DE4428673A1

DE4428673A1 - Vorrichtung zur Bildung einer Steuergröße, welche ein Maß für die Amplitude zweier frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen ist

Info

Publication number: DE4428673A1
Application number: DE19944428673
Authority: DE
Inventors: Michael Cuylen; Udo Dipl Ing Ollert
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: OLLERT, UDO, 81477 MUENCHEN, DE
Priority date: 1994-08-12
Filing date: 1994-08-12
Publication date: 1996-02-15
Anticipated expiration: 2014-08-13
Also published as: DE4428673B4

Description

In der Meßtechnik treten häufig Paare von zueinander korre spondierenden, frequenz- und amplitudengleichen, phasenstar ren sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen auf. So kön nen derartige Größen z. B. am Ausgang von Meßgebern zur Be stimmung der aktuellen Winkellage auftreten und als ein Maß für die aktuelle Position dienen.

Es besteht dabei häufig die Anforderung, die aktuelle Ampli tude der Meßwechselgrößen zu erfassen. Es sind hierzu eine Vielzahl von Vorrichtungen bekannt. So kann die Amplituden messung auf eine indirekte Weise erfolgen. Dabei werden mit Hilfe von Zusatzbauelementen Referenzsignale gemessen, z. B. auf dem Wege einer optischen Abtastungen zusätzlicher Spuren z. B. auf einer Geberscheibe mittels sogenannter Referenzdio den, welche als ein Maß für die Sinus-Cosinus-Amplituden die nen können. Bei anderen Vorrichtungen werden trigonometrische Zusammenhänge ausgenutzt. Werden beispielsweise den Meßwech selgrößen die Signaldefinition A=a_*sin(phi) und B=a_*cos(phi) zugrunde gelegt, so kann z. B. in analoger Schaltungstechnik mit Hilfe einer einen Vierquadranten-Multiplizierer darstel lenden Rechenschaltung die Beziehung (a_*sin(phi))² + (a_*cos(phi))² = a² nachgebildet werden. Das Ergebnis ist ein Maß für die Amplitude unabhängig vom Winkel phi. Andere Vorrichtungen wiederum beruhen auf dem Prinzip einer exakten Quadrierung. Liegen die Meßwechselgrößen in digitalisierter Form vor, so können die zur Amplitudenbildung benötigten Multiplikationen in einem Mikrocontroller ausgeführt werden. Wiederum andere Vorrichtungen beruhen auf Näherungen. Dabei werden durch gewichtete Summen- und Differenzbildungen der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen phasenverschobene Sinussignale gleicher Amplitude erzeugt. Diese werden einem idealen Gleichrichter mit Minimal- bzw. Maximalauswertung zugeleitet. Als Resultat entsteht ein sogenannter Vierfach- Sinusbogen. Dessen Restwelligkeit entspricht ungefähr 30% des Spitzenwertes der eingespeisten sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen.

Derart gewonnene Amplitudenwerte der frequenz- und amplitu dengleichen, phasenstarren sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen können als Steuergrößen für Regelkreise ein gesetzt werden. Treten die sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen z. B. am Ausgang von Linear- oder Winkelposi tionsgebern auf, so sind die Amplituden der Meßwechselgrößen bedingt durch das im Gebersystem jeweils angewandte physika lische Abtastprinzip von verschiedenen Einflußgrößen abhän gig. Deren Konstanz wird insbesondere beeinflußt von Tempera turgang und Alterung der verwendeten Bauelemente, vom aktuel len Abtastabstand bei einer magnetischer Abtastung und dgl. Steht eine den aktuellen Amplitudenwert der Meßwechselgrößen repräsentierende Größe zur Verfügung, so kann diese z. B. vor teilhaft als Steuergröße für Regelkreise eingesetzt werden, um u. U. kurzfristige, temperaturdriftbedingte Amplituden schwankungen bzw. u. U. langfristige, alterungsbedingte Ampli tudenveränderungen zu kompensieren.

Das Problem bei den bekannten Amplitudenbildungen wird darin gesehen, daß zu deren Realisierung bislang ein relativ hoher schaltungstechnischer Aufwand erforderlich ist.

Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, eine mög lichst effektiv realisierbare Vorrichtung zur Nachbildung einer, ein Maß für die Amplitude eines Paares von frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren sinus- und cosinusför migen Meßwechselgrößen darstellende Steuergröße anzugeben.

Die Aufgabe wird gelöst mit der im Anspruch 1 angegebenen Vorrichtung. Vorteilhafte weitere Ausführungsformen derselben sind in den nachfolgenden Unteransprüchen angegeben.

Die Erfindung und vorteilhafte Ausführungsformen derselben werden anhand der nachfolgend kurz dargestellten Figuren nä her erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1 eine beispielhafte, bevorzugte Ausführung für eine gemäß der Erfindung aufgebaute Schaltung, wobei die darin benötigte Summierverstärkerschaltung vorteil haft in Form einer Operationsverstärkerschaltung aus geführt ist,

Fig. 2a bis 2d die sich im Diodennetzwerk der erfindungsgemäßen Vor richtung entsprechend der in Fig. 1 dargestellten, bevorzugten Ausführung ergebenden Teilstromverläufe, und

Fig. 3a und 3b die sich bei der in den Fig. 1 und 2a bis 2d dar gestellten, beispielhaften, bevorzugten Ausführung der Erfindung ergebenden und ein Maß für die Amplitu den der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen darstellenden Steuergrößen.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Bildung einer Steuer größe, welche ein Maß für die Amplitude eines Paares von zu einander frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren si nus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen ist, enthält ein Diodennetzwerk, dem die Meßwechselgrößen und deren Inversio nen als Verarbeitungsgrößen zugeführt werden. Dem Diodennetz werk ist eine Summierverstärkerschaltung nachgeschaltet, wo durch die von den Verarbeitungsgrößen im Diodennetzwerk her vorgerufenen Teilströmen zur Steuergröße zusammengefaßt wer den. Erfindungsgemäß sind bezüglich der schaltungstechnischen Auslegung und Bauelementeauswahl die Summierverstärkerschal tung, das Diodennetzwerk und der jeweilige Arbeitsbereich der auftretenden Amplitude des Paares der sinus- und cosinusför migen Meßwechselgrößen so aufeinander abgestimmt sind, daß die im Diodennetzwerk auftretenden Teilströme einen Arbeits punkt im Krümmungsbereich der Kennlinie der jeweiligen Dioden hervorrufen.

Es ist erfindungswesentlich, daß zumindest die Amplituden der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen und die bauele mentespezifische Schwellspannung der im Diodennetzwerk einge setzten Dioden aufeinander abgestimmt werden. Dies ist not wendig, um den angestrebten Effekt zu erzielen, daß die er findungsgemäße Vorrichtung einen im Krümmungsbereich der Kennlinien der Dioden des Netzwerkes Arbeitspunkt einnimmt. Da dieser Krümmungsbereich der Diodenkennlinien einen para belähnlichen Verlauf hat, werden die von den sinus- und cosi nusförmigen Meßwechselgrößen in den Dioden hervorgerufenen Teilströme vorteilhaft näherungsweise quadriert. Die somit unter Ausnutzung der gekrümmten Diodenkennlinie derart ver stärkten vier Teilströme werden anschließend aufsummiert. Bei optimaler Abstimmung zwischen der Eingangsamplitude der Meß wechselgrößen, den Dioden und dem Innenwiderstand der nach folgenden Summierverstärkerschaltung läßt sich für beliebige Winkelstellung phi der sinus- und cosinusförmigen Meßwechsel größen und mit einer in der Praxis ausreichenden Genauigkeit die folgende mathematische Beziehung nachbilden:

A² + B² = a².

Dabei gilt

A = a _* sin(phi) sinusförmige Meßwechselgröße,
B = a _* cos(phi) cosinusförmige Meßwechselgröße,
a Amplitude der Meßwechselgrößen.

Dies wird des weiteren an einer beispielhaften, in Fig. 1 dargestellten Schaltung und den dazugehörigen, in den Fig. 2a-2d und 3a, 3b dargestellten Strom- und Spannungsverläufen näher erläutert.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführung einer gemäß der Erfindung aufgebauten Schaltung ist ein aus vier Dioden D1 . . . D4 bestehendes Diodennetzwerk DN vorhanden. Diesem werden neben den beiden, mit A und B bezeichneten sinus- und cosi nusförmigen Meßwechselgrößen, welche im vorliegenden Beispiel bevorzugt Meßwechselspannungen sind, zusätzlich auch deren Inversionen A′ und B′ als Verarbeitungsgrößen zugeführt. In den Dioden D1 . . . D4 werden hierdurch die Teilströme I1 . . . I4 hervorgerufen. Dem Diodennetzwerk DN werden somit als Ein gangssignale zugeführt:

A = a _* sin(phi)
A′= -a _* sin(phi),
B = a _* cos(phi), und
B′= -a _* cos(phi).

In vielen Fällen stehen diese Größen in der Praxis z. B. am Ausgang von Positionsgebern als differentielle Signale zur Verfügung. Es ist somit in der Regel nicht notwendig, z. B. die invertierten Größen A′ und B′ aus den nichtinvertierten Größen A und B abzuleiten. Andererseits ist die Erfindung prinzipiell aber auch ohne weiteres auf den Fall anwendbar, daß z. B. nur die Größe A vorhanden ist, und hieraus z. B. In einer Vorverarbeitungsstufe die Größen B, A′ und B′ erst ab geleitet werden.

Im Beispiel der Fig. 1 werden somit die Meßwechselspannungen A, A′ und B, B′ jeweils paarweise an eine Reihenschaltung aus einer Diode D1 . . . D4 und einem geeigneten Widerstand R1, R3 an gelegt. Bei einer nicht dargestellten Ausführung kann auch jeder Diode ein eigener Widerstand zugeordnet werden. Bevor zugt können PN - Siliziumdioden eingesetzt werden, welche die gewünschte gekrümmte Kennlinie aufweisen. Die vier Teilströme I1 . . . I4 durch die Dioden werden erfindungsgemäß von einer Summierverstärkerschaltung zusammengefaßt. Bei den Widerstän den R1, R3 kann es sich um die Innenwiderstände von Eingängen der Summierverstärkerschaltung handeln.

Gemäß der Darstellung in Fig. 1 enthält diese vorteilhaft einen Operationsverstärker OPV. Die beiden Widerstände R1, R3 stellen in diesem Fall somit die Eingangszweige für die Ein gänge E1, E2 der Summierverstärkerschaltung dar. Die Teilströ me werden somit im Beispiel der Fig. 1 am invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers OPV, welcher den Summen punkt S bildet, aufsummiert. Durch Rückkopplung des Opera tionsverstärkers OPV zumindest mit dem Widerstand R5 ergibt sich der Summenstrom zu

I5 = I1 + I2 + I3 + I4.

Die daraufhin am Rückkopplungswiderstand R5 abfallende Span nung Uout ergibt sich somit zu

Uout = I5 _* R5.

Der aktuelle Wert der Größe I5 bzw. U5 stellt das gewünschte Maß für die Amplitude a der sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen A und B dar.

Bei Vorliegen der erfindungsgemäßen Abstimmung zwischen dem Wert der Amplitude a der Meßwechselgrößen A,B, dem Wert der Widerstände R1, R3 und der Auswahl geeigneter Dioden D1 . . . D4 im Diodennetzwerk DN ergibt sich nach der Addition der Teil ströme I1 . . . I4 ein gleichgerichteter Strom I5 in R5. Dieser bewirkt eine Ausgangsgleichspannung Uout am Ausgang des OPV, die eine nur geringe Restwelligkeit von ca. +/- 3% im Ver gleich zu einer idealen Gleichspannung aufweist. Diese Aus gangsgleichspannung Uout ist somit näherungsweise proportio nal zum Scheitelwert |a| der angelegten Meßwechselgrößen A, B, und ist somit in der Praxis gut geeignet, um z. B. als eine Eingangsgröße für einen zur Konstanthaltung der Amplitude a der Meßwechselgrößen A, B dienenden Regelkreises eingesetzt zu werden.

Dies wird nachfolgend noch kurz anhand der in den Fig. 2a bis 2d und 3a, 3b dargestellten Signalverläufen erläutert.

In den Fig. 2b, 2d sind beispielhaft dargestellt die Ver läufe eines Paares von sinus- und cosinusförmigen Meßwechsel größen A, B über dem Phasenwinkel phi. Die Fig. 2a, 2c zei gen die dazugehörigen invertierten Verläufe A′, B′. Die durch diese Größen in den jeweiligen Dioden D2, D1, D4 und D3 des Diodennetzwerkes hervorgerufenen Teilströme I2, I1, I4 und I3 sind in den Verläufen der Fig. 2a bis 2d mit eingetragen. In der Fig. 3a ist der im Rückkoppelzweig des Operations verstärkers OPV auftretende Summenstrom I5, und in der Fig. 3b schließlich die Ausgangsspannung Uout der erfindungsge mäßen Vorrichtung dagestellt. Diese weist insbesondere auf Grund der erfindungsgemäßen Ausnutzung des Krümmungsbereiches der Dioden D1 . . . D4 eine Restwelligkeit auf, welche im Ver gleich zum Wert einer entsprechenden idealen Gleichspannung in jedem Fall kleiner 10% ist. Diese ist in der Praxis für die Weiterverwendung von Uout als eine Quasigleichgröße ver nachlässigbar. Die erfindungsgemäße Vorrichtung weist den Vorteil auf, daß die Restwelligkeit eine um den Faktor 8 grö ßere Frequenz als die Frequenz der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen A, B hat.

In der Praxis ist es vorteilhaft, wenn der Temperaturgang der Dioden D1 . . . D4 des Diodennetzwerkes DN kompensiert wird. Hierzu wird vorteilhaft eine weitere Kompensationsdiode D5 mit einem mit den Dioden D1 . . . D5 möglichst übereinstimmenden Temperaturverlauf in der Art eines Diodenarrays in den Rück kopplungszweig des Operationsverstärkers OPV eingefügt. Nach einer Anpassung des Wertes des Rückkoppelwiderstandes R5 an die Werte der Summierwiderstände R1, R3 kann hierdurch eine merkliche Reduzierung des Temperaturganges der in Fig. 1 dargestellten Schaltung erreicht werden. Es hat sich gezeigt, daß diese besonders bei Amplituden der Meßwechselgrößen A,B im Wertebereich 0,9 V < |a| < 1,3V ein Verhalten aufweist, welche eine in der Praxis völlig ausreichende Annäherung dar stellt an die ideale Beziehung A² + B² = a².

Weisen die Amplituden der Meßwechselgrößen A,B kleinere, z. B. im Wertebereich |a| < 0,9 V liegende Werte auf, so kann die Restwelligkeit von Uout weiter reduziert werden, wenn zusätz lich der Arbeitspunkt des Diodennetzwerkes DN verschoben wird. Praktisch läßt sich dies mit einer Potentialerhöhung erreichen. Im Beispiel der Fig. 1 ist zur Potentialanhebung der Ausgangsgleichspannung Uout eine Gleichspannungsquelle +Uv am nichtinvertierenden Eingang + des OPV angeschlossen. Weisen die Amplituden der Meßwechselgrößen A, B größere, z. B. im Wertebereich |a| < 1,3 V liegende Werte auf, so können diese vorteilhaft geteilt werden. In Fig. 3b ist die sich bei zusätzlicher Verwendung einer derartigen Kompensations diode D5 ergebende Ausgangsspannung Uout = 15 _* R5 + U(D5), wobei U(D5) die Schwellspannung der Diode D5 ist.

Desweiteren kann vorteilhaft die Restwelligkeit der Ausgangs spannung Uout durch einen parallel zum Rückkoppelzweig ange ordneten Glättungskondensator C1 weiter reduziert werden. Eine derartige Ausführung ist ebenfalls bereits in Fig. 1 dargestellt.

Die Erfindung hat den Vorteil, daß sie insbesondere in analo ger Schaltungstechnik besonders kostengünstige aufgebaut wer den kann, und dennoch ein in der Praxis uneingeschränkt wei terverwertbares, völlig ausreichend geglättetes Ausgangs signal Uout bereitstellt. So weist die in Fig. 1 darge stellte Schaltung zumindest 4, vorteilhaft 5 Dioden, 3 Wider stände und einen Operationsverstärker auf. Die erfindungsge mäße Vorrichtung stellt dann ein weiterverwertbares Ausgangs signal Uout bereit, wenn die sinus- und cosinusförmigen Meß wechselgrößen A,B gegebenenfalls vorübergehend eine Frequenz f=0 Hz aufweisen. Dieser Fall kann beispielhaft dann auftre ten, wenn die sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen A, B Ausgangssignale eines Winkelpositionsgebers sind, und die von diesem überwachte Welle still steht.

Claims

1. Vorrichtung zur Bildung einer Steuergröße (Uout), welche ein Maß für die Amplitude (a) eines Paares von zueinander frequenz- und amplitudengleichen, phasenstarren sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen (A, B) ist, mit

a) einem Diodennetzwerk (D1 . . . D4), dem die Meßwechselgrößen (A,B) und deren Inversionen (A′, B′) als Verarbeitungs größen zugeführt werden, und
b) einer Summierverstärkerschaltung (SV), wodurch die von den Verarbeitungsgrößen (A, A′, B, B′) im Diodennetzwerk (D1 . . . D4) hervorgerufenen Teilströmen (I1 . . . I4) am Aus gang zur Steuergröße (Uout) zusammengefaßt werden, wobei
c) bei der schaltungstechnischen Auslegung die Summierver stärkerschaltung (SV), das Diodennetzwerk (D1 . . . D4) und der jeweilige Arbeitsbereich der Amplitude (a) des Paa res der sinus- und cosinusförmigen Meßwechselgrößen (A, B) so aufeinander abgestimmt sind, daß die im Dioden netzwerk (D1 . . . D4) auftretenden Teilströme (I1 . . . I4) einen Arbeitspunkt im Krümmungsbereich der Kennlinie der jeweiligen Dioden hervorrufen.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Summierverstärker schaltung (SV) einen Operationsverstärker (OPV) aufweist.

3. Vorrichtung nach Anspruch 2, wobei im Rückkoppelzweig des Operationsverstärkers (OPV) eine Kompensationsdiode (D5) angeordnet ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 2 oder 3, wobei parallel zum Rückkoppelzweig des Operationsverstärkers (OPV) ein Glättungskondensator (C1) angeordnet ist.

5. Vorrichtung nach Anspruch 2,3 oder 4, wobei am nichtinver tierenden Eingang des Operationsverstärkers (OPV) eine Gleichspannungsquelle (Uv) zur Potentialanhebung der Steuer größe (Uout) am Ausgang des Operationsverstärkers (OPV) ange ordnet ist.