DE4307753C3 - Halbleitereinrichtung zur Druckerfassung - Google Patents
Halbleitereinrichtung zur DruckerfassungInfo
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Description
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Halb
leitereinrichtung zum Erfassen eines von außen einwirkenden
Drucks gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.
Eine derartige Halbleitereinrichtung ist beispielsweise
aus der EP 0 407 587 A1 bekannt. Die Halbleitereinrichtung
besitzt hierbei ein Substrat mit einem Druckaufnahmeab
schnitt, der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck
verformt wird. Eine Brückenschaltung mit Piezowiderständen
ist auf dem Druckaufnahmeabschnitt ausgebildet. Zum Speisen
der Brückenschaltung dient eine Referenzspannungsquelle,
während eine Temperaturkompensationsschaltung den Empfind
lichkeitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung kom
pensiert.
Ferner ist aus der JP 61-144 884 A - in: Patents
Abstracts of Japan, Sect. E Vol. 10 (1986) Nr. 340 (E-455) be
kannt, bei einer Brückenschaltung eine Referenzeingangs
spannung über eine Temperaturkompensationsschaltung an die
Eingangsanschlüsse der Brückenschaltung anzulegen, wobei
die Temperaturkompensationsschaltung einen Verstärker und
einen durch dessen Ausgangssignal gesteuerten Sourcefolger-
Feldeffekttransistor aufweist. Um der Erregerspannung einen
positiven Temperaturkoeffizienten zu verleihen, ist der
Verstärker mittels eines PTC-Widerstands rückgekoppelt. Der
Feldeffekttransistor führt somit lediglich einen dem Last
strom entsprechenden Strom.
Der vorstehend beschriebene herkömmliche Halbleiter-
Drucksensor und die herkömmliche Temperaturkompensations
schaltung sind jedoch jeweils in Dünnschicht-
Technologieausgebildet, weshalb sie für eine Massenherstellung
nicht geeignet sind.
Aus dem Lehrbuch Halbleiterschaltungstechnik, U. Tiet
ze, CH. Schenk sind verschiedene Halbleiter-Drucksensoren
mit piezoresistiven Widerständen bekannt, die in Form einer
Brückenschaltung auf einem Druckaufnahmeabschnitt ausgebil
det sind. Zur Temperaturkompensation dieser Drucksensoren
sind verschiedene Temperaturkompensationsschaltungen vorge
sehen, die sich zwischen einer Referenzspannungsquelle und
dem Spannungseingangsanschluß der Brückenschaltung befin
den.
Ferner ist aus dem Artikel von Suzuki et al. "Nonlinear
Analysis of a CMOS Integrated Silicon Pressure Sensor",
IEEE Transaction on Electron Devices, Vol. Ed-34, No. 6,
June 1987 ein weiterer integrierter Drucksensor bekannt,
der aus einer Referenzspannungsquelle, einer Anregeschal
tung, einer Brückenschaltung und einer Verstärkerschaltung
besteht. Auch in dieser Druckschrift dient die Referenz
spannungsquelle zum Erzeugen einer konstanten Spannung, die
temperaturunabhängig ist. Zur Temperaturkompensation des
Drucksensors wird vielmehr die Anregeschaltung derart aus
gestaltet, daß sie einen positiven Temperaturkoeffizienten
aufweist, wodurch der negative Temperaturkoeffizient der
Druckempfindlichkeit in den Piezowiderständen kompensiert
wird. Eine derartige Schaltung ist jedoch lediglich für
CMOS-Schaltungen einsetzbar und besitzt einen komplexen
Schaltungsaufbau.
Eine weitere herkömmliche Halbleitereinrichtung wird unter Bezugnahme auf die Fig. 18 und 19 erläutert.
Fig. 18(a) und(b) Zeigen eine Draufsicht und eine Seitenansicht eines Drucksensors als Beispiel für eine
derartige herkömmliche Halbleitereinrichtung. Es ist ersichtlich, daß der Drucksensor ein Substrat A für den
Drucksensor, auf dem Substrat A ausgebildete Flächen ar1 bis ar4 für periphere Schaltungen, eine Membran ar5,
die durch einen äußeren Druck zur Hervorrufung einer Beanspruchung verformt wird, und Dehnungsmeßein
richtungs-Widerstände S1 bis S4 aufweist die in der Membran ar5 gebildet sind und einen Piezowiderstandsef
fekt zur Umwandlung einer Veränderung der Beanspruchung der Membran ar5 in eine Veränderung des
Widerstandswerts ausnutzen. Der Drucksensor besitzt eine Brückenschaltung, die aus den Dehnungsmeßein
richtungs-Widerständen S1 bis S4 besteht um hierdurch als Druckdetektor zu wirken. Das Bezugszeichen P
bezeichnet den auf den Drucksensor einwirkenden Druck.
Fig. 19 zeigt ein Schaltbild einer herkömmlichen Halbleitereinrichtung, die einen Belastungsdetektor 1 (bei
spielsweise einen Druckdetektor für einen Drucksensor), der den Piezowiderstandseffekt des Halbleitermateri
als ausnutzt und Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d aufweist, durch die der Belastungsdetektor 1
gebildet ist. Beispielsweise sind die in Fig. 18 gezeigten Dehnungsmeßwiderstände S1 bis S4 Beispiele für die
Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d. Derartige Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d werden normalerweise
durch Dotierungsdiffusion hergestellt. Das Bezugszeichen 3a bezeichnet einen Verbindungspunkt zwischen den
Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d, während das Bezugszeichen 3b einen Verbindungspunkt zwischen den
Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2b bezeichnet. Die zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b auftretende
Spannung steht in Beziehung mit einer zu erfassenden Belastung (beispielsweise einer Belastung, die aufgrund
einer Verformung der Membran in Übereinstimmung mit dem Druck im Drucksensor usw. gebildet wird). Die
Halbleitereinrichtung weist weiterhin einen Operationsverstärker 4 zum Verstärken einer Ausgangsspannung
Vspan (Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b) des Belastungsdetektors 1, Widerstän
de 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Operationsverstärkers 4, Masseanschlüsse 9, mit
denen einer der Anschlüsse der Widerstände 8 usw. auf Masse gelegt ist, einen Ausgangsanschluß 10 des
Operationsverstärkers 4, eine Spannungsquelle 11 zum Bereitstellen einer für die Aktivierung des Belastungsde
tektors 1 eingesetzten Spannung VCC, einen zwischen die Spannungsquelle 11 und einen Verbindungspunkt 3c
geschalteten Widerstand 12, einen Operationsverstärker 13, dessen Ausgangsanschluß mit einem Verbindungs
punkt 3d des Belastungsdetektors 1 verbunden ist, einen nicht invertierenden Eingangsanschluß 15 des Opera
tionsverstärkers 13, einen invertierenden Eingangsanschluß 15 des Operationsverstärkers 13, einen zwischen die
Spannungsquelle 11 und den nicht invertierenden Eingangsanschluß 15 geschalteten Widerstand 16 und einen
Widerstand 17 auf, dessen einer Anschluß auf Massepotential liegt und dessen anderer Anschluß mit dem nicht
invertierenden Eingangsanschluß 14 verbunden ist.
Nachfolgend wird die Arbeitsweise der Haltleitereinrichtung beschrieben. Es sei angenommen, daß die
Widerstandswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d mit RGa, RGb, RGc und RGd, die Potentiale an
den Verbindungspunkten 3a und 3b mit E3a bzw. E3b und die Potentiale an den Verbindungspunkten 3c und 3d
mit E3c bzw. E3d bezeichnet sind, wobei sich E3a und E3b durch die Potentiale E3c und E3d an den Verbindungs
punkten 3c und 3d wie folgt ausdrücken lassen:
Bezüglich der Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 führen die Gleichungen (1) und (2) zur
nachstehenden Gleichung:
Unter der Bedingung, daß keine Belastung auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d des Belastungs
detektors 1 ausgeübt wird (im allgemeinen ist die zu erfassende Belastung gleich 0. Beispielsweise ist die auf
einen Drucksensor ausgeübte Belastung P Null (Vakuum)), sind die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d
hinsichtlich der Widerstandswerte der Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d so ausgelegt, daß die Beziehung RGa
= RGb = RGc = RGd = RGO erfüllt ist, wobei die Ausgangsspannung Vspan sich wie folgt ergibt:
Bei Ausübung einer Belastung auf den Belastungsdetektor 1 (beispielsweise wird ein Druck auf den Drucksen
sor ausgeübt oder dergleichen), verändern sich die jeweiligen Widerstandswerte der Dehnungsmeßwiderstände
2a, 2b, 2c und 2d aufgrund des Piezowiderstandseffekts. Es wird angenommen, daß das Veränderungsausmaß
ΔRG ist, wobei durch geeignete Anordnung der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d die Charakteristik
bzw. "Polarität" (positiv oder negativ) von ΔRG beliebig gewählt werden kann. Wenn beispielsweise die Deh
nungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d geeignet derart angeordnet sind, daß die Dehnungsmeßwiderstände 2a
und 2d positive Polarität und die Dehnungsmeßwiderstände 2b und 2c negative Polarität besitzen, nehmen die
Dehnungsmeßwiderstände bei Ausübung eines gewissen Drucks auf sie jeweilige Widerstandswerte RGa bis RGd
gemäß nachstehenden Gleichungen an:
RGa = RGO + ΔRG
RGb = RGO + ΔRG
RGc = RGO + ΔRG
RGd = RGO + ΔRG (5)
Unter Verwendung der Formeln (5) in Formel (3) ergibt sich die nachstehende Gleichung:
Wie aus der Gleichung (6) ersichtlich ist, ist die Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 proportio
nal zu ΔRG, wenn (E3c - E3d) konstant ist, da RGO konstant ist Anders ausgedrückt, wird eine Ausgangsspan
nung erzeugt, die proportional zu der auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübten Belastung
ist.
Falls ΔRG konstant ist, ist die Ausgangsspannung Vspan gleichfalls proportional zu (E3c - E3d). Folglich kann
eine beliebige Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 durch Veränderung von (E3c - E3d) gewählt werden.
Es ist allgemein bekannt, daß eine Widerstandswert-Veränderungsrate (δRGO/δF, wobei δ ein partielles
Differential ausdrückt), die in Übereinstimmung mit der auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d
ausgeübten Belastung F steht, dann, wenn die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d durch Verunreini
gungsdiffusion in das Halbleitermaterial hergestellt sind proportional zu einem Piezowiderstandskoeffizienten
ist. Der Piezowiderstandskoeffizient zeigt eine große Temperaturabhängigkeit und hängt auch von der Art des
Halbleiters, in den die Verunreinigungen eindiffundiert sind, einer Kristallorientierung des resultierenden Deh
nungsmeßwiderstands und der Konzentration der diffundierten Verunreinigungen ab. Folglich wird bei Festle
gung eines Herstellungsverfahrens und eines Aufbaus von Elementen im Gegensatz zum Vorstehenden eine
stabile Temperaturcharakteristik des Piezowiderstandskoeffizienten bei einem Temperaturkoeffizienten mit
festem Wert erhalten. Durch Umwandlung der Gleichung (6) mit Hilfe des Piezowiderstandskoeffizienten ergibt
sich die folgende Gleichung:
Vspan = a.F.π(T) × (E3c - E3d) (7)
In der Gleichung (7) bezeichnet a eine Proportionalitätskonstante, F eine Belastung bzw. Beanspruchung, π(T)
einen Piezowiderstandskoeffizienten und T eine Temperatur des Belastungsdetektors 1.
Unter Einsatz des Temperaturkoeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten ergibt sich die folgende
Gleichung:
Genauer gesagt besitzt der Piezowiderstandskoeffizient einen negativen Temperaturkoeffizienten, so daß der
Piezowiderstandskoeffizient π bei ansteigender Temperatur kleiner wird. Die Gleichung (7) läßt sich unter
Heranziehung der Gleichung (8) wie folgt umstellen:
Wie vorstehend beschrieben wurde, ist die Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 proportional
zur Belastung F, die auf die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d ausgeübt wird, und zur Spannung
(E3c - E3d), die an den Belastungsdetektor 1 angelegt ist, und ist umgekehrt proportional zur Temperatur T des
Belastungsdetektors 1.
Die Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 ist eine differentielle Spannung und wird gegen Erde
zur bequemen Auswertung differentiell mit Hilfe des Operationsverstärkers 4 erfaßt und verstärkt. Unter der
Annahme, daß die Widerstandswerte der Widerstände 5, 6, 7 und 8 jeweils R5, R6, R7 und R8 sind, läßt sich die am
Ausgangsschluß 10 des Operationsverstärkers 4 auftretende Ausgangsspannung Vout wie folgt ausdrücken:
Falls R5 = R7 und R6 = R8 gilt, ergibt sich die folgende Gleichung:
In Übereinstimmung mit der Gleichung (11) wird die differenzielle Spannung Vspan durch den Operationsver
stärker 4 usw. einseitig geerdet und die Ausgangsspannung Vspan wird weiterhin um das (R6/R5)-fache verstärkt.
Da die Ausgangsspannung Vspan des Belastungsdetektors 1 umgekehrt proportional zur Temperatur T des
Belastungsdetektors 1 ist, wie durch die Gleichung (9) ausgedrückt ist, ist es notwendig, periphere Schaltungen
des Belastungsdetektors 1 einzusetzen, um die inverse Proportionalitätscharakteristik bezüglich der Temperatur
T zu korrigieren, so daß die Genauigkeit des Belastungsdetektors 1 verbessert werden kann. Dies wird durch
Einsatz des Widerstands 12 und des Operationsverstärkers 13 realisiert.
Unter der Annahme, daß die Widerstände 12, 16 und 17 jeweilige Widerstandswerte R12, R16 und R17 besitzen,
läßt sich ein Potential E14 am nicht invertierenden Eingangsanschluß 14 des Operationsverstärkers 13 durch die
folgende Gleichung beschreiben:
In dieser Gleichung bezeichnet Vcc eine Spannung zwischen einem Potential der Spannungsquelle 11 und
Masse bzw. Erde. Das Potential E3c läßt sich dann durch die folgende Gleichung beschreiben:
Folglich ist der im Widerstand 12 fließennde Strom IG durch die folgende Gleichung gegeben:
Der Strom IG fließt in einer Brückenschaltung, so daß sich eine Beziehung durch folgende Gleichung
ausdrücken läßt:
E3c - E3d = RGO.IG (15)
Bei Einsatz der Gleichung (9), (14) und (15) in Gleichung (11) ergibt sich die folgende Gleichung:
Der Belastungsdetektor 1 besitzt eine spezifische Proportionalitätskonstante a, und es kann zur Koordinie
rung seiner Variationen der Konstanten bei verschiedenen Belastungsdetektoren in unterschiedlichen Halblei
tereinrichtungen jeder beliebige der Widerstandswerte R5, R6, R12, R16 und R17 eingestellt werden. Herkömmli
cherweise wird jedoch der Widerstand R17 allgemein einjustiert.
Die Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d besitzen einen positiven Temperaturkoeffizienten β, da sie
durch Verunreinigungsdiffusion im Halbleiter hergestellt sind. Folglich läßt sich der Widerstandswert RGO der
Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d wie folgt ausdrücken:
RGO = RGOO × (1 + β.T) (17)
wobei RGOO dem Widerstandswert RGO bei einer Referenztemperatur entspricht, während T die Differenz
zwischen einer Umgebungstemperatur und der Referenztemperatur darstellt. Bei Einsatz der Gleichung (17) in
die Gleichung (16) ergibt sich die folgende Gleichung:
Wie aus der Gleichung (18) ersichtlich ist, hängt die Ausgangsspannung Vout nicht länger von der Temperatur
ab, falls der Widerstand R12 keine Temperaturabhängigkeit besitzt und die Verunreinigungskonzentrationen der
Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d so eingestellt werden, daß die Beziehung α = β erfüllt ist. Selbst
wenn die Widerstände 5, 6, 7 und 8 gleichfalls durch Verunreinigungsdiffusion in den Halbleiter herabgestellt
werden und entsprechende Temperaturabhängigkeiten besitzen, löschen sich diese gegenseitig aus, falls ihr
Temperaturkoeffizient identisch ist. In gleicher Weise können sich die Widerstände 16 und 17 gegenseitig
kompensieren, falls sie identische Temperaturkoeffizienten besitzen.
Folglich kann durch Wahl geeigneter Verunreinigungskonzentrationen der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b,
2c und 2d der Temperaturkoeffizient β des Widerstandswerts RGO der Dehnungsmeßwiderstände 2a-2d gleich
dem Temperaturkoeffizienten α des Piezowiderstandskoeffizienten π gemacht werden, und es werden - unter
Heranziehung des Widerstands 12 mit kleinem Temperaturkoeffizienten und der geeigneten Einstellung der
Widerstände 16 und 17 - eine Temperaturcharakteristik des Belastungsdetektors 1 und Empfindlichkeitsverän
derungen bei mehreren Belastungsdetektoren in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen korrigiert, so daß
man eine Halbleitereinrichtung mit hoher Genauigkeit erhalten kann.
Da die herkömmliche Halbleitereinrichtung wie vorstehend erwähnt aufgebaut ist, muß der Temperaturkoef
fizient β der Dehnungsmeßwiderstände 2a, 2b, 2c und 2d so eingestellt werden, daß er gleich groß ist wie der
Temperaturkoeffizient α des Piezowiderstandskoeffizienten π, was sehr schwierig ist. Da weiterhin der Wider
stand 12 mit kleinem Temperaturkoeffizienten erforderlich ist, um einen konstanten, nicht durch die Temperatur
beeinflußten Strom IG zu erzeugen, wird der Widerstand 12 beispielsweise als Dünnfilmwiderstand ausgebildet.
Dies bringt große Behinderungen bei der Erzeugung einer Halbleitereinrichtung einschließlich der Dehnungs
meßwiderstände 2a-2d in Form von Diffusionswiderständen und des Dünnfilm-Widerstands 12 auf einem
einzigen Halbleiterchip mit sich, so daß beispielsweise ein Herstellungsprozeß für die Halbleitereinrichtung
kompliziert wird.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, eine
Halbleitervorrichtung zur Erfassung eines von außen einwir
kenden Drucks der eingangs genannten Art derart weiterzu
bilden, so daß man eine sehr gute Temperaturkompensation
erhält und eine Fertigung in hohen Stückzahlen möglich ist.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im kenn
zeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 angegebenen Merkma
len gelöst.
In den Unteransprüchen 2 bis 14 sind vorteilhafte Aus
gestaltungen der Erfindung gekennzeichnet.
Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungs
beispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher be
schrieben.
Es zeigen:
Fig. 1 ein Schaltbild eines ersten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 2 ein Schaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 3 ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 4 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 5 ein Schaltbild eines fünften Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 6 ein Schaltbild eines sechsten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 7 ein Schaltbild einer weiteren Halbleitereinrichtung, die sich aus einer Kombination aus dem zweiten und
dem sechsten Ausführungsbeispiel ergibt,
Fig. 8 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung, die sich aus einer Kombination aus dem dritten und dem
sechsten Ausführungsbeispiel ergibt,
Fig. 9 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung, die sich aus einer Kombination aus dem vierten und sechsten
Ausführungsbeispiel ergibt,
Fig. 10 ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel,
Fig. 11 ein Schaltbild eines achten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 12 ein Schaltbild eines neunten Ausführungsbeispiels einer Halbleitereinrichtung,
Fig. 13 ein Schaltbild einer Referenzspannungsquelle, bei der eine Lawinendiode eingesetzt wird, und die bei
der Erfindung einsetzbar ist,
Fig. 14 ein Schaltbild einer anderen möglichen Referenzspannungsquelle, bei der eine Zener-Diode oder eine
Diode eingesetzt wird,
Fig. 15 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufweisenden Referenzspannungsquelle,
Fig. 16 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufweisenden Referenzspannungsquelle,
Fig. 17 ein Schaltbild einer einen Bandabstand aufweisenden Referenzspannungsquelle,
Fig. 18 eine Draufsicht und eine Seitenansicht eines Drucksensors als ein Beispiel einer herkömmlichen
Halbleitereinrichtung, und
Fig. 19 ein Schaltbild einer herkömmlichen Halbleitereinrichtung zur Druckerfassung.
Unter Bezugnahme auf Fig. 1 wird nun ein erstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 1 zeigt
ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel. Gemäß Fig. 1
weist die Halbleitereinrichtung einen Belastungsdetektor (Beanspruchungsdetektor oder Streßdetektor) 1 auf,
der eine Brückenschaltung besitzt, die aus Dehnungswiderständen oder Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c
und 2d, einem Verbindungspunkt 3c zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2c, einem Verbindungs
punkt 3d zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2b und 2d, einem Verbindungspunkt 3a zwischen den
Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d und einem Verbindungspunkt 3b zwischen den Dehnungsmeßwiderstän
den 2a und 2b besteht, wobei eine zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b erzeugte Spannung proportional
zu der zu erfassenden Belastung ist. Die Halbleitereinrichtung weist weiterhin einen Operationsverstärker 4 zum
Verstärken einer Ausgangsspannung Vspan (Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b)
des Belastungsdetektors 1, Widerstände 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Operations
verstärkers 4, Masseanschlüsse 9, über die ein erster Anschluß des Widerstands 8, der Knoten 3d usw. auf
Massepotential gelegt sind, und einen Ausgangsanschluß 10 des Operationsverstärkers 4 auf. Die Differenzspan
nung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b wird durch den Operationsverstärker 4 usw. einseitig geerdet
(single-ended), die Spannung Vspan um das (R6/R5)-fache verstärkt und eine Ausgangsspannung Vout abgegeben.
Eine Referenzspannungsquelle 18 erzeugt eine Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizien
ten, was einfach beispielsweise mit Hilfe einer Referenzspannungsquelle mit Bandabstand oder einer Lawinen
diode realisiert werden kann. Die Halbleitereinrichtung weist weiterhin einen Operationsstärker 19 zum Ver
stärken der Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 18 sowie Widerstände 20 und 21 zum Bestimmen
eines Verstärkungsfaktors des Operationsverstärkers 19 auf. Die negative Elektrode der Referenzspannungs
quelle 18 ist geerdet während ihre positive Elektrode mit einem nicht invertierenden Verstärkungsanschluß des
Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Der erste Anschluß des Widerstands 20 ist geerdet und sein zweiter
Anschluß ist mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden. Der erste
Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verschaltet. Der
erste Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden,
während sein zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 19 ver
schaltet ist um die Spannung am Ausgangsanschluß negativ zurückzukoppeln. Der Ausgangsanschluß des
Operationsverstärkers 19 ist mit dem Verbindungspunkt 3c zum Anlegen der Treiberspannung an eine Brücken
schaltung verbunden, die aus den Dehnungswiderständen 2a, 2b, 2c und 2d besteht.
Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung beschrieben. Es sei angenommen, daß die Spannung
der Referenzspannungsquelle 18 Vref(T) und durch die folgende Gleichung beschrieben ist:
Vref(T) = Vref0 × (1 + γ.T) (19)
Auch wenn Vref(T) durch den Operationsverstärker 19 verstärkt wird, kann die Ausgangsspannung V19 des
Operationsverstärkers 19 durch folgende Gleichung ausgedrückt werden, wobei Widerstandswerte der Wider
stände 20 und 21 mit R20 und R21 bezeichnet sind:
Das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c beträgt (V19 + 0) und die Ausgangsspannung Vspan der Brücken
schaltung des Belastungsdetektors 1 kann durch die Gleichung (9) beschrieben werdet. Da der Verbindungs
punkt 3d gemäß Fig. 1 geerdet ist, ist E3d = 0. Wenn die Gleichungen (19) und (20) in die Gleichung (9) eingesetzt
werden, ergibt sich die folgende Gleichung:
Ersichtlich kann die Temperaturabhängigkeit der Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 gemäß Glei
chung (21) kompensiert werden, wenn ein Temperaturkoeffizient der Referenzspannungsquelle 18 derart einge
stellt wird, daß die Gleichung α = γ erfüllt ist. Weiterhin können Veränderungen der Empfindlichkeit von
mehreren Belastungsdetektoren 1 in unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen (Veränderungen a.π0) dadurch
korrigiert werden, daß der Widerstandswert des Widerstands 20 eingestellt wird. Somit ist es im Unterschied
zum Stand der Technik nicht länger erforderlich, den Temperaturkoeffizienten β der Widerstandswerte der
Dehnungsmeßwiderstände 2a bis 2d gleich groß zu machen wie einen Temperaturkoeffizienten α des Piezowi
derstandskoeffizienten, so daß folglich die Herstellung der Halbleitereinrichtung vereinfacht ist.
Im allgemeinen besitzen die jeweiligen Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21 Temperaturkoeffizien
ten. Da sie sich gegenseitig kompensieren, wenn sie identischen Temperaturkoeffizienten besitzen, können die
Widerstände 21 und 22, falls sie aus Dünnfilmwiderständen beispielsweise aus NiCr mit identischem Tempera
turkoeffizienten hergestellt werden, auf einem einzelnen Halbleiterchip zusammen mit dem Belastungsdetektor
1, den Operationsverstärkern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und den Widerständen 5, 6, 7 und 8 (in
diesem Fall durch Verunreinigungsdiffusion ausgebildet) hergestellt werdet. Die Einstellung des Widerstands 20
kann durch Trimmen bzw. Abstimmen mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen durchgeführt werden.
Unter Bezugnahme auf Fig. 2 wird nun ein zweites bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Gemäß
Fig. 2 weist eine Halbleitereinrichtung einen Diffusionswiderstand 21, der durch Verunreinigungsdiffusion gebil
det ist, Diffusionswiderstände 20 -1 bis 20 -n, deren jeweilige erste Anschlüsse geerdet sind und die an jeweilige
zweite Anschlüsse mit einem invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 19 in Leiterstruktur
verbunden sind und dieselbe Verunreinigungskonzentration wie der Widerstand 21 besitzen, sowie Schmelz-
Verbindungen 22 -1 bis 22 -n auf, die in Reihe zwischen den Widerständen 20 -1 bis 20 -n und Masse vorgesehen
sind. Diese Schmelzverbindungen sind beispielsweise aus Aluminium, Polysilizium oder dergleichen gebildet. Die
Widerstände 20 -1 bis 20 -n und die Schmelzverbindungen 22 -1 bis 22 -n wirken zusammen, um den Wider
standswert des in Fig. 1 gezeigten Widerstands 20 einzustellen. Bezugszeichen, die gleichartig wie diejenigen in
Fig. 1 sind, bezeichnen äquivalente oder entsprechende Komponenten wie in Fig. 1, wobei die jeweiligen
Verbindungen gleichfalls gleich wie in Fig. 1 sind. Auch wenn bei dem ersten bevorzugten Ausführungsbeispiel
die Widerstände 20 und 21 aus Dünnfilm eingesetzt werden, um Veränderungen der Empfindlichkeit von
mehreren Belastungsdetektoren 1 zu korrigieren, werden die Schmelz-Verbindungen der in Fig. 2 gezeigten
Halbleitereinrichtung selektiv mit Hilfe eines Lasers oder dergleichen in Abhängigkeit von Veränderungen der
Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 bei diesem zweiten bevorzugten Ausführungsbeispiel
durchtrennt. Dies ermöglicht eine Veränderung von Widerstandswerten zwischen dem invertierenden Eingangs
anschluß des Operationsverstärkers 19 und Masse bei einem die Widerstände 20 -1 und 20 -n enthaltenden
Widerstandsnetzwerk, so daß folglich die Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungsdetektoren 1 in
unterschiedlichen Halbleitereinrichtungen korrigiert werden können. Anders ausgedrückt sind jeder der Wider
stände 20 -1 bis 20 -n und jede der Schmelz-Verbindungen 22 -1 bis 22 -n zu einem Paar zusammengefaßt, um als
einzelnes Element zum Einstellen eines Widerstandswerts zu wirken. Im folgenden wird ein solches Element als
ein Widerstandswert-Einstellelement bezeichnet.
Nachstehend wird unter Bezugnahme auf Fig. 3 ein drittes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben.
Fig. 3(a) zeigt ein Schaltbild, in dem eine Halbleitereinrichtung gemäß dem dritten bevorzugten Ausführungsbei
spiel teilweise veranschaulicht ist. Gemäß dieser Figur sind Widerstände 20 -1 bis 20 -n jeweils in Reihe zwischen
einen nicht invertierenden Eingangsanschluß eines Operationsverstärkers 19 und Masse geschaltet. Jeder der
Widerstände 20 -1 bis 20 -n ist parallel mit jeweils einer Zener-Diode 23 -1 bis 23 -n in umgekehrter Richtung
verschaltet. Die Anode und die Kathode jeder Zener-Diode 23 -1 bis 23 -n sind jeweils mit den Anschlußflächen
24 -1 bis 24 -n auf einem isolierenden Film 38 versehen, um einen Stromfluß in den Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n
hervorzurufen. Die Widerstände 20 -1 bis 20 -1 und ein Widerstand 21 können beispielsweise, wie beim zweiten
bevorzugten Ausführungsbeispiel, durch Verunreinigungsdiffusion hergestellt werden. In Fig. 3 nicht gezeigte
Teile bezeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie diejenigen, die in Fig. 1 gezeigt sind, wobei auch die
Verbindungen zwischen diesen gleichartig wie bei denjenigen gemäß Fig. 1 ist. Ein Sondenpaar 26 aus Wolfram
oder dergleichen, das mit einer Stromquelle 25 verbunden ist, wird selektiv mit einem Paar von Anschlußflächen
24 -1 bis 24 -n, einem Paar aus Anschlußflächen 24 -2 bis 24 -3 oder dergleichen in Übereinstimmung mit
Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 in Berührung gebracht. In dieser
Weise wird die Anode und Kathode jeder Zener-Diode 23 -2, bis 23-3 oder dergleichen mit der Stromquelle 25
verbunden, so daß ein Strom Iz in jeder Zener-Diode 23 -2, bis 23-3 oder dergleichen hervorgerufen wird und diese
kurzgeschlossen wird. Somit können Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungsdetektoren 1 durch
Veränderungen eines Widerstandswerts eines Widerstandsnetzes korrigiert werden, das zwischen den nicht
invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 19 und Masse geschaltet ist. Im einzelnen wirken
bei der in Fig. 3 gezeigten Schaltung einer der Widerstände 20 -1 bis 20 -n und eine der Zener-Dioden 23 -1 bis
23 -n, die parallel zu ihm geschaltet ist, als einzelnes Widerstandswert-Einstellelement zusammen. Fig. 3(b) zeigt
einen Zustand bei einer solchen Funktion. Anoden der Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n können durch Verunreini
gungsdiffusion des p-Typs gebildet werden, während ihre Kathoden durch Verunreinigungsdiffusion des n-Typs
hergestellt werden können. Üblicherweise wird eine Diffusionsregion 27 aus Verunreinigungen des p-Typs in
derselben Stufe bzw beim selben Schritt mit Basisregionen anderer Transistoren ausgebildet, während eine
Diffusionsregion 28 aus Verunreinigungen des n-Typs in derselben Stufe bzw. während desselben Schritts wie
Emitterbereiche dieser Transistoren ausgebildet werden, und ein Kurzschlußbereich 29 kann durch Steuerung
des Fließens des Stroms Iz der Stromquelle 25 hergestellt werden. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist es
wünschenswert, daß die Durchbruchsspannung der Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n höher als die Spannung einer
Referenzspannungsquelle 18 ist. Wenn dies der Fall ist, ist der Betrieb selbst dann sicher, wenn lediglich eine
Zener-Diode übrigt bleibt, ohne kurzgeschlossen zu werden, so daß kein fehlerhafter Betrieb auftritt. Das
Bezugszeichen 30 bezeichnet eine Epitaxialschicht des n-Typs und das Bezugszeichen 31 bezeichnet eine
Trennschicht des p-Typs zum Trennender Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n von anderen Schaltungselementen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 4 wird nun ein viertes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 4 zeigt
ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem vierten bevorzugten Ausführungsbeipiel. Gemäß Fig. 4
sind digitale Schalter 32 -1 bis 32 -n in Reihe zwischen Widerstände 20 -1 bis 20 -n und Masse geschaltet. Die
digitalen Schalter 32 -1 bis 32 -n sind beispielsweise durch Transistoren oder dergleichen gebildet. Das Bezugs
zeichen 33 bezeichnet einen nicht flüchtigen Speicher, der digitale Daten zur Einschaltung oder Ausschaltung
der digitalen Schalter 32 -1 bis 32 -n speichert. Andere gleichartige Bezugszeichen bezeichnen äquivalente oder
entsprechende Teile wie diejenigen in Fig. 2 und auch die Verbindungen zwischen diesen sind gleichartig wie bei
Fig. 2. Während bei dem zweiten und dem dritten Ausführungsbeispiel der Ausgang des Operationsverstärkers
19 unter Einsatz der Schmelz-Verbindungen 22 -1 bis 22 -n unter ihrer Zerstörung mit Hilfe eines Lasers oder
dergleichen oder aber unter Einsatz der Zener-Dioden 23 -1 bis 23 -n unter Kurzschließung derselben durch
Strom eingestellt wird, wird die Empfindlichkeit der in Fig. 4 gezeigten Halbleitereinrichtung mittels digitaler
Schalter 32 -1 bis 32 -n für deren selektive Einschaltung oder Abschaltung in Übereinstimmung mit Veränderun
gen der Empfindlichkeit der Belastungsdetektoren 1 und somit durch Veränderung eines Widerstandswerts
eines Widerstandsnetzwerks zwischen einem Operationsverstärker 19 und Masse zur Veränderung der Aus
gangsspannung des Operationsverstärkers 19 eingestellt. Hierbei wirkt jeder der Widerstände 20 -1 bis 20 -n
und jeder der hiermit in Reihe geschalteten Schalter 32 -1 bis 32 -n zusammen als ein Widerstandswert-Einstell
element.
Unter Bezugnahme auf Fig. 5 wird nun ein fünftes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben Fig. 5 zeigt
ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem fünften bevorzugten Ausführungsbeispiel. In Fig. 5
bezeichnet das Bezugszeichen 33 einen nicht flüchtigen Speicher, der Daten bezüglich einer an einen Verbin
dungspunkt 3c anzulegenden Spannung speichert, während das Bezugszeichen 34 einen Digital/Analog-Wand
ler bezeichnet, der eine an seinem Referenzspannungseingang erhaltene Spannung unter Einsatz eines Multipli
kationsfaktors umwandelt, der in Übereinstimmung mit im nicht flüchtigen Speicher 33 gespeicherten Daten
steht, um die Spannung abzugeben. Gemäß Fig. 5 wird der Digital/Analog-Wandler 34 eingesetzt, dessen
Referenzspannungseingang mit einer Referenzspannungsquelle 18 verbunden ist. Im nicht flüchtigen Speicher
33 sind digitale Daten in Übereinstimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit der Belastungsdetektoren 1
gespeichert und es wird an einem Ausgangsanschluß des Digital/Analog-Wandlers 34 eine Spannung, die in
Übereinstimmung mit einer Bezugsspannung (d. h. einer Spannung mit demselben Temperaturkoeffizienten wie
diejenige der Referenzspannung) entsprechend den Daten im nicht flüchtigen Speicher 33 erzeugt Beispielswei
se arbeitet ein Operationsverstärker 35 als Spannungsfolger zur Bewirkung einer Stromverstärkung der resul
tierenden Spannung und zum Anlegen der resultierenden Spannung an den Belastungswandler 1, so daß eine
Kompensation der Temperaturabhängigkeit des Belastungswandlers 1 und eine Korrektur von Veränderungen
der Empfindlichkeit von mehreren Belastungswandlern 1 realisiert werden kann.
Unter Bezugnahme auf Fig. 6 wird nun ein sechstes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 6 zeigt
ein Schaltbild, in dem eine Halbleitereinrichtung gemäß dem sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel veran
schaulicht ist. Gemäß Fig. 6 weist die Halbleitereinrichtung einen Belastungsdetektor 1 auf, der eine Brücken
schaltung besitzt, die aus Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c und 2d besteht, wobei 3c ein Verbindungspunkt
zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2c, 3d einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeß
widerständen 2b und 2d, 3a einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2c und 2d und 3b
einen Verbindungspunkt zwischen den Dehnungsmeßwiderständen 2a und 2b bezeichnet. Eine zwischen den
Verbindungspunkten 3a und 3b auftretende Spannung ist proportional zu der zu erfassenden Belastung. Die
Halbleitereinrichtung umfaßt weiterhin einen Operationsverstärker 4 zum Verstärken der Ausgangsspannung
Vspan (differentielle Spannung bzw. Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 3b) des
Belastungsdetektors 1, Widerstände 5, 6, 7 und 8 zum Bestimmen eines Verstärkungsfaktors des Operationsver
stärkers 4 sowie Masseanschlüsse 9 auf, über die ein Ende des Widerstands 8 und dergleichen geerdet ist.
Das Bezugszeichen 10 bezeichnet einen Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 4, während das Bezugs
zeichen 11 eine Spannungsquelle zum Anlegen einer Spannung Vcc an den Verbindungspunkt 3c des Belastungs
detektors 1 bezeichnet. Die Differenzspannung zwischen den Verbindungspunkten 3a und 36 wird durch den
Operationsverstärker 4 oder dergleichen einseitig geerdet. Weiterhin wird die Spannung Vspan um das
(R6/R5)-fache verstärkt, um die Ausgangsspannung Vout abzugeben. Die Halbleitereinrichtung umfaßt weiterhin
eine Referenzspannungsquelle 18, die eine Referenzspannung mit einem positiven oder negativen Temperatur
koeffizient erzeugt und die beispielsweise in einfacher Weise durch eine Referenzspannungsquelle des Bandab
stands-Typs einer Zener-Diode oder dergleichen realisiert werden kann. Ein Operationsverstärker 19 verstärkt
die Referenzspannung der Referenzspannungsquelle 18, wobei Widerstände 20 und 21 einen Verstärkungsfaktor
des Operationsverstärkers 19 bestimmen. Der negative Anschluß der Referenzspannungsquelle 18 ist geerdet,
während ihr positiver Anschluß mit einem nicht invertierenden Verstärkungsanschluß des Operationsverstär
kers 19 verbunden ist. Der erste Anschluß des Widerstands 20 ist mit der Spannungsquelle 11 verschaltet,
während sein zweiter Anschluß mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 19
verbunden ist.
Der erste Anschluß des Widerstands 21 ist mit einem Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 19
verbunden, während sein zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstär
kers 19 verschaltet ist um die Spannung am Ausgangsanschluß negativ zurückzukoppeln. Der Ausgangsan
schluß des Operationsverstärkers 19 ist mit einem Verbindungspunkt 3d verbunden, um die Treiberspannung
V19 an die aus den Dehnungsmeßwiderständen 2a, 2b, 2c und 2d bestehende Brückenschaltung anzulegen. Die
Brückenschaltung wird durch die differentielle Spannung bzw. Differenzspannung zwischen der Versorgungs
spannung Vcc und der Treiberspannung V19 aktiviert bzw. angesteuert. Wenn bei der Schaltung gemäß Fig. 6 die
durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung größer ist als die vom Opera
tionsverstärker 19 abgegebene Spannung oder wenn das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c höher ist als das
Potential E3d am Verbindungspunkt 3d, ist es erforderlich, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenz
spannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten erzeugt. Wenn umgekehrt das Potential E3c am Verbin
dungspunkt 3c niedriger als das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d ist, ist es erforderlich, daß die Referenz
spannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit positivem Temperaturkoeffizienten erzeugt.
Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung gemäß dem sechsten bevorzugten Ausführungsbei
spiel erläutert. Wenn die Referenzspannung einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt, gilt die folgende
Gleichung:
Vref(T) = Vref0 × (1 - γ.T) (22)
wobei Vref(T) die Spannung der Referenzspannungsquelle 18 bezeichnet.
Vref(T) wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt und die Ausgangsspannung V19 des Operationsver
stärkers 19 kann folgendermaßen ausgedrückt werden:
wobei R20 und R21 die Widerstandswerte der Widerstände 20 und 21, und Vcc die durch die Spannungsquelle 11
an den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung bezeichnen.
Das Potential Ed am Verbindungspunkt 3d beträgt (V19 + 0). Die Ausgangsspannung Vspan der Brückenschal
tung des Belastungsdetektors 1 läßt sich durch die Gleichung (9) beschreiben. Da gemäß Fig. 6 der Verbindungs
punkt 3c mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist, ist das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c gleich
(Vcc + 0). Der Aufbau der Brückenschaltung 2a bis 2d ist gleichartig wie beim Stand der Technik. Folglich ergibt
sich beim Einsatz der Gleichung (23) in die Gleichung (9) die folgende Gleichung:
Zusätzlich führen die Gleichungen (22) und (24) zu der folgenden Gleichung:
Aus der Gleichung (25) ergibt sich somit, daß die Beziehung zwischen einem Temperaturkoeffizienten α eines
Piezowiderstandskoeffizienten und einem Temperaturkoeffizienten γ der Referenzspannung durch die folgende
Gleichung beschreibbar ist:
Somit ergibt sich weiterhin, daß durch Einstellung des Temperaturkoeffizienten γ der Referenzspannung der
Referenzspannungsquelle 18 derart, daß die Beziehung gemäß Gleichung (26) erfüllt ist, die Temperaturabhän
gigkeit der Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 in der Gleichung (25) kompensiert werden kann. Weiter
hin können Veränderungen der Empfindlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 (Veränderungen von
a.π0) durch Einstellung eines Widerstandswerts des Widerstands 20 korrigiert werden.
Die Widerstände 20 und 21 besitzen üblicherweise Widerstandswerte mit Temperaturkoeffizienten, wobei sie
sich, wenn die Temperaturkoeffizienten gleich sind, gegenseitig kompensieren und keinen Einfluß ausüben.
Beispielweise können die Widerstände 20 und 21 aus Dünnfilm-Widerständen aus NiCr oder dergleichen mit
identischem Temperaturkoeffizienten hergestellt und auf einem einzelnen Halbleiterchip zusammen mit dem
Belastungsdetektor 1, den Operationsverstärkern 4 und 19, der Referenzspannungsquelle 18 und den Widerstän
den 5, 6, 7 und 8 (die in diesem Fall durch Verunreinigungsdiffusion hergestellt sind) ausgebildet werden. Die
Einstellung des Widerstands 20 kann durch Trimmen bzw. Abstimmen mittels eines Lasers oder dergleichen
durchgeführt werden.
Im vorstehenden wurde der Fall erläutert, daß beim sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiel die Referenz
spannung einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt. Aber selbst dann, wenn die Referenzspannung einen
positiven Temperaturkoeffizienten besitzt, kann der Temperaturkoeffizient α des Piezowiderstandskoeffizien
ten kompensiert werden.
Das Widerstandswert-Einstellelement bei dem zweiten, dritten und vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel
kann zur Realisierung des Widerstands 20 beim sechsten bevorzugten Ausführungsbeispiels eingesetzt werden
und die Fig. 7 bis 9 zeigen verschiedene Kombinationen. Verschiedene Effekte der in den Fig. 7 bis 9 gezeigten
Halbleitereinrichtungen gemäß vorliegender Erfindung sind gleichartig wie bei den vorhergehenden Ausfüh
rungsbeispielen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 10 wird nun ein siebtes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 10
zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem siebten bevorzugten Ausführungsbeispiel. Gemäß
Fig. 10 weist die Halbleitereinrichtung eine Spannungsquelle 11 zum Anlegen einer Spannung Vcc an einen
Verbindungspunkt 3c, einen nicht flüchtigen Speicher 33, der Daten über eine an den Verbindungspunkt 3d
anzulegende Spannung speichert, und einen Digital/Analog-Wandler 34 auf, der zum Umwandeln der an seinem
Referenzspannungseingang erhaltenen Spannung mit Hilfe eines Multiplikationsfaktors entsprechend den im
nicht flüchtigen Speicher 33 gespeicherten Daten dient. Gemäß Fig. 10 wird der Digital/Analog-Wandler 34
eingesetzt, dessen Referenzspannungsanschluß mit einer Referenzspannungsquelle 18 verbunden ist. Im nicht
flüchtigen Speicher 33 sind digitale Daten in Übereinstimmung mit Veränderungen der Empfindlichkeit des
Belastungsdetektors 1 gespeichert, so daß der Digital/Analog-Wandler 34 eine Spannung an seinem Ausgangs
anschluß in Übereinstimmung mit der Bezugsspannung auf der Grundlage der Daten im nicht flüchtigen
Speicher 33 erzeugt (d. h. eine Spannung mit demselben Temperaturkoeffizienten wie derjenige der Referenz
spannung). Der Operationsverstärker 35 arbeitet dabei beispielsweise als Spannungsfolger zur Stromverstär
kung der resultierenden Spannung und legt die Spannung an den Belastungswandler an, so daß eine Kompensa
tion der Temperaturabhängigkeit des Belastungsdetektors 1 und eine Korrektur von Veränderungen der Emp
findlichkeit von mehreren Belastungsdetektoren 1 erreicht werden kann. Wenn bei der in Fig. 10 gezeigten
Schaltung die durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c angelegte Spannung höher als die vom
Operationsverstärker 35 abgegebene Spannung ist oder wenn das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c höher
ist als das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d, erzeugt die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspan
nung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten. Wenn umgekehrt das Potential E3c am Verbindungspunkt
3c niedriger als das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d ist, erzeugt die Referenzspannungsquelle 18 eine
Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten.
Unter Bezugnahme auf Fig. 11 wird nun ein achtes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 11
zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel. In Fig. 11
bezeichnen gleiche Bezugszeichen identische oder entsprechende Teile wie in Fig. 6. Fig. 11 unterscheidet sich
von Fig. 6 dahingehend, daß die Referenzspannungsquelle 18 über ihren positiven Anschluß mit einer Span
nungsquelle 11 und über ihren negativen Anschluß mit einem nicht invertierenden Eingangsanschluß eines
Operationsverstärkers 19 verbunden ist. Bei der in Fig. 11 gezeigten Schaltung ist es notwendig, daß die
Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt.
Im folgenden wird der Betrieb der Halbleitereinrichtung gemäß dem achten bevorzugten Ausführungsbei
spiel beschrieben. Es sei angenommen, daß die Spannung der Referenzspannungsquelle 18 Vref(T) ist, so daß die
Gleichung (19) gilt.
Vref(T) wird durch den Operationsverstärker 19 verstärkt. Unter der Annahme, daß die Widerstände 20 und
21 Widerstandswerte R20 und R21 besitzen und die Spannung Vcc durch die Spannungsquelle 11 an den Verbin
dungspunkt 3c angelegt wird, läßt sich die Ausgangsspannung V19 des Operationsverstärkers 19 durch die
folgende Gleichung ausdrücken:
Hierbei ist das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d (V19 + 0).
Die Ausgangsspannung Vspan der Brückenschaltung des Belastungsdetektors 1 läßt sich durch die Gleichung
(9) beschreiben. Weiterhin ist, da der Verbindungspunkt 3c mit der Spannungsquelle 11 in Fig. 11 verbunden ist,
das Potential E3c am Verbindungspunkt E3c (Vcc + 0). Die Gestaltung der Brückenschaltung 2a bis 2d ist
gleichartig wie beim Stand der Technik. Somit ergibt sich beim Einsatz der Gleichung (27) in die Gleichung (9)
die folgende Gleichung:
Weiterhin führen die Gleichungen (19) und (28) zu der nachstehenden Gleichung:
Somit ergibt sich, daß die Temperaturabhängigkeit der Empfindlichkeit des Belastungsdetektors 1 kompen
siert werden kann, wenn ein Temperaturkoeffizient der Referenzspannungsquelle 18 in Übereinstimmunt mit
der Gleichung (29) so eingestellt wird, daß die Beziehung zwischen einem Temperaturkoeffizienten α des
Piezowiderstandskoeffizienten und einem Temperaturkoeffizienten γ der Referenzspannung der Gleichung
α = γ genügen. Weiterhin können Veränderungen der Empfindlichkeit mehrerer Belastungsdetektoren 1 (Ver
änderungen von a.π0) durch Einstellung eines Widerstandswerts eines Widerstands 20 korrigiert werden. Die
Widerstände 20 und 21 besitzen üblicherweise Widerstandswerte mit Temperaturkoeffizienten. Da sich diese
aber gegenseitig kompensieren, wenn der Temperaturkoeffizient identisch ist, üben sie keinen Einfluß auf den
Temperaturkoeffizienten aus. Beispielsweise können die Widerstände 21 und 20 aus Dünnflim-Widerständen aus
NiCr oder dergleichen mit identischen Temperaturkoeffizienten hergestellt und aus einem einzelnen Halbleiter
chip zusammen mit dem Belastungsdetektor 1, den Operationsverstärkern 4 und 19, der Referenzspannungs
quelle 18 und Widerständen 5, 6, 7 und 8 (die in diesem Fall durch Verunreinigungsdiffusion hergestellt sind)
ausgebildet werden. Die Einstellung des Widerstands 20 kann durch Trimmen mit Hilfe eines Lasers oder
dergleichen durchgeführt werden.
Das Widerstandswert-Einstellelement beim zweiten, dritten oder vierten bevorzugten Ausführungsbeispiel
kann zur Realisierung des Widerstands 20 beim achten bevorzugten Ausführungsbeispiel eingesetzt werden.
Verschiedene Effekte der Halbleitereinrichtungen, die durch die Kombinationen des zweiten bis vierten bevor
zugten Ausführungsbeispiels mit dem achten bevorzugten Ausführungsbeispiel hervorgerufen werden, sind
gleichartig wie bei den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen.
Unter Bezugnahme auf Fig. 12 wird nun ein neuntes bevorzugtes Ausführungsbeispiel beschrieben. Fig. 12
zeigt ein Schaltbild einer Halbleitereinrichtung gemäß dem neunten bevorzugten Ausführungsbeispiel. In
Fig. 12 bezeichnen gleichartige Bezugszeichen identische oder entsprechende Teile wie diejenigen in Fig. 6.
Fig. 12 unterscheidet sich von Fig. 6 dahingehend, daß der erste Anschluß des Widerstands 20 geerdet und
dessen zweiter Anschluß mit einem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers 19 verbunden
ist. Wenn bei der Schaltung gemäß Fig. 12 die durch die Spannungsquelle 11 an den Verbindungspunkt 3c
angelegte Spannung größer ist als die vom Operationsverstärker 19 abgegebene Spannung, oder wem das
Potential E3c am Verbindungspunkt 3c höher ist als das Potential E3d am Verbindungspunkt 3d, ist es notwendig,
daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem negativen Temperaturkoeffizienten
erzeugt. Wenn umgekehrt das Potential E3c am Verbindungspunkt 3c niedriger ist als das Potential E3d am
Verbindungspunkt 3d, ist es notwendig, daß die Referenzspannungsquelle 18 eine Referenzspannung mit einem
positiven Temperaturkoeffizienten erzeugt.
Nachfolgend wird nun ein spezieller Schaltungsaufbau der bei den vorstehend beschriebenen bevorzugten
Ausführungsbeispielen eingesetzten Referenzspannungsquellen beschrieben. Diese Referenzspannungsquellen
besitzen einen positiven oder einen negativen Temperaturkoeffizienten aufgrund der Schaltungskonfiguratio
nen der jeweiligen Halbleitereinrichtungen, sodaß sowohl eine Referenzspannungsquelle mit positivem Tempe
raturkoeffizienten als auch eine Referenzspannungsquelle mit negativem Temperaturkoeffizienten erforderlich
sind. Fig. 13 zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungsquelle mit positivem Temperaturkoeffizienten, bei der
eine Lawinendiode eingesetzt wird. Gemäß Fig. 13 umfaßt die Referenzspannungsquelle eine Spannungsquelle
11, Masseanschlüsse 9, Lawinendioden 41, Dioden 42 einen Widerstand 43 und Ausgangsanschlüsse 44 und 45.
Fig. 13(a) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die aus einer Mehrzahl von Lawinendioden 41, die in Sperrich
tung in Reihe geschaltet sind und bei denen eine Anode einer der Lawinendioden geerdet ist, einer Mehrzahl von
Dioden 42, die in Durchlaßrichtung in Reihe geschaltet sind und bei denen eine Kathode einer der Dioden mit
einer Kathode einer der Lawinendioden 41 verbunden ist, und einem Widerstand 43 besteht, dessen erster
Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen zweiter Anschluß mit einer Anode einer der Dioden 42
verbunden ist. Die Lawinendioden 41 erzeugen eine konstante Spannung mit positivem Temperaturkoeffizien
ten. Auch wenn die Referenzspannungsquelle durch eine einzige Lawinendiode 41 alleine gebildet werden kann,
ist eine einzige Lawinendiode 41 nicht ausreichend, um einen ausreichend großen positiven Temperaturkoeffi
zienten hervorzurufen, der von einer Verunreinigungskonzentration und dergleichen bestimmt ist. Jedoch ist die
Summe der Temperaturkoeffizienten der in Reihe geschalteten Lawinendioden 41 der Temperaturkoeffizient
der Referenzspannung. Somit können viele Lawinendioden 41 eingesetzt werden, um einen großen positiven
Temperaturkoeffizienten zu erzielen. Die Vielzahl von Lawinendioden 41 ist nützlich, da der Temperaturkoeffi
zient durch Variation der Anzahl der miteinander verbundenen Lawinendioden eingestellt werden kann. Weiter
hin zeigt der Vorwärtsspannungsabfall einer Diode einen negativen Temperaturkoeffizienten, weshalb die
Dioden 42 einen negativen Temperaturkoeffizienten, die sich im absoluten Wert von den positiven Temperatur
koeffizienten der Lawinendioden 41 unterscheiden, in Reihe mit den Lawinendioden 41 in Vorwärtsrichtung
geschaltet sind, so daß ein feiner bzw. kleiner Temperaturkoeffizient eingestellt werden kann. Dabei wird als
Referenzspannung eine Potentialdifferenz zwischen dem Masseanschluß 9 und dem Ausgangsanschluß 44, der
mit einem zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbunden ist, eingesetzt. Eine Referenzspannungsquelle ist
beispielsweise als die in den Fig. 1 bis 5 bei den dortigen bevorzugten Ausführungsbeispielen gezeigte Referenz
spannungsquelle 18 nützlich bzw. einsetzbar. Die Summe der Temperaturkoeffizienten der Lawinendioden 41 ist
in diesem Fall größer als die Summe der Temperaturkoeffizienten der Dioden 42.
Fig. 13(b) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die aus dem mit einem Anschluß geerdeten Widerstands 43,
der Mehrzahl der in Reihe in Sperrichtung geschalteten Lawinendioden 41, von denen eine über ihre Anorde mit
einem zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbunden ist, und der Mehrzahl von in Reihe in Durchlaßrichtung
geschalteten Dioden 42 besteht, von denen eine über ihre Kathode mit einer Kathode einer der Lawinendiode 41
verbunden ist und von denen eine andere über ihren einen Anschluß mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist.
Diese Referenzspannungsquelle unterscheidet sich von derjenigen gemäß Fig. 13(a) dahingehend, daß ein
Potentialunterschied zwischen der Spannungsquelle 11 und einem mit dem zweiten Anschluß des Widerstands
43 verbundenen Ausgangsanschluß 45 eingesetzt wird. Die Referenzspannungsquelle wird beispielsweise als die
in Fig. 11 beim vorstehenden Ausführungsbeispiel gezeigte Referenzspannung 18 eingesetzt.
Fig. 14 zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungsqeulle mit negativem Temperaturkoeffizienten, bei der
der Spannungsabfall einer Zener-Diode oder einer Diode in Durchlaßrichtung eingesetzt wird. Gemäß Fig. 14
weist die Referenzspannungsquelle eine Spannungsquelle 11, Masseanschlüsse 9, Dioden 42, einen Widerstand
43, Zener-Dioden 46 und Ausgangsanschlüsse 48 und 49 auf Fig. 14(a) zeigt eine Referenzspannungsquelle, die
auf der Mehrzahl der in Reihe in Sperrichtung geschalteten Zener-Dioden 46, von denen eine über ihre Anode
geerdet ist, und dem Widerstand 43 besteht, dessen erster Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und dessen
zweiter Anschluß mit einer Kathode einer der Zener-Dioden 46 verbunden ist. Die Zener-Dioden 46 erzeugten
Konstantspannungen mit negativem Temperaturkoeffizienten. Die Referenzspannungsquelle kann aus lediglich
einer einzigen Zener-Diode 46 bestehen, jedoch kann eine solche einzelne Zener-Diode keinen sehr großen
negativen Temperaturraumkoeffizienten hervorrufen, da der Temperaturkoeffizient einer Zener-Diode in Ab
hängigkeit von einer Verunreinigungskonzentration und dergleichen bestimmt ist. Jedoch bildet die Summe der
Temperaturkoeffizienten der in Reihe geschalteten Zener-Dioden 46 den Temperaturkoeffizienten der Refe
renzspannung. Folglich wird die Mehrzahl von Zehner-Dioden 46 zur Erzielung eines großen negativen Tempe
raturkoeffizienten eingesetzt. Zusätzlich ist die Mehrzahl von Zener-Dioden 46 nützlich, da ihre Temperaturko
effizienten durch Veränderung der Anzahl der miteinander verbundenen Zener-Dioden eingestellt werden
können. Eine Potentialdifferenz zwischen dem Masseanschluß 9 und dem Ausgangsanschluß 48, der mit einem
zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbunden ist, dient als Referenzspannung.
Fig. 14(b) zeigt ein Schaltbild einer Referenzspannungsquelle, die aus der Mehrzahl der Dioden 42, die in
Reihe zwischen die Spannungsquelle 11 und den Massenanschluß 9 geschaltet sind und von denen eine über ihre
Kathode geerdet ist, und dem Widerstand 43 besteht, dessen erster Anschluß mit der Spannungsquelle 11 und
dessen zweiter Anschluß mit einer Anode einer der Dioden 42 verbunden ist. Die Dioden 42 sind in Durchlaß
richtung geschaltet, tun einen Spannungsabfall in Durchlaßrichtung hervorzurufen. Da dieser Spannungsabfall
einen negativen Temperaturkoeffizienten besitzt, kann die Referenzspannungsquelle durch lediglich eine einzi
ge Diode 42 gebildet werden, jedoch kann eine solche einzelne Diode keinen sehr großen negativen Tempera
turkoeffizienten hervorrufen. Jedoch bildet die Summe der Temperaturkoeffizienten der in Reihe geschalteten
Dioden 42 den Temperaturkoeffizienten der Referenzspannung. Somit kann die Mehrzahl der in Reihe geschal
teten Dioden 42 eingesetzt werden, um einen großen negativen Temperaturkoeffizienten hervorzurufen. Wei
terhin ist die Mehrzahl von Dioden 42 nützlich, um den Temperaturkoeffizienten durch Veränderung der Anzahl
der miteinander verbundenen Dioden einzustellen. Als Referenzspannung wird die Potentialdifferenz zwischen
dem Masseanschluß 9 und dem mit dem zweiten Anschluß des Widerstands 43 verbundenen Ausgangsanschluß
49 eingesetzt. Die Referenzspannungsquellen, die in den Fig. 14(a) und 14(b) gezeigt sind, werden bei den
vorstehend erwähnten Ausführungsbeispielen dann eingesetzt, wenn ein negativer Temperaturkoeffizient ge
wünscht ist. Beispielsweise werden sie als die Referenzspannungsquellen 18 in den in den Fig. 6 bis 10 gezeigten
Schaltungen eingesetzt.
Unter Bezugnahme auf die Fig. 15 bis 17 wird nun eine Referenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs
beschrieben. Die in Fig. 15 gezeigte Referenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs ist eine Referenzspan
nung, die eine Spannung auf der Basis eines Potentials an Masse erzeugt. Gemäß Fig. 15 weist eine Schaltung
Widerstände 50 bis 54, bipolare npn-Transistoren 55 bis 57 und Ausgangsanschlüsse 58 und 59 auf. Der Wider
stand 50 ist über seinen ersten Anschluß mit einer Spannungsquelle 11 und über seinen zweiten Anschluß mit
ersten Anschlüssen der Widerstände 51, 52 und 54 verbunden.
Eine Stromquelle besteht aus der Spannungsquelle 11 und dem Widerstand 50. Der Widerstand 51 ist über
seinen zweiten Anschluß mit einem Kollektor und einer Basis des Transistors 55 verbunden, dessen Emitter
geerdet ist. Der Widerstand 52 ist über seinen zweiten Anschluß mit einem Kollektor des Transistors 56
verbunden, dessen Basis mit einer Basis des Transistors 55 verbunden und dessen Emitter mit einem ersten
Anschluß des Widerstands 53 verschaltet ist. Ein weiter Anschluß des Widerstands 53 ist geerdet. Der Kollektor
des Transistor 57 ist mit einem zweiten Anschluß des Widerstands 54 verbunden, während die Basis des
Transistors 57 mit einem Kollektor des Transistors 56 verbunden ist und sein Emitter geerdet ist. Die Referenz
spannung ist der Potentialunterschied zwischen dem mit einem ersten Anschluß des Widerstands 54 verbun
denen Ausgangsanschluß 59 und dem geerdeten Ausgangsanschluß 58.
Nachfolgend wird der Betrieb dieser Referenzspannungsquelle beschrieben. Die Basis-Emitter-Spannungen
an den Transistoren 56 bis 58 sind mit VBE1 bis VBE3 bezeichnet, während die Widerstandswerte der Widerstände
51 bis 54 mit R51 bis R54 bezeichnet sind. Die jeweiligen Basisanschlüsse der Transistoren 55 und 46 sind
miteinander verbunden, so daß sich folgende Gleichung ergibt:
VBE1 = VBE2 + I2R53 (30)
wobei I2 den durch den Widerstand 53 fließenden Strom darstellt.
Wenn angenommen ist, daß die Spannung zwischen den Ausgangsanschlüssen 58 und 59 mit Vref und der im
Widerstand 51 fließende Strom mit I1 und der im Widerstand 52 fließende Strom mit I2 bezeichnet ist, ergeben
sich die beiden folgenden Gleichungen aus dem Spannungsabfall am Widerstand 51 und der Basis-Emitter-Span
nung VBE1 des Transistors 55 und aus dem Spannungsabfall am Widerrstand 52 und der Basis-Emitter-Spannung
VBE3 des Transistors 57:
Vref = VBE1 + I1.R51 (31)
Vref = VBE2 + I2.R52 (32)
Wenn nun die Beziehung zwischen den Basis-Emitter-Spannungen VBE1 und VBE2 bei den Transistoren 55 und
57 als VBE1 = VBE3 eingestellt wird, werden die Beziehungen gemäß den Gleichungen (31) und (32) zur Bildung
der nachstehenden Gleichung herangezogen:
Allgemein ist die Basis-Emitter-Spannung eines Transistors durch die folgende Gleichung gegeben:
wobei k eine Boltzmann-Konstante, T eine absolute Temperatur, q eine elektrische Ladung von Elektronen, IS
einen Sättigungsstrom des Transistors und IE einen Emitterstrom des Transistors bezeichnet.
Wenn angenommen ist, daß der Sättigungsstrom des Transistors 55 IS1 ist, während der Sättigungsstrom des
Transistors 56 IS2 ist, lassen sich die Basis-Emitter-Spannungen VBE1 und VBE2 an den Transistoren 55 und 56
durch die folgenden Gleichungen beschreiben:
Die Gleichungen (35) und (36) und die Gleichung (30) führen zur nachstehenden Gleichung:
Da der Sättigungsstrom IS des Transistors proportional zu einer Räche des Emitters des Transistors ist und
unter der Annahme, daß das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors 55 zu der des Transistors 56 1 : n ist,
ergibt sich die Beziehung IS1/IS2 = n, was zusammen mit der Gleichung (37) zur nachstehenden Gleichung führt:
Weiterhin ergibt sich aus den Gleichungen (33) und (38) die nachstehende Gleichung:
Die Gleichung (39) wird in die Gleichung (32) eingesetzt:
Allgemein besitzt VBE einen Temperaturkoeffizienten von -2 mV/°C. Weiterhin ist der zweite Ausdruck in
der Gleichung (40) proportional zur absoluten Temperatur T. Demgemäß kann durch Spezifizierung des Ver
hältnisses der Emitterfläche des Transistors 55 zu derjenigen des Transistors 56 und der Widerstandswerte R51
bis R53 der Widerstände 51 bis 53 freispezifiziert bzw. gewählt werden, welchen (positiven oder negativen)
Temperaturkoeffizienten die Referenzspannung Vref zeigt und welchen Wert er annimmt.
Bei der in Fig. 15 gezeigten Schaltung kann allerdings der Wert des Temperaturkoeffizienten der Referenz
spannung nicht kleiner gemacht werden als -2 mV/°C. Durch Hinzuschaltung von Transistoren 60 und 61, wie
beispielsweise in Fig. 16 gezeigt, kann der negative Temperaturkoeffizient vergrößert werden. In Fig. 16 be
zeichnen die Bezugszeichen 60 und 61 npn-Transistoren. Der Transistor 60 ist zwischen den Transistor 55 und
den Widerstand 51 geschaltet und ist über seinen Kollektor und seine Basis mit einem zweiten Anschluß des
Widerstands 51 und über seinen Emitter mit einem Kollektor des Transistors 55 verbunden. Der Transistor 61 ist
zwischen den Transistor 56 und den Widerstand 52 geschaltet und über seinen Kollektor und seine Basis mit
einem zweiten Anschluß des Widerstands 52 und über seinen Emitter mit einem Kollektor des Transistors 56
verbunden. Gleiche Bezugszeichen in Fig. 16 bezeichnen äquivalente oder entsprechende Teile wie diejenigen in
Fig. 15, wobei die übrigen Verschaltungen ebenfalls gleichartig sind wie bei denjenigen in der Schaltung gemäß
Fig. 15.
Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 60 und 61 sind mit VBE4 bzw. VBE5 bezeichnet. Da die Basen
der Transistoren 55 und 56 miteinander verbunden sind, gilt die Gleichung (30).
Der Spannungsabfall des Widerstands 51, die Basis-Emitter-Spannung VBE1 des Transistors 55 und die
Basis-Emitter-Spannung VBE4 des Transistors 60 führen zusammen zur nachstehenden Gleichung:
Vref = VBE1 + VBE4 + I1.R51 (41)
Weiterhin führen der Spannungsabfall am Widerstand 52, die Basis-Emitter-Spannung VBE3 des Transistors 57
und die Basis-Emitter-Spannung VBE5 des Transistors 61 zusammen zur nachstehenden Gleichung:
Vref = VBE3 + VBE5 + I2.R52 (42)
Durch Einstellung der Beziehungen zwischen den Basis-Emitter-Spannungen VBE1, VBE3, VBE4 und VBE5 der
Transistoren 55, 57, 60 und 61 derart, daß die nachstehende Gleichung erfüllt ist, ergeben die Beziehungen aus
den Formeln (41) und (42) zusammen die Beziehung gemäß nachstehender Gleichung:
VBE1 + VBE4 = VBE3 + VBE5 (43)
Da die Basis-Emitter-Spannung VBE des Transistors durch die Gleichung (34) gegeben ist, lassen sich die
Basis-Emitter-Spannungen VBE1 und VBE2 der Transistoren 55 und 56 allgemein durch die Gleichungen (35) und
(36) beschreiben, wobei angenommen ist, daß der Sättigungsstrom des Transistors 55 mit IS1 und der Sättigungs
strom des Transistors 56 mit IS2 bezeichnet sind. Die Gleichungen (35) und (36) und die Gleichungen (30) führen
zusammen zur Gleichung (37).
Der Sättigungsstrom IS des Transistors ist proportional zu einer Emitterfläche des Transistors, so daß sich
unter der Annahme, daß das Verhältnis der Emitterfläche des Transistors 55 zu derjenigen des Transistors 56
1 : n ist, die Gleichung IS1/IS2 = n ergibt. Diese Gleichung führt zusammen mit der Gleichung (37) zur Gleichung
(38). Weiterhin ergeben die Gleichungen (33) und (38) die Gleichung (39). Ferner ergibt sich bei Einsatz der
Gleichung (39) in die Gleichung (42) die nachstehende Gleichung:
Die Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren 57 und 61 werden durch den ersten und zweiten Ausdruck in
der Gleichung (44) ausgedrückt, da die Referenzspannung Vref einen negativen Temperaturkoeffizienten haben
soll und ein Wert des Temperaturkoeffizienten niemals kleiner als -4 mV/°C sein kann. Bei Vergleich der
Gleichung (40) mit der Gleichung (44) läßt sich weiterhin finden, daß die Schaltung gemäß Fig. 16 einen
Absolutwert des negativen Temperaturkoeffizienten erreichen läßt der größer ist als derjenige der Schaltung
gemäß Fig. 15.
Eine weitere Referenzspannungsquelle des Bandabstands-Typs ist in Fig. 17 gezeigt und bildet eine Referenz
spannungsquelle, die eine Spannung auf der Grundlage eines Potentials an einer Spannungsquelle erzeugt.
Gemäß Fig. 17 besitzt die Referenzspannungsquelle Widerstände 70 bis 74, bipolare npn-Transistoren 75 bis 77
und Ausgangsanschlüsse 78 und 79. Der Widerstand 70 ist über seinen ersten Anschluß geerdet und über seinen
zweiten Anschluß mit ersten Anschlüssen von Widerständen 71 bis 73 verbunden. Eine Stromquelle besteht aus
dem Widerstand 70 und der Spannungsquelle 11. Ein zweiter Anschluß des Widerstands 71 ist mit einem
Kollektor und mit einer Basis des Transistors 75 verbunden. Der Transistor 75 ist über seinen Emitter mit der
Spannungsquelle 11 verbunden. Der Widerstand 72 ist über seinen zweiten Anschluß mit einem Kollektor des
Transistors 76 verbunden. Der Transistor 76 ist über seine Basis mit einer Basis des Transistors 75 und über
seinen Emitter mit einem ersten Anschluß des Widerstands 74 verbunden. Ein zweiter Anschluß des Widerstands
74 ist mit der Spannungsquelle 11 verbunden. Der Transistor 77 ist über seinen Kollektor mit einem zweiten
Anschluß des Widerstands 73, über seine Basis mit einem Kollektor des Transistors 76 und über seinen Emitter
mit der Spannungsquelle 11 verbunden. Die Referenzspannung ist eine Potentialdifferenz zwischen dem Aus
gangsanschluß 79, der mit einem ersten Anschluß des Widerstands 71 verbunden ist, und dem Ausgangsanschluß
78, der mit der Spannungsquelle 11 verbunden ist.
Die Arbeitsweise der Referenzspannungsquelle ist gleichartig wie die der in Fig. 15 gezeigten Referenzspan
nungsquelle. Die Referenzspannungsquelle wird als Referenzspannungsquelle 18 eingesetzt, die in Fig. 11 ge
zeigt ist und eine Spannung auf der Basis des Potentials beispielsweise an der Spannungsquelle 11 erzeugt.
Claims (14)
1. Halbleitereinrichtung zum Erfassen eines von außen
einwirkenden Drucks, mit
einem Substrat (A) mit einem Druckaufnahmeabschnitt (ar5), der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck verformt wird,
einer Brückenschaltung (1) mit Piezowiderständen (S1 bis S4; 2a bis 2d), die auf dem Druckaufnahmeabschnitt (ar5) ausgebildet sind,
einer Referenzspannungsquelle (18) zum Speisen der Brückenschaltung (1) und einer Temperaturkompensations schaltung, die einen Empfindlichkeitstemperaturkoeffizi enten der Brückenschaltung (1) kompensiert, dadurch gekennzeichnet,
daß die Referenzspannungsquelle (18) in dem Substrat (A) ausgebildet ist und eine Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erzeugt, die einen Empfindlich keitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung (1) kom pensiert,
daß die Referenzspannungsquelle (18) eine Stromquelle (9, 11, 43) und zumindest eine Konstantspannungsdiode (41) mit positivem Temperaturkoeffizienten umfaßt, die in Reihe zwischen zwei Anschlüsse der Stromquelle (9, 11, 43) in Sperrrichtung geschaltet ist, und
daß ein Spannungswandler (100a bis 100l) zwischen die Referenzspannungsquelle (18) und einen Spannungseingangs anschluß (3c) der Brückenschaltung (1) geschaltet ist, der die Referenzspannung empfängt und umwandelt und die umge wandelte Spannung an die Brückenschaltung (1) als Versor gungsspannung anlegt, wobei die Referenzspannungsquelle (18) zumindest eine weitere Diode (42) mit negativem Tem peraturkoeffizienten aufweist, die in Reihe zwischen erste und zweite Anschlüsse der Stromquelle (9, 11, 43) in Durch lassrichtung geschaltet ist.
einem Substrat (A) mit einem Druckaufnahmeabschnitt (ar5), der entsprechend dem von außen einwirkenden Druck verformt wird,
einer Brückenschaltung (1) mit Piezowiderständen (S1 bis S4; 2a bis 2d), die auf dem Druckaufnahmeabschnitt (ar5) ausgebildet sind,
einer Referenzspannungsquelle (18) zum Speisen der Brückenschaltung (1) und einer Temperaturkompensations schaltung, die einen Empfindlichkeitstemperaturkoeffizi enten der Brückenschaltung (1) kompensiert, dadurch gekennzeichnet,
daß die Referenzspannungsquelle (18) in dem Substrat (A) ausgebildet ist und eine Referenzspannung mit einem Temperaturkoeffizienten erzeugt, die einen Empfindlich keitstemperaturkoeffizienten der Brückenschaltung (1) kom pensiert,
daß die Referenzspannungsquelle (18) eine Stromquelle (9, 11, 43) und zumindest eine Konstantspannungsdiode (41) mit positivem Temperaturkoeffizienten umfaßt, die in Reihe zwischen zwei Anschlüsse der Stromquelle (9, 11, 43) in Sperrrichtung geschaltet ist, und
daß ein Spannungswandler (100a bis 100l) zwischen die Referenzspannungsquelle (18) und einen Spannungseingangs anschluß (3c) der Brückenschaltung (1) geschaltet ist, der die Referenzspannung empfängt und umwandelt und die umge wandelte Spannung an die Brückenschaltung (1) als Versor gungsspannung anlegt, wobei die Referenzspannungsquelle (18) zumindest eine weitere Diode (42) mit negativem Tem peraturkoeffizienten aufweist, die in Reihe zwischen erste und zweite Anschlüsse der Stromquelle (9, 11, 43) in Durch lassrichtung geschaltet ist.
2. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die Piezowiderstände (S1 bis S4; 2a bis
2d) Diffusionswiderstände sind.
3. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1
oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die bipolare Bandab
standsreferenz aufweist:
einen ersten Verbindungspunkt (79), der mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (78), der mit dem zwei ten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (71, 72, 74), die mit ihren jeweiligen ersten Anschlüssen mit dem ersten Verbindungspunkt (79) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (75), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Span nungsabfalleinrichtung (71), über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) und über seine Steu erelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode ver bunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (76), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zwei ten Spannungsabfalleinrichtung (72) und über seine Steuer elektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (76) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (73), die über ihren ersten Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zwei ten bipolaren Transistors (76) und über ihren zweiten An schluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (77) aufweist, der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannngsabfalleinrichtung (74), und über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) ver bunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (78, 79) die Referenzspannung (Vref) ist. (Fig. 17)
einen ersten Verbindungspunkt (79), der mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (78), der mit dem zwei ten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (71, 72, 74), die mit ihren jeweiligen ersten Anschlüssen mit dem ersten Verbindungspunkt (79) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (75), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Span nungsabfalleinrichtung (71), über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) und über seine Steu erelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode ver bunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (76), der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zwei ten Spannungsabfalleinrichtung (72) und über seine Steuer elektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (76) verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (73), die über ihren ersten Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zwei ten bipolaren Transistors (76) und über ihren zweiten An schluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (77) aufweist, der über seine erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannngsabfalleinrichtung (74), und über seine zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (78) ver bunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (78, 79) die Referenzspannung (Vref) ist. (Fig. 17)
4. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1
bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung (1)
einen zweiten Spannungseingangsanschluß (3d) zum Aufnehmen
einer ersten Spannung, die einen kleineren absoluten Wert
als die Versorgungsspannung besitzt, aufweist, daß die
Brückenschaltung (1) entsprechend der Differenzspannung
zwischen der ersten Spannung und der Versorgungsspannung
arbeitet und daß die Referenzspannung der Referenzspan
nungsquelle (18) einen positiven Temperaturkoeffizienten
besitzt.
5. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 4, dadurch
gekennzeichnet, daß die Brückenschaltung (1) einen zweiten
Spannungseingangsanschluß (3d) zum Aufnehmen einer zweiten
Spannung, deren Absolutwert grösser als die Versorgungs
spannung ist, aufweist, daß die Brückenschaltung (1) ent
sprechend der Differenzspannung zwischen der zweiten Span
nung und der Versorgungsspannung arbeitet und daß die Re
ferenzspannung der Referenzspannungsquelle (18) einen nega
tiven Temperaturkoeffizienten besitzt.
6. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die bipolare Bandabstandsreferenz auf
weist:
einen mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbun denen ersten Verbindungspunkt (59),
einen mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle verbun denen zweiten Verbindungspunkt (58),
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem er sten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs abfalleinrichtung (51), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen Steuerelektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (55) ver bunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren er ster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipo laren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (57) aufweist, des sen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungs punkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) die Referenzspannung (Vref) ist. (Fig. 15)
einen mit dem ersten Anschluß der Stromquelle verbun denen ersten Verbindungspunkt (59),
einen mit dem zweiten Anschluß der Stromquelle verbun denen zweiten Verbindungspunkt (58),
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem er sten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungs abfalleinrichtung (51), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen Steuerelektrode mit der Steuerelektrode des ersten bipolaren Transistors (55) ver bunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren er ster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des zweiten bipo laren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen dritten bipolaren Transistor (57) aufweist, des sen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der dritten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des zweiten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungs punkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) die Referenzspannung (Vref) ist. (Fig. 15)
7. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 1, dadurch
gekennzeichnet, daß die bipolare Bandabstandsreferenz auf
weist:
einen ersten Verbindungspunkt (59), der mit einem er sten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (58), der mit einem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem er sten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (60), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfalleinrichtung (51) und dessen Steuerelektrode mit sei ner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des ersten bipolaren Transistors (60), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen dritten bipolaren Transistor (61), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen zweite Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten bipolaren Transistors verbunden ist,
einen vierten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten bipolaren Transistors (61) und dessen Steuerelektrode mit seiner er sten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren er ster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des vierten bipo laren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen fünften bipolaren Transistor (57) aufweist, des sen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungs punkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) eine Referenzspannung (Vref) ist. (Fig. 16)
einen ersten Verbindungspunkt (59), der mit einem er sten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
einen zweiten Verbindungspunkt (58), der mit einem zweiten Anschluß der Stromquelle verbunden ist,
erste, zweite und dritte Spannungsabfalleinrichtungen (51, 52, 54), deren jeweilige erste Anschlüsse mit dem er sten Verbindungspunkt (59) verbunden sind,
einen ersten bipolaren Transistor (60), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der ersten Spannungsabfalleinrichtung (51) und dessen Steuerelektrode mit sei ner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen zweiten bipolaren Transistor (55), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des ersten bipolaren Transistors (60), dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) und dessen Steuerelektrode mit seiner ersten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
einen dritten bipolaren Transistor (61), dessen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungs abfalleinrichtung (52) und dessen zweite Elektrode mit der Steuerelektrode des dritten bipolaren Transistors verbunden ist,
einen vierten bipolaren Transistor (56), dessen erste Elektrode mit einer zweiten Elektrode des dritten bipolaren Transistors (61) und dessen Steuerelektrode mit seiner er sten oder zweiten Elektrode verbunden ist,
eine vierte Spannungsabfalleinrichtung (53), deren er ster Anschluß mit einer zweiten Elektrode des vierten bipo laren Transistors (56) und deren zweiter Anschluß mit dem zweiten Verbindungspunkt (58) verbunden ist, und
einen fünften bipolaren Transistor (57) aufweist, des sen erste Elektrode mit einem zweiten Anschluß der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (54), dessen Steuerelektrode mit der ersten Elektrode des vierten bipolaren Transistors (56) und dessen zweite Elektrode mit dem zweiten Verbindungs punkt (58) verbunden ist,
wobei eine Potentialdifferenz zwischen dem ersten und dem zweiten Verbindungspunkt (58, 59) eine Referenzspannung (Vref) ist. (Fig. 16)
8. Halbleitereinrichtung nach einem der Patentansprüche 1
bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungswandler
(100a bis 100l) eine erste Spannungsabfalleinrichtung (20)
mit variablem Widerstandswert,
einen Operationsverstärker (19) mit einem nicht inver tierenden Eingangsanschluß zum Aufnehmen des Ausgangssi gnals der Referenzspannungsquelle (18), die die Referenzspannung erzeugt, und mit einem invertierenden Eingangsan schluß, der mit einem zweiten Anschluß der ersten Span nungsabfalleinrichtung verbunden ist, wobei der Operations verstärker (19) die Potentialdifferenz zwischen invertie rendem und nicht invertierendem Eingangsanschluß verstärkt und die verstärkte Potentialdifferenz ausgibt, und
eine zweite Spannungsabfalleinrichtung (21) aufweist, deren erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß des Opera tionsverstärkers (19) und dessen zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (19) verbunden ist,
wobei die Widerstandswerte der ersten und der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (20, 21) identische Temperatur koeffizienten besitzen und
wobei die Treiberspannung am Ausgangsanschluß des Ope rationsverstärkers (19) abgegeben wird.
einen Operationsverstärker (19) mit einem nicht inver tierenden Eingangsanschluß zum Aufnehmen des Ausgangssi gnals der Referenzspannungsquelle (18), die die Referenzspannung erzeugt, und mit einem invertierenden Eingangsan schluß, der mit einem zweiten Anschluß der ersten Span nungsabfalleinrichtung verbunden ist, wobei der Operations verstärker (19) die Potentialdifferenz zwischen invertie rendem und nicht invertierendem Eingangsanschluß verstärkt und die verstärkte Potentialdifferenz ausgibt, und
eine zweite Spannungsabfalleinrichtung (21) aufweist, deren erster Anschluß mit einem Ausgangsanschluß des Opera tionsverstärkers (19) und dessen zweiter Anschluß mit dem invertierenden Eingangsanschluß des Operationsverstärkers (19) verbunden ist,
wobei die Widerstandswerte der ersten und der zweiten Spannungsabfalleinrichtung (20, 21) identische Temperatur koeffizienten besitzen und
wobei die Treiberspannung am Ausgangsanschluß des Ope rationsverstärkers (19) abgegeben wird.
9. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 8, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung
(20) mehrere Widerstände (20 -1 bis 20 -n) und mehrere in
Reihe mit dem Widerstand geschaltete Verbindungen (22 -1 bis
22 -n) aufweist, wobei die Verbindungen selektiv unterbrech
bar sind, um den Widerstandswert der ersten Spannungsab
falleinrichtung (20) variieren zu können. (Fig. 2, Fig. 7)
10. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 9, dadurch
gekennzeichnet, daß die Verbindungen (22 -1 bis 22 -n) durch
einen Laser unterbrochen werden.
11. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 3, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung
(20) mehrere Widerstände (20 -1 bis 20 -n) und mehrere Dioden
(23 -1 bis 23 -n) aufweist, die parallel zu den Widerständen
derart geschaltet sind, daß sie eine Umkehrspannung erhal
ten oder in Gegenrichtung vorgespannt sind, und daß die Di
oden selektiv kurzgeschlossen werden, um einen Widerstandswert
der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) verändern
zu können. (Fig. 3, Fig. 8)
12. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 11, dadurch
gekennzeichnet, daß die umgekehrte Spannung an die Dioden
derart angelegt wird, daß in ihr ein Stromfluß hervorgeru
fen und sie zerstört werden, so daß ein Kurzschlußbereich
in einem pn-Übergang der Dioden zum Kurzschliessen der Di
oden (23 -1 bis 23 -n) ausgebildet wird.
13. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 12, dadurch
gekennzeichnet, daß die erste Spannungsabfalleinrichtung
(20) einen nichtflüchtigen Speicher (33)
mehrere Widerstände (20 -1 bis 20-n) und
Schaltelemente (32 -1 bis 32 -n) aufweist, die in Reihe mit den Widerständen geschaltet und in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Informa tion in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht sind,
wobei im nichtflüchtigen Speicher (33) Information ge speichert ist, durch die das Schaltelement selektiv in lei tenden oder nichtleitenden Zustand gebracht wird, so daß der Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) variiert werden kann. (Fig. 4, Fig. 9)
mehrere Widerstände (20 -1 bis 20-n) und
Schaltelemente (32 -1 bis 32 -n) aufweist, die in Reihe mit den Widerständen geschaltet und in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter Informa tion in leitenden oder nichtleitenden Zustand gebracht sind,
wobei im nichtflüchtigen Speicher (33) Information ge speichert ist, durch die das Schaltelement selektiv in lei tenden oder nichtleitenden Zustand gebracht wird, so daß der Widerstandswert der ersten Spannungsabfalleinrichtung (20) variiert werden kann. (Fig. 4, Fig. 9)
14. Halbleitereinrichtung nach Patentanspruch 8, dadurch
gekennzeichnet, daß der Spannungswandler (100j) einen
nichtflüchtigen Speicher (33) zum Speichern von bei der Um
wandlung der Referenzspannung verwendeten Informationen,
einen Digital/Analog-Wandler (34), der das Ausgangssi gnal der Referenzspannungsquelle (18) an seinem Eingangsan schluß empfängt und die Referenzspannung in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter In formation umwandelt und diese umgewandelte Spannung abgibt, und
eine Spannungsfolgerschaltung (101) aufweist, deren Eingangsanschluß mit einem Ausgangsanschluß des Digital/Analog-Wandlers (34) zum Anlegen der Treiberspannung an die Brückenschaltung (1) verbunden ist. (Fig. 5, Fig. 10).
einen Digital/Analog-Wandler (34), der das Ausgangssi gnal der Referenzspannungsquelle (18) an seinem Eingangsan schluß empfängt und die Referenzspannung in Übereinstimmung mit in dem nichtflüchtigen Speicher (33) gespeicherter In formation umwandelt und diese umgewandelte Spannung abgibt, und
eine Spannungsfolgerschaltung (101) aufweist, deren Eingangsanschluß mit einem Ausgangsanschluß des Digital/Analog-Wandlers (34) zum Anlegen der Treiberspannung an die Brückenschaltung (1) verbunden ist. (Fig. 5, Fig. 10).
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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