DE4428675A1

DE4428675A1 - Schaltungsanordnung zum Schutz eines abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schalters vor Überspannungen

Info

Publication number: DE4428675A1
Application number: DE19944428675
Authority: DE
Inventors: Manfred Dipl Ing Bruckmann
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1994-08-12
Filing date: 1994-08-12
Publication date: 1996-02-15

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zum Schutz eines über seinen MOS-Steuereingang ein- und aus schaltbaren Leistungshalbleiter-Schalter vor energiereichen Überspannungen mit einer Spannungsklemmbeschaltung, bestehend aus einer Reihenschaltung aus wenigstens einer zum MOS- Steuereingang des Leistungshalbleiter-Schalters gerichteten Diode und wenigstens einer entgegengerichteten Beschaltungs- Zenerdiode, wobei diese Spannungsklemmbeschaltung elektrisch parallel zur Kollektor-Gate-Strecke des Leistungshalbleiter- Schalters geschaltet ist.

Eine derartige Spannungsklemmbeschaltung für einen über sei nen MOS-Steuereingang ein- und ausschaltbaren Leistungshalb leiter-Schalter ist aus dem Aufsatz "Beschaltung von SIPMOS- Transistoren", abgedruckt in der DE-Zeitschrift "Siemens Components", Band 22, 1984, Heft 4, Seiten 157 bis 159, be kannt. Verwendet man eine derartige Klemmbeschaltung, so wird die Zenerspannung der Zenerdiode, auch Transildiode genannt, auf die maximal in der Schaltung zugelassene Spitzenspannung dimensioniert.

Ist die von der Aufbauinduktivität verursachte Spannungsspitze größer als die Zenerspannung, so kann ein Strom über die Zenerdiode zum Steueranschluß des Leistungshalbleiter-Schal ters (z. B. Power-MOSFET, IGBT) fließen und diesen leitend steuern. Dies geschieht in idealer Weise aber nur bis zu ei nem gewissen Grad, so daß der Leistungshalbleiter-Schalter gerade soweit angesteuert wird, daß die Spannung an einem Hauptpfad (CE oder DS oder CS, je nach Bauelementtyp) solange immer genau der Zenerspannung entspricht, bis der Stromfluß im Hauptpfad beendet ist und die Aufbauinduktivität die ge gespeicherte Energie vollständig an den Halbleiterschalter ab gegeben hat. Eine Spannungsklemmbeschaltung mittels Zener diode zwischen einem Leistungsanschluß und dem Steueranschluß eines Leistungshalbleiter-Schalters weist folgende Nachteile auf:

- Die Spannungsbegrenzung ist durch die Herstellungsto leranzen und den Temperaturkoeffizienten der Zener dioden sehr ungenau (ca. ± 5% Herstellung + ca. 10% zusätzlicher Fehler bei 100 k Temperaturhub),
- die Verlustleistung der Zenerdiode ist so groß, daß die Funktion dieser Spannungsbegrenzung im allgemeinen nur für seltene Störungsfälle und nicht bei der vorge sehenen Schaltfrequenz im gepulsten Dauerbetrieb be nutzt werden kann und deshalb
- zusätzliche Beschaltungen der Leistungstransistoren notwendig sind, um im Betrieb die Spannungen zu be grenzen, die bekanntlich eine große und unerwünschte Verlustleistung in den Beschaltungswiderständen ver ursachen (verlustfreie Beschaltungsnetzwecke erfordern noch höheren Aufwand).

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, die bekannte Spannungsklemmbeschaltung derart weiterzubilden, daß die Verlustleistung der Klemmbeschaltung vermindert wird, so daß eine Begrenzung der Spannung am Leistungshalbleiter-Schalter mit hoher Wiederholrate möglich ist.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß ein Regler vorgesehen ist, der ausgangsseitig mit einem Steuer eingang der Ansteuerschaltung dieses Leistungshalbleiter- Schalters verknüpft ist, und daß die Spannungsklemmbeschal tung mit einem Meßwiderstand versehen ist, dessen Meßsignal am Eingang des Reglers ansteht.

Durch die Weiterbildung der Spannungsklemmbeschaltung wird bei Auftreten von energiereichen Überspannungen am Leistungs halbleiter-Schalter die zugehörige Ansteuerschaltung gerade so aufgesteuert, daß der Anteil des Stromes durch die Span nungsklemmbeschaltung, der über einen Gate-Widerstand fließt, einen durch die Reglereinstellung vorbestimmten Wert annimmt, idealerweise zu Null wird. Somit vermindert sich der Wert des Stromes durch die Klemmbeschaltung entsprechend, so daß keine Überlastung der Zenerdiode bzw. Zenerdioden mehr auftritt.

Bei einer vorteilhaften Schaltungsanordnung zum Schutz des Leistungshalbleiter-Schalters vor energiereichen Überspan nungen ist der Regler derart eingestellt, daß die Regler- Ausgangsspannung so groß ist, daß die Ansteuerschaltung auch den Strom für das Laden des spannungsgesteuerten Leistungs halbleiter-Schalters zur Verfügung stellt. Dadurch werden die Transildioden der Spannungsklemmbeschaltung vollkommen ent lastet.

Durch die Ausgestaltung dieser Spannungsklemmbeschaltung kann auf ein zusätzliches RCD-Beschaltungsnetzwerk für den span nungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalter verzichtet wer den, die Dioden der Spannungsklemmbeschaltung auch bei einer hohen Wiederholrate minimal belastet werden. Das heißt, es besteht nicht mehr die Gefahr, daß die Spannungsklemmbe schaltung infolge einer Überlastung ausfällt, womit der span nungsgesteuerte Leistungshalbleiter-Schalter nicht mehr gegen Überspannungen geschützt wäre.

Bei einer besonders vorteilhaften Ausführungsform der erfin dungsgeäßen Spannungsklemmbeschaltung für einen spannungsge steuerten Leistungshalbleiter-Schalter ist als Regler ein PID-Regler vorgesehen. Gegenüber einem PI-Regler wird durch den D-Anteil zusätzlich die Ausgangsspannung (Stellgröße) beeinflußt, die verhältnismäßig gleich der Änderungsgeschwin digkeit der stromproportionalen Spannung am Meßwiderstand ist. Somit erhält man eine besonders dynamische Schutzvor richtung gegen Überspannungen.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung Bezug genommen, in der zwei Ausführungsformen der erfindungs gemäßen Schaltungsanordnung zum Schutz von spannungsgesteuer ten Leistungshalbleiter-Schaltern vor Überspannungen schema tisch veranschaulicht sind.

Fig. 1 zeigt das Ersatzschaltbild einer Phase eines IGBT-Hochleistungsstromrichters, in den

Fig. 2 bis 5 sind jeweils in einem Diagramm über der Zeit t die im Ersatzschaltbild nach Fig. 1 eingetragenen Spannungen dargestellt, die

Fig. 6 zeigt ein Ersatzschaltbild eines spannungs gesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters mit Ansteuerung und einer bekannten Span nungsklemmbeschaltung, wobei in den

Fig. 7 bis 10 jeweils in einem Diagramm über der Zeit t die zugehörigen Signalverläufe dargestellt sind, die

Fig. 11 zeigt das Ersatzschaltbild nach Fig. 6 mit einer ersten erfindungsgemäßen Erweiterung, wobei in

Fig. 12 das Ersatzschaltbild nach Fig. 6 mit einer zweiten erfindungsgemäßen Erweiterung dar gestellt ist.

Hochleistungsstromrichter für hohe Spannungen werden zur Zeit vorwiegend als Zweipunkt-Wechselrichter mit den für den ent sprechenden Spannungsbereich verfügbaren Leistungshalbleitern ausgeführt. Sollen die Vorteil niedrig sperrender Leistungs halbleiter-Schalter genutzt werden, so findet vielfach der Dreipunkt-Wechselrichter Verwendung. Eine Alternative zu Drei- bzw. Mehrpunkt-Wechselrichtern ist die direkte Serien schaltung von Leistungshalbleiter-Schaltern.

Anhand einer Phase eines Hochleistungs-Stromrichters, insbe sondere eines Pulswechselrichters, gemäß Fig. 1, der aus zwei abschaltbaren Stromrichterventilen V1 und V2 besteht, werden die Probleme vereinfacht dargestellt, wobei auf die Signalverläufe gemäß den Fig. 2 bis 5 zurückgegriffen wird. Die stark vereinfachte Phase eines Hochleistungs- Stromrichters besteht aus zwei Stromrichterventilen V1 und V2, die jeweils aus der Reihenschaltung zweier abschaltbarer spannungsgesteuerter Leistungshalbleiter-Schalter T1, T2 bzw. T3, T4 besteht. Als spannungsgesteuerter Leistungshalbleiter- Schalter T1, . . . , T4 ist jeweils ein Insulated-Gate-Bipolar- Transistor (IGBT) mit zugehöriger Reverse-Diode D1, . . . , D4 vorgesehen. Der Insulated-Gate-Bipolar-Transistor T1, . . . , T4 und die zugehörige Reverse-Diode D1, . . . , D4 sind jeweils in einem Modul integriert. Als spannungsgesteuerter Leistungs halbleiter-Schalter T1, . . . , T4 kann auch ein MOSFET oder ein SIPMOS vorgesehen sein. Jedem IGBT T1, . . . , T4 ist eine Ansteu erschaltung 2 zugeordnet. Am Mittelabgriff 4 dieser Phase ist eine induktive Last 6, beispielsweise eine Phasenwicklung eines Hochleistungsmotors, angeschlossen.

Es wird angenommen, daß die in der Diode D1 gespeicherte La dung größer ist als die von der Diode D2. Die Diode D1 wird wegen dieser gespeicherten Ladung daher beim Ausschaltvorgang länger niederohmig sein als die Diode D2. Bedingt durch den eingezeichneten Laststrom I_L1 arbeiten die beiden Module des Leistungshalbleiter-Schalters V1 als Freilaufdioden, die beiden Module des Leistungshalbleiter-Schalters V2 hingegen als die Kommutierung bestimmende Schaltelemente.

Bei dem Abschalten einer Reihenschaltung dieser beiden Dioden D1 und D2 wird die Diode D2 mehr Spannung aufnehmen müssen. Außerdem wird angenommen, daß der IGBT T4 bei gleichem Strom früher schaltet als der IGBT T3. Dies ist z. B. durch die un vermeidbaren Laufzeiten des Systems Potentialtrennstufe-Opto koppler, Ansteuereinheit, IGBT möglich.

Die Diagramme gemäß den Fig. 2 bis 5 zeigt das Zeitver halten bei einem Kommutierungsvorgang des Laststromes I_L1 von den Dioden D1, D2 auf die Transistoren T3, T4 und umgekehrt. Vor dem Zeitpunkt t₀ war die Spannungsaufteilung an den IGBTs T3 und T4 symmetrisch. Ab dem Zeitpunkt t₀ wird der Ein schaltbefehl vom Transistor T4 zuerst umgesetzt. Da der Pfad aus den Transistoren T3 und T4 noch nicht geöffnet ist, muß der Transistor T3 Spannung aufnehmen. Zur Zeit t₁ ist dieser Vorgang der Desymmetrierung abgeschlossen.

Zu diesem Zeitpunkt t₁ führen nun die Leistungshalbleiter- Schalter T3 und T4 den Strom und es beginnt der Kommutie rungsvorgang des Stromes I_L1 von dem Freilaufkreis, bestehend aus den Dioden D1 und D2, auf das Stromrichterventil V2, be stehend aus den IGBTs T3 und T4. Innerhalb des Zeitraumes t₂- t₁ gehört neben der Übernahme des Laststromes I_L1 auch das Ausräumen der Speicherladung der Dioden D1 und D2. Der Strom in den IGBTs T3 und T4 muß den Laststrom I_L1 um einen gewis sen Teil, nämlich den Rückstrom der Dioden D1 und D2, über schreiten. Ist die Speicherladung der Dioden D1 und D2 durch diesen Rückstrom hinreichend stark abgebaut, können die Dio den D1 und D2 Spannung aufnehmen. Zum Zeitpunkt t₂ nimmt die Diode D2 Spannung auf. Die Geschwindigkeit der Spannungszu nahme an der Diode D2 bestimmt sich durch die Anzahl der in Reihe geschalteten abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schal ter. Zum Zeitpunkt t₃ nimmt die Diode D1 Spannung auf. Da hier die Spannung an dem IGBT T4 bereits abgebaut ist, ist die Spannungssteilheit an den Dioden D1 und D2 stark redu ziert. Zum Zeitpunkt t₄ ist der IGBT T3 ebenfalls vollständig eingeschaltet, um schließlich dem Ausschaltbefehl folgend ab dem Zeitpunkt t₅ wieder Spannung aufzunehmen. Vom IGBT T4 wird der Abschaltbefehl erst später umgesetzt (Zeitpunkt t₆) Entsprechend groß sind die Unsymmetrien der Ventilspannungen im Ausschaltzustand (Zeitpunkt t₈).

In diesen Signalverläufen gemäß den Fig. 2 bis 5 sind drei kritische Betriebszustände bei regulärem Umrichterbetrieb er kennbar:

- Zu hohe Spannung am IGBT T3 mit der größten Einschalt verzugszeit,
- zu hohe Spannung an der Freilaufdiode D2 mit der kür zestens Speicherphase,
- zu hohe Spannung an dem IGBT T3 mit der kürzesten Ab schaltverzugszeit.

Überspannungssituationen können, wie aus den Fig. 2 bis 5 ersichtlich, mit hoher Dynamik entstehen. Aus dieser Rand bedingung resultiert die Anforderung eines schnellen Schutz systems. Überspannungssituationen können auch mit hoher Wie derholrate auftreten. Der schnelle Schutz muß durch zusätzli che Maßnahmen entlastet werden.

Für den Schutz von spannungsgesteuerten Leistungshalbleitern (MOSFET, IGBT) sowie der dazugehörigen Freilaufdiode in lei stungselektronischen Schaltungen vor Überspannungen hat sich eine aktive Begrenzung der Spitzenspannung bewährt.

Eine derartige bekannte aktive Begrenzung der Spitzenspannung bei einem spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalter T3 ist in Fig. 6 dargestellt. Dieser spannungsgesteuerte Leistungshalbleiter-Schalter T3 wird über seine Gate- und Emitter-Anschlüsse G und E mittels einer Ansteuerschaltung 2 in Abhängigkeit eines Steuersignals Sig angesteuert. Die An steuerschaltung 2 besteht aus zwei Spannungsquellen V_CC+ und V_CC-, einer Treiberendstufe 8, einem Steuereingang und einem Steuerkreiswiderstand R₀₂, auch Gate-Widerstand genannt. Bei dieser Ansteuerschaltung 2 ist als Treiberendstufe 8 ein IC- Baustein, beispielsweise ein Treiberbaustein, vorgesehen. Weitere Ausführungsformen von Ansteuerschaltungen sind der DE-Zeitschrift "etz", Band 110, 1989, Heft 10, Seiten 464 bis 471, zu entnehmen. Die Kollektor-Gate-Strecke bzw. die Drain- Gate-Strecke des Leistungshalbleiter-Schalters T3 wird durch die Dioden V₂₂ und V₂₃ und durch mehrere Beschaltungs-Zener dioden V₁₁ bis V₁₄, auch Transildioden genannt, überbrückt. Außerdem ist in dieser Reihenschaltung 10 ein Strombegren zungs-Widerstand R₁₁ angeordnet. Diese Reihenschaltung 10 wird auch als Spannungsklemmbeschaltung bezeichnet.

Die Transildioden V₁₁, . . . ,V₁₄ sind so bemessen, daß die im störungsfreien Schaltbetrieb am Leistungsanschluß C des Tran sistors T3 anstehende Spitzenspannung kleiner ist als die Durchbruchspannung der Halbleiterbauelemente T3, D3, jedoch größer ist als der n-te Teil (n = Anzahl der in Reihe ge schalteten Elemente) der Zwischenkreisspannung Uzk des Hoch leistungsstromrichters.

In den Fig. 7 bis 10 ist die Funktion der Spannungsklemm beschaltung 10 und die Belastung der Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ jeweils in Diagrammen über der Zeit t skizziert. Sig ist das Steuersignal für die Ansteuerung des Leistungshalbleiter- Schalters T₃. U_st die Spannung vor dem Ansteuerwiderstand R₀₂. Positives Steuersignal Sig bedeutet positive Gate- Emitter-Spannung des abschaltbaren Leistungshalbleiter-Schal ters T3. In diesem Falle ist er eingeschaltet und kann Strom führen. Ab dem Zeitpunkt t₁ wird die Steuerspannung U_st nega tiv und es passiert ein regulärer Abschaltvorgang. Die Span nung U_CE am Leistungshalbleiter-Schalter T3 erreicht ihren normalen Wert, da keine Fehlerbedingung vorgelegen hat.

Zum Zeitpunkt t₃ wird aus einer fehlerhaften Randbedingung (zu hoher Strom, zu hohe Schaltgeschwindigkeit, zu hohe Spannung am Ventil) abgeschaltet. Nun muß die Spannung am Leistungshalbleiter-Schalter T3 begrenzt werden, um es nicht zu zerstören. Dazu muß über die Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ neben dem Ladestrom für den spannungsgesteuerten Leistungs halbleiter-Schalter T3 ein stationärer Strom von (V_gea-V_CC-)/R₀₂ fließen. Die Verlustarbeit in den Transil- Dioden V₁₁, . . . , V₁₄ berechnet sich zu

Q_gea ist die Ladung, die zum Aufsteuern des spannungsgesteu erten Leistungshalbleiter-Schalters T3 in den richtigen Be triebspunkt nötig ist.

Trifft dieser Störfall mit Pulssequenz auf, muß mit den Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ eine Verlustleistung von

P_T = E_V · f_p (2)

abgeführt werden, was zu einer Beschränkung der maximal mög lichen Wiederholrate führt. Insbesondere bei Hochleistungs stromrichtern mit Transistoren sind die Werte für den Steuer kreiswiderstand R₀₂ gering und der Absolutbetrag der negati ven Versorgungsspannung hoch. Die Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ sind daher bei lang andauernder Überspannung stark belastet.

Ein Zahlenbeispiel belegt dies:

Wiederholrate: 2 kHz < Zeit der Störung: 500 ns
zu begrenzende Spannung: 900 V
negative Hilfsspannung: -15 V
Gate-Widerstand R₀₂: 3,3 Ω.

In den Transildioden wird eine Leistung von

umgesetzt. Pro Element (6 Elemente a 150 V) entfallen ca. 1,7 Watt. Dies ist mit Transildioden schwer möglich.

Die Fig. 11 zeigt eine erste Ausführungsform einer erfin dungsgemäßen Spannungsklemmbeschaltung 10. Gegenüber der be kannten Spannungsklemmbeschaltung 10 weist die erfindungsge mäße Beschaltung 10 einen Meßwiderstand R₀₃ auf, dessen An schlüsse 12 und 14 mit den Eingängen eines Reglers 16 ver bunden sind, dessen Ausgang mit einem Eingang 20 der Treiber endstufe 8 der Ansteuerschaltung 2 des spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalter T3 elektrisch leitend verbunden ist. Als Regler 16 ist ein proportional-integral-wirkender Spannungsregler vorgesehen, der die Differenz zwischen der stromproportionalen Spannung am Meßwiderstand und einem im Regler 16 vorbestimmten Sollwert in eine Steuerspannung für die Treiberendstufe 8 der Ansteuerschaltung 2 verwandelt. Über den Meßwiderstand R₀₃ wird der Transilstrom I_transil durch die Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ bei Überspannung als Spannungswert gemessen. Aus diesem Spannungswert wird mittels des Reglers 16 eine Steuerspannung so eingestellt, daß der Stromanteil (stationärer Strom) des Transilstromes I_transil von der Ansteuerschaltung 2 geliefert wird. Dadurch verringert sich der Transilstrom I_transil um diesen stationären Stromanteil, so daß nur noch der Strom zur Ladung der Steuerkapazität des spannungsgesteuerten Leistungshalbleiter-Schalters T3 über die Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ fließt.

Die Ausgangsspannung des Reglers 16 kann auch so eingestellt werden, daß ein Teil des Stromes zum Aufsteuern des Lei tungshalbleiter-Schalters T3 von der Ansteuerschaltung 2 geliefert werden kann. Damit man jedoch eine Störfestigkeit dieser Spannungsklemmbeschaltung 10 erreicht, ist der Regler 16 derart eingestellt, daß nur der stationäre Strom von der Ansteuerschaltung 2 im Störbetrieb geliefert wird.

In der Fig. 12 ist eine vereinfachte Variante der erfin dungsgemäßen Spannungsklemmbeschaltung 10 dargestellt. Bei dieser Variante ist der eine Eingang des Reglers 16 mit dem Anschluß 12 des Meßwiderstandes R₀₃ verbunden, wobei der andere Eingang des Reglers 16 mit einem Bezugspotential N der Ansteuerschaltung 2 elektrisch leitend verbunden ist. Dadurch ändert sich jedoch nichts an der Funktionsweise der Span nungsklemmbeschaltung 10. Gegenüber der ersten Ausführungs form der erfindungsgemäßen Schaltung 10 ist anstelle des PI- Reglers 16 ein PID-Regler 16 vorgesehen. Dadurch wird die Ausgangsspannung des Reglers 16 zusätzlich durch den D-Anteil des Reglers 16 beeinflußt, wodurch die Dynamik der Regelung des Transilstromes I_transil erhöht wird. In der Ausführungs form nach Fig. 11 kann anstelle des PI-Reglers 16 auch ein PID-Regler 16 verwendet werden. Im Block U des PI bzw. PID- Reglers 16 wird ein Sollwert-Istwertvergleich vorgenommen, wobei ein entsprechendes Sollsignal dem Regler 16 zugeführt wird.

Durch diese erfindungsgemäße Ausgestaltung der bekannten Spannungsklemmbeschaltung 10 wird die Treiberendstufe 8 der Ansteuerschaltung 2 gerade so aufgesteuert, daß über den Ansteuerwiderstand R₀₂ nicht zu viel Strom abgeführt wird. Dadurch werden die Transildioden V₁₁, . . . , V₁₄ durch ist eine Begrenzung der Spannung sowohl am Transistor T3 als auch an der Freilaufdiode D3 mit hoher Wiederholrate möglich.

Claims

1. Schaltungsanordnung zum Schutz eines über seinen MOS- Steuereingang (G) ein- und ausschaltbaren Leistungshalb leiter-Schalter (T1, . . . , T4) vor energiereichen Überspannungen mit einer Spannungsklemmbeschaltung (10), bestehend aus einer Reihenschaltung aus wenigstens einer zum MOS-Steuereingang (G) des Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . . , T4) gerichteten Diode (V₂₂, V₂₃) und wenigstens einer entgegengerichteten Be schaltungs-Zenerdiode (V₁₁, . . . , V₁₄), wobei diese Spannungs klemmbeschaltung (10) elektrisch parallel zur Kollektor-Gate- Strecke des Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . . , T4) ge schaltet ist, dadurch gekennzeich net, daß ein Regler (16) vorgesehen ist, der ausgangs seitig mit einem Steuereingang (20) der Ansteuerschaltung (2) dieses Leistungshalbleiter-Schalters (T1, . . . , T4) verknüpft ist, und daß die Spannungsklemmbeschaltung (10) mit einem Meßwiderstand (R₀₃) versehen ist, dessen Meßsignal am Eingang des Reglers (16) ansteht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Eingänge des Reglers (16) mit den Anschlüssen (12, 14) des Meßwiderstandes (R₀₃) verknüpft sind.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Eingang des Reglers (16) mit einem Anschluß (12) des Meßwiderstandes (R₀₃) und ein anderer Eingang des Reglers (16) mit einem Bezugspoten tial (N) der Ansteuerschaltung (2) verknüpft sind.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Regler (16) ein PI- Regler vorgesehen ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Regler (16) ein PID- Regler vorgesehen ist.