, 1B-4B) nach Anspruch 12 oder irgendeinem der Ansprüche 13 bis 17 falls abhängig von Anspruch 12 enthält, und die Übertragungsschaltung (1; 1A, 1B) dafür eingerichtet ist, dass sie von einem der Räder des Fahrzeugs getragen wird, und die Empfangsschaltung (4; 4A, 4B) dafür eingerichtet ist, dass sie von einem Chassis des Fahrzeugs getragen wird, und der eine oder die mehreren vorbestimmten Parameter, die die Sensorvorrichtung (S101, T101) erfasst, einen Reifendruck des einen Rades enthalten.

20. Vorrichtung nach Anspruch 19, wobei:

die Sensorvorrichtung (S101, T101) eine Druckerfassungsvorrichtung (S101) enthält, die den Druck misst, und eine Temperaturerfassungsvorrichtung (T101), die von der Druckerfassungsvorrichtung unabhängig ist und die Reifentemperatur misst;

die Druckerfassungsvorrichtung eine Kapazität Cp besitzt, die sich abhängig vom absoluten Reifendruck P ändert, und zwar zumindest in einem gewünschten Druckbetriebsbereich der Druckerfassungsvorrichtung, und dies näherungsweise gemäß der Beziehung

Cp = kp·Pφ,

wobei kp und φ Konstanten sind;

die Temperaturerfassungsvorrichtung einen Widerstand Rt hat, der sich mit der absoluten Reifentemperatur T ändert, und zwar zumindest in einem gewünschten Temperaturbetriebsbereich der Temperaturerfassungsvorrichtung, und dies näherungsweise gemäß der Beziehung

Rt = kt·T-φ,

wobei kt eine Konstante ist; und

die Übertragungsschaltung (1) zudem eine Verknüpfungsvorrichtung (58) enthält, die mit der Druckerfassungsvorrichtung und der Temperaturerfassungsvorrichtung verbunden ist und die Messergebnisse dieser Erfassungsvorrichtungen verknüpft, so dass sich der tatsächliche Wert abhängig vom Produkt RtCp der Kapazität Cp der Druckerfassungsvorrichtung und des Widerstands Rt der Temperaturerfassungsvorrichtung ändert.

21. Vorrichtung nach Anspruch 19 oder 20, wobei die Empfangsschaltung (4, 5) ein erstes und ein zweites Modul umfasst, die über eine Hardwareverbindung verbunden sind, durch die bei Gebrauch der Vorrichtung ein Strom (Fig. 12(H)) zwischen den beiden Modulen fließt, und das erste Modul (4) eine Strommoduliereinrichtung (86) enthält, die den Strom abhängig von der erfassten Veränderung des tatsächlichen Werts moduliert, und das zweite Modul (5) eine Stromerfassungseinrichtung (98) enthält, die die Modulation des Stroms durch die Strommoduliereinrichtung im ersten Modul erkennt.

22. Signalübertragungsverfahren zum Gebrauch mit einer Übertragungsschaltung (1; 1A, 1B; 1'), die eine Resonatoreinrichtung (52) enthält, die mindestens eine Komponente (Cv; Q101) aufweist, deren tatsächlicher Wert eine Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung beeinflusst, und mit einer Empfangsschaltung (4, 5; 4A, 4B; 4'), die bei Gebrauch mit der Resonatoreinrichtung eine Kopplung (Cc) aufweist, wobei das Verfahren umfasst:

das Anlegen eines Anregungssignals (Fig. 12(A)) an die Resonatoreinrichtung, das eine Anregungsfrequenz hat, so dass Schwingungen (Fig. 12(C)) bei der Anregungsfrequenz in der Resonatoreinrichtung erzeugt werden;

das Bewirken einer Veränderung im tatsächlichen Wert der einen Komponente in der Übertragungsschaltung; und

das Erkennen dieser Veränderung im tatsächlichen Wert in der Empfangsschaltung über die Kopplung,

dadurch gekennzeichnet, dass die Anregungsfrequenz eine vorbestimmte Anregungsfrequenz ist, die sich nicht ändert, wenn sich der tatsächliche Wert ändert, und die sich von jedem Wert der Eigenresonanzfrequenz der Resonatoreinrichtung unterscheidet, wenn sich der tatsächliche Wert beim Gebrauch der Übertragungsschaltung ändert.