DE4431120A1

DE4431120A1 - Schaltnetzteil mit verringerten Oberwellenbelastung des Netzes

Info

Publication number: DE4431120A1
Application number: DE4431120A
Authority: DE
Inventors: Harald Dipl Ing Roth; Gerhard Dipl Ing Morizot; Gerard Dr Ing Rilly; Thomas E Dipl Ing Schulz; Jose-Ignacio D Rodriguez-Duran
Original assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Current assignee: Deutsche Thomson Brandt GmbH
Priority date: 1994-09-01
Filing date: 1994-09-01
Publication date: 1996-03-07

Description

Die Erfindung geht aus von einem Schaltnetzteil gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1. Schaltnetzteile bewirken eine stark impulsförmige, also oberwellenhaltige Belastung des Netzes. Eine derartige Belastung des Netzes ist unerwünscht, weil durch den Skineffekt die vorhandene Leitungsnetze schlechter ausgenutzt werden, nennenswerte Blindströme entstehen und über die Netze zusätzlich übertragene Informationen gestört werden können. Es gibt daher international zunehmen strenge Vorschriften über eine maximale Oberwellenbelastung des Netzes. Die Oberwellenbelastung wird auch als Powerfactor bezeichnet.

Die Oberwellenbelastung des Netzes läßt sich dadurch verringern, daß zwischen den Netzklemmen und dem Netzgleichrichter eine relativ große Drossel eingefügt wird. Eine derartige Drossel ist jedoch ein relativ großes und teures Bauteil.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, ein Schaltnetzteil mit r einfachen schaltungstechnischen Mitteln so weiterzubilden, daß die Oberwellenbelastung des Netzes verringert wird und beste hende oder künftige Vorschriften über die Oberwellenbelastung eingehalten werden können. Diese Aufgabe wird durch die im Anspruch 1 angegebene Erfindung gelöst. Vorteilhafte Weiterbil dungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.

Bei der Erfindung ist zunächst der Ladekondensator am Ausgang des Netzgleichrichters so klein bemessen, daß seine Spannung ei ne ungesiebte Halbwellen-Sinusspannung gleichbleibender Polari tät ist. Parallel zu der Reihenschaltung aus der Primärwicklung des Transformators und dem Schalttransistor liegt der eigentli che Speicherkondensator mit einer so großen Kapazität, daß seine Spannung eine gesiebte Gleichspannung ohne nennenswerten Wechselspannungsanteil ist. Der Ladekondensator kleiner Ka pazität und der Speicherkondensator großer Kapazität sind voneinander entkoppelt, entweder völlig voneinander getrennt oder über eine Entkopplungsdiode miteinander verbunden. Zusätz lich ist der Ladekondensator über die Reihenschaltung einer Drossel und einer Diode mit einem Abgriff der Primärwicklung verbunden.

Die Reihenschaltung aus der Drossel und der Diode bildet einen zusätzlichen Ladeweg für den Speicherkondensator. Der in diesem Ladeweg fließende Strom hat in erwünschter Weise eine wesentlich längere Dauer als der normalerweise fließende impulsförmige La destrom. Dadurch wird die Oberwellenbelastung des Netzes stark verringert, indem der dem Netz entnommene Strom dem idealen Strom entsprechend der Netzspannung angenähert wird. Durch die Wahl des Abgriffes an der Primärwicklung, also durch das Windungsverhältnis der beiden Teilwicklungen der Primärwicklung, kann die Breite, also die Dauer dieses Stromes während einer Netzhalbwelle eingestellt werden, während die Amplitude des Stromes durch den Wert der genannten Drossel eingestellt werden kann. Der Ladekondensator bildet somit eine dynamische Spannungsquelle für den zusätzlichen Ladestrom für den großen Speicherkondensator zur Verringerung der Oberwellen.

Die erfindungsgemäße Schaltung ist relativ einfach, da im wesentlichen nur eine Drossel und zwei Dioden erforderlich sind. Sie ermöglicht eine optimale Bemessung hinsichtlich der Oberwellenbelastung, insbesondere durch die Bemessung der Induktivität und durch die Wahl des Abgriffes der Primärwicklung des Transformators. Diese Induktivität kann relativ klein bemessen sein, da sie nur einen Teil der Energie für den Speicherkondensator überträgt. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß bei Anwendung der Erfindung an bestehenden Schalt netzteilen hinsichtlich Regelung und Steuerung praktisch keine Änderungen notwendig sind. Vorteilhaft ist ferner, daß durch die Beibehaltung eines großen Speicherkondensators eine hohe Si cherheit gegen Impulsspitzen erreicht wird.

Vorzugsweise sind der Ladekondensator und der Speicherkondensator durch eine Entkopplungsdiode voneinander getrennt. Diese Diode hat dabei eine Doppelfunktion. Sie dient einmal als Ladeweg für den Speicherkondensator und zum anderen zur Unterdrückung impulsartiger Störspannungen an dem Ladekondensator. Diese Diode kann gegebenenfalls auch entfallen. Dann wäre der Ladekondensa tor nur mit dem Ausgang des Netzgleichrichters und der Speicher kondensator mit der Primärwicklung verbunden, während zwischen diesen beiden Kondensatoren außer der Reihenschaltung der Drossel und der Diode keine Verbindung besteht.

Das Windungsverhältnis zwischen der Teilwicklung der Primärwick lung zwischen dem Abgriff und dem Schalttransistor und der Teilwicklung zwischen dem Abgriff und dem mit dem Speicherkon densator verbundenen Ende der Primärwicklung, das die Dauer des zusätzlichen Ladestromes während einer Netzteilwelle bestimmt, beträgt beispielsweise 2 : 1.

Der Abgriff der Primärwicklung kann auch durch das eine Ende ei ner Zusatzwicklung des Transformators gebildet sein, deren anderes Ende mit einem Ende der Primärwicklung verbunden ist. Vorzugsweise sind dabei mehrere parallel geschaltete Zusatzwick lungen vorgesehen. Die Primärwicklung selbst ist dabei vorzugs weise in mehrere Teilwicklungen aufgeteilt, die in getrennten Kammern eines Kammerspulenkörpers liegen wobei jeweils in einer Kammer eine Zusatzwicklung liegt. Ein derartiger Kammerspulen körper bewirkt eine enge Kopplung zwischen den Wicklungen. Bei dieser Lösung ist außerdem nur ein zusätzlicher Pin an dem Transformator erforderlich.

Der kleine Ladekondensator hat vorzugsweise eine Kapazität in der Größenordnung von 0,5 µF, während der große Speicherkonden sator eine Kapazität in der Größenordnung von 100 µF hat. Der Ladekondensator ist dabei so bemessen, daß seine Spannung im Bereich des Nulldurchgangs der Netzspannung nicht auf null abfällt und dort statt dessen einen konstanten Wert hat.

Die Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnung erläutert.

Darin zeigen

Fig. 1 eine Ausführungsbeispiel der Erfindung,

Fig. 2 ein Beispiel für eine Weiterbildung der Erfindung,

Fig. 3 Kurven zur Erläuterung der Wirkungsweise der Schaltung nach Fig. 1 und

Fig. 4-6 weitere Beispiele für Weiterbildungen der Erfindung.

Fig. 1 zeigt den Aufbau eines Schaltnetzteils. Dargestellt sind die Netzspannung UN, der Netzgleichrichter BR, der Strombegren zungswiderstand R1, der Ladekondensator CN, der Transformator Tr mit der Primärwicklung W1 und der Sekundärwicklung W2, der Schalttransistor T1, die Diode D1 zur Erzeugung der Betriebs spannung UB an dem Siebkondensator C1 für die Last R2 und die von der Sekundärseite bespeiste Steuerschaltung S, die den Schalter im Sinne einer Stabilisierung der Betriebsspannung UB steuert. Der Ladekondensator CN und der Speicherkondensator CS sind durch die Entkopplungsdiode DN voneinander entkoppelt. Außerdem ist zwischen dem Ladekondensator CN und dem Abgriff A der Primärwicklung W1 die Reihenschaltung aus der Drossel LH und der Diode DH eingefügt.

Anhand der Fig. 2 wird die Wirkungsweise dieser Schaltung erläutert. Fig. 2a zeigt eine Halbwelle der Netzspannung UN. Ein Schaltnetzteil ohne besondere Maßnahme würde dem Netz einen Stromes iN1 entnehmen, der impulsartig im Bereich des Maximums von UN auftritt. Dieser Strom würde gegen bestehende oder künftige Vorschriften über die Oberwellenbelastung des Netzes verstoßen. Durch die zusätzliche Schaltungsmaßnahmen in Fig. 1 wird in erwünschter Weise nunmehr dem Netz der Strom iN2 entnommen, der während der Netzhalbwelle eine größere Dauer und eine geringere Amplitude hat und somit dem Idealverlauf proportional zu UN weitaus besser angenähert ist.

Die Spannung UCN an dem Ladekondensator CN gemäß Fig. 2b ist durch an einen entsprechend kleinen Ladekondensator CN eine pul sierende Sinusspannung, die jedoch im Bereich der Nulldurchgänge von UN nicht auf null abfällt, sondern dort einen konstanten Wert hat. Die Spannung UCS an dem großen Speicherkondensator CS ist eine gesiebte Gleichspannung, die während einer Halbperiode praktisch nicht abfällt. Die Diode DN bildet einen ersten Ladeweg für CS, der alleine aber einen unerwünscht oberwellen haltigen Strom iN1 erzeugen würde. Die Reihenschaltung aus LH und DH bildet jetzt einen zweiten Ladeweg für CS. Durch besondere Wahl des Wertes von LH und des Abgriffes A fließt im Bereich des Maximum von UN ein zusätzlicher Ladestrom in CS. Dieser Ladestrom hat eine längere Dauer und eine geringere Amplitude als iN1, so daß der dem Netz entnommene Strom etwa von der Form iN1 in die Form iN2 gemäß Fig. 2a umgewandelt wird.

Fig. 2d zeigt ein Fenster F, das eine Vorschrift für den dem Netz entnommenen Strom darstellt. Der Strom iN1 gemäß Fig. 2a würde wegen seiner geringen Dauer innerhalb dieses Fensters liegen und nicht wie gewünscht die Form von iN2 einnehmen. Der Strom iN2 gemäß Fig. 2d hat jedoch die erforderliche Form, indem er die durch das Fenster F gebildeten Kanten überschreitet und eine genügend lange Dauer hat. iN2 gemäß Fig. 2 würde fließen, wenn die Diode DN gesperrt bleibt oder nicht vorhanden ist. Wenn DN zusätzlich leitend wird, fließt zusätzlich noch der Strom iN3.

Die Diode DN hat außer ihrer Funktion als Ladeweg für CS noch folgende vorteilhafte Wirkung: Durch die Wirkung von DN kann die Spannung VCN praktisch nicht positiver werden als die Spannung UCS an CS. Die Spannung UCS indessen kann sich wegen des großen Speicherkondensator CS praktisch nicht impulsartig ändern. Da durch werden somit Störimpulse N am Ausgang des Netzgleichrich ters BR bzw. an dem Ladekondensator CN in erwünschter Weise un terdrückt.

Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der Schaltung nach Fig. 1 hinsicht lich der Realisierung des Abgriffes A. Der Abgriff A ist durch eine Zusatzwicklung W3 am Transformator Tr gebildet, die aus drei parallel geschalteten Teilwicklungen W3a, W3b und W3c besteht. Die Primärwicklung W1 ist ebenfalls unterteilt in drei Teilwicklungen W1a, W1b und W1c. Jeweils zwei zusammengehörende Teilwicklungen, also W1a und W3a, W1b und W3b und W1c und W3c liegen zusammen in einer Kammer eines Kammerspulenkörpers. Ein Kammerspulenkörper hat eine besonders enge Kopplung zwischen den Wicklungen und ist fertigungstechnisch rationell herstellbar. Die Lösung gemäß Fig. 3 hat den Vorteil, daß an dem Transforma tor Tr nur ein zusätzlicher Anschlußstift oder Pin, nämlich für den Abgriff A erforderlich ist. Ansonsten arbeitet die Schaltung gemäß Fig. 3 entsprechend der Schaltung gemäß Fig. 1.

Fig. 4 zeigt eine Ausführung des Transformators Tr. Der Kammer trafo wird parallel zu dem über verschiedene Kammern verteilten Primärwicklungen je im Verhältnis einer Anzapfwicklung gelegt. Diese Anzapfwicklungen werden parallel geschaltet.

Fig. 5 zeigt eine weitere Ausführung der Anzapfung des Transfor mators Tr. Die Anzapfwicklungen werden parallel geschaltet und zusätzlich auf eine Anzapfung an der Primärwicklung geführt.

Fig. 6 zeigt den Aufbau eines Schaltnetzteils. Dargestellt sind die Netzspannung UN, der Netzgleichrichter BR, der Ladekondensa tor CN, der Transformator Tr mit der Primärwicklung W1 und der Sekundärwicklung W2, der Schalttransistor T1, die Diode D1 zur Erzeugung der Betriebsspannung UB an dem Siebkondensator C1 für die Last R2 und die von der Sekundärseite gespeisten Steuer schaltung S, die auch mit der Diode D1 verbunden ist. Die Steuerschaltung S schaltet den Schalter im Sinne einer Stabilisierung der Betriebsspannung UB. Der Ladekondensator CN und der Speicherkondensator CS sind durch die Entkopplungsdiode DN voneinander entkoppelt. Parallel zu Entkopplungsdiode DN ist in Reihe die Drossel LH, die Sekundärwicklung W2 und eine Diode DH angeordnet. Die beschriebenen Methode der Powerfactor Korrektur ist auch für andere Konzepte außer Fly-Back SMPS insbesondere für Step-Down SMPS anwendbar.

Bei einer praktisch erprobten Schaltung hatten die Bauteile fol gende Werte:

R1: 5 Ohm
CN: 0,47 µF
CS: 100 µF
LH 300 µH

Claims

1. Schaltnetzteil mit verringerter Oberwellenbelastung des Net zes, bei dem der Ausgang des Netzgleichrichters (BR) an einen Ladekondensator (CN) und an die Reihenschaltung der Arbeits wicklung (W1) eines Transformators (Tr) und eines Schalttran sistors (T1) angeschlossen ist, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

a) der Ladekondensator (CN) ist so klein bemessen, daß seine Spannung (UCN) eine ungesiebte Halbwellen-Sinus spannung gleichbleibender Polarität ist.
b) parallel zu der Reihenschaltung (W1, T1) liegt der Speicherkondensator (CS) so großer Kapazität, daß seine Spannung (UCS) eine gesiebte Gleichspannung ist,
c) der Ladekondensator (CN) ist über die Reihenschaltung einer Drossel (LH) und einer Diode (DH) mit einem Ab griff (A) der Primärwicklung (W1) verbunden,
d) zwischen dem Ladekondensator (CN) und dem Speicherkon densator (CS) liegt ein Entkopplungselement (DN).

2. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Entkopplungselement (DN) durch eine Diode (DN) gebildet ist.

3. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die je weils die Spannung führenden Elektroden des Ladekondensators (CN) und des Speicherkondensators (CS) über kein Element miteinander verbunden sind.

4. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Windungsverhältnis (W) zwischen der Teilwicklung zwischen dem Abgriff (A) und dem Schalttransistor (T1) und der Teilwicklung zwischen dem Abgriff (A) und dem mit dem Speicherkondensator (CS) verbundenen Ende der Primärwicklung (W1) etwa 2 : 1 beträgt.

5. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Ab griff der Primärwicklung (W1) durch das eine Ende einer Zu satzwicklung (W3) des Transformators (Tr1) gebildet ist, deren anderes Ende mit einem Ende der Primärwicklung (W1) verbunden ist.

6. Netzteil nach Anspruch 1? , dadurch gekennzeichnet, daß meh rere parallel geschaltete Zusatzwicklungen (W3a-c) vorgesehen sind.

7. Netzteil nach Anspruch ?, dadurch gekennzeichnet, daß die Primärwicklung (W1) in mehrere Teilwicklungen (W1a-c) aufge teilt ist, die in getrennten Kammern eines Kammerspulenkör pers liegen und daß jeweils in einer Kammer eine Zusatzwick lung (W3a-c) liegt.

8. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der La dekondensator (CN) so bemessen ist, daß seine Spannung (UCN) im Bereich des Nulldurchgangs der Netzspannung (UN) nicht auf null abfällt und dort einen konstanten Wert hat.

9. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der La dekondensator (CN) eine Kapazität von etwa 0,5 µF hat.

10. Netzteil nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Speicherkondensator (CS) eine Kapazität von etwa 100 µF hat.