DE4237879A1 - Auswerteschaltung für einen Induktivsensor - Google Patents

Auswerteschaltung für einen Induktivsensor

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Description

Stand der Technik
Die Erfindung betrifft eine Auswerteschaltung für einen Induktiv­ sensor, insbesondere für einen Wirbelstromsensor nach der Gattung des Hauptanspruchs.
Zur Ermittlung der Position eines Teiles, beispielsweise eines Stellgliedes bei einer Regleranordnung ist es bekannt, induktive Stellungsgeber einzusetzen bei denen sich in Abhängigkeit der Stel­ lung eine Änderung der Induktivität mindestens einer, vorzugsweise zweier Spulen einstellt. Der jeweils vorliegende Induktivitätswert ist dann ein Maß für die Stellung. Üblicherweise sind solche Schal­ tungsanordnungen mit einer Oszillatorschaltung und umschaltbaren Schwingkreiszweigen ausgestattet. Ein solcher Induktivsensor bzw. die zugehörige Auswerteschaltung ist beispielsweise aus der US-PS 4 644 570 bekannt. Bei dieser bekannten Anordnung ist das Stellungserfassungselement als Differentialsensor ausgebildet, dies bedeutet, daß sich die beiden Induktivitäten gegensinnig in Abhän­ gigkeit von der erfaßten Stellung verändern. Die beiden Spulen, die nach dem Wirbelstromprinzip mit einem Kern zusammenarbeiten, der je nach Stellung sich der einen Spule entsprechend nähert während er sich von der anderen Spule entfernt, werden wechselweise mit einem Kondensator verbunden, so daß sich in der einen Stellung ein erster Schwingkreiszweig und in der anderen Stellung ein zweiter Schwing­ kreiszweig ergibt. Beide Schwingkreiszweige werden nacheinander mit einem Oszillator einer Oszillatorschaltung betrieben, wobei sich aufgrund der stellungsabhängigen Induktivitätswerte die zugehörigen Eigenfrequenzen einstellen. Die Auswertung dieser Eigenfrequenzen erlaubt damit eine Stellungsbestimmung.
Ein Nachteil des bekannten Induktivsensors bzw. der zugehörigen Aus­ werteschaltung ist, daß sie nur eine relativ geringe Empfindlichkeit aufweist und ferner nicht linear ist. Außerdem können durch das Um­ schalten der Schwingkreise Einschwingvorgänge auftreten, die das Meßergebnis verfälschen. Ein weiterer Nachteil besteht darin, daß das Ausgangssignal analog oder pulsweitenmoduliert ist, so daß vor einer digitalen Weiterverarbeitung ein Analog-Digital-Wandler benö­ tigt wird.
Vorteile der Erfindung
Die erfindungsgemäße Auswerteschaltung für einen Induktivsensor hat den Vorteil, daß das Ausgangssignal unmittelbar digital vorliegt. Dies ist möglich, da auch der ausgangsseitige Teil der erfindungs­ gemäßen Auswerteschaltung digital arbeitet. Da die Auswertung des Sensorsignales in äquidistanten Zeitabständen erfolgt, sind die Voraussetzungen für eine rein digitale Weiterverarbeitung gegeben.
Vorteilhaft ist auch, daß der Sensor-Oszillator aus einem schaltba­ ren LC-Parallelschwingkreis mit hochohmiger Anregung besteht, so daß die Auswerteschaltung in C-MOS-Technik integrierbar ist. Dabei wird vorteilhafterweise ein digitaler Colpitts-Oszillator eingesetzt.
Die Bildung des differentiellen Zählerstandes durch Subtraktion der Zählerstände die von der einen und der anderen Spule verursacht wer­ den, wobei pro Auswerteintervall alternierend der Zählerstand der einen Induktivität oder der anderen Induktivität ermittelt und der zweite Zählerstand zwischengespeichert wird, ergibt eine besonders vorteilhafte Verdopplung der Signalauflösung gegenüber den bekannten Verfahren.
Das Einschwingverhalten des Sensor-Oszillators ist fest mit zwei Schwingungsperioden. Die Auszählung der N-Schwingungsperioden des Sensor-Oszillators erfolgt durch einen selbstsperrenden Teiler, damit ist eine vorteilhafte zeitsynchrone Signalauswertung möglich. Eine Overflow-Einrichtung zur Fehleranzeige ermöglicht die Erkennung einer Fehlfunktion bei Überschreitung des synchronen Zeitrahmens im Verlauf der Auswertung. Eine Reset-Einrichtung ermöglicht eine defi­ nierte Rücksetzung der gesamten Schaltung.
Zeichnung
Die Erfindung wird im folgenden anhand der Fig. 1 bis 4 näher er­ läutert. Es zeigen dabei die Fig. 1 einen Induktiv-Sensor mit einem Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Auswerteschaltungsanord­ nung. Fig. 2 einen digitalen Colpitts-Oszillator zur Anregung des Sensors nach Fig. 1 eingesetzt wird. Fig. 3 zeigt den zeitlichen Zusammenhang für einen Frequenzteiler mit N=2 und Fig. 4 eine Regleranordnung, mit der der erfindungsgemäße Sensor samt Sensoraus­ werteschaltung besonders vorteilhaft zusammenarbeitet.
Beschreibung
In Fig. 1 ist der Sensor, dessen Ausgangssignal ausgewertet werden soll, mit 10 bezeichnet, er setzt sich zusammen aus einem bewegli­ chen Kern 11 und zwei Spulen mit den Induktivitäten L1 und L2, die sich in Abhängigkeit von der Stellung des Kerns 11 verändern.
Der Sensor 10 ist über eine geschirmte Leitung 12 mit der eigent­ lichen Auswerteschaltung 13 verbunden. Die Verbindung zwischen Sen­ sor 10 und Auswerteschaltung 13 erfolgt dabei so, daß die Verbindung zwischen den beiden Induktivitäten L1 und L2 auf einen Kondensator CS1 der Auswerteschaltung 13 führt und die beiden entgegengesetzten Anschlüsse der Induktivitäten L1 und L2 auf zwei Eingänge eines Analog-Schalters 14 der Auswerteschaltung 13 führen.
Der Analog-Schalter 14 ist über einen Oszillator 15, beispielsweise den in Fig. 2 dargestellten Colpitts-Oszillator mit einem Frequenz­ teiler 16 verbunden, der die Sendefrequenz fSen des Oszillators 15 auf die Frequenz fSen/N herunterteilt, wobei N ein beliebiger ganzzahliger Wert ist, beispielsweise N=2. Zwischen dem Eingang des Oszillators 15 und Masse liegt ein Kondensator CS2.
Der Frequenzteiler 16 weist zwei Ausgänge auf, ein erster führt auf ein Flip-Flop 17, beispielsweise ein Toggle-Flip-Flop, dessen Aus­ gänge auf den Analogschalter 14 führen. Der zweite Ausgang des Frequenzteilers 16 führt auf einen Zähler 18, dem Signale eines zweiten Oszillators 19 zugeführt werden, wobei die Frequenz dieses Oszillators wesentlich höher ist, als die des Oszillators 15.
Über einen zweiten Eingang werden dem Frequenzteiler 16 Synchroni­ sationssignale zugeführt. Diese werden über einen Anschluß Sync der Auswerteschaltung 13 zugeführt und gelangen dort in einen Block zur Startsynchronisation 20, dem außerdem noch die Ausgangssignale des Oszillators 15 zugeführt werden. Über eine Verzögerungseinrichtung 21 ist die Startsynchronisation 20 mit dem Frequenzteiler 16 verbun­ den, ein anderer Ausgang der Startsynchronisation 20 führt auf den "Clear"-Eingang des Zählers 18.
Der Zähler 18 führt auf zwei Register 22, 23, die ihrerseits mit einer arithmetisch logischen Einheit 24 verbunden sind, an deren Ausgang das digitale Ausgangssignal sd bereitsteht.
Die Auswerteschaltung 13 weist außerdem noch einen Block zur Über­ laufdetektion 25 auf, dem Signale vom Frequenzteiler 16 und vom Syn­ chronisationseingang Sync zugeführt werden und an dessen Ausgang ein einen Überlauffehler anzeigendes Signal entsteht. Eine Reset-Ein­ richtung 26 erhält entsprechende Rücksetzsignale über einen Anschluß Reset.
In Fig. 2 ist ein digitaler Colpitts-Oszillator dargestellt, ein solcher Oszillator kann in vorteilhafter Weise als Oszillator 15 verwendet werden. Er weist im Vergleich zu anderen bekannten Oszil­ latoren eine besonders gute Frequenz-Stabilität auf. Wird auf diese Frequenz-Stabilität verzichtet, kann auch ein anderer Oszillator als Oszillator 15 eingesetzt werden.
Der digitale Colpitts-Oszillator nach Fig. 2, umfaßt die beiden Sensorinduktivitäten L1 und L2, eine Reihenschaltung zweier Wider­ stände R1 und R2, die zwischen der Batteriespannung Ub und Masse liegen und über eine Verstärker-Anordnung V1 mit jeweils einer Seite der beiden Induktivitäten L1 und L2 verbunden sind. Derselbe Verbin­ dungspunkt führt über einen Verstärker V2 zu einem Ausgang an dem das Signal fSen abgenommen werden kann.
Eine Reihenschaltung zweier Kondensatoren CS1 und CS2, deren Verbin­ dungspunkt auf Masse liegt, ist mit den Induktivitäten L1 und L2 verbunden und führt über einen Kondensator CK auf den Spannungstei­ ler R1, R2.
Als Analog-Schalter dienen vier zu sogenannten Transmission Gates verschaltete Feldeffekttransistoren TG1 und TG2, die zwischen den Induktivitäten L1 und L2 unter Verbindung zwischen den Kondensatoren C2S und CK liegen und die angesteuert werden über einen Verstärker V3, dem das Eingangssignal Sel zugeführt wird.
In Fig. 3 ist der zeitliche Zusammenhang beispielhaft für einen Teilerfaktor von N=2 des Frequenzteilers 16 aufgetragen, dabei zeigt Fig. 3a den Zählerstand über der Zeit t als gestrichelte Linien und die Registerinhalte als durchgezogene Linien, 3b die Oszillator-Frequenz fosc über der Zeit und Fig. 3c die Sensor-Fre­ quenz ebenfalls über der Zeit. Mit TSync, TSen1,2 und TBusy sind die Periodendauer des Synchronisationssignales, die Schwin­ gungsdauer des Sensors und die für N=2 bestehende doppelte Perioden­ dauer des Signales Busy bezeichnet. Der Umschaltzeitpunkt ist mit U bezeichnet und der Zeitpunkt der Registerübernahme mit R. Die Bedeu­ tung der Bezeichnungen sind der nun folgenden Beschreibung der Sen­ sor-Auswerteschaltung zu entnehmen.
Über den Eingang SYNC wird der Schaltungsanordnung 13 ein Synchroni­ sationssignal zugeführt, das zur Synchronisation bei der Auswertung des Sensorsignales dient. Dieses Signal ist ein Rechtecksignal, jede positive Flanke des Synchronisationssignales löst eine erneute Wand­ lungsphase aus, wobei unter einer Wandlungsphase das Auszählen der N-fachen Schwingungsdauer des Sensor-Oszillators mit der Induktivi­ tät L1 oder L2 im Schwingkreis zu verstehen ist. Mit diesem Start­ impuls wird gleichzeitig der gemeinsame Zähler 18 über das Signal "Clear" zurückgesetzt.
Nach einer Verzögerung von zwei Sensortaktperioden Tsen, die aus­ gelöst wird durch die Verzögerungseinrichtung 21 wird der program­ mierbare Frequenzteiler 16, der bis zu diesem Zeitpunkt in einem Haltezustand verweilt, mit dem Teilerfaktor N geladen und zum Zählen freigegeben. Durch die Freigabe des Teilers geht das Signal "BUSY" vom logischen Zustand 0 in den Zustand 1 über, dadurch wird der Takteingang "ENABLE" des Zählers 18 aktiviert.
Die nachfolgenden N-Taktperioden des Sensor-Oszillators 15 werden nun vom Frequenz-Teiler 16 ausgezählt. Während dieser Zeit erhöht sich der Zählerstand des Zählers 18 mit der Taktfrequenz fosc, die im Oszillator 19 erzeugt wird und wesentlich höher ist als die Fre­ quenz des Oszillators 15 fsen. Durch diese Frequenzwahl ist eine möglichst hohe Auflösung des Sensorsignales gewährleistet.
Erreicht der Teiler 16 einen Zählerstand, der zur selbständigen Blockierung des Teilers, d. h. zum Übergang in einen Haltezustand führt, nimmt das Signal "BUSY" wiederum den logischen Zustand 0 an und desaktiviert dadurch den Takteingang des Zählers 18, so daß der erreichte Zählerstand beibehalten wird. Gleichzeitig signalisiert der Teiler 16 mit einem Impuls, also mit einem Sprung von 0 auf 1 an das Toggle-Flip-Flop 17 das Ende der Wandlungsphase.
Mit der ansteigenden Flanke dieses Impulses kehrt sich der Speicher­ zustand des Toggle-Flip-Flop 17 um. Die dabei am Ausgang Q bzw. Q erzeugte positive Signalflanke sorgt für die Übernahme des Zähler­ inhaltes in das Register 22 bzw. 23.
Durch das Toggle-Flip-Flop 17 wird also abwechslungsweise jeweils eines der Register 22, 23 mit dem Zählerstand geladen. Die den Registern nachgeschaltete arithmetisch logische Einheit 24 subtra­ hiert deren Inhalte voneinander. Das daraus resultierende digitale Ergebnis Sd wird als digitales Sensorausgangssignal beispielsweise einem digitalen Regler, beispielsweise dem in Fig. 4 dargestellten digitalen Regler als Ist-Wert zugeführt.
Durch die Verbindung der Steuereingänge des Analog-Schalters 14 am Sensor-Oszillator 15 mit den Flip-Flop-Ausgängen Q und Q ändert sich mit der Zustandsumkehrung des Toggle-Flip-Flops 17 auch die Stellung des Analog-Schalters 14, womit am Ende jeder Wandlungsphase die In­ duktivität im Sensor-Schwingkreis gewechselt wird, also beispiels­ weise eine Umschaltung von L1 auf L2 oder L2 auf L1 erfolgt.
Die verbleibende Zeit bis zur nächsten positiven Flanke des Syn­ chron-Signales SYNC steht dem Sensor-Schwingkreis zusätzlich zur festen Verzögerungszeit von 2 Tsen, die im Verzögerungsblock 21 erzeugt wird, als zusätzliche Einschwingzeit zur Verfügung.
Wenn die Wandlungsphase des Teilers 16 vor dem Auftreten des näch­ sten Synchronsignales noch nicht abgeschlossen ist, tritt in der Auswerteschaltung ein Überlauffehler auf. Dieser Fehler wird von der Einrichtung Überlaufdetektion 25 durch eine Verknüpfung der Signale SYNC und BUSY erkannt, die dazu beide der Überlaufdetektion 25 zuge­ führt werden.
Dieser Überlauffehler ist anzeigbar, für seine Beseitigung stehen mehrere Maßnahmen zur Verfügung, beispielsweise die Verringerung der Frequenz des Synchronisationssignales, die Verkleinerung der Kapazi­ tät der Kondensatoren CS1, CS2 oder die Herabsetzung der Teilerzahl N, wobei jeweils die geeignetste Maßnahme auswählbar ist.
Mit Hilfe der Reset-Einrichtung 26 der ein entsprechendes Reset-Signal zugeführt wird, läßt sich die gesamte Auswerteschaltung 13 in einen definierten Ausgangszustand versetzen. Im Falle einer Aktivierung werden beide Register 22, 23 sowie der Zähler 18 auf 0 zurückgesetzt, ein von der Überlaufdetektion 25 angezeigter Über­ lauffehler wird gelöscht und das Toggle-Flip-Flop 17 in einen defi­ nierten Zustand gesetzt und der Teiler 16 in einen Haltezustand gebracht.
Die Erkennung der erreichbaren Auflösung des digitalen Sensor-Aus­ gangssignales ist mit Fig. 3 möglich. Dabei ist die Auflösung A als die erforderliche Anzahl an Binärstellen zur dualen Darstellung des betragsmäßig größten Sensor-Ausgangssignales ΔZmax zuzüglich einem Bit zur Berücksichtigung der Vorzeichenumkehrung definiert. Die weiteren noch benötigten Größen lassen sich aus dem Auswerte­ verfahren ableiten, es gilt:
A. Auszählen der N-fachen Schwingungsdauer des Sensor-Oszillators mit den Induktivitäten L1 und L2:
Z1 = N * Tsen1 * fosc: Register 1
Z2 = N * Tsen2 * focs: Register 2
wobei gilt:
Dabei ist die Zählfrequenz des Hilfsozillators viel größer als die Zählfrequenz des Oszillators, es gilt also:
Tosc « Tseni
Das Ergebnis wird in einem Register bzw. in Registern abgelegt.
B. Bildung der zeitlichen Differenz bzw. Subtraktion der Registerinhalte:
Für kleine Induktivitätsänderungen bei einer Stellungsänderung gilt damit näherungsweise:
Die Wegänderung Δs ist dabei mit guter Näherung der Induktivitäts­ änderung proportional es gilt also:
Δs ≚ ΔL/L1 und Δs ≚ ΔZ
Für eine optimale Auswertung muß noch folgende Bedingung erfüllt sein:
Es gilt dann:
Z < Tsyn * fosc * ΔL/2L1
Aus den o. g. Beziehungen und den Zusammenhängen der Fig. 3 wird deutlich, daß die Frequenz des Hilfsozillators und die Periodendauer des Synchronsignales Tsyn den größten Einfluß auf die erreichbare Auflösung A ausüben. Durch Verdoppelung der Oszillator-Frequenz oder der Periodendauer des Synchronsignales läßt sich die Auflösung A der Anordnung um jeweils ein Bit erhöhen, A entspricht dabei der Anzahl der Binärstellen für ΔZmax bei dualer Darstellung, es gilt dann:
A = Log2 (fosc) + Log2(Tsyn) + Log2(ΔL/2L1max)
A ≅ Log2(fosc)
Zum Betreiben der Auswerteschaltung 13 müssen die Schwingkreiskapa­ zität C bzw. CS1, CS2 bei einem digitalen Colpitts-Oszillator, die Teilerzahl N sowie die Frequenz des Hilfsozillators geeignet fest­ gelegt werden. Als Vorgabe lassen sich für Wirbelstrominduktivitäten von 12-18 µH die Periodendauer des Synchronsignales zu 100 Mikrosec. und die zu erreichende Auflösung des digitalen Sensor­ ausgangssignales mit 9 oder 10 Bit festlegen.
Zusätzlich sind Forderungen nach einer möglich guten Auslastung der Periodendauer des Synchronisationssignales bezüglich der Dauer der Wandlungsphase und einem genügend großen Abstand der Schwingkreis­ kapazität von den parasitären Leitungskapazitäten CP mit 100-200 pF/m zu erfüllen.
Wird der in Fig. 1 dargestellte Sensor samt der dazugehörigen Aus­ werteschaltung bei einer Regelungsanordnung, wie sie beispielsweise aus der noch nicht veröffentlichten Deutschen Patentanmeldung P 41 17 815.7 bekannt ist, eingesetzt, kann das digitale Ausgangssignal Sd der Auswerteschaltung 13 direkt als Istwert für die Regelung ver­ wendet werden, wenn der Sensor selbst als Istwertgeber verwendet wird. In Fig. 4 ist die Gesamtanordnung dargestellt, wobei der Regler lediglich als Block 27 mit einem Rechenwerk 29, einer Bus-Schnittstelle 30, Speichern RAM zur Parameterspeicherung, ROM für die Programme der Ablaufsteuerung und einer Endstufenansteuerung 31, der die Stellgröße SG vom Rechenwerk 29 zugeführt wird, ange­ geben wird. Sein Aufbau uns seine Funktionsweise sind der erwähnten Patentanmeldung zu entnehmen.
Es soll hier lediglich dargestellt werden, daß der Regler 27 mit Ausnahme der zugehörigen Leistungshalbleiter 28 auf einem einzigen Chip integrierbar ist, diesem integrierten Regler, der dem Steller 32 ansteuert, dessen Position mit dem Sensor 10 bestimmt wird, kann das digitale Ausgangssignal der Auswerteschaltung 13 direkt zuge­ führt werden, ohne daß ein Analog-Digitalwandler erforderlich ist.
Als Schnittstelle zwischen dem Sensor und der digitalen Auswerte­ schaltung, die ebenfalls auf dem Chip integrierbar ist, kann eine standardisierte Bus-Schnittstelle 30 für Microcomputer verwendet werden.
Es ist bei dieser Anordnung eine Verlagerung der Arithmetischen Logischen Einheit 24 ins Rechenwerk möglich, wodurch eine Reduzierung des Hardwareaufwandes für den Sensor selbst erhalten wird.

Claims (10)

1. Auswerteschaltung für einen induktiven Lagesensor mit wenigstens zwei Spulen, deren Induktivitäten sich in Abhängigkeit der zu ermit­ telnden Stellung gegensinnig ändern, mit einem Oszillator, der über Schaltmittel abwechselnd mit einer Induktivitäten verbindbar ist, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal des Oszillators (15) einem Teiler (16) zuführbar ist, der ein Flip-Flop (17) und einen Zähler (18) ansteuert, wobei der Zähler (18) Pulse eines weiteren Oszillators (19) zählt und die Zählwerte speicherbar sind und in einer Arithmetischen Logischen Einheit (24) zu Erzeugung eines digi­ talen Ausgangssignales verarbeitet werden.
2. Auswerteschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Teiler ein selbstblockierender Frequenzteiler ist, mit einem Teilerfaktor N.
3. Auswerteschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Teilerfaktor N jeden beliebigen ganzzahligen Wert annehmen kann.
4. Auswerteschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß das Flip-Flop (17) ein Toggle-Flip-Flop ist, mit Ausgängen Q, Q, die mit dem Schalter (14) verbunden sind, der in Abhängigkeit vom Zustand an Q, Q umschaltet.
5. Auswerteschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß ein Synchronisationssignal den Zähler und nach einer in der Verzögerungseinrichtung (21) bewirkten Verzögerung den Teiler (16) ansteuert.
6. Auswerteschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß eine Überlaufdetektion (25) vorgesehen ist, die einen Überlauffehler anzeigt.
7. Auswerteschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß eine Reseteinrichtung (26) vorgesehen ist, die eine definierte Rücksetzung der Auswerteschaltung (13) ermög­ licht.
8. Auswerteschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß der Oszillator (15) ein digitaler Colpitts- Oszillator ist.
9. Auswerteschaltung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz des Oszillators (15) wesentlich kleiner ist als die Frequenz des Oszillators (19).
10. Auswerteschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, da­ durch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (13) auf einem Chip in C-MOS-Technik aufgebracht ist.
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