DE4420041C2

DE4420041C2 - Konstantspannungs-Erzeugungsvorrichtung

Info

Publication number: DE4420041C2
Application number: DE4420041A
Authority: DE
Inventors: Kenji Tsuchida; Yoshio Okada
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1993-06-08
Filing date: 1994-06-08
Publication date: 1998-06-04
Anticipated expiration: 2014-06-09
Also published as: DE4420041A1; US5933051A; JP3321246B2; KR950002010A; JPH06350355A; KR0164248B1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Konstantspannungs- Erzeugungsvorrichtung zur Erzeugung einer vorbestimmten Ausgangsspannung, die einer aktiven Schaltungseinheit zugeführt wird.

Seit einiger Zeit enthält ein MOS-Halbleiterspeicher, in welchem MOS-Transistoren integriert sind, nicht nur Digitalschaltungen, sondern auch eine Anzahl an Analogschaltungen. Beispielsweise stellt bei einem dynamischen RAM (DRAM) eine Einrichtung zum Herunterwandeln einer Spannung, die zur Erhöhung der Verläßlichkeit des MOSFET verwendet wird, eine typische Analogschaltung dar. Die Spannungsherunterwandlungs-Einrichtung stuft eine externe Spannung V_cc in einem Speicherchip herunter, erzeugt eine Spannung V_int, die niedriger ist als die äußere Versorgungsspannung, und verwendet die Spannung V_int als Quellenspannung des Speicherchips.

Eine derartige Analogschaltung, die auf einem Chip angebracht ist, weist im allgemeinen eine Spannungswandlerschaltung des Differenzverstärkertyps auf, um eine Bezugsspannung V_ref mit einer erzeugten Spannung V_int zu vergleichen. Die Spannungsvergleicherschaltung des Differenzverstärkertyps verbraucht unvermeidlich einen Gleichstrom als Durchlaßstrom, infolge ihres Aufbaus. Daher ist es bei der Auslegung einer Spannungsabfallschaltung äußerst wesentlich, eine zufriedenstellende Antwortcharakteristik mit einem niedrigen Durchlaßstrom aufrechtzuerhalten.

Fig. 1 zeigt eine Beziehung zwischen dem Stromverbrauch und der Antwortcharakteristik bei einer Spannungsherunterwandlungs-Vorrichtung, auf der Grundlage einer Schaltungssimulation. In Fig. 1 wird die Beziehung zwischen dem Stromverbrauch und der Antwortcharakteristik eines Differenzverstärkers DA, welcher eine Konstantstrom- Steuerschaltung aufweist, mit jener eines Differenzverstärkers DA verglichen, der keine Konstantstrom- Steuerschaltung aufweist. Eine Antwortcharakteristikkurve AL gibt die Charakteristik des Differenzverstärkers DA an, der keine Stromregelschaltung A aufweist, und eine Antwortcharakteristikkurve BL gibt die Charakteristik des Differenzverstärkers DA an, welcher mit einer Konstantstrom- Regelschaltung B versehen ist. Die Abszisse gibt den Stromverbrauch unter der Bedingung einer Spannung V_cc + 10% bei niedriger Temperatur an, bei welcher der Stromverbrauch ein Maximum erreicht, und die Ordinate gibt die Antwortcharakteristik unter der Bedingung einer Spannung V_cc - 10% bei hoher Temperatur an, bei welcher die Antwortcharakteristik ein Maximum aufweist.

Bei dem Differenzverstärker DA ist die Reaktionszeit desto kürzer, je größer der Stromverbrauch ist, ob nun die Konstantstrom-Regelschaltung vorhanden ist oder nicht. Allerdings ist der Differenzverstärker DA, welcher eine Konstantstrom-Regelschaltung B aufweist, in der Hinsicht vorteilhafter, daß ein Betrieb selbst unter schwersten Bedingungen sichergestellt ist, unter Berücksichtigung einer Variation der Parameter. Wird beispielsweise die Antwortcharakteristik am Momentanwert eines Punktes C in dem Differenzverstärker DA normiert, der die in Fig. 1 gezeigte Konstantstrom-Regelschaltung B aufweist, so beträgt die Reaktionszeit des Differenzverstärkers DA, der die einen nicht-konstanten Strom regelnde Schaltung A aufweist, das 3,7-fache jener des Differenzverstärkers DA, welcher die Konstantstrom-Regelschaltung B aufweist. Um andererseits eine zufriedenstellende Antwortcharakteristik zu erhalten, beträgt der Stromverbrauch des Differenzverstärkers DA, der die auf einen nicht-konstanten Strom regelnde Schaltung A aufweist, das 3-fache jenes des Differenzverstärkers DA, der mit der Konstantstrom-Regelschaltung B versehen ist. Da die Konstantstrom-Regelung auch in der Hinsicht wirksam ist, daß sie einen Gleichspannungs-Ausgangspegel eines Differenzverstärkers stabilisiert, und eine bestimmte Verstärkung sicherstellt, sind in einer Speichervorrichtung verschiedene Konstantstrom-Regelschaltungen vorgesehen.

Die Konstantstrom-Regelschaltung wurde wirksam nicht nur in der Spannungsherunterwandlungs-Vorrichtung eingesetzt, sondern auch in verschiedenen Spannungserzeugungs-Schaltungen (einer Schaltung zur Erzeugung eines mittleren Potentials oder einer Booster-Schaltung (Spannungserhöhungs-Schaltung)), die auf einem Chip angebracht sind, oder in einem System, welches ein Übertragungssystem für Daten kleiner Amplitude aufweist, unter Verwendung eines Differenzverstärkers (siehe beispielsweise JEEE JSSC; Band 26, Nr. 11, November 1991, Seiten 1498-1505). Eine typische Konstantstrom-Regelschaltung weist einen Aufbau auf, bei welchem in einem Chip integrierte Differenzverstärker jeweils MOS-Stromregeltransistoren aufweisen. Bei einem derartigen Aufbau wird ein mittleres Potential, welches dazu ausreicht, einen MOS- Stromregeltransistor zum Be rieb in einem Pentodenbereich (d. h. in dem gesättigten Bereich der Ausgangskennlinie) zu veranlassen, an die Gate-Elektrode eines MOS-Stromregeltransistors angelegt. Eine Schaltung zur Erzeugung des mittleren Potentials wird als stromgesteuerte Spannungserzeugungs-Schaltung bezeichnet, die im allgemeinen von mehreren Differenzverstärkern geteilt wird.

Fig. 2 ist ein Schaltbild, welches eine stromgesteuerte Spannungserzeugungs-Schaltung und ein Schaltungssystem zum Regeln oder Steuern eines konstanten Stromes zeigt. Die stromgesteuerte Spannungserzeugungs-Schaltung weist eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 1 auf, eine konventionelle Konstantstrom-Schaltung 2 des kontinuierlichen Regeltyps, sowie einen Lasttransistor Q₂. Die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 1 erzeugt eine Bezugsspannung V_r. Die Konstantstrom-Schaltung 2 des kontinuierlichen Regeltyps weist einen Differenzverstärker DA auf, der die Bezugsspannung V_r als Bezugspotential verwendet, einen Stromregeltransistor Q₁, der eine Gate-Elektrode aufweist, die durch ein Ausgangssignal des Differenzverstärkers DA gesteuert wird, und einen Standard- Widerstand R_c, der in Reihe zwischen den Transistor Q₁ und die Energiequelle geschaltet ist. Der Lasttransistor Q₂ wandelt einen Stromwert in einen Spannungswert um. Der Transistor Q₂ und ein Transistor Q₃ bilden einen Stromspiegel.

Eine Ausgangsspannung V_cm von der stromgesteuerten Spannungserzeugungs-Schaltung wird an die Gate-Elektrode des Stromregeltransistors Q₃ jedes Differenzverstärkers 3 angelegt, wodurch eine Konstantstrom-Regelung durchgeführt wird. Das Arbeitsprinzip der stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung mit dem voranstehend geschilderten Aufbau wird nachstehend kurz erläutert. Ein Bezugsstrom I₁, der durch die Konstantstrom-Schaltung 2 des kontinuierlichen Regeltyps zum Fließen durch den Lasttransistor Q₂ veranlaßt wird, wird durch nachstehende Gleichung ausgedrückt:

I₁ = V_r/R_c (1)

Da die Transistoren Q₂ und Q₃ einen Stromspiegel bilden, wird ein Strom I₂, der durch jeden Differenzverstärker fließt, unter der Voraussetzung, daß die Längen der Gate-Elektroden der Transistoren Q₂ und Q₃ gleich sind, durch nachstehende Gleichung ausgedrückt:

I₂ = (W₂/W₁) × I₁ (2)

wobei W₁ und W₂ die Breite der Gate-Elektrode des Transistors Q₂ bzw. Q₃ bezeichnet.

Wie aus den voranstehenden Gleichungen (1) und (2) hervorgeht, stellt I₂ einen konstanten Wert dar, der nur von der Bezugsspannung V_r und dem Standardwiderstand R_c abhängt, unabhängig von der Versorgungsspannung V_cc, der Temperatur, und den Transistoreigenschaften. Darüber hinaus kann der durch jeden der Differenzverstärker fließende Strom I₂ dadurch auf einen gewünschten Wert eingestellt werden, daß entsprechend die Geräteabmessungen der Transistoren Q₂ und Q₃ eingestellt werden.

Daher ist die in Fig. 2 gezeigte, stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung eine sehr stabile Schaltung, da der Stromwert nur in Abhängigkeit von dem Bezugsspannungswert und dem Wert des Standardwiderstands festgelegt wird.

Allerdings wird die minimale Versorgungsspannung zum Betrieb der stromgesteuerten Spannungserzeugungs-Schaltung durch eine Stromvorspannstufe festgelegt, in welcher der Standardwiderstand R_c und die beiden MOS-Transistoren Q₁ und Q₂ in Reihe geschaltet sind. In der Theorie wird die minimale Versorgungsspannung V_min zum Betreiben der stromgesteuerten Spannungserzeugungs-Schaltung durch nachstehende Gleichung ausgedrückt:

V_min = V_r + V_t (3)

wobei V_t die Schwellenspannung des Transistors Q₂ ist. Falls beispielsweise V_r = 1,5 V und V_t = 0,5 V, so beträgt V_min = 2,0 V.

Da allerdings die Konduktanz des stromgeregelten Transistors Q₁ begrenzt ist, tritt zwischen der Source und dem Drain des Transistors Q₁ ein Spannungsabfall auf.

Daher ist eine Versorgungsspannung von 2,5 V oder mehr erforderlich, um den konstanten Strom in der stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung 2 aufrechtzuerhalten.

Zusätzlich zum voranstehend geschilderten Problem der Absenkung der minimalen Versorgungsspannung V_min infolge des Spannungsabfalls treten die nachstehend geschilderten Schwierigkeiten infolge des Herstellungsverfahrens auf. Die Schwellenspannung V_t ist in verschiedenen hergestellten Chips unterschiedlich, infolge von Schwankungen beim Herstellungsverfahren. Angesichts dieser Tatsache muß die minimale Versorgungsspannung V_min höher gewählt werden (etwa 2,8 V). Daher wird die Sicherheitsspanne für die stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung 2 bis zum Wert von 3,3 V für V_cc, der in Vorrichtungen der 64-MDRAM-Generation verwendet wird, beträchtlich verringert.

Weiterhin legt die stromgesteuerte Spannungserzeugungs- Schaltung den Betriebsspielraum der Seite mit niedriger Versorgungsspannung eines DRAM fest.

Die stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung 2 erfordert zwei Betriebsabläufe: Eine Konstantstrom-Regelung und eine Strom-Spannungswandlung. Da die beiden Betriebsvorgänge durch die voranstehend erwähnte, einzige Stromvorspannungsstufe erzielt werden, in welcher die drei Elemente in Reihe geschaltet sind, kann die Betriebsgrenzspannung der Schaltung nicht niedrig sein.

Es ist beträchtlich nachteilig, daß die Betriebsgrenzspannung nicht niedrig sein kann, insbesondere im folgenden Fall: Wenn in der Zukunft der Skalier-Koeffizient der Versorgungsspannung kleiner wird als jener der Schwellenspannung eines MOS, also wenn nur die Versorgungsspannung abgesenkt wird, um die Verläßlichkeit der MOSFET-Vorrichtung sicherzustellen, obwohl die Schwellenspannung V_t nicht verringert werden kann, infolge der Eigenschaften des Transistors unterhalb der Schwelle. In diesem Fall ist es beträchtlich nachteilig, daß die Betriebsgrenzspannung nicht niedrig sein kann.

Wie voranstehend erläutert, weist die konventionelle stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung, die einen Aufbau aufweist, bei welchem ein Standardwiderstand, ein Stromregelwiderstand und der Strom-Spannungs- Wandlerlasttransistor Q₂ in Reihe geschaltet sind, den Nachteil auf, daß bei einem Absinken der Versorgungsspannung die Differenz zwischen der minimalen Versorgungsspannung, die zum stabilen Betreiben einer Schaltung erforderlich ist, und der der Schaltung zugeführten Versorgungsspannung klein wird, was zu einem instabilen Betrieb führt.

Die vorliegende Erfindung wurde unter Berücksichtigung der voranstehend geschilderten Situation entwickelt, und ihre Aufgabe besteht in der Bereitstellung einer Konstantspannungs- Erzeugungsvorrichtung, bei welcher der Betriebsspielraum für die Versorgungsspannung groß ist, und ein stabiler Betrieb aufrechterhalten wird, selbst wenn die Versorgungsspannung niedrig ist.

Diese Aufgabe wird durch eine Vorrichtung mit den in Anspruch 1 aufgeführten Merkmalen gelöst. Bevorzugte Ausführungen finden sich in den Unteransprüchen.

Aus DE-37 16 577 A1 ist eine Stromspiegelschaltung großer Leistungsfähigkeit bekannt. Aus JP-3-78810 (A) ist eine Schaltung bekannt, bei welcher an einem Verbindungspunkt zwischen einem Widerstand und einem MOS-Transistor, dessen Kanalgebiet gleich dotiert ist wie das Halbleitersubstrat, eine Ausgangsspannung abgegriffen wird. Das andere Ende des Widerstands ist mit einer Spannungsquelle verbunden, und das andere Ende des Transistors ist mit der Erde verbunden. Das Gate ist mit dem erdseitigen Anschluß verbunden und das Substrat des Transistors mit dem zum Widerstand führenden Anschluß.

Aus "A Simple Three-Terminal IC Bandgap Reference", IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. SC-9, no. 6, December 1974, S. 388-393, ist eine Bandlückenbezugsspannungsschaltung bekannt.

Bei der Konstantspannungs-Erzeugungsvorrichtung gemäß der vorliegenden Erfindung sind eine Konstantstrom- Schaltungseinheit und eine Strom- Spannungswandlerschaltungseinheit einzeln vorgesehen, um Differenzverstärker zu steuern, so daß ein konstanter Strom zum Fließen durch diese veranlaßt wird, und diese Schaltungen sind so geschaltet, daß sie eine Stromspiegelschaltung bilden. Da die Anzahl miteinander in Reihe geschalteter Schaltungselemente verringert ist, kann daher eine Minimalversorgungsspannung für den Betrieb verringert werden. Dies führt dazu, daß eine Konstantspannungs- Erzeugungsvorrichtung erhalten werden kann, die einen großen Betriebsspielraum bezüglich der Versorgungsspannung aufweist.

Die Erfindung wird nachstehend anhand zeichnerisch dargestellter Ausführungsbeispiele erläutert, aus welchen weitere Vorteile und Merkmale hervorgehen. Weitere Vorteile und Merkmale lassen sich bei der Umsetzung der Erfindung in die Praxis erzielen.

Die beigefügten Zeichnungen, die in die Beschreibung eingeschlossen sind und einen Teil der Beschreibung bilden, erläutern bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung, und dienen, zusammen mit der voranstehenden, allgemeinen Beschreibung sowie der nachstehenden, ins einzelne gehenden Beschreibung der bevorzugten Ausführungsformen, zur Erläuterung der Grundlagen der vorliegenden Erfindung. Es zeigt:

Fig. 1 eine Darstellung der Beziehung zwischen dem Stromverbrauch und der Reaktionsgeschwindigkeit in einem Differenzverstärker;

Fig. 2 ein Schaltbild einer konventionellen stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung;

Fig. 3 ein Schaltbild einer stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sowie eines Systems, welches die stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung verwendet;

Fig. 4 ein Schaltbild einer typischen Stromspiegelschaltung unter Verwendung von MOS-Transistoren;

Fig. 5 ein Schaltbild einer Ausbildung der bei der ersten Ausführungsform verwendeten stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung;

Fig. 6 ein Schaltbild einer weiteren Ausbildung der stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung, die bei der ersten Ausführungsform verwendet wird; und

Fig. 7 ein Schaltbild einer stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und eines Systems, welches die stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung verwendet.

Fig. 3 ist ein Schaltbild, welches eine stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung (eine Konstantspannungs- Erzeugungsvorrichtung) gemäß einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung sowie ein System zeigt, welches diese Schaltung verwendet. Die stromgeregelte Spannungserzeugungs- Schaltung gemäß dieser Ausführungsform weist eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltungseinheit 1 (1A) auf, zur Erzeugung einer Bezugsspannung V_r, eine Konstantstrom- Schaltungseinheit 2 des kontinuierlichen Regeltyps zur Erzeugung eines Bezugsstroms, um einen konstanten Stromfluß durch eine Aktivelementeinheit hervorzurufen, die durch mehrere Differenzverstärker 3 gebildet wird, und eine Strom- Spannungswandlerschaltung 4 zum Umwandeln des Bezugsstroms in eine Bezugsspannung. Jeder der Differenzverstärker 3 ist mit MOS-Transistoren Q₃₁, Q₃₂, Q₃₃ und Q₃₄ versehen. Bezugsziffern 3 ₁, 3 ₂ . . . 3 _n bezeichnen die Nummer des jeweiligen Differenzverstärkers 3. Mit anderen Worten wird die Aktivelementeinheit, die in Fig. 3 gezeigt ist, durch die Anzahl n an Differenzverstärkern 3 gebildet. Die Anzahl n an Differenzverstärkern 3 wird insgesamt durch eine Spannung V_cm gesteuert, die von der Strom- Spannungswandlerschaltung 4 ausgegeben wird, so daß ein konstanter Strom zum Fließen durch diese Differenzverstärker veranlaßt wird. Allerdings kann auch nur einer, oder können nur wenige der n-Differenzverstärker durch die Spannung V_cm gesteuert werden, die von der Strom- Spannungswandlerschaltung 4 ausgegeben wird, so daß ein konstanter Strom zum Fließen durch die betreffenden Differenzverstärker veranlaßt wird.

Die Konstantstrom-Schaltung 2 des kontinuierlichen Regeltyps weist einen Differenzverstärker DA auf, welchem die Bezugsspannung V_r eingegeben wird, einen MOS- Transistor Q₄, der eine Gate-Elektrode aufweist, an welche ein Ausgangssignal des Differenzverstärkers DA angelegt wird, sowie einen Standardwiderstand R_c, der in Reihe mit dem Transistor Q₄ geschaltet ist. Die Strom- Spannungswandlerschaltung 4 weist einen MOS- Transistor Q₅ auf, der zusammen mit dem MOS- Transistor Q₄ einen Stromspiegel bildet, sowie einen in Reihe mit dem Transistor Q₅ geschalteten MOS-Lasttransistor Q₆, zum Umwandeln eines Stroms in eine Spannung. Eine Spannung V_cm, die von der Strom-Spannungs-Wandlerschaltung 4 ausgegeben wird, wird an die Gate-Elektrode eines Transistors Q₇ jedes Differenzverstärkers 3 der Aktivelementeinheit angelegt, wodurch eine Konstantstrom- Regelung durchgeführt wird.

Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird eine typische Stromspiegelschaltung beschrieben.

Wie aus Fig. 4 hervorgeht, sind die Gate-Elektroden von Transistoren Q_A und Q_B miteinander verbunden. Die Drain- Elektrode des Transistors Q_A ist an die Gate-Elektroden der Transistoren Q_A und Q_B angeschlossen. Wenn in der Stromspiegelschaltung ein Strom I_A an den Transistor Q_A geliefert wird, so erfolgt eine Stromspiegelung eines Stroms I_B (I_B = I_A) durch die Drain-Elektrode des Transistors Q_B. Diese Eigenschaft der Stromspiegelschaltung wird nur dann erhalten, wenn die Gate-Sourcecharakteristik des Transistors Q_A gleich jener des Transistors Q_B ist.

Nachstehend wird das Betriebsprinzip der Schaltung gemäß der voranstehenden Ausführungsform beschrieben. Ein Strom I₃, der zum Fließen durch den MOS-Stromregeltransistor Q₄ veranlaßt wird, und zwar durch die Konstantstrom-Schaltung 2 des kontinuierlichen Regeltyps, wird durch nachstehende Gleichung ausgedrückt:

I₃ = V_r/R_c (4)

Da die MOS-Transistoren Q₄ und Q₅ einen Stromspiegel bilden, wird dann, wenn die Gate-Elektrodenlängen dieser Transistoren gleich eingestellt sind, ein Strom I₄, der durch die Strom- Spannungswandlerschaltung 4 fließt durch nachstehende Gleichung ausgedrückt:

I₄ - (W_p2/W_p1) × I₃ (5)

wobei W_p1 und W_p2 die Breite der Gate-Elektrode des Transistors Q₄ bzw. Q₅ bezeichnet.

Da die MOS-Transistoren Q₆ und Q₇ einen Stromspiegel bilden, wird ein Strom I₅, der durch jeden der Differenzverstärker 3 fließt, durch die nachstehende Gleichung ausgedrückt, wenn die Gate-Elektrodenlängen dieser Transistoren einander gleich sind:

I₅ = (W_n2/W_n1) × I₃ (6)

wobei W_n1 und W_n2 die Breite der Gate-Elektrode des Transistors Q₆ bzw. Q₇ bezeichnet.

Der Strom I₅ kann dadurch auf einen gewünschten Wert eingestellt werden, daß auf geeignete Weise das Verhältnis der Gate-Elektrodenbreite des Transistors Q₄ zu jener des Transistors Q₅ ausgewählt wird, sowie das Verhältnis der Gate-Elektrodenbreite des Transistors Q₆ zu jener des Transistors Q₇. Ist das Bezugspotential V_r höher eingestellt als die Schwellenspannung V_tn des Transistors Q₆, so ist unvermeidlich die Source-Drain-Spannung des Transistors Q₅ höher als jene des Transistors Q₄. Falls die Schaltungskonstanten des Transistors Q₄ und des Differenzverstärkers DA so ausgewählt sind, daß der Transistor Q₄ in dem Pentodenbereich (d.h. in dem Sättigungsbereich der Ausgangskennlinie, vgl. Tietze, Schenk "Halbleiterschaltungstechnik" 5. Auflage, S. 28, 29) arbeiten kann, so folgt daraus, daß der Transistor Q₅ zwangsläufig in dem Pentodenbereich arbeitet.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Ausführungsform kann daher mit anderen Worten eine stabile stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung erhalten werden, unabhängig von Änderungen der Versorgungsspannung, der Temperatur, oder Transistoreigenschaften, und zwar einfach dadurch, daß der Betriebsbereich des Transistors Q₄ berücksichtigt wird.

Die minimale Versorgungsspannung V_min im Betrieb bei der voranstehenden ersten Ausführungsform wird durch die Konstantstrom- Schaltungseinheit 2 festgelegt und durch die nachstehende Gleichung ausgedrückt, wenn V_r < die Schwellenspannung des Transistors Q₆ ist, wie voranstehend erläutert:

V_min = V_r + |V_tp| (7) wobei V_tp die Schwellenspannung des Transistors Q₄ ist. Gemäß dieser Gleichung beträgt V_min = 2,0 V, wenn V_r = 1,5 V ist, und |V_tp| = 0,5 V ist.

Bei der vorliegenden ersten Ausführungsform sind der Transistor Q₄ und der Standardwiderstand R_c (oder die Transistoren Q₅ und Q₆) in Reihe zwischen die Stromquellenklemme und Masse geschaltet. Dies unterscheidet sich von der konventionellen Schaltung (Fig. 2), bei welcher der Standardwiderstand R_c und die Transistoren Q₁ und Q₂ in Reihe geschaltet sind, wobei es erforderlich ist, die minimale Versorgungsspannung anzuheben, um den Spannungsabfall zwischen der Source und dem Drain des Transistors Q₁ zu kompensieren. Obwohl die minimale Versorgungsspannung V_min im Betrieb bei dieser Ausführungsform (Gleichung (7)) dieselbe ist wie jene der konventionellen Schaltung (Gleichung (3)), jedenfalls in der Theorie, kann die minimale Spannung im Betrieb beim tatsächlichen Einsatz niedriger sein als jene der konventionellen Schaltung.

Wie voranstehend erläutert, sind bei der stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung gemäß der ersten Ausführungsform (Fig.) 3 die Konstantstrom-Schaltungseinheit 2 und die Strom-Spannungswandlerschaltung 4 einzeln in zwei Stufen vorgesehen, und die Stufe jeder Schaltungseinheit weist eine Stromspiegelanordnung auf, anders als bei der konventionellen Schaltung. Auf diese Weise reichen nur zwei in Reihe geschaltete Schaltungselemente zur Ausbildung jeder Stufe aus, wodurch die Minimalspannung im Betrieb erhöht wird. Hieraus folgt, daß der Betriebsspielraum bezüglich der Versorgungsspannung erhöht werden kann, was einen stabilen Betrieb selbst bei einer niedrigen Versorgungsspannung sicherstellt. Daher lassen sich mit der Schaltung gemäß der vorliegenden Ausführungsform erhebliche Vorteile erzielen.

Fig. 5 zeigt ein Beispiel für die Schaltung, die bei der ersten Ausführungsform verwendet wird. Diese Schaltung verbindet eine Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung 1 (1B) zur Erzeugung einer Bezugsspannung V_r unter Verwendung der Schwellenspannung eines pMOS-Transistors des I-Typs Q₈. Die Bezugsspannung V_r, die von der Bezugsspannungs- Erzeugungsschaltungseinheit 1 (1B) erzeugt wird, ist relativ stabil in bezug auf Änderungen der Herstellungsbedingungen und eine Änderung der Temperatur, da ein pMOS-Transistor des I-Typs selbst relativ stabil in bezug auf Änderungen der Herstellungsbedingungen und Temperaturänderungen ist.

Fig. 5 zeigt weiterhin im einzelnen den Aufbau des Differenzverstärkers DA, welcher einen Stromspiegelverstärker bildet, der durch MOS-Transistoren Q₂₁, Q₂₂, Q₂₃ und Q₂₄ gebildet wird.

Bei der Ausführungsform, welche die in Fig. 5 gezeigte Schaltung verwendet, kann die Spannung weiter stabilisiert werden, die an die Aktivelementeneinheit 3 geliefert wird.

Fig. 6 zeigt ein weiteres Beispiel für die Schaltung, die bei der ersten Ausführungsform verwendet wird. Die in Fig. 6 gezeigte Schaltung unterscheidet sich von jener in Fig. 5 darin, daß eine Bandlücken-Bezugsschaltung (Band-Gap, BGR- Schaltung) vorgesehen ist, die einen Bipolartransistor aufweist, und als Schaltung 1 (1C) zur Erzeugung einer Bezugsspannung V_r verwendet wird. Fig. 6 zeigt den einfachsten Aufbau der BGR-Schaltung, welche drei Bipolartransistoren Q₉, Q₁₀ und Q₁₁ aufweist, Widerstände R₅₁, R₅₂ und R₅₃, und eine Stromquelle I₅₁. Ein Hauptziel der BGR-Schaltung 1C stellt die Temperaturkompensation des Bezugspotentials dar. Es ist beispielsweise eine Konstantstrom-Schaltung bekannt, bei welcher eine BGR- Schaltung mit einem parasitären Bipolartransistor (oder mehreren derartigen Transistoren?) in einem Chip eines DRAM vorgesehen ist, der durch ein CMOS-Verfahren hergestellt wird (beispielsweise JEEE JSSC, Band 24, Nr. 5, Oktober 1989, Seiten 1191-1197).

Das Betriebsprinzip der BGR-Schaltung 1C ist wie folgt. Die Basis-Emitterspannung (V_be), die in einem Bipolartransistor eine negative Temperaturabhängigkeit aufweist, wird einer thermischen Spannung (kT/q) hinzuaddiert, die bei einem Bipolartransistor eine positive Temperaturabhängigkeit aufweist, wodurch ein Offset des Koeffizienten der Temperaturabhängigkeit erfolgt, so daß eine Bezugsspannung erhalten werden kann, die keine Temperaturabhängigkeit aufweist.

Mit dieser Schaltung unter Verwendung der BGR-Schaltung wird eine stabilere stromgeregelte Erzeugungsschaltung erhalten, die keine Temperaturabhängigkeit aufweist. Daher weist die in Fig. 6 gezeigte Schaltung verbesserte Eigenschaften auf, verglichen mit der in Fig. 5 dargestellten Schaltung.

Fig. 7 ist ein Schaltbild, welches eine stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung gemäß einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt, sowie ein diese Schaltung verwendendes System. Bei dieser Ausführungsform wird ein pMOS-Transistor als Stromsteuertransistor Q₇, des Differenzverstärkers 3 verwendet. In Fig. 7 werden entsprechende Elemente wie in Fig. 3 durch dieselben Bezugsziffern bezeichnet, und auf ihre erneute, ins einzelne gehende Beschreibung wird verzichtet.

Die zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der in Fig. 3 dargestellten, ersten Ausführungsform darin, daß eine Konstantstrom-Schaltungseinheit 2' und eine Strom- Spannungswandlerschaltungseinheit 4' in einer stromgeregelten Spannungserzeugungs-Schaltung komplementär zu den entsprechenden Teilen der in Fig. 3 gezeigten Schaltung ausgebildet sind. Das Betriebsprinzip der Schaltung ist dasselbe wie jenes der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform. V_min der Schaltung wird durch nachstehende Gleichung ausgedrückt:

V_min = V_r + V_tn (8)

wobei V_tn die Schwellenspannung eines Transistors Q_4' ist.

Die minimale Versorgungsspannung im Betrieb kann größer sein, verglichen mit der konventionellen Schaltung, ebenso wie bei der in Fig. 3 gezeigten Ausführungsform.

Bei der voranstehenden Beschreibung wurde hauptsächlich eine Halbleiter-Speichervorrichtung erläutert, insbesondere ein DRAM. Allerdings läßt sich die vorliegende Erfindung bei anderen Speichervorrichtungen einsetzen, die eine Konstantstrom-Schaltung aufweisen, beispielsweise bei einem SRAM oder PROM. Die vorliegende Erfindung läßt sich ebenfalls bei einer Logikvorrichtung einsetzen, die eine Konstantstrom- Schaltung aufweist, abgesehen von einer Speichervorrichtung. Bei einer derartigen Konstantstrom-Schaltung kann eine Konstantstrom-Regelung durch eine Konstantspannungs- Erzeugungsvorrichtung (eine stromgeregelte Spannungserzeugungs-Schaltung) gemäß der vorliegenden Erfindung durchgeführt werden.

Wie voranstehend erläutert, sind bei der vorliegenden Erfindung eine Konstantstrom-Schaltungseinheit und eine Strom-Spannungswandlerschaltungseinheit einzeln vorgesehen, um Differenzverstärker zu steuern bzw. zu regeln, so daß durch diese ein konstanter Strom zum Fließen veranlaßt wird, und diese Schaltungen sind so miteinander verbunden, daß eine Stromspiegelschaltung gebildet wird. Dies ermöglicht die Anzahl miteinander in Reihe geschalteter Schaltungsbauteile zu verringern. Daher läßt sich eine Konstantspannungs- Erzeugungsvorrichtung erzielen, die bezüglich der Versorgungsspannung einen großen Betriebsspielraum aufweist.

Claims

1. Konstantspannungs-Erzeugungsvorrichtung zur Erzeugung einer vorbestimmten Ausgangsspannung (VCM), die einer aktiven Schaltungseinheit (3) zugeführt wird, wobei

a) eine Konstantstrom-Schaltung (1A, 1B, 1C, 2) zur Er zeugung eines Bezugsstromes (I₃) einen ersten Transistor (Q₄) in Reihe mit einem Standardwiderstand (RC) aufweist,
b) eine Strom-Spannungs-Wandlerschaltung (4) die der Konstantstrom-Schaltung (1A, 1B, 1C, 2) nachgeschaltet ist und zur Umwandlung des Bezugsstromes (I₃) in die Aus gangsspannung (VCM) vorgesehen ist, einen zweiten Transistor (Q₅) in Reihe mit einem dritten Transistor (Q₆) aufweist, wobei der erste und der zweite Transistor (Q₄, Q₅) einen Stromspiegel bilden und der Verbindungspunkt von zweitem und drittem Transistor (Q₅; Q₆)die vorbestimmte Ausgangsspannung (VEM) liefert
c) die Konstantstrom-Schaltung (1A, 1B, 1C, 2) eine Be zugsspannungs-Erzeugungsschaltung (1A, 1B, 1C) und einen Differenzverstärker. (DA) aufweist, an dessen einem Ein gang die Bezugsspannung (V_r) angelegt ist und dessen anderer Eingang mit dem Verbindungspunkt von erstem Transistor (Q₄) und Standardwiderstand (R_C) verbunden ist und der Ausgang des Differenzverstärkers (DA) mit dem Gate des ersten und des zweiten Transistors (Q₄, Q₅) verbunden ist (Fig. 3).

2. Vorrichtung nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet, daß die aktive Schaltungseinheit (3) eine Konstantstrom- Betriebstypschaltung (Q₃₁, Q₃₂, Q₃₃, Q₃₄) und einen vierten Transistor (Q₇) zum Steuern eines Stromes, der durch die Konstantstrom-Betriebstypschaltung fließt, aufweist, wobei der vierte Transistor (Q₇) zu sammen mit dem dritten Transistor (Q₆) einen Stromspiegel bildet (Fig. 3).

3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, da durch gekennzeichnet, daß die Bezugsspannungs-Erzeu gungsschaltung (1B) einen PMOS-Transistor des I-Typs auf weist, dessen Schwellenspannung zur Erzeugung der Bezugs spannung benutzt wird (Fig. 5).

4. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch ge kennzeichnet, daß die Bezugsspannungs-Erzeugungsschaltung (1C) eine Bandlückenbezugsspannungsschaltung aufweist, die einen Bipolartransistor als Hauptelement enthält (Fig. 6).

5. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche da durch gekennzeichnet, daß der Differenzverstärker (DA) einen Stromspiegelverstärker (Q₂₁, Q₂₂, Q₂₃, Q₂₄) auf weist (Fig. 5).

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche da durch gekennzeichnet, daß die aktive Schaltungseinheit (3) aus Differenzverstärkern besteht.

7. Vorrichtung nach einem derart vorhergehenden Ansprüche dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (Q₄, Q₅) MOS-Transistoren von einem Leitfähig keitstyp (P-Kanal-) und der dritte und vierte Transistor (Q₆, Q₇) MOS-Transistoren vom anderen Leitfähigkeitstyp (N-Kanal-) sind (Fig. 3).

8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche da durch gekennzeichnet, daß die Transistoren hinsichtlich ihres Leitfähigkeitstyps komplimentär ausgebildet sind (Fig. 7).

9. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der erste und der zweite Transistor (Q₄, Q₅) im Sättigungsbereich der Ausgangskennlinie betrieben werden.