DE4421105A1 - Reduzierung des elektrischen Motorstoßstroms durch nicht-lineare Begrenzung der Änderungsrate der Winkelgeschwindigkeit - Google Patents

Reduzierung des elektrischen Motorstoßstroms durch nicht-lineare Begrenzung der Änderungsrate der Winkelgeschwindigkeit

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Description

Diese Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf Steuersyste­ me und insbesondere auf eine geschlossene Winkelgeschwindig­ keits-Steuerschleife eines Gleichstrom-Elektromotors.
Motorsteuersysteme auf der Grundlage eines Mikroprozessors werden gewöhnlich in Anwendungen, wie z. B. Kopfmotoren für einen Videocassettenrecorder (VCR), Spindelmotoren für Com­ puterdisketten, Spindelmotoren für Compaktdiscs, Motoren für Camcorderantriebsspulen und Bandantriebsspulen für Bandan­ triebe für Personalcomputer verwendet. Bei jeder dieser An­ wendungen sind Größe und Gewicht wichtige Entwicklungspara­ meter. Leistungsversorgungen werden typischerweise aufgrund relativ konstanter Stromanforderungen entwickelt, und nicht aufgrund der Fähigkeit hoher Übergangsströme, die oft von Motoren gefordert wird. Bei jeder dieser Anwendungen werden empfindliche analoge elektronische Schaltungen durch ein Leistungsversorgungsrauschen, das aus dem Motorsteuerschalt­ kreis resultiert, beeinflußt. Es besteht ein Bedarf nach einer Leistungsversorgungs-Stoßstrom und -Rausch-Reduzie­ rung, ohne eine große und schwere Motorsteuer-Hardware oder Leistungsversorgungs-Filterhardware zu erfordern.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht darin, ein Verfahren zur Leistungsversorgungs-Stoßstrom- und -Rausch- Reduzierung bei einem Steuersystem für einen Elektromotor zu schaffen.
Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren nach Patentanspruch 1 und ein Verfahren nach Patentanspruch 2 gelöst.
Die vorliegende Erfindung verwendet Mikroprozessor-Firmware, um die erlaubte Änderungsrate eines numerischen Wertes, der direkt die Leistung zu einem Motor steuert, zu begrenzen. Durch die Begrenzung der Leistungsänderungsrate werden Lei­ stungsversorgungs-Spannungsrauschspitzen reduziert. Die Stromstöße werden in einer Art und Weise reduziert, die die geringe Signalbandbreite des Steuersystems erhält. Die Stromstöße werden reduziert, ohne eine große und schwere Filterhardware zu benötigen.
Bevorzugte Ausführungsbeispiele der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend unter Bezugnahme auf die beiliegenden Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein schematisches Blockdiagramm einer Motorsteuer­ schaltung auf der Grundlage eines Mikroprozessors;
Fig. 2 ein Flußdiagramm einer Mikroprozessor-Firmware, die verwendet wird, um die Änderungsrate einer Motor­ steuervariablen zu begrenzen.
Fig. 1 stellt ein Motorsteuersystem für einen kleinen Gleichstrom-Elektromotor auf der Grundlage eines Mikropro­ zessors dar. Ein Mikroprozessor 100 liefert einen numeri­ schen Wert 112, der die Periode eines Pulsbreiten-modulier­ ten digitalen Signals 116 steuert. Das Pulsbreiten-modulier­ te Signal 116 steuert einen Schalter 118 (typischerweise ei­ nen Transistor). Ein induktives Bauelement 120 und ein Kon­ densator 122 liefern eine Tiefpaßfilterung und einen Ener­ giespeicher. Ein Motortreiber 124 ist eine im Handel erhält­ liche Schaltung zur Steuerung von Richtung und Kommutation eines Gleichstrom-Elektromotors 126. Ein Tachometer 128 lie­ fert Impulse 104 mit einer Rate, die proportional der Motor­ winkelgeschwindigkeit zur Rückkoppelung mit dem Mikroprozes­ sor 100 ist. Der Mikroprozessor 100 legt die Intervalle zwi­ schen den Tachometerimpulsen zeitlich fest, um einen numeri­ schen Geschwindigkeitswert zum Vergleich mit einer Referenz­ geschwindigkeit 102 zu bestimmen.
Eine digitale Steuer-Firmware 106 im Mikroprozessor 100 führt einen linearen Steueralgorithmus aus, um einen Ausga­ besteuerwert 108 zu erzeugen. Der elementare Steueralgorith­ mus in der digitalen Steuer-Firmware 106 lautet wie folgt:
Ausgabe = KP *fehler + KI *sum(fehler) + KD *d(fehler)/dt.
Dieser Algorithmus wird manchmal der Proportional-Integral- Differential-Algorithmus (PID-Algorithmus; PID = Proportio­ nal-Integral-Derivative) genannt. Grundsätzlich ist der Aus­ druck KD proportional zum Fehlersignal, der Ausdruck KI be­ zieht sich auf den integrierten Fehler über der Zeit und der Ausdruck KD bezieht sich auf die Fehlersignal-Ableitung oder -Änderungsrate. Es sei zu bemerken, daß der Ausdruck KD im PID-Algorithmus eine Änderung verstärkt, so daß momentane Änderungen im Fehlersignal einen signifikanten Einfluß auf das Ausgangssignal haben können. Momentane Änderungen im Fehlersignal können z. B. aufgrund einer rauschenden Rück­ koppelung oder aufgrund von arithmetischen Approximations­ artefakten aufgrund der Ganzzahl-Arithmetik im PID-Algorith­ mus auftreten. In Motorsteuersystemen gemäß Fig. 1 und nach­ folgend weiter erörtert, können große Änderungen in der Aus­ gabe ungünstige Wirkungen auf andere Teile des Systems, wie z. B. Energie- bzw. Leistungsversorgungen, haben. Dieser ungünstige Einfluß kann reduziert werden, indem KD klein oder Null gemacht wird. Jedoch ist der Ausdruck KD für eine kurze Ansprechzeit (hohe Bandbreite) und Steuerschleifen­ stabilität wichtig. Eine bessere Lösung besteht gemäß nachfolgender Beschreibung darin, die Ausgabevariable direkt zu begrenzen, und nicht nur einen Ausdruck, der die Fehlervariable beeinflußt. Bei der vorliegenden Erfindung ist die Änderungsrate des Ausgangssignals direkt durch Festlegen der Ausgabeänderungsrate auf absolute maximale und minimale Werte begrenzt. Die Begrenzung der Änderungsrate der Ausgabe beeinflußt den Ausdruck KD im PID-Algorithmus nicht. Für kleine Abweichungen des Fehlersignals hat das Festlegen keinen Einfluß auf die Bandbreite des Steuersystems.
Beim System gemäß Fig. 1 ist der Rückkoppelungspfad eigen­ rauschend. Das Tachometersignal 104 weist einen bestimmten Flimmerbetrag auf, der normal und unvermeidlich ist. D. h., selbst wenn der Motor 126 bei einer konstanten Winkelge­ schwindigkeit läuft, tritt eine bestimmte Variation der Zeit zwischen den Tachometerimpulsen 104 auf. Die Berechnung in der Firmware 106 führt zusätzliches digitales Rauschen auf­ grund von numerischen Approximationsartefakten ein. Es ist möglich, die Tachometerimpulsperioden zu mitteln oder andere digitale Filtertechniken zu verwenden, um das Rückkopplungs­ rauschen zu reduzieren. Das Filtern der Impulsperioden er­ fordert jedoch eine signifikante Prozessorausführungszeit und dämpft numerische Approximationsartefakte in der digita­ len Steuer-Firmware 106 nicht. Zusätzlich reduziert das Fil­ tern der Impulsperioden die Bandbreite des Steuersystems. Für eine maximale Steuerung der Winkelgeschwindigkeit mit einer minimalen Ansprechzeit auf Winkelgeschwindigkeits­ änderungen muß der Steueralgorithmus mit ungefilterten Im­ pulsperiodendaten arbeiten. Deshalb wirkt der lineare Steu­ eralgorithmus auf jedes Tachometerflimmern eigenverstärkend. Es sei zu bemerken, daß, selbst wenn der Ausdruck KD des PID-Algorithmus Null ist, die Tachometerimpulsperioden (und jedes dazugehörige Flimmern) durch den Ausdruck KP verstärkt werden. Das verstärkte Tachometerrauschflimmern plus die nu­ merischen Approximationsartefakte können große momentane Än­ derungen des Pulsbreiten-modulierten Signals 116 zur Folge haben. Wenn das induktive Bauelement 120 klein ist, können momentane Änderungen des Pulsbreiten-modulierten Signals 116 eine teilweise Sättigung des induktiven Bauelements 120 zur Folge haben. Eine teilsweise Sättigung hat Leistungsversor­ gungs-Stromstöße zur Folge, wobei Leistungsversorgungs- Rauschprobleme für andere Schaltkreise erzeugt werden.
Ein großes induktives Bauelement 120 würde die Sättigung und die Stromstöße reduzieren. Alternativ würde eine zusätzliche Leistungsversorgungsfilterung beliebige Rauscheffekte auf andere empfindliche Schaltkreise reduzieren. Das Steuersy­ stem gemäß Fig. 1 reduziert jedoch die Sättigung des induk­ tiven Bauelements und die Stromstöße durch die Verwendung von Mikroprozessor-Firmware, anstelle von größerer, schwererer und aufwendigerer Hardware. Der Änderungsraten-Begrenzer 110 verzögert die Änderungsrate des digitalen Signals, das direkt den Spannungsschalter 118 steuert. Der Änderungsraten-Begrenzer 110 vergleicht einen vorliegenden Wert der Steuerausgabe 108 mit dem unmittelbar vorhergehenden Wert der Steuerausgabe 108 und approximiert den Betrag der Differenz auf einen vorbestimmten Wert. Der Änderungsraten-Begrenzer 110 stellt eine einfachere und schnellere Berechnung als die Tachometer-Impulsperioden-Filterung dar und kompensiert fer­ ner die numerische Approximation durch die digitale Steuer- Firmware 106.
Der Änderungsraten-Begrenzer 110 weist ferner einen minima­ len Einfluß auf die Steuersystembandbreite auf. Für kleine Signale (kleine Störungen in der Winkelgeschwindigkeit) exi­ stiert keine Wirkung auf die Bandbreite. Größere Winkelge­ schwindigkeitsstörungen können bei dem Änderungsraten-Be­ grenzer 110 Oszillationen verursachen, welche wiederum eine Reduzierung der Verstärkung (mit einer entsprechenden Redu­ zierung der Bandbreite) erfordern können, um die Stabilität zu verbessern. Jede Bandbreitenreduzierung aufgrund einer geringeren Verstärkung ist jedoch kleiner als eine Bandbrei­ tenreduzierung, die als Folge des Filterns der Tachometer- Impulsperioden auftritt.
Die digitale Steuerausgabe 106 in Fig. 1 wird periodisch ak­ tualisiert, nicht notwendigerweise mit einer konstanten Ra­ te. Der Pulsbreiten-Modulator 114 läuft mit einer konstanten Taktrate, die unabhängig von den Aktualisierungen der digi­ talen Steuerausgabe 106 ist. Es gibt viele modulierte Impul­ se 114 für jede Aktualisierung der Ausgabe 106. Jede Aktua­ lisierung der digitalen Steuerausgabe 106 ändert den Ar­ beitszyklus der sich unmittelbar ergebenden modulierten Im­ pulse 114 und der Arbeitszyklus bleibt bis zu einer weiteren Aktualisierung der Ausgabe 106 konstant.
Fig. 2 ist ein Flußdiagramm, das das numerische Verfahren, das vom Änderungsraten-Begrenzer (Fig. 1, 110) durchgeführt wird, darstellt. Der Änderungsraten-Begrenzer sichert die numerische Ausgabe zu dem Pulsbreiten-Modulator PWMWERT (Fig. 1, 112) bei jeder Aktualisierung (Schritt 200). Jedes­ mal, wenn eine neue Aktualisierung der numerischen Ausgabe zum Pulsbreiten-Modulator berechnet wird (Schritt 202), wird die Differenz zwischen dem neuen Wert und dem gesicherten alten Wert als PWMDELTA (Schritt 204) berechnet. Wenn der Unterschied zwischen den Aktualisierungen größer ist, als ein vorbestimmter Wert GRENZWERT (= Grenzwert) (Schritt 206), wird die Differenz zu dem Wert GRENZWERT approximiert (Schritt 208). Wenn der Unterschied zwischen den Aktuali­ sierungen im negativen Bereich größer ist als der negative GRENZWERT (Schritt 210), wird die Differenz zu dem negativen GRENZWERT (Schritt 212) approximiert. Die resultierende Dif­ ferenz, mit oder ohne Approximierung, wird zu dem gesicher­ ten Wert addiert (Schritt 214) und die Summe wird verwendet, um den Pulsbreiten-Modulator zu treiben (Schritt 216).
Bei dem Ausführungsbeispiels von Fig. 1 ist die Motortrei­ berschaltung 124 eine Brushless DC-Motortreiberschaltung TDA5145 von Philips Semiconductors, Marktgroep Philips Com­ ponents, Postbus 90050, 5600 PB Eindhoven, Niederlande. Die Motortreiberschaltung 124 umfaßt die Erzeugung der Tachome­ terimpulse. Jeder Tachometerimpuls 104 unterbricht den Pro­ zessor 100. Die digitale Steuerausgabe 106 wird auf jede Tachometerimpuls-Unterbrechung aktualisiert. In dem Ausfüh­ rungsbeispiel ist KD Null. Bei der normalen Entwurfsge­ schwindigkeit des Motors erzeugt der Tachometer 2.020 Impul­ se pro Sekunde. Das induktive Bauelement 120 hat einen Wert von 80 µH. Der Kondensator 122 hat einen Wert von 330 µF.
Der numerische Wert 112 zum Pulsbreiten-Modulator ist eine 8-Bit-Zahl. Der Pulsbreiten-Modulator 114 läuft mit 100 000 Impulsen pro Sekunde. Der Änderungsraten-Begrenzer 110 ist wirksam, um sicherzustellen, daß der numerische Wert 112 sich niemals um mehr als einen Wert von 6 (näherungsweise 2,3% des 8-Bit-Bereichs) von einer digitalen Steuerausgabe 108 zu der nächsten ändert. Bei dem Ausführungsbeispiel, mit der Änderungsrate wie beschrieben auf 6 begrenzt, sind die Stoßstromspitzen der Leistungsversorgung um einen Faktor 2 reduziert und die Leistungsversorgungs-Spannungsspitzen auf­ grund der Stromstöße sind im wesentlichen eliminiert.

Claims (2)

1. Verfahren zum Begrenzen der Änderungsrate der Leistung, die einem Elektromotor (126) zugeführt wird, in einem Steuersystem mit einem numerischen Wert PWMWERT, der direkt die Leistung, die dem Motor (126) zugeführt wird, steuert, einer festen Zeitperiode und einem vorbe­ stimmten Wert GRENZWERT, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
  • a. Sichern der numerischen Variablen PWMWERT als ALTPWM­ WERT (200);
  • b. Aktualisieren der numerischen Variablen PWMWERT nach der festen Zeitperiode;
  • c. Approximieren von PWMWERT zu ALTPWMWERT plus GRENZ­ WERT, wenn PWMWERT minus ALTPWMWERT größer ist als GRENZWERT (206, 208, 214);
  • d. Approximieren von PWMWERT zu ALTPWMWERT minus GRENZ­ WERT, wenn PWMWERT minus ALTPWMWERT kleiner ist als der negative GRENZWERT (210, 212, 214);
  • e. Ausgeben des PWMWERT (216); und
  • f. Wiederholen der Schritte a bis e.
2. Verfahren zum Begrenzen der Änderungsrate der Leistung, die einem Elektromotor (126) zugeführt wird, in einem Steuersystem mit einem numerischen Wert PWMWERT, der direkt die Leistung, die dem Motor (126) zugeführt wird, steuert, einem Motorgeschwindigkeit-Rückkopplungssignal, das eine Sequenz von Tachometerimpulsen aufweist, und einem vorbestimmten Wert GRENZWERT, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
  • a. Sichern der numerischen Variablen PWMWERT als ALTPWM­ WERT (200);
  • b. Aktualisieren der numerischen Variablen PWMWERT als nächsten Tachometerimpuls (202);
  • c. Approximieren von PWMWERT zu ALTPWMWERT plus GRENZ­ WERT, wenn PWMWERT minus ALTPWMWERT größer ist als GRENZWERT (206, 208, 214);
  • d. Approximieren von PWMWERT zu ALTPWMWERT minus GRENZ­ WERT, wenn PWMWERT minus ALTPWMWERT kleiner ist als der negative GRENZWERT (210, 212, 214);
  • e. Ausgeben des PWMWERT (216); und
  • f. Wiederholen der Schritte a bis e.
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