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In
der Meßtechnik
treten häufig
Paare von zueinander korrespondierenden, frequenz- und amplitudengleichen,
phasenstarren sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen auf. So können derartige
Größen z.B.
am Ausgang von Meßgebern
zur Bestimmung der aktuellen Winkellage auftreten und als ein Maß für die aktuelle
Position dienen.
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Es
besteht dabei häufig
die Anforderung, die aktuelle Amplitude der Meßwechselgrößen zu erfassen. Es sind hierzu
bereits Vorrichtungen bekannt, von denen einige in der
DE 22 49 823 C3 beschrieben
sind. So kann die Amplitudenmessung auf eine indirekte Weise erfolgen:
Dabei werden mit Hilfe von Zusatzbauelementen Referenzsignale gemessen, z.B.
auf dem Wege einer optischen Abtastung zusätzlicher Spuren z.B. auf einer
Geberscheibe mittels sogenannter Referenzdioden, welche als ein
Maß für die Sinus-Cosinus-Amplituden
dienen können.
Bei anderen Vorrichtungen werden trigonometrische Zusammenhänge ausgenutzt.
Werden beispielsweise den Meßwechselgrößen die
Signaldefinition A = a·sin(phi)
und B = a·cos(phi)
zugrunde gelegt, so kann z.B. in analoger Schaltungstechnik mit
Hilfe einer einen Vierquadranten-Multiplizierer darstellenden Rechenschaltung
die Beziehung (a·sin(phi))
2 + (a·cos(phi))
2 = a
2 nachgebildet
werden. Das Ergebnis ist ein Maß für die Amplitude
unabhängig
vom Winkel phi. Andere Vorrichtungen wiederum beruhen auf dem Prinzip
einer exakten Quadrierung. Liegen die Meßwechselgrößen in digitalisierter Form
vor, so können
die zur Amplitudenbildung benötigten
Multiplikationen in einem Mikrocontroller ausgeführt werden. Wiederum andere
Vorrichtungen beruhen auf Näherungen.
Dabei werden durch gewichtete Summen- und Differenzbildungen der sinus-
und cosinusförmigen
Meßwechselgrößen phasenverschobene Sinussignale
gleicher Amplitude erzeugt. Diese werden einem idealen Gleichrichter
mit Minimal- bzw. Maximalauswertung zugeleitet. Als Resultat entsteht ein
sogenannter Vierfach-Sinusbogen. Dessen Restwelligkeit entspricht
ungefähr
30% des Spitzenwertes der eingespeisten sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen.
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Derart
gewonnene Amplitudenwerte der frequenz- und amplitudengleichen,
phasenstarren sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen können als Steuergrößen für Regelkreise
eingesetzt werden. Treten die sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen z.B.
am Ausgang von Linear- oder Winkelpositionsgebern auf, so sind die
Amplituden der Meßwechselgrößen bedingt
durch das im Gebersystem jeweils angewandte physikalische Abtastprinzip
von verschiedenen Einflußgrößen abhängig. Deren
Konstanz wird insbesondere beeinflußt von Temperaturgang und Alterung
der verwendeten Bauelemente, vom aktuellen Abtastabstand bei einer
magnetischen Abtastung und dgl.. Steht eine den aktuellen Amplitudenwert
der Meßwechselgrößen repräsentierende
Größe zur Verfügung, so
kann diese z.B. vorteilhaft als Steuergröße für Regelkreise eingesetzt werden,
um u.U. kurzfristige, temperaturdriftbedingte Amplitudenschwankungen
bzw. u.U. langfristige, alterungsbedingte Amplitudenveränderungen
zu kompensieren.
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Das
Problem bei den bekannten Amplitudenbildungen wird darin gesehen,
daß zu
deren Realisierung bislang ein relativ hoher schaltungstechnischer Aufwand
erforderlich ist.
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Die
DE 22 49 823 C3 beschreibt
eine Vorrichtung zur Bildung einer Steuergröße, welche ein Maß für die Amplitude
von frequenz- und amplitudengleichen gegeneinander phasenverschobenen
Meßwechselgrößen ist.
Dazu dient eine Schaltung mit einem Diodennetzwerk, dem die Meßwechselgrößen als
Verarbeitungsgrößen zugeführt werden
und mit der die im Diodennetzwerk hervorgerufenen Teilströme zur Steuergröße zusammengefaßt werden.
Die resultierende Steuergröße ist dreieck-
bzw. sinusförmig.
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Die
US 3,344,352 beschreibt
eine Vorrichtung zum Wandeln von Binärsignalen in ein Signal mit
drei Pegeln. Zur Filterung von Störungen aus dem gewandelten
Signal ist ein Diodennetzwerk vorgesehen, wobei diese Dioden im
parabolischen Teil ihrer Kennlinie betrieben werden.
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Der
Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine möglichst
effektiv realisierbare Vorrichtung zur Nachbildung einer, ein Maß für die Amplitude
eines Paares von frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren
sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen darstellende
Steuergröße anzugeben.
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Die
Aufgabe wird gelöst
mit der im Anspruch 1 angegebenen Vorrichtung. Vorteilhafte weitere Ausführungsformen
derselben sind in den nachfolgenden Unteransprüchen angegeben.
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Die
Erfindung und vorteilhafte Ausführungsformen
derselben werden anhand der nachfolgend kurz dargestellten Figuren
näher erläutert. Dabei zeigt
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1:
eine beispielhafte, bevorzugte Ausführung für eine gemäß der Erfindung aufgebaute Schaltung,
wobei die darin benötigte
Summierverstärkerschaltung
vorteilhaft in Form einer Operationsverstärkerschaltung ausgeführt ist,
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2a bis 2d:
die sich im Diodennetzwerk der erfindungsgemäßen Vorrichtung entsprechend
der in 1 dargestellten, bevorzugten Ausführung ergebenden
Teilstromverläufe,
und
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3a und 3b:
die sich bei der in den 1 und 2a bis 2d dargestellten,
beispielhaften, bevorzugten Ausführung
der Erfindung ergebenden und ein Maß für die Amplituden der sinus- und
cosinusförmigen
Meßwechselgrößen darstellenden
Steuergrößen.
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Die
erfindungsgemäße Vorrichtung
zur Bildung einer Steuergröße, welche
ein Maß für die Amplitude
eines Paares von zueinander frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren
sinus- und cosinusförmigen
Meßwechselgrößen ist,
enthält
ein Diodennetzwerk, dem die Meßwechselgrößen und
deren Inversionen als Verarbeitungsgrößen zugeführt werden. Dem Diodennetz werk
ist eine Summierverstärkerschaltung
nachgeschaltet, wodurch die von den Verarbeitungsgrößen im Diodennetzwerk
hervorgerufenen Teilströmen
zur Steuergröße zusammengefaßt werden.
Erfindungsgemäß sind bezüglich der schaltungstechnischen
Auslegung und Bauelementeauswahl die Summierverstärkerschaltung,
das Diodennetzwerk und der jeweilige Arbeitsbereich der auftretenden
Amplitude des Paares der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen so aufeinander abgestimmt,
daß die
im Diodennetzwerk auftretenden Teilströme einen Arbeitspunkt im Krümmungsbereich
der Kennlinie der jeweiligen Dioden hervorrufen.
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Es
ist erfindungswesentlich, daß zumindest die
Amplituden der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen und die bauelementespezifische Schwellspannung
der im Diodennetzwerk eingesetzten Dioden aufeinander abgestimmt
werden. Dies ist notwendig, um den angestrebten Effekt zu erzielen, daß die erfindungsgemäße Vorrichtung
einen im Krümmungsbereich
der Kennlinien der Dioden des Netzwerkes liegenden Arbeitspunkt
einnimmt. Da dieser Krümmungsbereich
der Diodenkennlinien einen parabelähnlichen Verlauf hat, werden
die von den sinus- und cosinusförmigen
Meßwechselgrößen in den
Dioden hervorgerufenen Teilströme
vorteilhaft näherungsweise
quadriert. Die somit unter Ausnutzung der gekrümmten Diodenkennlinie derart
verstärkten
vier Teilströme
werden anschließend
aufsummiert. Bei optimaler Abstimmung zwischen der Eingangsamplitude
der Meßwechselgrößen, den
Dioden und dem Innenwiderstand der nachfolgenden Summierverstärkerschaltung
läßt sich
für beliebige Winkelstellung
phi der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen und
mit einer in der Praxis ausreichenden Genauigkeit die folgende mathematische Beziehung
nachbilden: A2 + B2 = a2.
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Dabei
gilt:
- A = a·sin(phi)
sinusförmige
Meßwechselgröße,
- B = a·cos(phi)
cosinusförmige
Meßwechselgröße,
- a Amplitude der Meßwechselgrößen.
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Dies
wird desweiteren an einer beispielhaften, in 1 dargestellten
Schaltung und den dazugehörigen,
in den 2a–2d und 3a, 3b dargestellten
Strom- und Spannungsverläufen
näher erläutert.
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Bei
der in 1 dargestellten Ausführung einer gemäß der Erfindung
aufgebauten Schaltung ist ein aus vier Dioden D1 ... D4 bestehendes
Diodennetzwerk DN vorhanden. Diesem werden neben den beiden, mit
A und B bezeichneten sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen, welche im vorliegenden
Beispiel bevorzugt Meßwechselspannungen sind,
zusätzlich
auch deren Inversionen A' und
B' als Verarbeitungsgrößen zugeführt. In
den Dioden D1 ... D4 werden hierdurch die Teilströme I1 ...
I4 hervorgerufen. Dem Diodennetzwerk DN werden somit als Eingangssignale
zugeführt: A = a·sin(phi), A' = –a·sin(phi), B = a·cos(phi), und B' = –a·cos(phi).
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In
vielen Fällen
stehen diese Größen in der Praxis
z.B. am Ausgang von Positionsgebern als differentielle Signale zur
Verfügung.
Es ist somit in der Regel nicht notwendig, z.B. die invertierten
Größen A' und B' aus den nichtinvertierten
Größen A und
B abzuleiten. Andererseits ist die Erfindung prinzipiell aber auch
ohne weiteres auf den Fall anwendbar, daß z.B. nur die Größe A vorhanden
ist, und hieraus z.B. in einer Vorverarbeitungsstufe die Größen B, A' und B' erst abgeleitet
werden.
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Im
Beispiel der 1 werden somit die Meßwechselspannungen
A, A' und B, B' jeweils paarweise
an eine Reihenschaltung aus einer Diode D1 ... D4 und einem geeigneten
Widerstand R1, R3 angelegt. Bei einer nicht dargestellten Ausführung kann
auch jeder Diode ein eigener widerstand zugeordnet werden. Bevorzugt
können
PN–Siliziumdioden
eingesetzt werden, welche die gewünschte gekrümmte Kennlinie aufweisen. Die
vier Teilströme
I1 ... I4 durch die Dioden werden erfindungsgemäß von einer Summierverstärkerschaltung
zusammengefaßt.
Bei den Widerständen
R1, R3 kann es sich um die Innenwiderstände von Eingängen der
Summierverstärkerschaltunσ handeln.
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Gemäß der Darstellung
in 1 enthält
diese vorteilhaft einen Operationsverstärker OPV. Die beiden Widerstände R1,
R3 stellen in diesem Fall somit die Eingangszweige für die Eingänge E1,
E2 der Summierverstärkerschaltung
dar. Die Teilströme
werden somit im Beispiel der 1 am invertierenden Eingang
eines Operationsverstärkers
OPV, welcher den Summenpunkt S bildet, aufsummiert. Durch Rückkopplung
des Operationsverstärkers
OPV zumindest mit dem Widerstand R5 ergibt sich der Summenstrom
zu I5 = I1 + I2 + I3 + I4
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Die
daraufhin am Rückkopplungswiderstand R5
abfallende Spannung Uout ergibt sich somit zu Uout
= I5·R5.
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Der
aktuelle Wert der Größe I5 bzw.
U5 stellt das gewünschte
Maß für die Amplitude
a der sinus- und cosinusförmigen
Meßwechselgrößen A und
B dar.
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Bei
Vorliegen der erfindungsgemäßen Abstimmung
zwischen dem Wert der Amplitude a der Meßwechselgrößen A, B, dem Wert der Widerstände R1,
R3 und der Auswahl geeigneter Dioden D1 ... D4 im Diodennetzwerk
DN ergibt sich nach der Addition der Teilströme I1 ... I4 ein gleichgerichteter
Strom I5 in R5. Dieser bewirkt eine Ausgangsgleichspannung Uout
am Ausgang des OPV, die eine nur geringe Restwelligkeit von ca.
+/– 3%
im Vergleich zu einer idealen Gleichspannung aufweist. Diese Ausgangsgleichspannung
Uout ist somit näherungsweise
proportional zum Scheitelwert |a| der angelegten Meßwechselgrößen A, B,
und ist somit in der Praxis gut geeignet, um z.B. als eine Eingangsgröße für einen zur
Konstanthaltung der Amplitude a der Meßwechselgrößen A, B dienenden Regelkreises
eingesetzt zu werden.
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Dies
wird nachfolgend noch kurz anhand der in den 2a bis 2d und 3a, 3b dargestellten
Signalverläufen
erläutert.
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In
den 2b, 2d sind beispielhaft dargestellt
die Verläufe
eines Paares von sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen A, B über dem Phasenwinkel phi. Die 2a, 2c zeigen
die dazugehörigen
invertierten Verläufe
A', B'. Die durch diese
Größen in den
jeweiligen Dioden D2, D1, D4 und D3 des Diodennetzwerkes hervorgerufenen
Teilströme
I2, I1, I4 und I3 sind in den Verläufen der 2a bis 2d mit
eingetragen. In der 3a ist der im Rückkoppelzweig
des Operationsverstärkers OPV
auftretende Summenstrom I5, und in der 3b schließlich die
Ausgangsspannung Uout der erfindungsgemäßen Vorrichtung dagestellt.
Diese weist insbesondere auf Grund der erfindungsgemäßen Ausnutzung
des Krümmungsbereiches
der Dioden D1 ... D4 eine Restwelligkeit auf, welche im Vergleich
zum Wert einer entsprechenden idealen Gleichspannung in jedem Fall
kleiner 10% ist. Diese ist in der Praxis für die Weiterverwendung von
Uout als eine Quasigleichgröße vernachlässigbar.
Die erfindungsgemäße Vorrichtung
weist den Vorteil auf, daß die
Restwelligkeit eine um den Faktor 8 grö ßere Frequenz als die Frequenz
der sinus- und cosinusförmigen
Meßwechselgrößen A, B
hat.
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In
der Praxis ist es vorteilhaft, wenn der Temperaturgang der Dioden
D1 ... D4 des Diodennetzwerkes DN kompensiert wird. Hierzu wird
vorteilhaft eine weitere Kompensationsdiode D5 mit einem mit den
Dioden D1 ... D5 möglichst übereinstimmenden Temperaturverlauf
in der Art eines Diodenarrays in den Rückkopplungszweig des Operationsverstärkers OPV
eingefügt.
Nach einer Anpassung des Wertes des Rückkoppelwiderstandes R5 an
die Werte der Summierwiderstände
R1, R3 kann hierdurch eine merkliche Reduzierung des Temperaturganges
der in 1 dargestellten Schaltung erreicht werden. Es hat
sich gezeigt, daß diese
besonders bei Amplituden der Meßwechselgrößen A, B
im Wertebereich 0,9 V < |a| < 1,3 V ein Verhalten
aufweist, welche eine in der Praxis völlig ausreichende Annäherung darstellt
an die ideale Beziehung A2 + B2 =
a2.
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Weisen
die Amplituden der Meßwechselgrößen A, B
kleinere, z.B. im Wertebereich |a| < 0,9 V liegende Werte auf, so kann
die Restwelligkeit von Uout weiter reduziert werden, wenn zusätzlich der
Arbeitspunkt des Diodennetzwerkes DN verschoben wird. Praktisch
läßt sich
dies mit einer Potentialerhöhung erreichen.
Im Beispiel der 1 ist zur Potentialanhebung
der Ausgangsgleichspannung Uout eine Gleichspannungsquelle +Uv am
nichtinvertierenden Eingang + des OPV angeschlossen. Weisen die
Amplituden der Meßwechselgrößen A, B
größere, z.B. im
Wertebereich |a| > 1,3
V liegende Werte auf, so können
diese vorteilhaft geteilt werden. In 3b ist die
sich bei zusätzlicher
Verwendung einer derartigen Kompensationsdiode D5 ergebende Ausgangsspannung
Uout = I5·R5
+ U(D5), wobei U(D5) die Schwellspannung der Diode D5 ist.
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Desweiteren
kann vorteilhaft die Restwelligkeit der Ausgangsspannung Uout durch
einen parallel zum Rückkoppelzweig
ange ordneten Glättungskondensator
C1 weiter reduziert werden. Eine derartige Ausführung ist ebenfalls bereits
in 1 dargestellt.
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Die
Erfindung hat den Vorteil, daß sie
insbesondere in analoger Schaltungstechnik besonders kostengünstige aufgebaut
werden kann, und dennoch ein in der Praxis uneingeschränkt weiterverwertbares,
völlig
ausreichend geglättetes
Ausgangssignal Uout bereitstellt. So weist die in 1 dargestellte
Schaltung zumindest 4, vorteilhaft 5 Dioden, 3 Widerstände und
einen Operationsverstärker
auf. Die erfindungsgemäße Vorrichtung
stellt dann ein weiterverwertbares Ausgangssignal Uout bereit, wenn
die sinus- und cosinusförmigen
Meßwechselgrößen A, B
gegebenenfalls vorübergehend
eine Frequenz f = 0 Hz aufweisen. Dieser Fall kann beispielhaft
dann auftreten, wenn die sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen A, B Ausgangssignale eines
Winkelpositionsgebers sind, und die von diesem überwachte Welle still steht.